EP2165411A2 - Elektromotor-kommutator und verfahren zum ansteuern eines elektromotor-kommutators - Google Patents

Elektromotor-kommutator und verfahren zum ansteuern eines elektromotor-kommutators

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EP2165411A2
EP2165411A2 EP08760164A EP08760164A EP2165411A2 EP 2165411 A2 EP2165411 A2 EP 2165411A2 EP 08760164 A EP08760164 A EP 08760164A EP 08760164 A EP08760164 A EP 08760164A EP 2165411 A2 EP2165411 A2 EP 2165411A2
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EP
European Patent Office
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electric motor
switching
semiconductor
side semiconductor
semiconductors
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP08760164A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Matthias Markmann
Martin Schumachers
Waldemar Stephan
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Pierburg GmbH
Original Assignee
Pierburg GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Pierburg GmbH filed Critical Pierburg GmbH
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Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0012—Control circuits using digital or numerical techniques

Definitions

  • the invention relates to an electronic electric motor commutator and a method for driving such a commutator.
  • An electronic commutator is used to control the speed and torque of a brushless electric motor.
  • Each electric motor has at least one stator and / or rotor coil, which is energized by the commutator.
  • the commutator has a switching bridge with a so-called low-side semiconductor and a high-side semiconductor.
  • the switching bridge is controlled by a pulse width modulator.
  • the pulse width modulator generates a pulse-width-modulated periodic signal with which one of the two switching semiconductors of the switching bridge is driven.
  • the modulation frequency is so high that due to the electrical time constant of the motor and the stored energy in the strand inductances, the current periodically introduced into the motor coils by the pulse width modulator is smoothed to a mean current in the respective motor coil.
  • either the low-side semiconductor or the high-side semiconductor of the switching bridge is driven by the pulse-width modulator, the complementary switching semiconductor being closed during the entire modulation phase, ie, being conductive.
  • the permanently closed complementary switching semiconductor forms in the energizing pauses between two pulses of the pulse width-modulated signal a freewheel.
  • the jumper is half-bridge or full-bridge, and regardless of whether the jumper drives one, two, three or more motor coils, the respective one of them will Lowside and highside semiconductors subjected to different loads. Only at a pulse width ratio of 100%, ie at a ratio of the pulse length to the cycle length of 1.0, the electrical and the thermal load of the low-side and the high-side semiconductor is at the same level of about 50% of the total power loss.
  • the object of the invention is in contrast to provide an electric motor commutator or a method for driving an electric motor commutator, in which the power semiconductors of the switching bridge are loaded symmetrically.
  • the pulse width modulator is connected to both the low side semiconductor and the high side semiconductor.
  • An operating mode changeover switch is provided which switches the pulse width modulator alternately to the highside or the low side semiconductor.
  • the switching frequency f H ⁇ _ with which the mode switch between the low-side and the high-side mode switches back and forth, depending on the thermal inertia of the two semiconductor concerned to choose.
  • the mode switching frequency f H ⁇ _ must be so high that at pulse widths between 0% and 100% unbalanced heating of one of the two mutually corresponding switching semiconductor with respect to the other corresponding switching semiconductor is excluded.
  • Mode switching can be used with various switching bridge topologies, ie IH, 3H, M6, B6, etc. topologies.
  • the maximum temperature of the switching bridge semiconductors can be reduced by 15 - 20 K and more.
  • the respective semiconductors can therefore be dimensioned correspondingly smaller, which in turn results in cost advantages. If necessary, lower demands are placed on heat-dissipating agents. Furthermore, the avoidable temperature peaks also increase safety against destruction and reliability.
  • the operating mode switching frequency f H ⁇ _ below modulation frequency f M of the pulse width modulator is at least 60% below the modulation frequency f M.
  • the mode switching frequency f HL is always to be selected so high that a significant increase in the temperature of the one semiconductor over that of the other corresponding semiconductor over the duration of an operating mode is virtually eliminated until switching.
  • the operating mode switching frequency f HL is less than 5 kHz.
  • the mode switch is timed. Regardless of the speed or rotational frequency of the electric motor switching the mode is operated at a constant frequency. As a result, too low a switching frequency, which could lead to an undesirable heating of one of the corresponding semiconductors, can be reliably excluded.
  • a position-controlled switching of the operating mode can be realized.
  • this represents the simpler solution since rotor positional information is present anyway with electrically commutated electric motors.
  • the operating mode can be switched every 15 °, 30 ° or 60 ° of a full rotor turn.
  • position-controlled mode switching it must be ensured that a minimum mode switching frequency is not undershot, in order to avoid unwanted heating of one of the two corresponding semiconductors.
  • the switching bridge of the commutator can be designed as a half bridge. According to a preferred embodiment, however, the switching bridge is designed as a full bridge. As a result, the motor coils or strands can be energized in both directions. This opens u. a. the possibility of operating the motor in both directions of rotation.
  • the commutator is designed such that an active freewheel can be realized during the clock break or is realized. As a result, the total power loss is reduced because the freewheeling current no longer runs via a freewheeling diode, but via a closed switching semiconductor.
  • Commutator including a reduced illustrated Switching bridge and switching bridge control with a pulse width modulator
  • Fig. 2 shows the curves of the current through the motor coil
  • Fig. 3 shows the curves of the current through the motor coil
  • FIG. 1 Shown in FIG. 1 is a simplified and reduced illustrated motor assembly 10 which is essentially formed by a commutator 12 and an electric motor 14.
  • the electric motor 14 is a brushless electronically commutated electric motor having a permanent magnet motor rotor 16 and three stator side motor coils L. , L ', L ".
  • the three motor coils L, L', L" are supplied with current by the commutator 12.
  • FIG. 1 shows the commutator 12 in a greatly reduced manner in order to explain, by way of example and clearly, two different operating states with respect to a half-bridge formed by the semiconductors Ti and T 3 .
  • the commutator 12 has a switching bridge 20 designed as a full bridge whose switching semiconductors Ti, T 2 , T 3 , T 4 are driven by a switching bridge driver 22.
  • the switching semiconductors Ti, T 2 , T 3 , T 4 are MOSFET semiconductors, but can also be formed from other switchable power semiconductors.
  • Parallel to the semiconductors Ti - T 4 are freewheeling diodes Di - D 4 , which allow a current flow during the switching pauses.
  • the switching bridge driver 22 has inter alia a microcomputer 24, a pulse width modulator 26 and a mode switch 28.
  • the control 22 is more complex since only two modes of operation in a direction of current flow with respect to a half-bridge are explained by way of example here and, inter alia, a representation of the control of the semiconductor T 2 and T 4 VOlNg has been omitted. In fact, all three motor coils L, L ', L "are energized with alternating current directions. The principle of control 22 will be explained by way of example at one of the three H-bridges.
  • the signal generated by the pulse width modulator is passed either to a high-side semiconductor Ti, T 2 or to a low-side semiconductor T 3 , T 4 .
  • the complementary switching semiconductor T 3 , T 4 , or Ti, T 2 which likewise lies in the bridge branch, can be activated for active freewheeling.
  • the pulse width modulator is connected exclusively to the respective high-side semiconductor Ti.
  • the corresponding low-side semiconductor T 4 is then permanently closed.
  • the clock break of the pulse-width-modulated signal of the highside semiconductor Ti is open, ie it falls there during the clock break no power loss and thus no further heating.
  • the corresponding semiconductor T 4 remains closed, so that in the lower half of the switching bridge 20, a freewheel can be set in the clockwise direction by the motor coil L, the low side semiconductor T 4 and the freewheeling diode D4 or optionally the closed semiconductor T 3 in Circle is running. Only at a duty cycle of 100% is the power dissipation in the high-side semiconductor Ti and the corresponding low-side semiconductor T 4 identical.
  • the considered low-side semiconductor T 4 is also stressed during the active freewheeling phases when the high-side semiconductor T 2 modulating the energization of the motor coil L in the opposite direction is opened.
  • a mode switch 28 is provided, which can turn on the pulse width modulator 26 alternately on the or the high-side semiconductor Ti, T 2 and the low-side semiconductor T 4 , T 3 . It is always possible to switch between a highside mode and a low side mode. As a result, the power dissipation asymmetry between the high-side semiconductors Ti, T 2 and the low-side semiconductors T 3 and T 4 is always reversed at the frequency of the mode switching, ie, the possibly higher power dissipation alternately on the high-side semiconductor Ti, T 2 on the one hand and the low-side semiconductors T 3 , T 4 switched on the other hand.
  • a rotor circulation of 360 ° is divided into six phases A - F, each of 60 °.
  • the nine timing diagrams of FIGS. 2 and 3 show the time courses of the coil current I L (1), the switching states of the semiconductors Ti, T 3 , T 2 and T 4 (FIGS. 2 to 5) and the corresponding semiconductor currents I T i. I ⁇ 3, I T2 and I T4 through the semiconductors Ti to T 4 , in Fig. 2 with passive and in Fig. 3 with active freewheeling.
  • the highside and lowside phases are marked with "h" and "I" in the diagrams.
  • phase A (0 ° -60 °), the pulse-width-modulated signal of the pulse width modulator 26 is connected to the high-side semiconductor Ti, so that a corresponding current profile I T i results through the semiconductor Ti.
  • the corresponding low-side semiconductor T 4 is permanently closed in phase A.
  • the high side semiconductor Ti is turned on and a current flows from the pulse pole via the semiconductor Ti, the motor coil, the semiconductor T 4 to the negative pole.
  • the low signal of the modulator 26 the current flow through the coil L via the diode D 3 or the semiconductor T3 and the lowside half-T 4 is maintained, which is the so-called freewheel.
  • the other highside semiconductor T 2 is open in phase A.
  • the low-side semiconductor T 3 is open during passive freewheeling (see FIG. 2).
  • the current flow is kept upright via the diode D3.
  • the low-side semiconductor T 3 is switched or clocked in a manner complementary to the high-side semiconductor Ti (see FIG. 3).
  • phase B (60 ° - 120 °) is switched from the highside mode to the Lowside mode, so that the pulse width modulated signal of the pulse width modulator 26 now on the corresponding to the highside semiconductor Ti lowside semiconductor T 4 is switched.
  • the corresponding high-side semiconductor Ti is closed during the entire phase B, so switched through.
  • the high-side semiconductor Ti conducts the current during the pulses of the pulse-width-modulated signal and also during the pulse pauses in free-running, so that a corresponding power loss continuously occurs during the phase B in Ti.
  • phase C (120 ° - 180 °) serves as well as the phase F (300 ° - 360 °) the Umkommuttechnik.
  • phase F 300 ° - 360 °
  • all of the semiconductors Ti - T 4 are opened so that no currents flow through the semiconductors Ti - T 4 and through the coil L, respectively.
  • phase D the low-side mode of operation applies, so that the pulse-width-modulated signal is conducted to the first low-side semiconductor T 3 .
  • the corresponding second high-side semiconductor T 2 is thus completely and uninterrupted closed during phase D.
  • phase E the pulse-width-modulated signal is switched to the second high-side semiconductor T 2 . Accordingly, the corresponding first low-side semiconductor T 3 is closed completely and without interruption.
  • the integral of the respective current characteristics is All four semiconductors Ti - T 4 equal, so that the power loss on all four semiconductors Ti - T 4 is the same, that is symmetrical. This applies regardless of the duty cycle of the pulse-width-modulated signal, ie for a duty cycle of 0% - 100%. As a result, compared to unbalanced load during operation without mode switching, the maximum occurring on a semiconductor power loss and thus the maximum heating can be reduced and the semiconductors and the cooling measures are dimensioned correspondingly smaller.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Direct Current Motors (AREA)

Abstract

Die Erfindung ist gerichtet auf einen Elektromotor-Kommutator (12) mit einer Schaltbrücke (20) mit einem Highside-Halbleiter (T1) und einem Lowside-Halbleiter (T4). Der Kommutator (12) weist ferner einen Pulsweiten-Modulator (26) zur Ansteuerung der Schaltbrücke (20) auf. Der Pulsweiten-Modulator (26) ist an beide Halbleiter (T1, T4) angeschlossen. Der Pulsweiten-Modulator wird alternierend an die beiden Halbleiter (T1, T4) durchgeschaltet. Hierdurch wird eine gleichmäßige Erwärmung aller Schalt-Halbleiter (T1, T4) der Schaltbrücke (20) realisiert, so dass die Verlustleistung und die Temperaturbelastung der Schalt-Halbleiter gleich ist.

Description

Elektromotor-Kommutator und Verfahren zum Ansteuern eines Elektromotor-Kommutators
Die Erfindung bezieht sich auf einen elektronischen Elektromotor-Kommutator und ein Verfahren zum Ansteuern eines derartigen Kommutators.
Ein elektronischer Kommutator dient der Steuerung bzw. Regelung der Drehzahl und des Drehmomennts eines bürstenlosen Elektromotors. Jeder Elektromotor weist mindesteins eine Stator- und/ oder Rotorspule auf, die durch den Kommutator bestromt wird. Hierzu weist der Kommutator eine Schaltbrücke mit einem sogenannten Lowside-Halbleiter und einem Highside-Halbleiter auf. Die Schaltbrücke wird durch einen Pulsweiten-Modulator angesteuert. Der Pulsweiten-Modulator generiert ein pulsweiten-moduliertes periodisches Signal, mit dem eine der beiden Schalt-Halbleiter der Schaltbrücke angesteuert wird. Die Modulationsfrequenz ist so hoch, dass aufgrund der elektrischen Zeitkonstante des Motors und der gespeicherten Energie in den Stranginduktivitäten der von dem Pulsweiten-Modulator periodisch in die Motorspulen eingeleitete Strom zu einem mittleren Strom in der betreffenden Motorspule geglättet wird. Durch Variation des Tastverhältnisses kann auf diese Weise eine beliebige Spannung zwischen Null Volt und der Versorgungsspannung eingestellt werden.
Aus DE 101 56 939 B4 ist ein elektronischer Elektromotor-Kommutator nach dem Stand der Technik bekannt.
Bei Kommutatoren nach dem Stand der Technik wird entweder der Lowside- Halbleiter oder der Highside-Halbleiter der Schaltbrücke durch den Pulsweiten- Modulator angesteuert, wobei der komplementäre Schalt-Halbleiter während der gesamten Modulationsphase geschlossen, also durchleitend ist. Über den dauerhaft geschlossenen komplementären Schalt-Halbleiter bildet sich in den Bestromungspausen zwischen zwei Pulsen des pulsweiten-modulierten Signals ein Freilauf. Unabhängig davon, ob es sich bei der Schaltbrücke um eine Halbbrücke oder um eine Vollbrücke handelt, und unabhängig davon, ob die Schaltbrücke ein, zwei, drei oder mehr Motorspulen treibt, werden der jeweilige Lowside- und Highside-Halbleiter verschieden stark belastet. Nur bei einem Pulsweiten-Verhältnis von 100 %, d. h. bei einem Verhältnis der Pulslänge zur Taktlänge von 1,0, liegt die elektrische und die thermische Belastung des Lowside- und des Highside-Halbleiters auf einem gleichen Niveau von ungefähr 50 % der gesamten Verlustleistung.
Insbesondere bei hochdynamischen Elektromotoren bzw. Anwendungen, die für Kurzzeitbetrieb ausgelegt sind, kommt es beispielsweise während des Starts zu deutlich unsymmetrischen Belastungen der beiden zueinander komplementären Halbleiter. Sowohl der Lowside-Halbleiter als auch der Highside-Halbleiter sind in der Praxis aus Symmetriegründen identisch und daher alle auf 100 % der gesamten auftretenden Leistung bzw. Verlustleistung ausgelegt.
Aufgabe der Erfindung ist es dem gegenüber, ein Elektromotor-Kommutator bzw. ein Verfahren zum Ansteuern eines Elektromotor-Kommutators zu schaffen, bei dem die Leistungs-Halbleiter der Schaltbrücke symmetrisch belastet werden.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst mit den Merkmalen des Patentanspruches 1 bzw. 9.
Gemäß dem Vorrichtungsanspruch 1 ist der Pulsweiten-Modulator sowohl an den Lowside-Halbleiter als auch an den Highside-Halbleiter angeschlossen. Es ist ein Betriebsart-Umschalter vorgesehen, der den Pulsweiten-Modulator alternierend an den Highside- bzw. den Lowside-Halbleiter durchschaltet.
Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren gemäß dem nebengeordneten Patentanspruch 9 wird beim Betrieb des Kommutators zum Betrieb des Elektromotors alternierend und unterhalb der Modulationsfrequenz fM zwischen einer Highside- und einer Lowside-Betriebsart umgeschaltet, in der das Pulsweiten-Modulator-Signal alternierend auf den Highside- und den Lowside- Schalt-Halbleiter geschaltet wird, wobei der jeweils komplementäre Halbleiter jeweils durchgeschaltet, also geschlossen wird.
Gemäß den unabhängigen Patentansprüchen ist also vorgesehen, regelmäßig und unterhalb der Modulationsfrequenz fM zwischen der Highside- und der Lowside-Betriebsart hin- und herzuschalten. Hierdurch wird die Verlustleistung auch bei einem Modulationsverhältnis von weniger als 100 % annähernd gleich auf den Lowside- und den Highside-Halbleiter verteilt. Die Umschaltfrequenz fHι_, mit der der Betriebsart-Umschalter zwischen der Lowside- und der Highside- Betriebsart hin- und herschaltet, ist in Abhängigkeit von der thermischen Trägheit der beiden betroffenen Halbleiter zu wählen. Die Betriebsart- Umschaltfrequenz fHι_ muss so hoch sein, dass bei Pulsweiten zwischen 0 % und 100 % eine unsymmetrische Erwärmung einer der beiden miteinander korrespondierenden Schalt-Halbleiter gegenüber dem anderen korrespondierenden Schalt-Halbleiter ausgeschlossen ist. Hierdurch wird die in den beiden korrespondierenden Halbleitern auftretende Verlustleistung so symmetriert und schnell verteilt, dass eine symmetrische und weitgehend gleichförmige peakfreie Erwärmung aller Halbleiter sichergestellt ist. Betriebsart- Umschaltung kann bei verschiedenen Schaltbrücken-Topologien eingesetzt werden, also bei IH-, 3H-, M6-, B6-, etc.-Topologien.
Bei Versuchen hat sich gezeigt, dass die Maximaltemperatur der Schaltbrücken- Halbleiter um 15 - 20 K und mehr reduziert werden kann. Die betreffenden Halbleiter können daher entsprechend kleiner dimensioniert sein, wodurch sich wiederum Kostenvorteile ergeben. Gegebenenfalls sind an wärmeabführende Mittel geringere Anforderungen zu stellen. Ferner steigen durch die vermeidbaren Temperaturpeaks auch die Sicherheit gegenüber Zerstörung und die Zuverlässigkeit.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung liegt die Betriebsart-Umschaltfrequenz fHι_ unterhalb Modulationsfrequenz fM des Pulsweiten-Modulators. Besonders bevorzugt liegt die Betriebsart-Umschaltfrequenz fHL mindestens 60 % unterhalb der Modulationsfrequenz fM. Die Betriebsart-Umschaltfrequenz fHL ist jedoch stets so hoch zu wählen, dass eine nennenswerte Erhöhung der Temperatur des einen Halbleiters gegenüber der des anderen korrespondierenden Halbleiters über die Dauer einer Betriebsart bis zum Umschalten praktisch ausgeschlossen ist. Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung liegt die Betriebsart-Umschaltfrequenz fHL unter 5 kHz. Vorzugsweise ist der Betriebsart-Umschalter zeitgesteuert. Unabhängig von der Drehzahl bzw. Drehfrequenz des Elektromotors wird die Umschaltung der Betriebsart mit einer konstanten Frequenz betrieben. Hierdurch kann zuverlässig eine zu geringe Umschaltfrequenz, die zu einer unerwünschten Erwärmung einer der korrespondierenden Halbleiter führen könnte, ausgeschlossen werden.
Alternativ ist jedoch auch eine lagegesteuerte Umschaltung der Betriebsart realisierbar. Dies stellt technisch die einfachere Lösung dar, da Rotor- Lagenformationen bei elektrisch kommutierten Elektromotoren ohnehin vorliegen. Beispielsweise kann die Betriebsart alle 15°, 30° oder 60° einer Rotor- Vollumdrehung umgeschaltet werden. Bei der lagegesteuerten Betriebsart- Umschaltung ist sicherzustellen, dass eine Mindest-Betriebsart-Umschaltfrequenz nicht unterschritten wird, um eine unerwünschte Erhitzung einer der beiden korrespondierenden Halbleiter zu vermeiden.
Grundsätzlich kann die Schaltbrücke des Kommutators als Halbbrücke ausgebildet sein. Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung ist die Schaltbrücke jedoch als Vollbrücke ausgestaltet. Hierdurch kann die bzw. können die Motor- Spulen bzw. -Stränge in beiden Richtungen bestromt werden. Dies eröffnet u. a. die Möglichkeit den Motor in beiden Drehrichtungen zu betreiben.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung ist der Kommutator derart ausgebildet, dass ein aktiver Freilauf während der Taktpause realisiert werden kann bzw. realisiert wird. Hierdurch wird die Verlustleistung insgesamt reduziert, da der Freilauf-Strom nicht mehr über eine Freilauf-Diode, sondern über einen geschlossenen Schalt-Halbleiter läuft.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf die Zeichnung ein Ausführungsbeispiel der Erfindung näher erläutert.
Es zeigen :
Fig. 1 schematisch einen Elektromotor mit Elektromotor-
Kommutator einschließlich einer reduziert dargestellten Schaltbrücke und Schaltbrückenansteuerung mit einem Pulsweiten-Modulator,
Fig. 2 die Verläufe des Stromes durch die Motorspule, der
Ansteuersignale für die Schalt-Halbleiter und des Stromes durch die Schalt-Halbleiter der Schaltbrücke der Fig. 1 bei passivem Freilauf, und
Fig. 3 die Verläufe des Stromes durch die Motorspule, der
Ansteuersignale für die Schalt-Halbleiter und des Stromes durch die Schalt-Halbleiter der Schaltbrücke der Fig. 1 bei aktivem Freilauf.
In der Fig. 1 ist eine vereinfachte und reduzierte dargestellte Motor-Anordnung 10 gezeigt, die im Wesentlichen gebildet wird von einem Kommutator 12 und einem Elektromotor 14. Der Elektromotor 14 ist ein bürstenloser elektronisch kommutierter Elektromotor mit einem permanentmagnetischen Motorrotor 16 und drei statorseitigen Motorspulen L, L', L". Die drei Motorspulen L, L', L" werden durch den Kommutator 12 mit Strom versorgt.
In der Fig. 1 ist der Übersichtlichkeit halber der Kommutator 12 stark reduziert dargestellt, um exemplarisch und übersichtlich zwei verschiedene Betriebszustände in Bezug auf eine Halbbrücke, die von den Halbleitern Ti und T3 gebildet wird, zu erläutern. Der Kommutator 12 weist eine als Vollbrücke ausgebildete Schaltbrücke 20 auf, deren Schalt-Halbleiter Ti, T2, T3, T4 durch eine Schaltbrücken-Ansteuerung 22 angesteuert werden. Die Schalt-Halbleiter Ti, T2, T3, T4 sind MOSFET-Halbleiter, können jedoch auch aus anderen schaltbaren Leistungshalbleitern gebildet werden. Den Halbleitern Ti - T4 parallel sind Freilauf-Dioden Di - D4 zugeordnet, die in den Schaltpausen einen Stromfluss erlauben.
Die Schaltbrücken-Ansteuerung 22 weist u. a. einen Mikrocomputer 24, einen Pulsweiten-Modulator 26 und einen Betriebsart-Umschalter 28 auf. Tatsächlich ist die Ansteuerung 22 komplexer, da vorliegend nur zwei Betriebsarten in einer Bestromungsrichtung in Bezug auf eine Halbbrücke exemplarisch erläutert werden und hierzu u. a. auf eine Darstellung der Ansteuerung der Halbleiter T2 und T4 VOlNg verzichtet wurde. Tatsächlich werden alle drei Motorspulen L, L', L" bestromt und zwar mit alternierenden Stromrichtungen. Das Prinzip der Ansteuerung 22 soll exemplarisch an einer der drei H-Brücken erklärt werden.
Bei Kommutatoren nach dem Stand der Technik wird das von dem pulsweiten- Modulator generierte Signal entweder auf einen Highside-Halbleiter Ti, T2 oder auf einen Lowside-Halbleiter T3, T4 geleitet. Der ebenfalls im Brückenzweig liegende komplementäre Schalt-Halbleiter T3, T4, bzw. Ti, T2 kann zum aktivem Freilauf angesteuert werden.
Wenn die in der Fig. 1 dargestellte Anordnung im sogenannten Highside-Modus betrieben wird, ist bei Anordnungen nach dem Stand der Technik der Pulsweiten- Modulator ausschließlich auf dem betreffenden Highside-Halbleiter Ti geschaltet. Der korrespondierende Lowside-Halbleiter T4 ist dann dauerhaft geschlossen. Während der Taktpause des pulsweiten-modulierten Signales ist der Highside- Halbleiter Ti geöffnet, d. h. es fällt dort während der Taktpause keine Verlustleistung und damit keine weitere Erwärmung an. Der korrespondierende Halbleiter T4 bleibt jedoch geschlossen, damit sich in der unteren Hälfte der Schaltbrücke 20 ein Freilauf einstellen kann, der im Uhrzeigersinn durch die Motorspule L, den Lowside-Halbleiter T4 sowie die Freilaufdiode D4 bzw. gegebenenfalls den geschlossenen Halbleiter T3 im Kreis läuft. Nur bei einem Tastverhältnis von 100 % ist die Verlustleistung in dem Highside-Halbleiter Ti und dem korrespondierenden Lowside-Halbleiter T4 identisch.
Wird die Motorspule L in beiden Bestromungsrichtungen betrieben, was in aller Regel der Fall ist, wird der betrachtete Lowside-Halbleiter T4 auch während der aktiven Freilaufphasen beansprucht, wenn der die Bestromung der Motorspule L in Gegenrichtung modulierende Highside-Halbleiter T2 geöffnet ist.
Da ein Pulsweiten-Verhältnis von 100 % im Betrieb die Ausnahme darstellt und gegebenenfalls prinzipbedingt technisch nicht möglich ist, wird ein Teil der Brücke (Low- oder Highside Halbleiter), je nach Taktungsart, in aller Regel erheblich mehr beansprucht als die korrespondierenden Halbleiter. Dies hat zur Folge, dass sich die Verlustleistung und damit die Erwärmung unterschiedlich auf die Halbleiter verteilt.
Bei dem vorliegenden erfindungsgemäßen Kommutator 12 ist daher ein Betriebsart-Umschalter 28 vorgesehen, der den Pulsweiten-Modulator 26 abwechselnd auf den bzw. die Highside-Halbleiter Ti, T2 und auf die Lowside- Halbleiter T4, T3 aufschalten kann. Es kann ständig zwischen einer Highside- Betriebsart und einer Lowside-Betriebsart hin- und hergeschaltet werden. Hierdurch wird auch die Verlustleistungs-Unsymmetrie zwischen den Highside- Halbleitern Ti, T2 und den Lowside-Halbleitern T3 und T4 mit der Frequenz der Betriebsart-Umschaltung stets umgedreht, d. h. die ggf. höhere Verlustleistung abwechselnd auf die Highside-Halbleiter Ti, T2 einerseits und die Lowside- Halbleiter T3, T4 andererseits geschaltet.
Der zeitliche Verlauf der Ansteuersignale sowie der zeitliche Verlauf der Ströme durch die Halbleiter Ti - T4 sei anhand der Fig. 1 bis 3 erklärt:
Ein Rotorumlauf von 360° ist in sechs Phasen A - F, von je 60° aufgeteilt. Die neun Zeitdiagramme der Fig. 2 und 3 zeigen die zeitlichen Verläufe des Spulenstroms IL (1), die Schaltzustände der Halbleiter Ti, T3, T2 und T4 (2 bis 5) und die entsprechenden Halbleiter-Ströme ITi, Iτ3, IT2 und IT4 durch die Halbleiter Ti bis T4, und zwar in Fig. 2 mit passivem und in Fig. 3 mit aktivem Freilauf. Die Highside- und Lowside- Phasen sind in den Diagrammen mit "h" bzw. "I" gekennzeichnet.
In der Phase A (0° - 60°) ist das pulsweiten-modulierte Signal des Pulsweiten- Modulators 26 auf den Highside-Halbleiter Ti geschaltet, so dass sich ein entsprechender Stromverlauf ITi durch den Halbleiter Ti ergibt. Der korrespondierende Lowside-Halbleiter T4 ist in der Phase A dauerhaft geschlossen. Während des High-Signals des Pulsweiten-Modulators 26 wird der Highside-Halbleiter Ti durchgesteuert und es fließt ein Strom vom Pulspol über den Halbleiter Ti, die Motorspule, den Halbleiter T4 zum Minuspol. Während des Low-Signals des Modulators 26 wird der Stromfluss durch die Spule L über die Diode D3 oder den Halbleiter T3 und den Lowside-Halbleter T4 aufrechterhalten, was den sogenannten Freilauf darstellt. Auf diese Weise ergibt sich während der Phase A durch den korrespondierenden Lowside-Halbleiter T4 ein praktisch dauerhafter relativ konstanter Stromfluss. Der andere Highside-Halbleiter T2 ist in der Phase A geöffnet. Der Lowside-Halbleiter T3 ist bei passivem Freilauf geöffnet (siehe Fig.2). Der Stromfluß wird dabei über die Diode D3 aufrecht gehalten. Beim aktiven Freilauf wird der Lowside-Halbleiter T3 komplementär zu dem Highside-Halbleiter Ti geschaltet bzw. getaktet (siehe Fig. 3).
In der folgenden Phase B (60° - 120°) wird von der Highside-Betriebsart auf die Lowside-Betriebart umgeschaltet, so dass das pulweiten-modulierte Signal des Pulsweiten-Modulators 26 nunmehr auf den zu dem Highside-Halbleiter Ti korrespondierenden Lowside-Halbleiter T4 geschaltet wird. Der korrespondierende Highside-Halbleiter Ti wird während der gesamten Phase B geschlossen, also durchgeschaltet. Der Highside-Halbleiter Ti leitet während der Pulse des pulsweiten-modulierten Signals und ebenfalls während der Puls-Pausen im Freilauf den Strom durch, so dass während der Phase B in Ti kontinuierlich eine entsprechende Verlustleistung anfällt.
Die folgende Phase C (120° - 180°) dient ebenso wie die Phase F (300° - 360°) der Umkommutierung. Während der Phasen C und F sind alle Halbleiter Ti - T4 geöffnet, so dass keine Ströme durch die Halbleiter Ti - T4 bzw. durch die Spule L fließen.
In den folgenden Phasen D und E erfolgt die Bestromung der Spule L in umgekehrter Richtung, so dass die Halbleiter T2 und T3, die miteinander korrespondierenden Halbleiter bilden. In der Phase D gilt die Lowside-Betriebsart, so dass das pulsweiten-modulierte Signal auf den ersten Lowside-Halbleiter T3 geleitet wird. Der korrespondierende zweite Highside-Halbleiter T2 ist während der Phase D demnach vollständig und unterbrechungsfrei geschlossen.
In der Phase E wird das pulsweiten-modulierte Signal auf den zweiten Highside- Halbleiter T2 geschaltet. Dementsprechend wird der korrespondierende erste Lowside-Halbleiter T3 vollständig und unterbrechungsfrei geschlossen.
Wie aus den zeitlichen Stromverläufen der vier Halbleiter Ti - T4 in Fig. 2 unschwer zu erkennen ist, ist das Integral der jeweiligen Stromverläufe durch alle vier Halbleiter Ti - T4 gleich, so dass auch die Verlustleistung an allen vier Halbleitern Ti - T4 gleich, also symmetrisch ist. Dies gilt unabhängig von dem Tastverhältnis des pulsweiten-modulierten Signals, also für ein Tastverhältnis von 0 % - 100 %. Hierdurch können, gegenüber unsymmetrischer Belastung bei Betrieb ohne Betriebsart-Umschaltung, die maximale an einem Halbleiter auftretende Verlustleistung und damit die maximale Erwärmung reduziert und die Halbleiter sowie die Kühlmaßnahmen entsprechend kleiner dimensioniert werden.

Claims

Patentansprüche
1. Elektromotor-Kommutator (12) mit
einer Schaltbrücke (20) mit einem Highside-Halbleiter (Ti) und einem Lowside-Halbleiter (T4), und
einem Pulsweiten-Modulator (26) zur Ansteuerung der Schaltbrücke (20),
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,
dass der Pulsweiten-Modulator (26) an beide Halbleiter (Ti, T4) angeschlossen ist, und
ein Betriebsart-Umschalter (28) vorgesehen ist, der den Pulsweiten- Modulator (26) alternierend an den Highside-Halbleiter (Ti) und den Lowside-Halbleiter (T4) durchschaltet.
2. Elektromotor-Kommutator (12) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsart-Umschaltfrequenz (fHL) unterhalb der Modulationsfrequenz (fM) des Pulsweiten-Modulators (26) liegt.
3. Elektromotor-Kommutator (12) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsart-Umschaltfrequenz (fHL) mindestens 60 % unter der Modulationsfrequenz (fM) liegt.
4. Elektromotor-Kommutator (12) nach einem der Ansprüche 1 - 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsart-Umschaltfrequenz (fHL) unterhalb von 5 kHz liegt.
5. Elektromotor-Kommutator (12) nach einem der Ansprüche 1 - 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Betriebsart-Umschalter (28) zeitgesteuert umgeschaltet wird.
6. Elektromotor-Kommutator (12) nach einem der Ansprüche 1 - 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Betriebsart-Umschalter (28) lagegesteuert ist.
7. Elektromotor-Kommutator (12) nach einem der Ansprüche 1 - 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltbrücke (20) eine Vollbrücke ist.
8. Elektromotor-Kommutator (12) nach einem der Ansprüche 1 - 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Freilauf während der Bestromungspausen des pulsweiten-modulierten Signales als aktiver Freilauf ausgebildet ist.
9. Verfahren zum Ansteuern eines elektronischen Elektromotor-Kommutators (12) mit
einem mit einer Modulationsfrequenz (fM) betriebenen Pulsweiten- Modulator (26) zur Generierung eines pulsweiten-modulierten Signals, und
einer Schaltbrücke (20) mit einem Highside-Halbleiter (Ti) und einem Lowside-Halbleiter (T4), wobei
alternierend und unterhalb der Modulatorfrequenz (fM) zwischen einer Highside-Betriebsart und einer Lowside-Betriebsart umgeschaltet wird, in der das pulsweiten-modulierte Signal alternierend auf den Highside- Halbleiter (Ti) und den Lowside-Halbleiter (T4) geschaltet und der jeweils komplementäre Halbleiter (T4, Ti) jeweils durchgeschaltet wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch die Merkmale einer der Ansprüche 2 - 8.
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