EP2223426A1 - Verfahren zum betrieb einer rotierenden elektrischen maschine - Google Patents

Verfahren zum betrieb einer rotierenden elektrischen maschine

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EP2223426A1
EP2223426A1 EP08865335A EP08865335A EP2223426A1 EP 2223426 A1 EP2223426 A1 EP 2223426A1 EP 08865335 A EP08865335 A EP 08865335A EP 08865335 A EP08865335 A EP 08865335A EP 2223426 A1 EP2223426 A1 EP 2223426A1
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EP
European Patent Office
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switching state
trajectory
sampling time
values
fpga
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EP08865335A
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English (en)
French (fr)
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EP2223426B1 (de
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Georgios Papafotiou
Franz Zurfluh
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ABB Research Ltd Switzerland
ABB Research Ltd Sweden
Original Assignee
ABB Research Ltd Switzerland
ABB Research Ltd Sweden
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Publication date
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Priority to PL08865335T priority patent/PL2223426T3/pl
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Application granted granted Critical
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/30—Direct torque control [DTC] or field acceleration method [FAM]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the invention relates to the field of operating methods of rotating electrical machines. It is based on a method for operating a rotating electrical machine according to the preamble of the independent claims.
  • Today high power voltage converter circuits are used in many applications. Such a converter circuit commonly switches three voltage levels and is often used for the operation of rotating electrical machines, in particular in synchronous and asynchronous machines, which rotary electric machines usually have three stator windings. In a common method for operating a rotating electrical machine, it is connected in phase with such a direct current circuit having a DC circuit for switching generally m voltage levels, where m> 2.
  • the DC voltage circuit is in a converter circuit for switching typically three voltage levels through a first capacitor and a second connected in series with the first capacitor
  • the DC voltage circuit has a first main connection on the first capacitor, a second main connection on the second capacitor, and a partial connection formed by the two capacitors connected in series.
  • the converter circuit for switching three voltage levels comprises power semiconductor switches, which are connected in the usual way.
  • Fig. 1 an embodiment of a conventional three-phase converter circuit for switching three voltage levels is shown.
  • the phases of the converter circuit are generally connected to the DC voltage circuit according to a selected switching state combination of switching states of the power semiconductor switches of the converter circuit.
  • the phases of the converter circuit are accordingly connected to the first main connection, to the second main connection or to the partial connection according to a selected switching state combination of switching states of the power semiconductor switches of the converter circuit.
  • the selection of the corresponding switching state combinations takes place, for example, according to the well-known "Direct Torque Control" (DTC - JDirect Torque Control), in which the current actual value of the torque of the rotating electrical machine, the magnetic stator flux of the rotating electrical machine and the potential at the partial connection initially each with a associated predetermined range of values are compared.
  • the respective predetermined value range is or may be time-variant and is commonly determined by a higher-order control loop from reference values of the torque of the rotating electrical machine, the magnetic stator flux of the rotating electrical machine and the potential at the partial connection.
  • a switching state combination is selected from a table as a function of the preceding selected switching state combination so that the current value resulting from this switching state combination could at most be within the associated value range again Warranty exists.
  • a switching state combination is always only selected either with respect to the current actual value of the torque, the magnetic stator flux or the potential when the associated value range is exceeded. A common consideration of the current actual value of the torque, the magnetic stator flux and the potential does not take place.
  • a problem with a method described above for operating a rotating electrical machine by means of the known "direct torque control” is that there are typically several transitions between the preceding selected switching state combination and the currently selected switching state combination, which are illustrated in FIG. 2 as lines between the switching state combinations.
  • the switching state combinations and the transitions from one switching state combination to another are generally stored permanently in the table, wherein typically not all possible combinations of switching state combination according to FIG. 2 are stored in the table.
  • only one switching state combination is selected as a function of the preceding selected switching state combination with the associated transitions, which is stored in the table and which brings back the current value resulting from the selected switching state combination within the associated value range.
  • selected switching state combinations in particular with possibly fewer transitions to the previous selected switching state combination are not stored in the table.
  • multiple transitions between switching state combinations generate a large number of switching operations of the power semiconductor switches of the converter circuit, as a result of which the switching frequency of the power semiconductor switches increases.
  • such a high switching frequency generates heat losses (higher energy consumption) in the power semiconductor switches of the converter circuit, as a result of which the power semiconductor switches can age, damage or even be destroyed more quickly.
  • a method for operating a rotating electrical machine by means of which the switching frequency of power semiconductor switches of a converter circuit connected in phase with the rotating electrical machine can be reduced for the purpose of switching m voltage levels, where m> 2.
  • the phases of the converter circuit with the DC circuit are selected according to a selected switching state combination of switching circuits. States of power semiconductor switches of the converter circuit connected. The selection of this switching state combination takes place in the following further steps:
  • each switching state sequence being a sequence of determined switching state combinations of the N sampling times belonging to the respective switching state combination k at the start sampling instant k,
  • step (b) to (e) are typically carried out on a digital signal processor, wherein steps (b) to (e) are then, for example, as a loadable computer program are realized.
  • the multiplicity of calculation steps of the method according to EP 1 670 135 A1 represent a problem with regard to the computing power for a digital signal processor, so that very long and therefore unacceptable computing times of the digital signal processor and thus also long execution times of the method steps arise from which then a non-timely connection of the phases of the converter circuit with the DC circuit after the selected switching state combination of switching states of the power semiconductor switches may result.
  • the object of the invention is therefore to develop a method for operating a rotating electrical machine such that the computation time of the calculation steps of the method and thus the execution time of the method steps is as small as possible and which method switching state combinations with each associated Wheelmomenttra- jectorie and magnetic Statorhnetrajektorie, which torque trajectory or magnetic Statorhnetrajektorie outside the predetermined range of values are, can handle.
  • This object is solved by the features of claim 1 and by claim 2.
  • advantageous developments of the invention are given.
  • the rotating electrical machine is connected in phase with a converter circuit having a direct current circuit for switching m voltage levels, with m> 2.
  • the phases of the converter circuit are connected to the DC voltage circuit in accordance with a selected switching state combination of switching states of power semiconductor switches of the converter circuit. The selection of this switching state combination takes place in the following further steps: (b) starting with a start sampling instant k for a selectable number N sampling times:
  • the switching state combination is selected in the following further steps:
  • the switching status combination can also be selected according to the following further steps: (m) for each switching state sequence (SSK) and for the sampling instant k up to the sampling instant k + N determination of the maximum value (v max from the torque violation values (v M , k, - -, v M , k + N) and the stator flux violation values (v s , k, - -, v s , k + N) by means of the FPGA,
  • the digital signal processor used which is used for the method step (e1) , only for the necessary for the step (e1) of the method, the calculation steps used, so that step (e1) requires only a short computing time.
  • the intermediate state value sets calculated in step (e1) are advantageously already available after a very short time and can then be used directly by the FPGA, in particular for the method steps (d), ie for the method steps (b) and (c), and for the method steps (e2) to (k) are used, the FPGA also processes these method steps in a very short time, in particular by its possibility of parallel calculation of serial computation sequences.
  • the computing time of the calculation steps of the method and thus the execution time of the method steps can advantageously be kept small by using the FPGA in conjunction with the digital signal processor, so that the connection of the phases of the converter circuit with the DC voltage circuit after Selected switching state combination of switching states of the power semiconductor switch is always timely.
  • the optimum switching state combination always advantageously results from the preceding selected switching state combination and with respect to the number of transitions from the preceding selected switching state combination to the selected switching state combination and with respect to the respective predetermined value range for the rotating electrical machine torque and selected for the magnetic stator flux of the rotary electric machine.
  • This advantageously reduces the number of switching operations of the power semiconductor switches of the converter circuit and thus reduces the switching frequency of the power semiconductor switches.
  • the reduced switching frequency means that less heat losses are generated in the power semiconductor switches, as a result of which the power semiconductor switches age more slowly and can be largely protected against damage or destruction.
  • the respective value ranges are better respected overall.
  • the method according to the invention makes it possible to predict the behavior of the rotating electrical machine for more than one sampling instant for certain switching state sequences, the horizon of N sampling times after application of steps (a) to (k) by step (p) Sampling time is shifted and then but only the first switching state combination, in particular the k-th switching state combination, a switching state sequence is selected. A quality criterion then approximates or forms the switching frequency.
  • the switching state combinations with respect to all relevant quantities, in particular the torque and the magnetic stator flux are considered together when the associated value range is exceeded.
  • the optimum switching state combination is always selected with advantage for the case in which the respectively associated torque trajectory or the magnetic stator flux trajectory lies outside the predetermined value range.
  • the inventive method is capable of switching state combinations, each with associated torque trajectory and magnetic Statorhnetrajektorie, which exceptionally are half of the predetermined range of values to be able to handle. As a result, unrestricted operation of the rotary electric machine is now possible.
  • FIG. 1 shows an embodiment of a three-phase converter circuit for switching three voltage levels
  • FIG. 1 shows an embodiment of a three-phase converter circuit 2 for switching three voltage levels, wherein a rotating electrical machine 1 is connected in phase with a DC voltage circuit 3 converter circuit 2.
  • the rotary electric machine 1 may be connected to a converter circuit 2 for switching m voltage levels, in which case m> 2.
  • the DC voltage circuit 3 formed by a first capacitor Ci and by a series-connected to the first capacitor Ci second capacitor C 2 , wherein Ci value-wise substantially equal to C 2 .
  • the DC voltage circuit 3 according to the exemplary embodiment of a converter circuit for switching three voltage levels according to FIG.
  • the converter circuit according to FIG. 1 comprises a partial converter system 4 provided for each phase u, v, w, which is formed by a first switching group 5, by a second switching group 6 and by a third switching group 7, each switching group 5, 6 7 is formed by two series-connected power semiconductor switches. Furthermore, in each partial converter system 4, the first switching group 5 is connected to the first main terminal V + and the second switching group 6 is connected to the second main terminal V-.
  • the first switching group 5 is connected in series with the second switching group 6, wherein the connection point of the first switching group 5 with the second switching group 6 forms a phase connection.
  • the third switching group 7, which is designed as a terminal switching group, is connected to the first switching group 5, in particular to the connection point of the two series-connected power semiconductor switches of the first switching group 5.
  • the third switching group 7 is connected to the second switching group 6, in particular to the connection point of the two series-connected power semiconductor switches of the second switching group 6.
  • the third switching group 7, in particular the connection point of the two series-connected power semiconductor switches of the third switching group 7, is connected to the partial connection NP. According to FIG.
  • the power semiconductor switches of the first and second switching groups 5, 6 are designed as controllable bidirectional power semiconductor switches, the power semiconductor switches of the third switching group 7 being designed as unidirectional non-controllable power semiconductor switches. But it is also conceivable that the power semiconductor switch of the third switching group 7 are formed as controllable bidirectional power semiconductor switch.
  • the phases u, v, w of the converter circuit 2 which is generally a converter circuit 2 for switching m voltage levels, are now in a first step (a) with the DC voltage circuit 3 according to a selected switching state combination SK a, k of switching states of the power semiconductor switches of Umricht- Connection 2 connected.
  • a state diagram of switching state combinations of a converter circuit 2 for switching three voltage levels is shown by way of example in FIG.
  • step (b) starting with a start sampling instant k for a selectable number N sampling times, all permissible switching state combinations SK k ,..., SK k + N at each of the N sampling times, preferably starting from the respective preceding specific switching state combination SK k. 1 , where N> 1, and preferably wherein the first preceding specific switching state combination SK k-1 is the preceding selected switching state combination SK a k-1 , ie, at the sampling instant k-1.
  • switching state sequences SSK are formed for each determined switching state combination SK k for Startabtastzeitpraxis k, each switching state sequence SSK a sequence of k to the respective switching state combination SK k for Startabtastzeit Vietnamese associated specific switching state combinations SK k, ..., SK k + N of N sampling times is.
  • a switching state sequence SSK exemplarily represents a number of possible switching state combinations SK k ,..., SK k + N according to FIG. 2 along the associated lines to one of the possible switching state combinations SK k at the start sampling instant k.
  • step (d) the determination after step (b) and formation after step (c) by means of a Field Programmable Gate Arrays (FPGA).
  • step (e1) calculation of intermediate state value sets Y e , k , ---, Y e , k + N of the rotary electric machine 1 and the inverter circuit 2 for the start sampling time k to the sampling time k + N is performed by a digital signal processor.
  • step (e2) the state value sets X e , k , ---, X e , k + N are then calculated from switching state sequences SSK and from the calculated state intermediate value sets Y e , k , ---, Y e , k + N using the FPGA.
  • step (f) for each of the switching state sequences SSK, a torque trajectory M of the rotating electrical machine 1 and a magnetic stator flux trajectory ⁇ of the rotating electrical machine 1 are calculated from the calculated state value sets X e , k , ---, X e , k + N of the rotary electric machine and the inverter circuit for the start sampling time point k to the sampling time k + N calculated by the FPGA.
  • the torque trajectory M of the rotating electrical machine 1 and the magnetic stator flux trajectory ⁇ then contain trajectory values M ⁇ , k + 2, ⁇ ⁇ , M ⁇ , k + N and the trajectory values ⁇ , k + 2, ⁇ ⁇ , ⁇ , k + N-
  • Each of the aforementioned state intermediate value sets Y e , k,..., Y e , k + N includes, for example, two stator flux values ⁇ e si, k > ---, ⁇ SU + N; ⁇ e s2, k > --- > ⁇ eS2, k + N, two rotor flux values ⁇ eRi.k, ..., ⁇ eRi, k + N; ⁇ e R2, k .--- > ⁇ eR2, k + N and optionally a speed value V e , k,..., V e , k + N
  • V e , k + N For calculating the state intermediate value sets Y e ,
  • the calculation of the state value sets X e , k ,..., X e , k + N is iterative, ie for the calculation of the state value set X e , k + i at the sampling time k + 1, the preceding state intermediate value set Y ek at the sampling time k and the switching state sequences SSK are used for the specific switching state combinations SK k at the sampling time k.
  • the digital signal processor is therefore necessary only for the for the step (e1) of the process of the calculation steps, that is used to calculate the Goods stronglyenersdorf- ze Y e, k .- ", Y e, k + N.
  • step (e1 ) calculated surroundingsszwi- rule sets of values Y e, k, - .., Y e, k + N, with advantage after a very short time available and may be prepared by the FPGA then immediately to calculate the state value sets X e, k, ---, X e , k + N and then be used for calculating the torque trajectory M and the magnetic stator flux trajectory ⁇
  • a number of calculation steps are required for the calculation of a trajectory value M ⁇ , k, ⁇ ⁇ , M ⁇ , k + N of the torque trajectory M, such as additions, multiplications and the like necessary, these calculation steps are advantageously processed by the FPGA serially, so that a serial calculation sequence (so-called "pipelining") arises.
  • the calculation of a trajectory value ⁇ , k > ⁇ > ⁇ , k + N of the magnetic stator flux trajectory ⁇ is calculated by the FPGA in an analogous manner, the serial calculation sequence for calculating a trajectory value M ⁇ , k , ⁇ ⁇ , M ⁇ , k + N of the torque trajectory M advantageously parallel to the calculation sequence for calculating a trajectory value ⁇ ⁇ , k, ⁇ ⁇ , ⁇ , k + N of the magnetic Statorhnetrajektorie ⁇ runs in the FPGA, which can be effectively saved processing time.
  • the switching state combination (SK a, k ) is selected in the following steps (g) to (k) if the torque trajectory (M) is at the k th sampling time does not exceed a predetermined upper value range limit (y M , ma ⁇ ) or does not fall below a predefined lower value range limit (y M mm ) and if the magnetic stator flux trajectory ( ⁇ ) reaches a predetermined upper value range limit (ys m a x ) at the k th sampling time does not exceed or does not fall below a predefined lower value range limit (ys m i n ).
  • the switching state sequences SSK 3 are then selected by means of the FPGA, in which an associated torque trajectory M and a magnetic stator flux trajectory ⁇ at the (k + N) -th sampling time are each within a predetermined value range.
  • the torque M menttrajektorie the range of values defined by a predetermined upper value range limit yM.max and a predetermined lower value range limit y M, m ⁇ n.
  • the stator flux trajectory ⁇ the value range is determined by a predetermined upper value range limit ys.max and a predetermined lower value range limit y s , mm.
  • the respectively given value range is time-variant and is usually determined by a superordinate control circuit from reference values of the torque of the rotating electrical machine 1 and of the magnetic stator flux of the rotating electrical machine 1, with those skilled in the art knowing such control circuits.
  • a control loop is implemented on the digital signal processor, ie the range of values is provided by the digital signal processor.
  • the switching state sequences SSK 3 are selected in which the trajectory values M ⁇ , k, ⁇ ⁇ , M ⁇ , k + N of an associated torque trajectory M and the trajectory values ⁇ ⁇ , k, ⁇ ⁇ , ⁇ , k + N an associated magnetic Statorhnetrajekto- rie ⁇ with respect to the k-th sampling time to (k + N) th sampling time approaches the respective predetermined range of values.
  • step (h) is then the number of times n by means of the FPGA determined for each of the selected switching state sequences SSK 3 until the extrapolation of the trajectory values ⁇ m, k + ⁇ Ni, M, k + N of the associated torque trajectory M or the trajectory values ⁇ , k + N- 1 , ⁇ , k + N of the magnetic stator flux trajectory ⁇ with respect to the (k + N-1) th sampling time and (k + N) th sampling time outside the respective predetermined value range. is rich, ie until one of the extrapolations leaves the respective predetermined value range first or intersects the limits of the respective predetermined value range.
  • the above-mentioned determination by the FPGA also advantageously runs serially (so-called "pipelining")
  • the respective extrapolation for the two upper relevant torque trajectories M is shown in dashed lines in Fig. 3, the extrapolation of the one upper relevant torque trajectory M
  • the predetermined value range already leaves at k + 3
  • the extrapolation of the other upper relevant torque trajectory M which is bordered by dashed lines for better identification, but is still within the predetermined value range at k + 3.
  • step (i) the total number of switching transitions s of the associated specific switching state combinations SK k ,..., SK k + N is determined for each of the selected switching state sequences SSK 3 by means of the FPGA.
  • This determination by the FPGA also advantageously proceeds serially (so-called "pipelining").
  • a quality value c is calculated from the number of times n and the total number of switching transitions s by means of the FPGA.
  • the quality value c is calculated by dividing the total number of switching transitions s by the number of times n. This calculation by the FPGA advantageously proceeds serially (so-called "pipelining").
  • the particular switching state combination SK k at the start sampling instant k is then set as the selected switching state combination SK a , k by means of the FPGA, at which the quality value c of the associated selected switching state sequence SSK 3 is the smallest.
  • the aforementioned setting by the FPGA advantageously proceeds serially (so-called "pipelining").
  • step (I) instead of step (f1), the torque trajectory M at the kth sampling time now becomes a predetermined upper value range limit y M.
  • m a x exceeds or falls below a predetermined lower value range limit y M , m ⁇ n , by means of the FPGA on the upper and lower range limits y M , m m, yM, max related torque violation value v M , k , ..., v M , ⁇ + N for the sampling instant k to the sampling instant K + N.
  • step (m) for each switching state sequence SSK and for the sampling instant k up to the sampling instant K + N, the maximum value v max is calculated from the torque violation values VM, k.- -.
  • step (n) the sum Sv m a x x is then formed for the maximum values v max for each switching state sequence SSK.
  • step (o) that particular switching state combination SK k at the start sampling instant k is set as the selected switching state combination SK ak by means of the FPGA, in which the sum S vm a x of the maximum values v max is smallest.
  • N is constant for each of the steps (a) to (I).
  • the digital signal processor used which is used for the method step (e1) just for the sake of Step (e1) of the method necessary to use the calculation steps, so that step (e1) requires only a short computing time.
  • the intermediate state value sets Y e , k .---, Y e , k + N calculated in step (e1) are advantageously already available after a very short time and can then be used by the FPGA directly, in particular for the method steps (d), ie for the method steps (b) and (c), and for the method steps (e2) to (k) continue to be used, the FPGA these steps also in a very short time, in particular by its possibility of parallel calculation of serial Calculation sequences, processed.
  • the determination proceeds sequentially after step (h) to (k) through the FPGA.
  • the computing time of the calculation steps of the method and thus the execution time of the method steps can advantageously be kept small by using the FPGA in conjunction with the digital signal processor, so that the connection of the phases u, v, w of the converter circuit 2 with the DC voltage circuit 3 after selected switching state combination SK a, k of switching states of the power semiconductor switch is always timely.
  • steps (b) to (k) and in particular by the extrapolation it is also possible to make a prediction for the further behavior of the overall system, ie the rotating electrical machine 1 and the associated converter circuit 2, and thereafter with advantage always the optimal switching state combination SK a , k from the preceding selected switching state combination SK a, k-1 and with respect to the number of transitions from the previous selected switching state combination SK a, k -i to the selected switching state combination SK ak and with respect to the respective predetermined value range for the torque to select rotating electric machine 1 and for the magnetic stator flux of the rotary electric machine 1.
  • This advantageously reduces the number of switching operations of the power semiconductor switches of the converter circuit 2 and thus reduces the switching frequency of the power semiconductor switches. Due to the reduced switching frequency, the power semiconductor switches advantageously generate less heat losses and thus have lower energy consumption, so that the power semiconductor switches can age more slowly and can be largely protected from damage or destruction.
  • steps (I) to (o) it is advantageous for the case in which the respectively associated torque trajectory M or the magnetic stator flux trajectory ⁇ outside the predetermined range of values, the optimum switching state combination SK a , k is always selected.
  • the method according to the invention is able to handle switching state combinations with respectively associated torque trajectory M and magnetic stator flux trajectory ⁇ , which are outside the predetermined value range.
  • an unrestricted operation of the rotary electric machine 1 is advantageously possible.
  • the converter circuit 2 then has 3 m-2 partial connections NP at the DC voltage circuit.
  • step (f) of the method according to the invention this means that for each of the switching state sequences SSK there are additionally m-2 potential trajectories U NP for potentials at the m-2 partial junctions NP from state value sets X e , k , ---, X e , k + N of the rotary electric machine 1 and the inverter circuit 2 for the start sampling time point k to the sampling time point k + N are calculated by the FPGA.
  • the aforementioned calculation is carried out analogously to the already explained calculation of the corresponding torque trajectory M of the rotating electrical machine 1 and magnetic stator flux trajectory ⁇ of the rotating electrical machine 1.
  • the switching state sequences SSK 3 are selected by means of the FPGA which additionally associated m-2 Potentialtrajektorien U NP to the (k + N) -th sampling time are each within a predetermined value range, or in which, in addition, the trajectory values U N p, k, ..., UN P, k + N m associated -2 approximate the potential trajectories U NP with respect to the k-th sampling time to the (k + N) -th sampling time to the respective predetermined value range.
  • the value range is determined by a predetermined upper value range limit yNP.max and a predetermined lower value range limit yNP.mm.
  • n is determined by the FPGA until the extrapolation of the trajectory values M ⁇ , k + Ni, M ⁇ , k + N of the associated torque trajectory M or the trajectory values ⁇ , k + Ni, ⁇ , k ⁇ + N of the magnetic Statorhnetrajektorie or the trajectory values U N p, k + Ni, U N p, k + N m-2 Potentialtrajektorien U N p with respect to the (k + N -1) - th sampling time and (k + N) -th sampling time outside the respective pre- range of values. It is understood that for m> 3, steps (a) to (e2) and (i) to (k) are maintained.
  • steps (b) and (c) are generally suspended and a switching state sequence SSK is formed for the preceding selected switching state combination SK ak -i by means of the FPGA, wherein the switching state sequence SSK then precedes N preceding each other selected switching state combination SK ak is -I, and also the previous selected switching state combination SK ak -i as the selected switching state combination SK a, k is set by means of the FPGA and applied finally step (f) and subjected to the steps (f1) to (o) if the Trajectory values M ⁇ , k, ⁇ , M ⁇ , k + N of the associated torque trajectory M and the trajectory values ⁇ ⁇ , k, ⁇ ⁇ , ⁇ , k + N of the associated magnetic stator flux trajectory ⁇ with respect to the k th sampling time to (k + N) -th sampling time within the respective predetermined value range.
  • step (b) and (c) are suspended in the further step (q) and a switching state sequence SSK for the preceding selected switching state combination SK a , k -i is formed by means of the FPGA, the switching state sequence SSK then being a Sequence of N preceding selected switching state combination SK a , k -i is, and also the preceding selected switching state combination SK a , k - 1 is set as the selected switching state combination SK a , k by means of the FPGA, and finally step (f) is applied and the steps (f1) to (o) are suspended if the trajectory values M ⁇ , k, ⁇ ⁇ , M ⁇ , k + N of the associated torque trajectory m, the trajectory values ⁇ ⁇ , k, ⁇ ⁇ , ⁇ , ⁇ k + N of the associated magnetic Statorhne and the trajectory values U N p, k, ..., UN P, k + N of associated m-2 Potential
  • steps (b) and (c) and steps (f) to (o) are suspended. It is understood that the steps (b) to (o) are then applied and the further step (q) is not applied if the above criteria for the trajectory M ⁇ , k, ⁇ ⁇ , M ⁇ , k + N ; ⁇ , k> ⁇ >> ⁇ , k + N; U N p, k, ..., U N, k + N are not met p.
  • step (f) of the method according to the invention means that, for each of the switching state sequences SSK, additionally m-2 potential trajectories U NP for potentials at the m-2 sub-terminals NP are calculated by means of the FPGA. Further, with respect to step (I), if the m-2 potential trajectories U NP at the k-th sampling time becomes a predetermined upper range limit yN P.
  • m a x exceeds proceeds or a predetermined lower value range limit y N p, mm below, one on the upper and lower value range limit y N p, mm, YNP, ma ⁇ -related potential infringement value v N p, k, ..., v NP, ⁇ + N calculated by means of the FPGA for the sampling time k up to the sampling instant K + N for each potential trajectory U NPP and with respect to step (m) for each switching state sequence SSK and for the sampling instant k up to the sampling instant K + N the maximum value v max addition of the potential violation of values v N p, k, ..., VN P, N + ⁇ determined by means of the FPGA.
  • step (m) for each switching state sequence SSK and for the sampling instant k up to the sampling instant K + N, the sum S N p, v is additionally obtained from the potential violation values v N p, k , ..., VN P, ⁇ + formed N and with respect to step (n) is then repeated for each switching state sequence SSK the maximum value v max in addition from the sum S N p, v formed of potential injury values v N p, k, ..., v NP, ⁇ + N ,
  • the predetermined upper range limit y M. m a x the calculation of the torque violation value v M , k, - -, v M , ⁇ + N relating to the upper and lower value range limits y M , m, n , y M , max takes place for the sampling instant k up to the sampling instant K + N according to the following formula y M max
  • the predetermined lower value range limit y M, m ⁇ n the calculation of the related to the upper and lower value range limit y M, m ⁇ n, y M, max torque infringement value V M, k .- takes place - -.
  • M ⁇ , k, - -, M T , K + N are the trajectory values of the torque trajectory M for the sampling instant k up to the sampling instant K + N.
  • the stator flux violation value vs, k related to the upper and lower value range limits y s , mm , ys, m a x is calculated. , vs, ⁇ + N for the sampling time k up to the sampling time K + N according to the following formula ys, max On the other hand, if the magnetic stator flux trajectory ⁇ falls short of the predetermined lower value range limit ys at the kth sampling instant.
  • stator flux violation value v s , k , - -, vs, ⁇ + N relating to the upper and lower value range limits y s , mm , ys, m a x is calculated for the sampling instant k up to the sampling instant K + N according to the following formula ⁇ , k.- -. ⁇ T , K + N are the trajectory values of the magnetic Statorhnetrajektorie ⁇ for the sampling time k to the sampling time K + N.
  • the predetermined upper value range limit yN P. exceed m a x is carried out calculation of the upper and lower value range limit y N p, mm, YNP, max-related potential infringement value v NP, k, ..., v NP, ⁇ + N for the sampling time k to the sampling time K + N according to the following formula
  • the potential violation value v N p relating to the upper and lower range limits y N p, mm, yNP, max is calculated , k , - -, VN P , ⁇ + N for the sampling time k up to the sampling time K + N according to the following formula where U ⁇ , k > - - > U ⁇ , ⁇ + N are the trajectory values of the m-2 potential trajectories U N p for the sampling instant k up to the sampling instant K + N.

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Description

Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine
BESCHREIBUNG
Technisches Gebiet
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Betriebsverfahren rotierender elektrischer Maschinen. Sie geht aus von einem Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine gemäss dem Oberbegriff der unabhängigen Ansprüche.
Stand der Technik
Heute werden in vielen Anwendungen Hochleistungsspannungsumrichterschaltungen ein- gesetzt. Eine solche Umrichterschaltung schaltet gängigerweise drei Spannungsniveaus und wird häufig zum Betrieb von rotierenden elektrischen Maschinen, insbesondere in Synchron- und Asynchronmaschinen, eingesetzt, welche rotierenden elektrischen Maschinen üblicherweise drei Statorwicklungen aufweisen. Bei einem gängigen Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine ist diese phasenmässig mit einer solchen einen Gleichspannungskreis aufweisenden Umrichterschaltung zur Schaltung von allgemein m Spannungsniveaus verbunden, wobei m > 2 ist. Der Gleichspannungskreis ist bei einer Umrichterschaltung zur Schaltung von typischerweise drei Spannungsniveaus durch einen ersten Kondensator und durch einen in Serie zum ersten Kondensator geschalteten zweiten Kondensator gebildet, wobei der Gleichspannungskreis zudem am ersten Kondensator einen ersten Hauptanschluss, am zweiten Kondensator einen zweiten Hauptanschluss und einen durch die zwei seriell verbundenen Kondensatoren gebildeten Teilanschluss aufweist. Weiterhin umfasst die Umrichterschaltung zur Schaltung von drei Spannungsniveaus Leis- tungshalbleiterschalter, welche in üblicher Weise verschaltet sind. In Fig. 1 ist dazu eine Ausführungsform einer gängigen dreiphasigen Umrichterschaltung zur Schaltung von drei Spannungsniveaus gezeigt. Verfahrensmässig werden die Phasen der Umrichterschaltung allgemein mit dem Gleichspannungskreis nach einer ausgewählten Schaltzustandskombina- tion von Schaltzuständen der Leistungshalbleiterschalter der Umrichterschaltung verbunden. Bei einer Umrichterschaltung zur Schaltung von drei Spannungsniveaus werden die Phasen der Umrichterschaltung demgemäss mit dem ersten Hauptanschluss, mit dem zweiten Hauptanschluss oder mit dem Teilanschluss nach einer ausgewählten Schaltzustandskom- bination von Schaltzuständen der Leistungshalbleiterschalter der Umrichterschaltung verbunden. In einem in Fig. 2 gezeigten Zustandsdiagramm sind diese Schaltzustandkombina- tionen und deren Übergänge zueinander gezeigt, wobei die „+" für eine Verbindung der entsprechenden Phase mit dem ersten Hauptanschluss, „-" für eine Verbindung der entsprechenden Phase mit dem zweiten Hauptanschluss und „0" für eine Verbindung der entsprechenden Phase mit dem Teilanschluss steht.
Die Auswahl der entsprechenden Schaltzustandkombinationen erfolgt beispielsweise nach der bekannten "Direkten Drehmomentregelung " (DTC - JDirect Torque Control), bei der der aktuelle Istwert des Drehmoments der rotierenden elektrischen Maschine, des magnetischen Statorflusses der rotierenden elektrischen Maschine und des Potentials am Teilanschluss zunächst jeweils mit einem zugehörigen vorgegebenen Wertebereich verglichen werden. Der jeweils vorgegebene Wertebereich ist oder kann zeitvariant sein und wird gängigerweise durch einen übergeordneten Regelkreis aus Referenzwerten des Drehmoments der rotierenden elektrischen Maschine, des magnetischen Statorflusses der rotierenden elektrischen Maschine und des Potentials am Teilanschluss bestimmt. Überschreitet nun ein aktueller Istwert seinen zugehörigen vorgegebenen Wertebereich, so wird eine Schaltzustandskom- bination in Abhängigkeit der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination aus einer Tabelle ausgewählt, so dass der sich zu dieser Schaltzustandskombination ergebende aktuelle Wert allenfalls wieder innerhalb des zugehörigen Wertebereichs liegen könnte, wobei es dafür keine Garantie gibt. Zudem wird eine Schaltzustandskombination immer nur entweder bezüglich des aktuellen Istwertes des Drehmoments, des magnetischen Statorflusses oder des Potentials bei Überschreiten des zugehörigen Wertebereichs ausgewählt. Eine gemeinsame Betrachtung des aktuellen Istwertes des Drehmoments, des magnetischen Statorflusses und des Potentials findet nicht statt.
Problematisch bei einem vorstehend beschriebenen Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine mittels der bekannten "Direkten Drehmomentregelung " ist, dass zwischen der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination und der aktuell ausgewählten Schaltzustandskombination typischerweise mehrere Übergänge vorliegen, welche in Fig. 2 als Linien zwischen den Schaltzustandskombinationen dargestellt sind. Die Schaltzustandskombinationen und die Übergänge von einer Schaltzustandskombination zu einer anderen sind allgemein fix in der Tabelle abgelegt, wobei typischerweise nicht sämtliche Kombinationsmöglichkeiten von Schaltzustandskombination gemäss Fig. 2 in der Tabelle abgelegt sind. Weiterhin wird bei der "Direkten Drehmomentregelung " nur eine Schaltzu- Standskombination in Abhängigkeit der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination mit den zugehörigen Übergängen ausgewählt, welche in der Tabelle abgelegt ist und welche den zur ausgewählten Schaltzustandskombination ergebende aktuelle Wert wieder innerhalb des zugehörigen Wertebereichs zurück bringt. Alternativ auszuwählende Schaltzustandskombinationen, insbesondere mit eventuell weniger Übergängen zur voran- gehende ausgewählten Schaltzustandskombination sind in der Tabelle nicht abgelegt. Mehrere Übergänge zwischen Schaltzustandskombinationen generieren aber eine Vielzahl an Schalthandlungen der Leistungshalbleiterschalter der Umrichterschaltung, wodurch die Schaltfrequenz der Leistungshalbleiterschalter ansteigt. Eine solche hohe Schaltfrequenz erzeugt aber in den Leistungshalbleiterschaltern der Umrichterschaltung Wärmeverluste (höherer Energieverbrauch), durch welche die Leistungshalbleiterschalter schneller altern, beschädigt oder gar zerstört werden können.
In der EP 1 670 135 A1 ist dazu ein Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine angegeben, durch welches die Schalfrequenz von Leistungshalbleiterschaltern einer mit der rotierenden elektrischen Maschine phasenmässig verbundenen Umrichterschaltung zur Schaltung von m Spannungsniveaus reduziert werden kann, wobei m > 2 ist. Verfahrensmässig werden in einem Schritt (a) die Phasen der Umrichterschaltung mit dem Gleichspannungskreis nach einer ausgewählten Schaltzustandskombination von Schaltzu- ständen von Leistungshalbleiterschaltern der Umrichterschaltung verbunden. Die Auswahl dieser Schaltzustandskombination erfolgt in folgenden weiteren Schritten:
(b) beginnend mit einem Startabtastzeitpunkt k für eine wählbare Anzahl N Abtastzeitpunkte: Bestimmung sämtlicher Schaltzustandskombinationen zu jedem der N Abtastzeitpunkte, wobei N > 1 ist,
(c) Bildung von Schaltzustandssequenzen für jede bestimmte Schaltzustandskombination zum Startabtastzeitpunkt k, wobei jede Schaltzustandssequenz eine Aneinanderreihung von zu der jeweiligen Schaltzustandskombination zum Startabtastzeitpunkt k zugehöri- ger bestimmter Schaltzustandskombinationen der N Abtastzeitpunkte ist,
(d) für jede der Schaltzustandssequenzen Berechnung einer Drehmomenttrajektorie der rotierenden elektrischen Maschine und einer magnetischen Statorflusstrajektorie der rotierenden elektrischen Maschine aus ermittelten Zustandswertesätze der rotierenden elektrischen Maschine und der Umrichterschaltung für den Startabtastzeitpunkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N,
(e) Auswahl einer Schaltzustandssequenz, bei welcher eine zugehörige Drehmomenttrajektorie und eine magnetische Statorflusstrajektorie zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt jeweils innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs liegt und setzen dieser ausgewählten Schaltzustandssequenz, (f) Wiederholung der Schritte (a) bis (d), wobei k=k+1 ist.
Bei dem Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine nach der EP 1 670 135 A1 werden die Verfahrensschritte (b) bis (e) typischerweise auf einem digitalen Signalprozessor ausgeführt, wobei die Schritte (b) bis (e) dann beispielsweise als ladbares Com- puterprogramm realisiert sind. Die Vielzahl an Berechnungsschritten des Verfahrens nach der EP 1 670 135 A1 stellt aber ein Problem bezüglich der Rechenleistung für einen digitalen Signalprozessor dar, so dass daraus sehr lange und damit nicht akzeptable Rechenzeiten des digitalen Signalprozessors und somit auch lange Ausführungszeiten der Verfahrensschritte entstehen, aus welchen dann eine nicht rechtzeitige Verbindung der Phasen der Umrichterschaltung mit dem Gleichspannungskreis nach der ausgewählten Schaltzustandskombination von Schaltzuständen der Leistungshalbleiterschalter resultieren kann. Zudem ist es bei dem Verfahren nach der EP 1 670 135 A1 möglich, dass die Drehmo- menttrajektorie oder die magnetische Statorflusstrajektorie jeder zugehörigen Schaltzu- standskombination zum schon zum k-ten oder zum (k+1 )-ten Abtastzeitpunkt ausserhalb des vorgegebenen Wertebereich liegt, wobei das Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine nach der EP 1 670 135 A1 einen solchen Zustand nicht handhaben kann. Damit ist aber nur ein eingeschränkter Betrieb der rotierenden elektrischen Maschine möglich.
Darstellung der Erfindung
Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine derart weiterzuentwickeln, dass die Rechenzeit der Berechnungsschritte des Verfahrens und damit die Ausführungszeit der Verfahrensschritte möglichst klein ist und welches Verfahren Schaltzustandskombinationen mit jeweils zugehöriger Drehmomenttra- jektorie und magnetischer Statorflusstrajektorie, welche Drehmomenttrajektorie oder magnetischer Statorflusstrajektorie ausserhalb des vorgegebenen Wertebereichs liegen, handhaben kann. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 beziehungsweise durch Anspruch 2 gelöst. In den abhängigen Ansprüchen sind vorteilhafte Weiterbildungen der Er- findung angegeben.
Beim erfindungsgemässen Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine ist die rotierende elektrische Maschine phasenmässig mit einer einen Gleichspannungskreis aufweisenden Umrichterschaltung zur Schaltung von m Spannungsniveaus verbunden, wo- bei m > 2 ist. Verfahrensmässig werden in einem Schritt (a) die Phasen der Umrichterschaltung mit dem Gleichspannungskreis nach einer ausgewählten Schaltzustandskombination von Schaltzuständen von Leistungshalbleiterschaltern der Umrichterschaltung verbunden. Die Auswahl dieser Schaltzustandskombination erfolgt in folgenden weiteren Schritten: (b) beginnend mit einem Startabtastzeitpunkt k für eine wählbare Anzahl N Abtastzeitpunk- te:
Bestimmung sämtlicher zulässiger Schaltzustandskombinationen zu jedem der N Abtastzeitpunkte, wobei N > 1 ist, (c) Bildung von Schaltzustandssequenzen für jede bestimmte Schaltzustandskombination zum Startabtastzeitpunkt k, wobei jede Schaltzustandssequenz eine Aneinanderreihung von zu der jeweiligen Schaltzustandskombination zum Startabtastzeitpunkt k zugehöriger bestimmter Schaltzustandskombinationen der N Abtastzeitpunkte ist. Erfindungsgemäss erfolgt die Auswahl der Schaltzustandskombination in folgenden weiteren Schritten erfolgt:
(d) Bestimmung nach Schritt (b) und Bildung nach Schritt (c) mittels eines Field Program- mable Gate Arrays (FPGA),
(e1 ) Berechnung von Zustandszwischenwertesätzen der rotierenden elektrischen Maschine und der Umrichterschaltung für den Startabtastzeitpunkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N mittels eines digitalen Signalprozessors,
(e2) Berechnung von Zustandswertesätzen aus Schaltzustandssequenzen und aus den berechneten Zustandszwischenwertesätzen mittels des FPGAs, (f) für jede der Schaltzustandssequenzen Berechnung einer Drehmomenttrajektorie der rotierenden elektrischen Maschine und einer magnetischen Statorflusstrajektorie der rotierenden elektrischen Maschine mittels des FPGAs aus den berechneten Zustandswer- tesätze für den Startabtastzeitpunkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N, (f1 ) falls die Drehmomenttrajektorie (M) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yM,maχ) nicht überschreitet oder eine vorgegebene untere Werte- bereichsgrenze (yM.mm) nicht unterschreitet und falls die magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (ys.max) nicht überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (ys.mm) nicht unterschreitet, Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa k) in folgenden Schritten (g) bis (k), (g) Auswahl der Schaltzustandssequenzen (SSK3) mittels des FPGAs, bei welchen eine zugehörige Drehmomenttrajektorie (M) und eine magnetische Statorflusstrajektorie (φ) zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt jeweils innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs liegt, oder bei welchen sich die Trajektorienwerte (Mτ,k, ■ ■■, einer zugehörigen Drehmo- menttrajektorie (M) und die Trajektorienwerte (φτ,k, ■ ■■, ΦTΛ+N) einer zugehörigen magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) bezüglich des k-ten Abtastzeitpunktes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt dem jeweiligen vorgegebenen Wertebereich annähert, (h) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) Bestimmung der Anzahl Zeitpunkte n mittels des FPGAs, bis die Extrapolation der Trajektorienwerte (Mτ,k+N-i> Mτ,k+N) der zugehörigen Drehmomenttrajektorie (M) oder der Trajektorienwerte (φτ,k+N-i> φτ,k+N) der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) bezüglich des (k+N-1 )-ten Abtastzeit- punktes und (k+N)-ten Abtastzeitpunktes ausserhalb des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs liegt,
(i) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) Bestimmung der Gesamtanzahl Schaltübergänge s der zugehörigen bestimmten Schaltzustandskombinationen (SKk, ..., SKk+N) mittels des FPGAs, (j) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) Berechnung eines Gütewertes c aus der Anzahl Zeitpunkte n und der Gesamtanzahl Schaltübergänge s mittels des FPGAs,
(k) Setzen derjenigen bestimmten Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination (SK3 k) mittels des FPGAs, bei der der Gütewert c der zugehörigen ausgewählten Schaltzustandssequenz (SSK3) am kleinsten ist,
(I) falls die Drehmomenttrajektorie (M) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yM,maχ) überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (yM.min) unterschreitet, Berechnung eines auf die obere und untere Werte- bereichsgrenze (yM.mm ,yM,maχ) bezogenen Drehmomentverletzungswertes (vM,k,- --,vM,k+N) mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt k+N, falls die magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (ys.max) überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (ys.mm) unterschreitet, Berechnung eines auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (ys.mm ,ys,maχ) bezogenen Statorflussverletzungswert.es
(vs,k,- --,Vs,k+N) mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt k+N,
Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa,k) in folgenden Schritten (m) bis (o), (m) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Ab- tastzeitpunkt k+N Bestimmung des Maximalwertes (vmax) aus den Drehmomentverletzungswerten (vM,k,- --,vM,k+N) und den Statorflussverletzungswerten (vs,k,- --,vs,k+N) mittels des FPGAs, (n) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) Bildung der Summe (Svmax) aus den Maximalwerten (vmax) mittels des FPGAs,
(o) Setzen derjenigen bestimmten Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination (SKa k) mittels des FPGAs, bei der die Summe (Svmax) der Maximalwerte (vmax) am kleinsten ist,
(p) Wiederholung der Schritte (a) bis (o), wobei k=k+1 ist.
Als Alternative zu den Schritten (m) bis (o) kann die Auswahl Schaltzustandskombination auch nach folgenden weiteren Schritten erfolgen: (m) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt k+N Bestimmung des Maximalwertes (vmax) aus den Drehmomentverletzungswerten (vM,k,- --,vM,k+N) und den Statorflussverletzungswerten (vs,k,- --,vs,k+N) mittels des FPGAs,
(n) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) Bildung der Summe (Svmax) aus den Maximalwer- ten (vmax) mittels des FPGAs,
(o) Setzen derjenigen bestimmten Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination (SKa,k) mittels des FPGAs, bei der die Summe (Svmax) der Maximalwerte (vmax) am kleinsten ist,
Durch die Verwendung des FPGAs für die Verfahrensschritte (d), d.h. für die Verfahrensschritte (b) und (c), und für die Verfahrensschritte (f) bis (k) wird der eingesetzte digitale Signalprozessor, welcher für den Verfahrensschritt (e1 ) eingesetzt wird, nur für die für den Schritt (e1 ) des Verfahrens notwendigen die Berechnungsschritte eingesetzt, so dass Schritt (e1 ) nur einen kurze Rechenzeit benötigt. Damit stehen die in Schritt (e1 ) berechneten Zu- standszwischenwertesätze mit Vorteil schon nach sehr kurzer Zeit zur Verfügung und können durch das FPGA dann unmittelbar, insbesondere für die Verfahrensschritte (d), d.h. für die Verfahrensschritte (b) und (c), und für die Verfahrensschritte (e2) bis (k) weiterverwendet werden, wobei das FPGA diese Verfahrensschritte ebenfalls in sehr kurzer Zeit, insbesondere durch seine Möglichkeit der parallelen Berechnung von seriellen Berechnungssequen- zen, abarbeitet. Insgesamt kann durch den Einsatz des FPGA in Verbindung mit dem digitalen Signalprozessor die Rechenzeit der Berechnungsschritte des Verfahrens und damit die Ausführungszeit der Verfahrensschritte vorteilhaft klein gehalten werden, so dass die Verbindung der Phasen der Umrichterschaltung mit dem Gleichspannungskreis nach der aus- gewählten Schaltzustandskombination von Schaltzuständen der Leistungshalbleiterschalter stets rechtzeitig erfolgt.
Mittels der Schritte (b) bis (k) wird mit Vorteil stets die optimale Schaltzustandskombination ausgehend von der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination und bezüglich der Anzahl Übergänge von der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination zu der ausgewählten Schaltzustandskombination und bezüglich des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs für das Drehmoment der rotierenden elektrischen Maschine und für den magnetischen Statorfluss der rotierenden elektrischen Maschine ausgewählt. Damit lässt sich die Anzahl an Schalthandlungen der Leistungshalbleiterschalter der Umrichterschaltung vorteilhaft verringern und damit die Schaltfrequenz der Leistungshalbleiterschalter reduzieren. Die reduzierte Schaltfrequenz führt dazu, dass in den Leistungshalbleiterschaltern weniger Wärmeverluste erzeugt werden, wodurch die Leistungshalbleiterschalter langsamer altern und weitestgehend vor Beschädigung oder Zerstörung geschützt werden kön- nen. Zudem werden die jeweiligen Wertebereiche insgesamt besser eingehalten.
Allgemein ermöglicht das erfindungsgemässe Verfahren somit eine Vorhersage des Verhaltens der rotierenden elektrischen Maschine über mehr als einen Abtastzeitpunkt für bestimmte Schaltzustandssequenzen, wobei der Horizont von N Abtastzeitpunkten nach An- wendung der Schritte (a) bis (k) durch den Schritt (p) um einen Abtastzeitpunkt verschoben wird und dann aber immer nur die erste Schaltzustandskombination, insbesondere die k-te Schaltzustandskombination, einer Schaltzustandssequenz ausgewählt wird. Ein Gütekriterium approximiert beziehungsweise bildet dann die Schaltfrequenz nach. Schliesslich werden bei dem erfindungsgemässen Verfahren ferner die Schaltzustandskombinationen bezügli- eher aller relevanten Grossen, insbesondere das Drehmoment und der magnetische Statorfluss, bei Überschreiten des zugehörigen Wertebereichs gemeinsam betrachtet.
Mittels der Schritte (I) bis (o) wird mit Vorteil für den Fall, dass die jeweils zugehörige Dreh- momenttrajektorie oder die magnetischer Statorflusstrajektorie ausserhalb des vorgegebe- nen Wertebereichs liegt, stets die optimale Schaltzustandskombination gewählt. Damit ist das erfindungsgemässe Verfahren in der Lage, Schaltzustandskombinationen mit jeweils zugehöriger Drehmomenttrajektorie und magnetischer Statorflusstrajektorie, welche ausser- halb des vorgegebenen Wertebereichs liegen, handhaben zu können. Demzufolge ist nun ein uneingeschränkter Betrieb der rotierenden elektrischen Maschine möglich.
Diese und weitere Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung in Verbindung mit der Zeichnung offensichtlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Es zeigen:
Fig. 1 eine Ausführungsform einer dreiphasigen Umrichterschaltung zur Schaltung von drei Spannungsniveaus,
Fig. 2 ein Zustandsdiagramm mit Schaltzustandkombinationen der Phasen der Umrichterschaltung und
Fig. 3 ein schematischer Verlauf von berechneten Drehmomenttrajektorien für N=2
Abtastzeitpunkte.
Die in der Zeichnung verwendeten Bezugszeichen und deren Bedeutung sind in der Bezugszeichenliste zusammengefasst aufgelistet. Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die beschriebenen Ausführungsformen stehen beispielhaft für den Erfindungsgegenstand und haben keine beschränkende Wirkung.
Wege zur Ausführung der Erfindung
In Fig. 1 ist eine Ausführungsform einer dreiphasigen Umrichterschaltung 2 zur Schaltung von drei Spannungsniveaus gezeigt, wobei eine rotierende elektrische Maschine 1 phasen- mässig mit einem Gleichspannungskreis 3 Umrichterschaltung 2 verbunden ist. Allgemein kann die rotierende elektrische Maschine 1 mit einer Umrichterschaltung 2 zur Schaltung von m Spannungsniveaus verbunden sein, wobei dann m > 2 ist. Gemäss Fig. 1 ist der Gleichspannungskreis 3 durch einen ersten Kondensator Ci und durch einen in Serie zum ersten Kondensator Ci geschalteten zweiten Kondensator C2 gebildet, wobei Ci wertemäs- sig im wesentlichen gleich C2 ist. Der Gleichspannungskreis 3 gemäss der beispielhaften Ausführungsform einer Umrichterschaltung zur Schaltung von drei Spannungsniveaus nach Fig. 1 weist am ersten Kondensator Ci einen ersten Hauptanschluss V+, am zweiten Kondensator C2 einen zweiten Hauptanschluss V- und einen durch die zwei seriell verbundenen Kondensatoren Ci, C2 gebildeten Teilanschluss NP auf. Darüber hinaus umfasst die Umrichterschaltung gemäss Fig. 1 ein für jede Phase u, v, w vorgesehenes Teilumrichtersystem 4, welches jeweils durch eine erste Schaltgruppe 5, durch eine zweite Schaltgruppe 6 und durch eine dritte Schaltgruppe 7 gebildet ist, wobei jede Schaltgruppe 5, 6, 7 durch zwei in Serie geschaltete Leistungshalbleiterschalter gebildet ist. Weiterhin ist bei jedem Teilumrichtersystem 4 die erste Schaltgruppe 5 mit dem ersten Hauptanschluss V+ und die zweite Schaltgruppe 6 mit dem zweiten Hauptanschluss V- verbunden. Ferner ist die erste Schaltgruppe 5 mit der zweiten Schaltgruppe 6 seriell verbunden, wobei der Verbindungspunkt der ersten Schaltgruppe 5 mit der zweiten Schaltgruppe 6 einen Phasenanschluss bildet. Die dritte Schaltgruppe 7, welche als Klemmschaltgruppe ausgebildet ist, ist mit der ersten Schaltgruppe 5, insbesondere mit dem Verbindungspunkt der zwei in Serie geschalteten Leistungshalbleiterschalter der ersten Schaltgruppe 5, verbunden. Zudem ist die dritte Schaltgruppe 7 mit der zweiten Schaltgruppe 6, insbesondere mit dem Verbindungspunkt der zwei in Serie geschalteten Leistungshalbleiterschalter der zweiten Schaltgruppe 6, verbunden. Darüber hinaus ist die dritte Schaltgruppe 7, insbesondere der Verbindungspunkt der zwei in Serie geschalteten Leistungshalbleiterschalter der dritten Schaltgruppe 7, mit dem Teilanschluss NP verbunden. Die Leistungshalbleiterschalter der ersten und zweiten Schaltgruppe 5, 6 sind gemäss Fig. 1 als ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiter- Schalter ausgebildet, wobei die Leistungshalbleiterschalter der dritten Schaltgruppe 7 als unidirektionale nicht-ansteuerbare Leistungshalbleiterschalter ausgebildet sind. Es ist aber auch denkbar, dass auch die Leistungshalbleiterschalter der dritten Schaltgruppe 7 als ansteuerbare bidirektionale Leistungshalbleiterschalter ausgebildet sind.
Verfahrensmässig werden nun die Phasen u, v, w der Umrichterschaltung 2, bei der es sich allgemein um eine Umrichterschaltung 2 zur Schaltung m Spannungsniveaus handelt, in einem ersten Schritt (a) mit dem Gleichspannungskreis 3 nach einer ausgewählten Schaltzu- standskombination SKa,k von Schaltzuständen der Leistungshalbleiterschaltern der Umricht- erschaltung 2 verbunden. Wie bereits eingangs erwähnt, ist in Fig. 2a beispielhaft ein Zu- standsdiagramm von Schaltzustandskombinationen einer Umrichterschaltung 2 zur Schaltung von drei Spannungsniveaus gezeigt, wobei „+" für eine Verbindung der entsprechenden Phase u, v, w mit dem ersten Hauptanschluss V+, „-" für eine Verbindung der entspre- chenden Phase u, v, w mit dem zweiten Hauptanschluss V- und „0" für eine Verbindung der entsprechenden Phase u, v, w mit dem Teilanschluss NP steht und die Linien zwischen den Schaltzustandskombinationen SK zulässige Übergänge zwischen den Schaltzustandskombinationen SK darstellen. Es sei erwähnt, dass sich ein Zustandsdiagramm von Schaltzustandskombinationen einer Umrichterschaltung 2 beispielsweise zur Schaltung von m=5 Spannungsniveaus anders darstellen würde. Insbesondere kann der Fachmann sicher eine Umrichterschaltung realisieren, bei welcher ausgehend von einer Schaltzustandskombinati- on SK ohne Einschränkung alle möglichen schaltbaren Schaltzustandskombinationen SK dieser Umrichterschaltung geschaltet werden können.
Die Auswahl der vorstehend genannten Schaltzustandskombination SKa k erfolgt in folgenden weiteren Schritten:
Bei Schritt (b) werden beginnend mit einem Startabtastzeitpunkt k für eine wählbare Anzahl N Abtastzeitpunkte sämtliche zulässige Schaltzustandskombinationen SKk, ..., SKk+N zu jedem der N Abtastzeitpunkte, vorzugsweise ausgehend von der jeweils vorangehenden be- stimmten Schaltzustandskombination SKk-1, bestimmt, wobei N > 1 ist, und wobei vorzugsweise die erste vorangehende bestimmte Schaltzustandskombination SKk-1 die vorangehende ausgewählte Schaltzustandskombination SKa k-1, d.h. zum Abtastzeitpunkt k-1 , ist. Bei Schritt (c) werden Schaltzustandssequenzen SSK für jede bestimmte Schaltzustandskombination SKk zum Startabtastzeitpunkt k gebildet, wobei jede Schaltzustandssequenz SSK eine Aneinanderreihung von zu der jeweiligen Schaltzustandskombination SKk zum Startabtastzeitpunkt k zugehöriger bestimmter Schaltzustandskombinationen SKk, ..., SKk+N der N Abtastzeitpunkte ist. Anschaulich gesehen repräsentiert eine solche Schaltzustandssequenz SSK beispielhaft eine Reihe von möglichen Schaltzustandskombinationen SKk, ..., SKk+N gemäss Fig. 2 entlang der zugehörigen Linien zu einer der möglichen Schaltzu- Standskombinationen SKk zum Startabtastzeitpunkt k.
Nach der Erfindung erfolgt die Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa k) in folgenden weiteren Schritten: Bei Schritt (d) erfolgt die Bestimmung nach Schritt (b) und Bildung nach Schritt (c) mittels eines Field Programmable Gate Arrays (FPGA). Bei Schritt (e1 ) erfolgt die Berechnung von Zustandszwischenwertesätzen Ye,k,--- , Ye,k+N der rotierenden elektrischen Maschine 1 und der Umrichterschaltung 2 für den Startabtastzeitpunkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N mittels eines digitalen Signalprozessors. Bei Schritt (e2) erfolgt dann die Berechnung von Zu- standswertesätzen Xe,k,--- , Xe,k+N aus Schaltzustandssequenzen SSK und aus den berechneten Zustandszwischenwertesätzen Ye,k,--- , Ye,k+N mittels des FPGAs. Bei Schritt (f) wird dann für jede der Schaltzustandssequenzen SSK eine Drehmomenttrajektorie M der rotierenden elektrischen Maschine 1 und eine magnetische Statorflusstrajektorie φ der rotieren- den elektrischen Maschine 1 aus den berechneten Zustandswertesätzen Xe,k,--- , Xe,k+N der rotierenden elektrischen Maschine und der Umrichterschaltung für den Startabtastzeitpunkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N mittels des FPGAs berechnet. Die Drehmomenttrajektorie M der rotierenden elektrischen Maschine 1 und die magnetische Statorflusstrajektorie φ enthält dann Trajektorienwerte Mτ,k+2, ■ ■■, Mτ,k+N beziehungsweise die Trajektorienwerte φτ,k+2, ■ ■■, φτ,k+N- Jeder der vorstehend genannten Zustandszwischenwertesätze Ye,k,... , Ye,k+N beinhaltet beispielsweise zwei Statorflusswerte φesi,k>--- , ΦΘSU+N; φes2,k>--- > ΦeS2,k+N, zwei Rotorflusswerte φeRi.k,... , φeRi,k+N; φeR2,k.--- > ΦeR2,k+N und gegebenenfalls einen Geschwindigkeitswert Ve,k,... , Ve,k+N- Zur Berechnung der Zustandszwischenwertesätze Ye,k,... , Ye,k+N werden die beiden Statorflusswerte φesi,k>--- , φesi,k+N; φeS2,k>--- > ΦeS2,k+N, die beiden Rotorflusswerte φeRi.k.--- . ΦeRi,k+N; φeR2,k.--- > ΦeR2,k+N und gegebenenfalls der Geschwindigkeitswert Ve,k,... , Ve,k+N mittels des digitalen Signalprozessors aus geschätzten oder durch Messung ermittelten Motorparametern berechnet, wobei diese berechneten Werte dann die Zustandszwischenwertesätze Ye,k,--- , Ye,k+N bilden. Daraufhin erfolgt die vorstehend bereits genannte Berechnung von der Zustandswertesätzen Xe,k,--- , Xe,k+N nach einem für den Fachmann be- kannten Berechnungsmodell aus Schaltzustandssequenzen SSK und aus den berechneten Zustandszwischenwertesätzen Ye,k,--- , Ye,k+N mittels des FPGAs nach Schritt (e2). Die Berechnung der Zustandswertesätze Xe,k,... , Xe,k+N ist iterativ, d.h. beispielsweise für die Berechnung des Zustandswertsatzes Xe,k+i zum Abtastzeitpunkt k+1 wird der vorangehende Zustandszwischenwertesatz Ye k zum Abtastzeitpunkt k und die Schaltzustandssequenzen SSK für die bestimmten Schaltzustandskombinationen SKk zum Abtastzeitpunkt k herangezogen. Der digitale Signalprozessor wird demnach nur für die für den Schritt (e1 ) des Verfahrens notwendigen die Berechnungsschritte, d.h. zur Berechnung der Zustandszwischenwertesät- ze Ye,k.-" , Ye,k+N eingesetzt. Damit stehen die in Schritt (e1 ) berechneten Zustandszwi- schenwertesätzen Ye,k,-.. , Ye,k+N mit Vorteil schon nach sehr kurzer Zeit zur Verfügung und können durch das FPGA dann unmittelbar zur Berechnung der Zustandswertesätze Xe,k,--- , Xe,k+N und dann zur Berechnung der Drehmomenttrajektorie M und der magnetischen Sta- torflusstrajektorie φ weiterverwendet werden. Sind beispielsweise für die Berechnung eines Trajektorienwertes Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N der Drehmomenttrajektorie M mehrere Berechnungsschritte, wie z.B. Additionen, Multiplikationen und dergleichen notwendig, so werden diese Berechnungsschritte mit Vorteil vom FPGA seriell abgearbeitet, so dass eine serielle Berechnungssequenz (sog. „pipelining") entsteht. Die Berechnung eines Trajektorienwertes φτ,k> ■■■> φτ,k+N der magnetischen Statorflusstrajektorie φ wird vom FPGA in analoger Weise berechnet, wobei die serielle Berechnungssequenz zur Berechnung eines Trajektorienwertes Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N der Drehmomenttrajektorie M vorteilhaft parallel zur Berechnungssequenz zur Berechnung eines Trajektorienwertes φτ,k, ■ ■■, φτ,k+N der magnetischen Statorflusstrajektorie φ im FPGA abläuft, wodurch effektiv Rechenzeit gespart werden kann.
Durch die vorstehend beschriebene Berechnung der Trajektorienwerte Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N; φτ,k. ■ ■■, φτ,k+N entsteht für jede Schaltzustandssequenz SSK besagte Drehmomenttrajektorie M der rotierenden elektrischen Maschine 1 und eine magnetische Statorflusstrajektorie φ der rotierenden elektrischen Maschine 1 , wobei in Fig. 3 beispielhaft ein schematischer Verlauf von solchen berechneten Drehmomenttrajektorien M von zugehörigen Schaltzustandsse- quenzen SSK für N=2 Abtastzeitpunkte gezeigt ist und dabei die Punkte der Drehmomenttrajektorien M den zugehörigen ermittelten Trajektorienwerten Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N entspre- chen. Es sei erwähnt, dass auch zunächst sämtliche Zustandswertesätze Xe,k,... , Xe,k+N für die Abtastzeitpunkte k bis k+N gemäss vorstehend erläutertem Vorgehen ermittelt werden können und danach dann daraus die jeweiligen Trajektorienwerte Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N; φτ,k> ■■■> φτ,k+N für die Abtastzeitpunkte k bis k+N zur Bildung der Drehmomenttrajektorie M und der magnetische Statorflusstrajektorie φ nach vorstehendem Vorgehen berechnet werden.
In dem weiteren Schritt (f1 ) erfolgt die Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa,k) in folgenden Schritten (g) bis (k), falls die Drehmomenttrajektorie (M) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yM,maχ) nicht überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (yM.mm) nicht unterschreitet und falls die magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (ys.max) nicht überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (ys.min) nicht unterschreitet. In dem weiteren Schritt (g) werden dann die Schaltzustandsse- quenzen SSK3 mittels des FPGAs ausgewählt, bei welchen eine zugehörige Drehmo- menttrajektorie M und eine magnetische Statorflusstrajektorie φ zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt jeweils innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs liegt. Bezüglich der Drehmo- menttrajektorie M ist der Wertebereich durch eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze yM.max und eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze yM,mιn bestimmt. Bezüglich der Statorflusstrajektorie φ ist der Wertebereich durch eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze ys.max und eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze ys,mm bestimmt. Bezogen auf die Drehmomenttrajektorien M gemäss Fig. 3 würde dies nur für die oberen beiden Drehmomenttrajektorien M, nicht aber für die untere Drehmomenttrajektorie M zutreffen, wobei der vorgegebene Wertebereich in Fig. 3 durch die zwei gestrichelten horizontalen Linien angedeutet ist. Es sei erwähnt, dass der jeweils vorgegebene Wertebereich zeitvariant ist und gängigerweise durch einen übergeordneten Regelkreis aus Referenzwerten des Drehmoments der rotierenden elektrischen Maschine 1 und des magnetischen Statorflusses der rotierenden elektrischen Maschine 1 bestimmt wird, wobei dem Fachmann solche Re- gelkreise bekannt sind. Vorzugsweise ist ein solcher Regelkreis auf dem digitalen Signalprozessor realisiert, d.h. der Wertebereich wird durch den digitalen Signalprozessor bereitgestellt. Alternativ werden dann die Schaltzustandssequenzen SSK3 ausgewählt, bei welchen sich die Trajektorienwerte Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N einer zugehörigen Drehmomenttrajektorie M und die Trajektorienwerte φτ,k, ■ ■■, φτ,k+N einer zugehörigen magnetischen Statorflusstrajekto- rie φ bezüglich des k-ten Abtastzeitpunktes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt dem jeweiligen vorgegebenen Wertebereich annähert.
Bei Schritt (h) wird daraufhin für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen SSK3 die Anzahl Zeitpunkte n mittels des FPGAs bestimmt, bis die Extrapolation der Trajektorienwer- te Mτ,k+N-i, Mτ,k+N der zugehörigen Drehmomenttrajektorie M oder der Trajektorienwerte φτ,k+N- 1, φτ,k+N der magnetischen Statorflusstrajektorie φ bezüglich des (k+N-1 )-ten Abtastzeitpunktes und (k+N)-ten Abtastzeitpunktes ausserhalb des jeweiligen vorgegebenen Wertebe- reichs liegt, d.h. bis eine der Extrapolationen den jeweiligen vorgegebenen Wertebereich als erstes verlässt beziehungsweise die Grenzen des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs schneidet. Die vorstehend genannte Bestimmung durch das FPGA läuft mit Vorteil ebenfalls seriell ab (sog. „pipelining"). In Fig. 3 ist die jeweilige Extrapolation für die beiden oberen re- levanten Drehmomenttrajektorien M gestrichelt eingezeichnet, wobei die Extrapolation der einen oberen relevanten Drehmomenttrajektorie M gemäss Fig. 3 den vorgegebenen Wertebereich bereits bei k+3 verlässt, die Extrapolation der anderen oberen relevanten Drehmomenttrajektorie M, welche zur besseren Kennzeichnung gestrichelt umrandet ist, jedoch bei k+3 noch innerhalb des vorgegebenen Wertebereichs liegt.
Ferner wird bei Schritt (i) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen SSK3 die Gesamtanzahl Schaltübergänge s der zugehörigen bestimmten Schaltzustandskombinatio- nen SKk, ..., SKk+N mittels des FPGAs bestimmt. Auch diese Bestimmung durch das FPGA läuft mit Vorteil seriell ab (sog. „pipelining").
Weiterhin wird bei Schritt (j) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen SSK3 ein Gütewert c aus der Anzahl Zeitpunkte n und der Gesamtanzahl Schaltübergänge s mittels des FPGAs berechnet. Vorzugsweise wird der Gütewert c durch Division der Gesamtanzahl Schaltübergänge s durch die Anzahl Zeitpunkte n berechnet. Diese Berechnung durch das FPGA läuft vorteilhaft seriell ab (sog. „pipelining").
In einem weiteren Schritt (k) wird dann diejenige bestimmte Schaltzustandskombination SKk zum Startabtastzeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination SKa,k mittels des FPGAs gesetzt, bei der der Gütewert c der zugehörigen ausgewählten Schaltzustandsse- quenz SSK3 am kleinsten ist. Das vorstehend genannte Setzen durch das FPGA läuft vorteilhaft seriell ab (sog. „pipelining").
In dem weiteren Schritt (I) wird falls anstelle Schritt (f1 ) nun die Drehmomenttrajektorie M zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze yM.max überschrei- tet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze yM,mιn unterschreitet, mittels des FPGAs ein auf die obere und untere Wertebereichsgrenze yM,mm ,yM,max bezogener Drehmomentverletzungswert vM,k,...,vM,κ+N für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N berechnet. Falls die magnetischen Statorflusstrajektorie φ zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze ys,maχ überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze ys,mm unterschreitet, wird ein auf die obere und untere Wertebereichsgrenze ys,mιn ,ys,max bezogener Statorflussverletzungswertes vs,k,- --,vs,κ+N mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N berechnet. Bei Schritt (m) wird dann für jede Schaltzustandssequenz SSK und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N der Maximalwert vmax aus den Drehmomentverletzungswerten VM,k.- --.vM,κ+N und den Statorflussverletzungswerten vs,k,- --,vs,κ+N mittels des FPGAs bestimmt. Bei Schritt (n) wird anschliessend für jede Schaltzustandssequenz SSK die Summe Svmax 3us den Maximalwerten vmax gebildet. In einem weiteren Schritt (o) wird dann diejenige bestimmte Schaltzustandskombination SKk zum Startabtastzeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination SKa k mittels des FPGAs gesetzt, bei der die Summe Svmax der Maximalwerte vmax am kleinsten ist.
Als Alternative zu den Schritten (m) bis (o) kann die Auswahl Schaltzustandskombination auch nach folgenden weiteren Schritten erfolgen:
(m) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt k+N Bestimmung des Maximalwertes (vmax) aus den Drehmomentverletzungswerten (vM,k,- --,VM,k+N) und den Statorflussverletzungswerten (vs,k.- --,vs,k+N) mittels des FPGAs, (n) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) Bildung der Summe (Svmax) aus den Maximalwerten (vmax) mittels des FPGAs,
(o) Setzen derjenigen bestimmten Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination (SKa,k) mittels des FPGAs, bei der die Summe (Svmax) der Maximalwerte (vmax) am kleinsten ist.
Schliesslich werden bei Schritt (p) die Schritte (a) bis (o) wiederholt, wobei k=k+1 ist, d.h. die Auswahl der Schaltzustandskombination SKa,k findet für k=k+1 gemäss dem vorstehend beschriebenen Ablauf nach den Schritten (a) bis (k) statt. N ist für jeden der Schritte (a) bis (I) konstant.
Durch die Verwendung des FPGAs für die Verfahrensschritte (d), d.h. für die Verfahrensschritte (b) und (c), und für die Verfahrensschritte (f) bis (k) wird der eingesetzte digitale Signalprozessor, welcher für den Verfahrensschritt (e1 ) eingesetzt wird, nur für die für den Schritt (e1 ) des Verfahrens notwendigen die Berechnungsschritte eingesetzt, so dass Schritt (e1 ) nur einen kurze Rechenzeit benötigt. Damit stehen die in Schritt (e1 ) berechneten Zu- standszwischenwertesätze Ye,k.--- , Ye,k+N mit Vorteil schon nach sehr kurzer Zeit zur Verfügung und können durch das FPGA dann unmittelbar, insbesondere für die Verfahrensschrit- te (d), d.h. für die Verfahrensschritte (b) und (c), und für die Verfahrensschritte (e2) bis (k) weiterverwendet werden, wobei das FPGA diese Verfahrensschritte ebenfalls in sehr kurzer Zeit, insbesondere durch seine Möglichkeit der parallelen Berechnung von seriellen Berechnungssequenzen, abarbeitet. Vorteilhaft läuft die Bestimmung nach Schritt (h) bis (k) durch das FPGA seriell ab. Insgesamt kann durch den Einsatz des FPGA in Verbindung mit dem digitalen Signalprozessor die Rechenzeit der Berechnungsschritte des Verfahrens und damit die Ausführungszeit der Verfahrensschritte vorteilhaft klein gehalten werden, so dass die Verbindung der Phasen u, v, w der Umrichterschaltung 2 mit dem Gleichspannungskreis 3 nach der ausgewählten Schaltzustandskombination SKa,k von Schaltzuständen der Leistungshalbleiterschalter stets rechtzeitig erfolgt.
Mittels der Schritte (b) bis (k) und insbesondere durch die Extrapolation ist es zudem möglich, eine Vorhersage für das weitere Verhalten des Gesamtsystems, d.h. der rotierenden elektrischen Maschine 1 und der damit verbundenen Umrichterschaltung 2, zu treffen und danach mit Vorteil stets die optimale Schaltzustandskombination SKa,k ausgehend von der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination SKa,k-1 und bezüglich der Anzahl Übergänge von der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination SKa,k-i zu der ausgewählten Schaltzustandskombination SKa k und bezüglich des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs für das Drehmoment der rotierenden elektrischen Maschine 1 und für den magnetischen Statorfluss der rotierenden elektrischen Maschine 1 auszuwählen. Damit lässt sich die Anzahl an Schalthandlungen der Leistungshalbleiterschalter der Umrichterschaltung 2 vorteilhaft verringern und damit die Schaltfrequenz der Leistungshalbleiterschalter reduzieren. Die Leistungshalbleiterschalter generieren aufgrund der reduzierten Schaltfrequenz mit Vorteil weniger Wärmeverluste und haben dadurch einen geringeren Energieverbrauch, so dass die Leistungshalbleiterschalter dadurch langsamer altern und weitestgehend vor Be- Schädigung oder Zerstörung geschützt werden können.
Mittels der Schritte (I) bis (o) wird mit Vorteil für den Fall, dass die jeweils zugehörige Dreh- momenttrajektorie M oder die magnetischer Statorflusstrajektorie φ ausserhalb des vorgege- benen Wertebereichs liegt, stets die optimale Schaltzustandskombination SKa,k gewählt. Damit ist das erfindungsgemässe Verfahren in der Lage, Schaltzustandskombinationen mit jeweils zugehöriger Drehmomenttrajektorie M und magnetischer Statorflusstrajektorie φ, welche ausserhalb des vorgegebenen Wertebereichs liegen, handhaben zu können. Somit ist vorteilhaft ein uneingeschränkter Betrieb der rotierenden elektrischen Maschine 1 möglich.
Wie bereits erwähnt, ist in Fig. 1 eine Umrichterschaltung 2 zur Schaltung von m=3 Spannungsniveaus gezeigt, wobei der Gleichspannungskreis 3 dann m-2 Teilanschlüsse NP, d.h. einen einzigen Teilanschluss NP aufweist. Für den allgemeinen Fall einer Umrichterschal- tung 2 zur Schaltung von m Spannungsniveaus mit m > 3 weist die Umrichterschaltung 2 dann am Gleichspannungskreis 3 m-2 Teilanschlüsse NP auf. Bezüglich Schritt (f) des er- findungsgemässen Verfahrens bedeutet dies, dass für jede der Schaltzustandssequenzen SSK zusätzlich m-2 Potentialtrajektorien UNP für Potentiale an den m-2 Teilanschlüssen NP aus Zustandswertesätzen Xe,k,--- , Xe,k+N der rotierenden elektrischen Maschine 1 und der Umrichterschaltung 2 für den Startabtastzeitpunkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N mittels des FPGAs berechnet werden. Die angesprochene Berechnung erfolgt analog der bereits erläuterten Berechnung der entsprechenden Drehmomenttrajektorie M der rotierenden elektrischen Maschine 1 und magnetischen Statorflusstrajektorie φ der rotierenden elektrischen Maschine 1. Weiterhin werden für m > 3 bezüglich Schritt (g) die Schaltzustandssequenzen SSK3 mittels des FPGAs ausgewählt werden, bei welchen zusätzlich zugehörige m-2 Potentialtrajektorien UNP zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt jeweils innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs liegen, oder bei welchen sich zusätzlich die Trajektorienwerte UNp,k, ..., UNP,k+N zugehöriger m-2 Potentialtrajektorien UNP bezüglich des k-ten Abtastzeitpunktes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt dem jeweiligen vorgegebenen Wertebereich annähern. Be- züglich der Potentialtrajektorien UNP ist der Wertebereich durch eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze yNP.max und eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze yNP.mm bestimmt. Ferner wird für m > 3 bezüglich Schritt (h) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen SSK3 die Anzahl Zeitpunkte n mittels des FPGAs bestimmt wird, bis die Extrapolation der Trajektorienwerte Mτ,k+N-i, Mτ,k+N der zugehörigen Drehmomenttrajektorie M oder der Trajektorienwerte φτ,k+N-i, φτ,k+N der magnetischen Statorflusstrajektorie φ oder der Trajektorienwerte UNp,k+N-i, UNp,k+N der m-2 Potentialtrajektorien UNp bezüglich des (k+N-1 )- ten Abtastzeitpunktes und (k+N)-ten Abtastzeitpunktes ausserhalb des jeweiligen vorgege- benen Wertebereichs liegt. Es versteht sich, dass für m > 3 die Schritte (a) bis (e2) und (i) bis (k) beibehalten werden.
Für m > 3 ist es durch die Schritte (b) bis (k) und insbesondere durch die Extrapolation nun möglich, eine Vorhersage für das weitere Verhalten des Gesamtsystems, d.h. der rotierenden elektrischen Maschine 1 und der damit verbundenen Umrichterschaltung 2, zu treffen und danach mit Vorteil stets die optimale Schaltzustandskombination SKa,k ausgehend von der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination SKa,k-i und bezüglich der Anzahl Übergänge von der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination SKa,k-i zu der ausgewählten Schaltzustandskombination SKa k und bezüglich des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs für das Drehmoment der rotierenden elektrischen Maschine 1 , für den magnetischen Statorfluss der rotierenden elektrischen Maschine 1 und für die m-2 Potential an den m-2 Teilanschlüssen NP auszuwählen. Damit lässt sich die Anzahl an Schalthandlungen der Leistungshalbleiterschalter der Umrichterschaltung 2, wie bereits erwähnt, vorteilhaft verringern und damit die Schaltfrequenz der Leistungshalbleiterschalter reduzieren.
Vorteilhaft wird allgemein in einem weiteren Schritt (q) der Schritt (b) und (c) ausgesetzt und eine Schaltzustandssequenz SSK für die vorangehende ausgewählte Schaltzustandskom- bination SKa k-i mittels des FPGAs gebildet, wobei die Schaltzustandssequenz SSK dann eine Aneinanderreihung von N vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination SKa k-i ist, und zudem die vorangehende ausgewählte Schaltzustandskombination SKa k-i als ausgewählte Schaltzustandskombination SKa,k mittels des FPGAs gesetzt und schliesslich Schritt (f) angewendet und die Schritte (f1 ) bis (o) ausgesetzt, falls die Trajektorienwerte Mτ,k, ■■■, Mτ,k+N der zugehörigen Drehmomenttrajektorie M und die Trajektorienwerte φτ,k, ■ ■■, φτ,k+N der zugehörigen magnetischen Statorflusstrajektorie φ bezüglich des k-ten Abtastzeitpunktes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt innerhalb des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs liegen. Für m > 3 wird bei dem weiteren Schritt (q) der Schritt (b) und (c) ausgesetzt und eine Schaltzustandssequenz SSK für die vorangehende ausgewählte Schaltzustands- kombination SKa,k-i mittels des FPGAs gebildet, wobei die Schaltzustandssequenz SSK dann eine Aneinanderreihung von N vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination SKa,k-i ist, und zudem die vorangehende ausgewählte Schaltzustandskombination SKa,k- 1 als ausgewählte Schaltzustandskombination SKa,k mittels des FPGAs gesetzt und schliess- lich Schritt (f) angewendet und die Schritte (f1 ) bis (o) ausgesetzt, falls die Trajektorienwerte Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N der zugehörigen Drehmomenttrajektorie M, die Trajektorienwerte φτ,k, ■ ■■, φτ,k+N der zugehörigen magnetischen Statorflusstrajektorie φ und die Trajektorienwerte UNp,k, ..., UNP,k+N zugehöriger m-2 Potentialtrajektorien UNP bezüglich des k-ten Abtastzeitpunktes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt innerhalb des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs liegen. Auf diese Weise Rechenzeit gespart werden, da Schritte (b) und (c) und Schritte (f) bis (o) ausgesetzt werden. Es versteht sich, dass die Schritte (b) bis (o) dann angewendet werden und der weitere Schritt (q) nicht angewendet wird, falls vorstehend genannte Kriterien für die Trajektorienwerte Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N; φτ,k> ■■■> Φτ,k+N; UNp,k, ..., UNp,k+N nicht erfüllt sind.
Es hat sich als vorteilhaft erwiesen, dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte Mτ,k+N-i, Mτ,k+N der Drehmomenttrajektorie M eine lineare Extrapolation gewählt wird, und dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte φτ,k+N-i, φτ,k+N der magnetischen Sta- torflusstrajektorie φ eine quadratische Extrapolation gewählt wird. In diesem Fall wird durch Wahl einer quadratischen Extrapolation für die magnetische Statorflusstrajektorie φ in Kombination mit der Wahl einer linearen Extrapolation für die Drehmomenttrajektorie M eine besonders genaue Vorhersage für das Verhalten des Gesamtsystems ermöglicht, so dass die Auswahl der Schaltzustandskombination SKa,k weiter präzisiert werden kann und daraus ei- ne weitere Reduzierung der Schalfrequenz der Leistungshalbleiterschalter resultiert. Alternativ kann für m > 3 für die für die Extrapolation der Trajektorienwerte Mτ,k+N-i, Mτ,k+N der Drehmomenttrajektorie M und der Trajektorienwerte UNP,k+N-i, UNP,k+N der m-2 Potentialtrajektorien UNP jeweils eine lineare Extrapolation gewählt werden und für die Extrapolation der Trajektorienwerte φτ,k+N-i, φτ,k+N der magnetischen Statorflusstrajektorie φ eine quadratische Extrapolation gewählt werden, wobei sich dieselben genannten Vorteile ergeben.
Weiterhin ist es denkbar, dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte Mτ,k+N-i, Mτ,k+N der Drehmomenttrajektorie M und der Trajektorienwerte φτ,k+N-i, φτ,k+N der magnetischen Statorflusstrajektorie φ jeweils eine lineare Extrapolation gewählt wird, wobei für m > 3 für die Extrapolation der Trajektorienwerte Mτ,k+N-i, Mτ,k+N der Drehmomenttrajektorie M, der Trajektorienwerte φτ,k+N-i, φτ,k+N der magnetischen Statorflusstrajektorie φ und zusätzlich für die Ext- rapolation der Trajektorienwerte UNP.K+N-I , UNp,k+N der m-2 Potentialtrajektorien UNp jeweils eine lineare Extrapolation gewählt wird.
Eine weitere Möglichkeit besteht darin, dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte Mτ,k+N-i, Mτ,k+N der Drehmomenttrajektorie M und der Trajektorienwerte φτ,k+N-i, φτ,k+N der magnetischen Statorflusstrajektorie φ jeweils eine quadratische Extrapolation gewählt wird, wobei für m > 3 für die Extrapolation der Trajektorienwerte Mτ,k+N-i, Mτ,k+N der Drehmomenttrajektorie M und der Trajektorienwerte φτ,k+N-i, φτ,k+N der magnetischen Statorflusstrajektorie φ jeweils eine quadratische Extrapolation gewählt wird und zusätzlich für die Extra- polation der Trajektorienwerte UNP.K+N-I , UNp,k+N der m-2 Potentialtrajektorien UNp eine lineare Extrapolation gewählt wird.
Für den allgemeinen Fall einer Umrichterschaltung 2 zur Schaltung von m Spannungsniveaus mit m > 3 weist die Umrichterschaltung 2, wie bereits erwähnt, am Gleichspannungs- kreis 3 m-2 Teilanschlüsse NP auf. Bezüglich Schritt (f) des erfindungsgemässen Verfahrens bedeutet dies, dass für jede der Schaltzustandssequenzen SSK zusätzlich m-2 Potentialtrajektorien UNP für Potentiale an den m-2 Teilanschlüssen NP mittels des FPGAs berechnet werden. Weiterhin wird dann bezüglich Schritt (I) falls die m-2 Potentialtrajektorien UNP zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze yNP.max über- schreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze yNp,mm unterschreitet, ein auf die obere und untere Wertebereichsgrenze yNp,mm ,yNP,maχ bezogener Potentialverletzungswert vNp,k,...,vNP,κ+N mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N für jede Potentialtrajektorie UNP berechnet und bezüglich Schritt (m) wird für jede Schaltzustandssequenz SSK und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N der Maximalwert vmax zusätzlich aus den Potentialverletzungswerten vNp,k,...,VNP,κ+N mittels des FPGAs bestimmt.
Alternativ dazu wird für m > 3 bezüglich Schritt (m) für jede Schaltzustandssequenz SSK und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N zusätzlich die Summe SNp,v aus den Potentialverletzungswerten vNp,k,...,VNP,κ+N gebildet und bezüglich Schritt (n) wird dann für jede Schaltzustandssequenz SSK der Maximalwert vmax zusätzlich aus der Summe SNp,v der Potentialverletzungswerte vNp,k,...,vNP,κ+N gebildet. Nachfolgend wird näher auf die Berechnung der Drehmomentverletzungswerte vM,k,- --,vM,κ+N, der Statorflussverletzungswertes vs,k,- --,vs,κ+N, der Statorflussverletzungswerte vs,k,- --,vs,κ+N, und der Potentialverletzungswerte vNP,k,...,vNp,K+N eingegangen. Falls die Drehmomenttrajek- torie M zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene obere Wertebereichsgrenze yM.max überschreitet, erfolgt die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze yM,mιn ,yM,max bezogenen Drehmomentverletzungswertes vM,k,- --,vM,κ+N für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel yM max Unterschreitet die Drehmomenttrajektorie M zum k-ten Abtastzeitpunkt hingegen die vorgegebene untere Wertebereichsgrenze yM,mιn, so erfolgt die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze yM,mιn ,yM,max bezogenen Drehmomentverletzungswertes VM,k.- --.v M,κ+N für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel „ „ _ yM,mln - MT,k y> MT,k+N VM,k '"-> vM,k+N - y M.max " y M.min
Mτ,k,- --, MT,K+N sind dabei die Trajektorienwerte der Drehmomenttrajektorie M für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N.
Falls die magnetische Statorflusstrajektorie φ zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene obere Wertebereichsgrenze ys,maχ überschreitet, dann erfolgt die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze ys,mm ,ys,max bezogenen Statorflussverletzungswertes vs,k,- --,vs,κ+N für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel ys,max Unterschreitet die magnetische Statorflusstrajektorie φ zum k-ten Abtastzeitpunkt hingegen die vorgegebene untere Wertebereichsgrenze ys.mm, so erfolgt die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze ys,mm ,ys,max bezogenen Statorflussverletzungswertes vs,k,- --,vs,κ+N für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel φτ,k.- --. ΦT,K+N sind dabei die Trajektorienwerte der magnetischen Statorflusstrajektorie φ für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N.
Falls die m-2 Potentialtrajektorien UNP zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene obere Wertebereichsgrenze yNP.max überschreiten, erfolgt Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze yNp,mm ,yNP,max bezogenen Potentialverletzungswertes vNP,k,...,vNP,κ+N für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel
_ Uτ,k v> Uτ,k+N ~ VNP,max VNP,k >-"> V NP,k+N - y NP.max " y NP.min
Falls die m-2 Potentialtrajektorien UNp zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene untere Wertebereichsgrenze yNP,mm hingegen unterschreiten, so erfolgt die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze yNp,mm ,yNP,max bezogenen Potentialverletzungswertes vNp,k,- --,VNP,κ+N für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel wobei Uτ,k>- --> Uτ,κ+N die Trajektorienwerte der m-2 Potentialtrajektorien UNp für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N sind.
Es sei der Vollständigkeit halber erwähnt, dass falls allgemein die jeweilige Trajektorie zum k-ten Abtastzeitpunkt innerhalb des Bandes, gebildet durch die zugehörige oberen und un- tere Wertebereichsgrenze, liegt, der zugehörige Verletzungswert zum Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N zu Null gesetzt wird.
Bezugszeichenliste
1 rotierende elektrische Maschine
2 Umrichterschaltung zur Schaltung von drei Spannungsniveaus
3 Gleichspannungskreis
4 Teilumrichtersystem
5 erste Schaltgruppe
6 zweite Schaltgruppe
7 dritte Schaltgruppe

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine (1 ), wobei die rotierende elektrische Maschine phasenmässig mit einer einen Gleichspannungskreis (3) aufwei- senden Umrichterschaltung (2) zur Schaltung von m Spannungsniveaus verbunden ist, wobei m > 2 ist, mit den Schritten
(a) Verbindung der Phasen (u, v, w) der Umrichterschaltung (2) mit dem Gleichspannungskreis (3) nach einer ausgewählten Schaltzustandskombination (SKa k) von Schaltzuständen von Leistungshalbleiterschaltern der Umrichterschaltung (2),
(b) beginnend mit einem Startabtastzeitpunkt k für eine wählbare Anzahl N Abtastzeitpunkte:
Bestimmung sämtlicher zulässiger Schaltzustandskombinationen (SKk, ..., SKk+N) zu jedem der N Abtastzeitpunkte, wobei N > 1 ist, (c) Bildung von Schaltzustandssequenzen (SSK) für jede bestimmte Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k, wobei jede Schaltzustandssequenz (SSK) eine Aneinanderreihung von zu der jeweiligen Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k zugehöriger bestimmter Schaltzustandskombinationen (SKk, ..., SKk+N) der N Abtastzeitpunkte ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa k) in folgenden weiteren Schritten erfolgt: (d) Bestimmung nach Schritt (b) und Bildung nach Schritt (c) mittels eines Field Pro- grammable Gate Arrays (FPGA), (e1 ) Berechnung von Zustandszwischenwertesätzen (Ye,k,... , Ye,k+N) der rotierenden e- lektrischen Maschine (1 ) und der Umrichterschaltung (2) für den Startabtastzeitpunkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N mittels eines digitalen Signalprozessors, (e2) Berechnung von Zustandswertesätzen (Xe,k,... , Xe,k+N) aus Schaltzustandssequenzen (SSK) und aus den berechneten Zustandszwischenwertesätzen (Ye,k,... , Ye,k+N) mittels des FPGAs,
(f) für jede der Schaltzustandssequenzen (SSK) Berechnung einer Drehmomenttrajek- torie (M) der rotierenden elektrischen Maschine (1 ) und einer magnetischen Sta- torflusstrajektorie (φ) der rotierenden elektrischen Maschine (1 ) mittels des FPGAs aus den berechneten Zustandswertesätze (Xe,k,... , Xe,k+N) für den Startabtastzeitpunkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N, (f1 ) falls die Drehmomenttrajektorie (M) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yM,maχ) nicht überschreitet oder eine vorgegebene un- tere Wertebereichsgrenze (yM.mm) nicht unterschreitet und falls die magnetischen
Statorflusstrajektorie (φ) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (ys.max) nicht überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (ys.min) nicht unterschreitet, Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa k) in folgenden Schritten (g) bis (k), (g) Auswahl der Schaltzustandssequenzen (SSK3) mittels des FPGAs, bei welchen eine zugehörige Drehmomenttrajektorie (M) und eine magnetische Statorflusstrajektorie (φ) zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt jeweils innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs liegt, oder bei welchen sich die Trajektorienwerte (Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N) einer zugehörigen Drehmo- menttrajektorie (M) und die Trajektorienwerte (φτ,k, ■ ■■, ΦTΛ+N) einer zugehörigen magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) bezüglich des k-ten Abtastzeitpunktes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt dem jeweiligen vorgegebenen Wertebereich annähert, (h) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) Bestimmung der An- zahl Zeitpunkte n mittels des FPGAs, bis die Extrapolation der Trajektorienwerte
(Mτ,k+N-i, der zugehörigen Drehmomenttrajektorie (M) oder der Trajektorienwerte (φτ,k+N-i> ΦTΛ+N) der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) bezüglich des (k+N- 1 )-ten Abtastzeitpunktes und (k+N)-ten Abtastzeitpunktes ausserhalb des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs liegt, (i) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) Bestimmung der Gesamtanzahl Schaltübergänge s der zugehörigen bestimmten Schaltzustandskombi- nationen (SKk, ..., SKk+N) mittels des FPGAs,
(j) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) Berechnung eines Gütewertes c aus der Anzahl Zeitpunkte n und der Gesamtanzahl Schaltübergänge s mittels des FPGAs,
(k) Setzen derjenigen bestimmten Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination (SK3,k) mittels des FPGAs, bei der der Gütewert c der zugehörigen ausgewählten Schaltzustandssequenz (SSK3) am kleinsten ist,
(I) falls die Drehmomenttrajektorie (M) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yM,maχ) überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (yM.mm) unterschreitet, Berechnung eines auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (yM.mm ,yM,max) bezogenen Drehmomentverletzungswertes (vM,k,- --,VM,k+N) mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt k+N, falls die magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vor- gegebene obere Wertebereichsgrenze (ys.max) überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (ys.mm) unterschreitet, Berechnung eines auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (ys.mm ,ys,max) bezogenen Statorflussverletzungs- wertes (vs,k.- --,vs,k+N) mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt k+N, Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa k) in folgenden Schritten (m) bis (o),
(m) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt k+N Bestimmung des Maximalwertes (vmax) aus den Drehmomentverletzungswerten (vM,k,- --,VM,k+N) und den Statorflussverletzungswerten (vs,k,- --1Vs,k+N) mittels des FPGAs, (n) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) Bildung der Summe (Svmax) aus den Maximalwerten (vmax) mittels des FPGAs,
(o) Setzen derjenigen bestimmten Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination (SKa k) mittels des FPGAs, bei der die Summe (Svmax) der Maximalwerte (vmax) am kleinsten ist, (p) Wiederholung der Schritte (a) bis (o), wobei k=k+1 ist.
2. Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine (1 ), wobei die rotierende elektrische Maschine phasenmässig mit einer einen Gleichspannungskreis (3) aufweisenden Umrichterschaltung (2) zur Schaltung von m Spannungsniveaus verbunden ist, wobei m > 2 ist, mit den Schritten (a) Verbindung der Phasen (u, v, w) der Umrichterschaltung (2) mit dem Gleichspannungskreis (3) nach einer ausgewählten Schaltzustandskombination (SKa k) von Schaltzuständen von Leistungshalbleiterschaltern der Umrichterschaltung (2),
(b) beginnend mit einem Startabtastzeitpunkt k für eine wählbare Anzahl N Abtastzeit- punkte:
Bestimmung sämtlicher zulässiger Schaltzustandskombinationen (SKk, ..., SKk+N) zu jedem der N Abtastzeitpunkte, wobei N > 1 ist,
(c) Bildung von Schaltzustandssequenzen (SSK) für jede bestimmte Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k, wobei jede Schaltzustandssequenz (SSK) eine Aneinanderreihung von zu der jeweiligen Schaltzustandskombination
(SKk) zum Startabtastzeitpunkt k zugehöriger bestimmter Schaltzustandskombinationen (SKk, ..., SKk+N) der N Abtastzeitpunkte ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa k) in folgenden weiteren Schrit- ten erfolgt:
(d) Bestimmung nach Schritt (b) und Bildung nach Schritt (c) mittels eines Field Pro- grammable Gate Arrays (FPGA),
(e1 ) Berechnung von Zustandszwischenwertesätzen (Ye,k,... , Ye,k+N) der rotierenden e- lektrischen Maschine (1 ) und der Umrichterschaltung (2) für den Startabtastzeit- punkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N mittels eines digitalen Signalprozessors,
(e2) Berechnung von Zustandswertesätzen (Xe,k,... , Xe,k+N) aus Schaltzustandssequenzen (SSK) und aus den berechneten Zustandszwischenwertesätzen (Ye,k,... , Ye,k+N) mittels des FPGAs,
(f) für jede der Schaltzustandssequenzen (SSK) Berechnung einer Drehmomenttrajek- torie (M) der rotierenden elektrischen Maschine (1 ) und einer magnetischen Sta- torflusstrajektorie (φ) der rotierenden elektrischen Maschine (1 ) mittels des FPGAs aus den berechneten Zustandswertesätze (Xe,k,... , Xe,k+N) für den Startabtastzeitpunkt k bis zum Abtastzeitpunkt k+N,
(f1 ) falls die Drehmomenttrajektorie (M) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yM,maχ) nicht überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (yM.mm) nicht unterschreitet und falls die magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (ys.max) nicht überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebe- reichsgrenze (ys.mm) nicht unterschreitet, Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa k) in folgenden Schritten (g) bis (k),
(g) Auswahl der Schaltzustandssequenzen (SSK3) mittels des FPGAs, bei welchen eine zugehörige Drehmomenttrajektorie (M) und eine magnetische Statorflusstrajek- torie (φ) zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt jeweils innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs liegt, oder bei welchen sich die Trajektorienwerte (Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N) einer zugehörigen Drehmomenttrajektorie (M) und die Trajektorienwerte (φτ,k, ■ ■■, ΦTΛ+N) einer zugehörigen magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) bezüglich des k-ten Abtastzeitpunktes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt dem jeweiligen vorgegebenen Wertebereich annähert,
(h) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) Bestimmung der Anzahl Zeitpunkte n mittels des FPGAs, bis die Extrapolation der Trajektorienwerte (Mτ,k+N-i, der zugehörigen Drehmomenttrajektorie (M) oder der Trajektorien- werte (φτ,k+N-i> ΦTΛ+N) der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) bezüglich des (k+N-
1 )-ten Abtastzeitpunktes und (k+N)-ten Abtastzeitpunktes ausserhalb des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs liegt,
(i) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) Bestimmung der Gesamtanzahl Schaltübergänge s der zugehörigen bestimmten Schaltzustandskombi- nationen (SKk, ..., SKk+N) mittels des FPGAs,
(j) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) Berechnung eines Gütewertes c aus der Anzahl Zeitpunkte n und der Gesamtanzahl Schaltübergänge s mittels des FPGAs,
(k) Setzen derjenigen bestimmten Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtast- Zeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination (SK3,k) mittels des FPGAs, bei der der Gütewert c der zugehörigen ausgewählten Schaltzustandssequenz (SSK3) am kleinsten ist,
(I) falls die Drehmomenttrajektorie (M) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yM,maχ) überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (yM.mm) unterschreitet, Berechnung eines auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (yM.mm ,yM,maχ) bezogenen Drehmomentverletzungswer- tes (vM,k,- --,VM,k+N) mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt k+N, falls die magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (ys.max) überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (ys.mm) unterschreitet, Berechnung eines auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (ys.mm ,ys,max) bezogenen Statorflussverletzungs- wertes (vs,k,- --,Vs,k+N) mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt k+N,
Auswahl der Schaltzustandskombination (SKa k) in folgenden Schritten (m) bis (o), (m) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem
Abtastzeitpunkt k+N Bestimmung des Maximalwertes (vmax) aus den Drehmomentverletzungswerten (vM,k,- --,VM,k+N) und den Statorflussverletzungswerten (vs,k.- --.Vs,k+N) mittels des FPGAs,
(n) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) Bildung der Summe (Svmax) aus den Maxi- malwerten (vmax) mittels des FPGAs,
(o) Setzen derjenigen bestimmten Schaltzustandskombination (SKk) zum Startabtastzeitpunkt k als ausgewählte Schaltzustandskombination (SKa k) mittels des FPGAs, bei der die Summe (Svmax) der Maximalwerte (vmax) am kleinsten ist, (p) Wiederholung der Schritte (a) bis (o), wobei k=k+1 ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass für m > 3 die Umrichterschaltung (2) zur Schaltung m Spannungsniveaus am Gleichspannungskreis (3) m-2 Teilanschlüsse (NP) aufweist und bezüglich
Schritt (f) für jede der Schaltzustandssequenzen (SSK) zusätzlich m-2 Potentialtrajekto- rien (UNP) für Potentiale an den m-2 Teilanschlüssen (NP) mittels des FPGAs berechnet werden, dass bezüglich
Schritt (g) die Schaltzustandssequenzen (SSK3) mittels des FPGAs ausgewählt werden, bei welchen zusätzlich zugehörige m-2 Potentialtrajektorien (UNP) zum (k+N)-ten Abtast- Zeitpunkt jeweils innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs liegen, oder bei welchen sich zusätzlich die Trajektorienwerte (UNPΛ. ■ ■■> zugehöriger m-2 Potentialtrajektorien (UNp) bezüglich des k-ten Abtastzeitpunktes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt dem jeweiligen vorgegebenen Wertebereich annähern, und dass bezüglich
Schritt (h) für jede der ausgewählten Schaltzustandssequenzen (SSK3) die Anzahl Zeitpunkte n mittels des FPGAs bestimmt wird, bis die Extrapolation der Trajektorienwerte (Mτ,k+N-i> Mτ,k+N) der zugehörigen Drehmomenttrajektorie (M) oder der Trajektorienwerte (φτ,k+N-i> ΦTΛ+N) der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) oder der Trajektorienwerte
(UNp,k+N-i, UNp,k+N) der m-2 Potentialtrajektorien (UNp) bezüglich des (k+N-1 )-ten Abtastzeitpunktes und (k+N)-ten Abtastzeitpunktes ausserhalb des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs liegt.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch den weiteren Schritt (q): Aussetzen von Schritt (b) und Schritt (c) und Bildung einer Schaltzustandssequenz (SSK) für die vorangehende ausgewählte Schaltzustandskombination (SKa,k-i) mittels des FPGAs, wobei die Schaltzustandssequenz (SSK) eine Aneinanderreihung von N vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination (SKa,k-i) ist, und Setzen der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination (SKa,k-1) als ausgewählte
Schaltzustandskombination (SKa k) mittels des FPGAs und Anwendung von Schritt (f) und Aussetzung der Schritte (f1 ) bis (o), falls die Trajektorienwerte (Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N) der zugehörigen Drehmomenttrajektorie (M) und die Trajektorienwerte (φτ,k, ■ ■■, ΦTΛ+N) der zugehörigen magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) bezüglich des k-ten Abtastzeitpunk- tes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt innerhalb des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs liegen.
5. Verfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch den weiteren Schritt (q):
Aussetzen von Schritt (b) und Schritt (c) und Bildung einer Schaltzustandssequenz (SSK) für die vorangehende ausgewählte Schaltzustandskombination (SKa,k-1) mittels des FPGAs, wobei die Schaltzustandssequenz (SSK) eine Aneinanderreihung von N vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination (SKa,k-1) ist, und Setzen der vorangehenden ausgewählten Schaltzustandskombination (SKa,k-i) als ausgewählte Schaltzustandskombination (SKa k) mittels des FPGAs und Anwendung von Schritt (f) und Aussetzung der Schritte (f1 ) bis (o), falls die Trajektorienwerte (Mτ,k, ■ ■■, Mτ,k+N) der zugehörigen Drehmomenttrajektorie (M), die Trajektorienwerte (φτ,k, ■ ■■, ΦTΛ+N) der zugehörigen magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) und die Trajektorienwerte (UNP.k, ■ ■■, UNP,k+N) zugehöriger m-2 Potentialtrajektorien (UNP) bezüglich des k-ten Abtastzeitpunktes bis zum (k+N)-ten Abtastzeitpunkt innerhalb des jeweiligen vorgegebenen Wertebereichs liegen.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass für die
Extrapolation der Trajektorienwerte (Mτ,k+N-i> Mτ,k+N) der Drehmomenttrajektorie (M) und der Trajektorienwerte (φτ,k+N-i> φτ,k+N) der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) jeweils eine lineare Extrapolation gewählt wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte (Mτ,k+N-i> Mτ,k+N) der Drehmomenttrajektorie (M), der Trajektorienwerte (φτ,k+N-i> ΦTΛ+N) der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) und der Trajektorienwerte (UNp,k+N-i, UNp,k+N) der m-2 Potentialtrajektorien (UNP) jeweils eine lineare Extrapolation gewählt wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte (Mτ,k+N-i, Mτ,k+N) der Drehmomenttrajektorie (M) und der Trajektorienwerte (φτ,k+N-i> ΦTΛ+N) der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) jeweils eine quadratische Extrapolation gewählt wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte (Mτ,k+N-i, Mτ,k+N) der Drehmomenttrajektorie (M) und der Trajektorienwerte (φτ,k+N-i> ΦTΛ+N) der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) jeweils eine quadratische Extrapolation gewählt wird, und dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte (UNp,k+N-i, UNp,k+N) der m-2 Potentialtrajektorien (UNp) eine lineare Extrapolation gewählt wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte (Mτ,k+N-i, Mτ,k+N) der Drehmomenttrajektorie (M) eine lineare Extrapolation gewählt wird, und dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte (φτ,k+N-i> ΦTΛ+N) der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) eine quadratische Extrapolation gewählt wird.
1 1. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte (Mτ,k+N-i, Mτ,k+N) der Drehmomenttrajektorie (M) und der Trajektorienwerte (UNP.K+N-I , UNp,k+N) der m-2 Potentialtrajektorien (UNp) jeweils eine lineare Extrapolation gewählt wird, und dass für die Extrapolation der Trajektorienwerte (φτ,k+N-i> φτ,k+N) der magnetischen Sta- torflusstrajektorie (φ) eine quadratische Extrapolation gewählt wird.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Gü- tewert c durch Division der Gesamtanzahl Schaltübergänge s durch die Anzahl Zeitpunkte n berechnet wird.
13. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass für m > 3 die Umrichterschaltung (2) zur Schaltung von m Spannungsniveaus am Gleichspannungskreis (3) m- 2 Teilanschlüsse (NP) aufweist und bezüglich
Schritt (f) für jede der Schaltzustandssequenzen (SSK) zusätzlich m-2 Potentialtrajektorien (UNp) für Potentiale an den m-2 Teilanschlüssen (NP) mittels des FPGAs berechnet werden, dass bezüglich Schritt (I) falls die m-2 Potentialtrajektorien (UNP) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yNP.max) überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (yNp,mm) unterschreitet, ein auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (yNP.min .YNP.max) bezogener Potentialverletzungswert (vNp,k,...,vNP,κ+N) mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N für jede Potenti- altrajektorie (UNp) berechnet wird, und dass bezüglich
Schritt (m) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N der Maximalwert (vmax) zusätzlich aus den Potentialverletzungswerten (vNp,k,...,VNP,κ+N) mittels des FPGAs bestimmt wird.
14. Verfahren nach Anspruch 2 dadurch gekennzeichnet, dass für m > 3 die Umrichterschaltung (2) zur Schaltung von m Spannungsniveaus am Gleichspannungskreis (3) m- 2 Teilanschlüsse (NP) aufweist und bezüglich Schritt (f) für jede der Schaltzustandssequenzen (SSK) zusätzlich m-2 Potentialtrajekto- rien (UNp) für Potentiale an den m-2 Teilanschlüssen (NP) mittels des FPGAs berechnet werden, dass bezüglich Schritt (I) falls die m-2 Potentialtrajektorien (UNP) zum k-ten Abtastzeitpunkt eine vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yNP.max) überschreitet oder eine vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (yNp,mm) unterschreitet, ein auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (yNP.min .YNP.max) bezogener Potentialverletzungswert (vNP,k,...,vNP,κ+N) mittels des FPGAs für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N für jede Potenti- altrajektorie (UNp) berechnet wird, dass bezüglich
Schritt (m) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) und für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N zusätzlich die Summe (SNp,v) aus den Potentialverletzungswerten (vNP k,...,vNp,κ+N) gebildet wird, und dass bezüglich Schritt (n) für jede Schaltzustandssequenz (SSK) der Maximalwert (vmax) zusätzlich aus der Summe (SNp,v) der Potentialverletzungswerte (vNP,k,...,vNP,κ+N) mittels des FPGAs gebildet wird.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 , 2, 13 oder 14 dadurch gekennzeichnet, dass falls die Drehmomenttrajektorie (M) zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yM,maχ) überschreitet, die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (yM.mm ,yM,max) bezogenen Drehmomentverletzungswertes (vM,k,...,vM,κ+N) für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel erfolgt und dass falls die Drehmomenttrajektorie (M) zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (yM,mιn) unterschreitet , die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (yM,mιn ,yM,max) bezogenen Drehmomentverletzungswertes (vM,k,- ..,VM,κ+N) für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel erfolgt
_ Vertun ~ Mτ,k v "> Mτ,k+N
VM,k '"-> vM,k+N - ' y M.max " y M.min wobei Mτ,k,- --, MT,K+N die Trajektorienwerte der Drehmomenttrajektorie (M) für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N sind.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 , 2, 13, 14 oder 15 dadurch gekennzeichnet,
5 dass falls die magnetische Statorflusstrajektorie (φ) zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (ys.max) überschreitet , die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (ys,mm ,ys,max) bezogenen Statorflussverlet- zungswertes (vs,k,- ..,Vs,κ+N) für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel erfolgt und dass falls die magnetische Statorflusstrajektorie (φ) zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (ys,mm) unterschreitet , die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (ys,mm ,ys,max) bezogenen Statorflussverlet- 5 zungswertes (vs,k,- ..,Vs,κ+N) für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel erfolgt wobei φτ,k.- --. ΦT,K+N die Trajektorienwerte der magnetischen Statorflusstrajektorie (φ) für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N sind. 0
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass falls die m-2 Potentialtrajektorien (UNP) zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene obere Wertebereichsgrenze (yNP.max) überschreiten, die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (yNP,mm ,yNP,max) bezogenen Potentialverletzungswertes 5 (vNP,k.- --.VNP,κ+N) für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel erfolgt
_ Uτ,k >-"> Uτ,k+N ~ yNP,max
VNP,k >-"> VNP,k+N - ' y NP.max " y NP.min und dass falls die m-2 Potentialtrajektorien (UNP) zum k-ten Abtastzeitpunkt die vorgegebene untere Wertebereichsgrenze (yNp,mm) unterschreiten, die Berechnung des auf die obere und untere Wertebereichsgrenze (yNP.mm ,yNP,maχ) bezogenen Potentialverletzungswertes (vNp,k,...,vNP,κ+N) für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N nach folgender Formel erfolgt wobei Uτ,k,- --, UT,K+N die Trajektorienwerte der m-2 Potentialtrajektorien (UNP) für den Abtastzeitpunkt k bis zu dem Abtastzeitpunkt K+N sind.
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