EP2122607A2 - Procede de reduction active d'une nuisance sonore - Google Patents

Procede de reduction active d'une nuisance sonore

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EP2122607A2
EP2122607A2 EP08775674A EP08775674A EP2122607A2 EP 2122607 A2 EP2122607 A2 EP 2122607A2 EP 08775674 A EP08775674 A EP 08775674A EP 08775674 A EP08775674 A EP 08775674A EP 2122607 A2 EP2122607 A2 EP 2122607A2
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EP
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signal
noise signal
noise
filter
counter
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Jean-Claude Odent
Benoît MAZEAUD
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Quietys
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    • G10K11/17879—General system configurations using both a reference signal and an error signal
    • G10K11/17881—General system configurations using both a reference signal and an error signal the reference signal being an acoustic signal, e.g. recorded with a microphone

Definitions

  • the present invention relates to a method of reducing noise pollution by active control. It also relates to a system implementing the method according to the invention.
  • the invention aims, in particular, to reduce noise pollution in an area determined by an active reduction process.
  • Noise can be any kind of annoying acoustic waves that can be considered noise in a certain area.
  • These nuisances can be of all types and frequencies ranging from a few hertz to a few thousand hertz. They can be created by any device in operation. In the case, for example, of a closed enclosure, the nuisances can be generated by devices which are located inside this enclosure. They may also be caused by sources outside the enclosure, for example when the enclosure is located near sites such as an airport, highway, railway, etc.
  • the first requires prior information of the noise signal which is the cause of the noise nuisance to be reduced.
  • the noise signal is detected upstream of the active reduction processing zone and provides a reference signal which must be strongly correlated with the noise nuisance to be reduced.
  • prior knowledge of the noise signal is exploited in order to minimize the error of reduction of the noise nuisance, this error being quantified by a so-called error signal measured at the determined zone.
  • the prior information of a noise nuisance is not always available, hence the use of a second noise reduction method, called feedback, or closed loop control, in which no prior detection is required. is done.
  • the reduction error signal is used to provide a control signal for minimizing this same error signal.
  • An object of the invention is thus to provide a method of actively reducing noise pollution to better meet the constraint cited above, and therefore to achieve a better reduction of noise.
  • the invention proposes to remedy the aforementioned problem by an active reduction method at a given zone of the energy of a sound signal, said propagated noise signal, generated in the zone determined by a primary signal, said signal noise.
  • the method comprises transmitting, by transmission means, at least one counter-noise signal comprising at least a first counter-noise signal, said feedback, of an antagonistic effect to the propagated noise signal, this method further comprising at least one iteration of the following operations:
  • the sources of the noise signal are called the secondary sources and the sources of the noise signal are the primary sources.
  • the measurement of the error signal by a measuring means constituted for example by a control microphone, makes it possible to account for the reduction of the energy of the propagated noise signal and to adjust the noise signal of to reduce this same error signal.
  • the modeling of the secondary path can be carried out by transmitting, by a means of transmitting the counter-noise signal consisting for example of a loudspeaker, of a known signal, followed by a measurement of this signal at the level of the area determined by a measuring device.
  • the transmitted signal and the measured signal it is possible to characterize the acoustic path between the emission means of the counter-noise signal and the measurement means at the determined zone. This modeling can take place before or during any phase of emission of noise.
  • This determined path, and always before any reduction of the noise signal, modeling the inverse of the secondary path can be performed numerically so as not to introduce phase shift that is to say additional delay in the control chain , which would come in opposition to the main purpose of the invention. An amplitude modeling only is therefore conducted.
  • This inverse filter makes it possible to limit the resonances inherent to the electro-acoustic equipment used as well as to the topography of the treatment zone, resonances that are found in said secondary path.
  • the detection of the periodic components of the propagated noise signal makes it possible to better understand the spectral composition of said signal and consequently makes it possible to carry out bandpass filtering operations.
  • the counter-noise signal can thus be adjusted optimally to ensure, in greater stability, the best reduction of the energy of the propagated noise signal and thus of the nuisance caused by the noise signal at the zone level. determined, especially during rapid changes in periodic components.
  • the propagated noise signal can be estimated from, on the one hand, the error signal, and on the other hand the feedback noise signal processed by the first filter modeling the secondary path. Indeed, by subtracting from the error signal measured in the determined zone, the counter-noise signal feedback filtered by the first filter modeling the secondary path, that is to say the acoustic path between the secondary source and the measuring means at the determined area, it is possible to make an estimate of the noise signal propagated to the reduce.
  • the detection of the periodic components of the propagated noise signal can be achieved by a filtering of the propagated noise signal estimated by notch-type bandpass filters, performing an infinite impulse response (HR) bandpass filtering. of constant amplitude everywhere except at the frequencies of the periodic components of the propagated noise signal where the bandwidths are practically nil. These filters are called Adaptive Notch Filters (ANF).
  • the method according to the invention comprises a bandpass filtering of the estimated propagated noise signal, at the frequency of all or part of the detected periodic components, said filtering providing a signal, referred to as a reference signal, consisting essentially of the periodic components of the propagated noise signal.
  • This reference signal is then used in the adjustment of the feedback noise signal, as described below.
  • the method according to the invention comprises an adjustment of at least one coefficient of a second filter, finite impulse response, provided for adjusting the feedback signal against noise as a function of the reference signal filtered by a third filter finite impulse response modeling the inverse of the secondary path in amplitude.
  • the filtered reference signal thus obtained, composed essentially of the periodic components of the estimated propagated noise signal, thus serves as a basis for adjusting the coefficients of the second filter, the function of which is precisely to eliminate the periodic components of the propagated noise signal.
  • the filtering operation by the third filter modeling in amplitude the inverse of the secondary path, makes it possible to facilitate the adjustment of the coefficients of the second filter.
  • the combination, on the one hand of the first filter modeling the secondary path and, on the other hand, of the third filter modeling in amplitude the inverse of the secondary path, results, in output, a flat response in amplitude, equal
  • This facilitates the work of the second filter which consists in finding the optimal amplitudes and phases of the signal of counter-noise feedback that minimizes the energy of the error signal and therefore the energy of the propagated noise signal.
  • ensuring this unit amplitude makes it possible to rid the second filter of the optimal amplitude search work and to focus only on the search for the optimal phase.
  • At least one coefficient of the second filter can be adjusted by an algorithm of the Least Mean Square (LMS) minimization algorithm type as a function of the reference signal processed by the first filter, the signal of the second signal.
  • LMS Least Mean Square
  • error having undergone pass-band filtering at the frequency of all or part of the detected periodic components and of a convergence coefficient, called feedback, involved in the LMS algorithm.
  • the counter-noise signal further comprises a feedback signal, called feedforward, adjusted according to the error signal and the noise signal measured by measuring means comprising for example a microphone.
  • the feedforward counter-noise signal is intended to reduce the energy of non-periodic components of the noise signal.
  • the method according to the invention makes it possible to implement, in a combined manner, a feedback noise signal and a feedforward counter-noise signal intended respectively to reduce the energy of the periodic components and the non-periodic components of the noise signal.
  • the method according to the invention may furthermore comprise: amplitude modeling of the inverse of the secondary path by at least a fourth finite impulse response filter and
  • the fourth filter may be identical to the third filter and the sixth filter identical to the first filter.
  • the fourth filter may be the third filter and the sixth filter may be the first filter.
  • the adjustment of the feedforward counter-noise signal comprises an adjustment of at least one coefficient of a fifth finite impulse response filter provided for adjusting said feedforward counter-noise signal in accordance with the noise signal previously processed by the fourth filter.
  • At least one coefficient of the fifth filter is adjusted by a least squares algorithm according to the error signal, the noise signal measured and previously processed by the sixth filter modeling the path.
  • the combination, on the one hand of the fourth filter modeling the secondary path and, on the other hand, of the sixth filter modeling in amplitude the inverse of the secondary path results, at the output, in a flat amplitude response, equal to 1.
  • the method according to the invention can be implemented for the attenuation of at least one noise signal by transmitting a plurality of counter-noise signals by a plurality of transmission means.
  • Each of the counter-noise signals may include:
  • the method according to the invention makes it possible to on the one hand to increase the size of the determined zone in which it is desired to achieve a reduction of the energy of at least one propagated noise signal, and on the other hand to realize this reduction up to frequencies higher.
  • the noise signal / error signal it is possible to process the noise over a greater distance and in a wider frequency band.
  • the method according to the invention can be implemented to achieve an "acoustic comfort bubble". Since the spatial extent of such a bubble of free space acoustic comfort is rather confined as the frequency increases, it is necessary to consider several sources of emission of several counter-noise signals and several microphones of control of reduction of the noise. propagated noise signal energy. For example, knowing that the inter-ear space is about 20 centimeters, and that we take an identical margin to allow any freedom for a user to move the head reasonably, we end up with a bubble of acoustic comfort to achieve 40 centimeters in diameter, an effective treatment up to 200 Hz maximum by considering only one average pair of emission of the noise signal / error signal measuring means.
  • an active reduction system at a given zone, of the energy of a sound signal, said propagated noise signal generated in the zone determined by a primary signal.
  • said noise signal by emission of at least one counter-noise signal comprising at least a first counter-noise signal, said feedback, of an antagonistic effect to the noise signal propagated at the determined zone, the system comprising:
  • At least one first filter for modeling a direct acoustic path referred to as the secondary path, between the means for transmitting the noise signal and the means for measuring the error signal possibly obtained after a previous step of identification ;
  • the emission means of the counter-noise signal may comprise directional ultrasound transducers having a reduced emission beam.
  • the counter noise contributes to reducing the noise signal in a targeted area or volume, it can quite easily increase them elsewhere. .
  • reducing disturbances in a space does not mean reducing them in all space.
  • means for transmitting a counter-noise signal such as loudspeakers are more directive at low frequencies than at high frequencies. Unless we can have speakers larger than the largest wavelength inherent in the spectrum of the noise signal to be treated, we can overcome this limitation, unless using ultrasonic transducers.
  • the directivity of the ultrasound transducers presents a great advantage to design not a complex multi-channel system but a parallelization of multiple, much less complex, monovoic systems. . Indeed, in this case, the crossed paths and the rear contributions become negligible due to the directivity of the ultrasound transducers and the fact that the entities are not taken into account in the parallelized structure does not disturb the stability of the system.
  • the system according to the invention may further comprise means for measuring the noise signal. These means may comprise at least one microphone, said noise, appropriately placed according to the noise source.
  • the system according to the invention may further comprise means for estimating the noise signal propagated at the determined zone. The estimate of the propagated noise signal, as it arises at the determined zone, can be carried out as a function of the error signal and the counter-noise signal.
  • the system according to the invention may comprise band-pass filtering means of the propagated noise signal estimated at the frequency of all or part of the periodic components of the propagated noise signal, and arranged to generate a reference signal, such as as described above.
  • the means for adjusting the feedback noise signal may advantageously comprise at least a second finite impulse response filter provided for adjusting said feedback noise signal as a function of the reference signal filtered by a third impulse response filter. finite, arranged to model in amplitude the inverse of the secondary path.
  • the counter-noise signal may comprise a second feedback signal, said feedforward, the system according to the invention further comprising means for transmitting the adjusted feedforward counter-noise signal as a function of the error signal and the noise signal.
  • the system may include a fourth finite impulse response filter, amplitude modeling the inverse of the secondary path, a fifth filter, provided to adjust the feedforward counter-noise signal, based on the measured noise signal processed by the fourth filter. and a sixth filter, finite impulse response, arranged to model the secondary path.
  • the system according to the invention may advantageously comprise a plurality of transmission means of a plurality of counter-noise signals implemented for the attenuation of at least one noise signal.
  • FIG. 1 is a schematic representation of an active reduction configuration of a sound signal by means of a single-channel system according to the invention
  • FIG. 2 is a schematic representation of an active reduction configuration of a sound signal thanks to a multi-channel system according to the invention
  • FIG. 3 is a schematic representation in the form of functional blocks of the operations carried out at the level of a channel of a multi-channel system according to the invention comprising a measurement of the noise signal with measurement microphones;
  • FIG. 4 is a schematic representation in the form of functional blocks of a module for detecting and filtering periodic components of a noise signal propagated at a channel of a multi-channel system according to the invention
  • FIG. 5 is a schematic representation of a multi-channel electronic card implemented in the multichannel system according to the invention
  • FIG. 6 is a representation of an emission beam of an ultrasound transducer used in the system according to the invention
  • FIG. 7 is a first embodiment of the multiway system according to the invention for obtaining a comfort bubble; and FIG. 8 a second exemplary embodiment of the multi-way system according to the invention for obtaining a comfort bubble.
  • FIG. 1 is a schematic representation of a configuration 10 active noise reduction through a single channel system 11 according to the invention.
  • This system 11 comprises a noise microphone for measuring a noise signal x and a transducer emitting a noise signal adjusted therein to minimize the noise nuisance caused by the noise signal x at an acoustic comfort zone 12 wherein a control microphone is provided for measuring an error signal e.
  • a control microphone is provided for measuring an error signal e.
  • FIG. 1 shows a configuration 20 active noise reduction through a multiway system 21 according to the invention.
  • This multi-channel system 21 comprises:
  • the multi-channel system 21 comprises the same number of control microphones and transducers and a noise microphone.
  • FIG. 3 is a block diagram representation of a channel k in the multipath configuration 20 implementing the multipath system 21 according to the invention for making the comfort bubble 22.
  • n denotes the time discretized, that is to say the sampling time, by S kk the secondary path between the secondary source k and the control microphone k, that is to say, the direct acoustic path between the secondary source k , and the microphone k.
  • the module 221 P k represents the primary path between the reference signal detection microphone x k (n) and the control microphone k.
  • the control microphone k makes it possible to measure the error signal e k at the level of the comfort bubble. We will now describe the operation of the system 21 at a level k.
  • the system 21 comprises two parts, namely a part 211, called feedforward and a part 212, called feedback.
  • the feedback portion 212 comprises a finite impulse response filter W fbk k (z) for generating and adjusting a counter-noise feedback signal yfbk k (n).
  • This feedback portion 212 also includes two FIR filters S kk (z) numerically modeling the secondary path S kk .
  • This module 213 outputs an estimated propagated noise signal of k (n).
  • a detection and filtering module 214 makes it possible to detect the periodic components of the propagated noise signal d k (n) from the analysis of the estimated propagated noise signal of k (n) and outputs a signal of reference of k (n) composed of the detected periodic components of the estimated propagated noise signal of k (n).
  • This module 214 comprises an ANF detection unit 0 of the periodic frequencies in the estimated propagated noise signal of k (n) and an ALE band 9 filtering block (ALE for Adaptive An Enhancer) of the estimated propagated noise signal of k (n) the periodic component frequencies detected by the ANF 0 detection block.
  • ALE Adaptive An Enhancer
  • the reference signal of k (n) is then used by a FIR filter 1 / S kk (z) modeling in amplitude the inverse of the modeled secondary path S kk and then by a filter W fbk k (z) to adjust the signal counter-noise feedback yfbk k (n).
  • the coefficients of the filter W fbk k (z) are adjusted by a minimization algorithm according to the least squares criterion, represented by the block LMS 1 as a function of the reference signal of k (n) previously treated by a filter S kk (z), and the bandpass filtered e-pass error signal e k (n) by an ALE block 9 at the periodic component frequencies detected in the estimated propagated noise signal of k (n).
  • the feedforward portion 211 of the system 21 comprises a FIR filter W fwd k (z) for generating and adjusting a feedback signal feedback yfwd k (n) as a function of the noise signal x k (n) measured by means of measurement and previously filtered by an FIR filter 1 / S kk (z) modeling in amplitude the inverse of the modeled secondary path S kk .
  • the coefficients of the filter W fwd k (z) are adjusted by an LMS algorithm, represented by the LMS block 1 as a function, on the one hand of the error signal e k (n), and on the other hand of the noise signal measured and previously treated by a filter S kk (z).
  • the counter-noise signals feedforward yfwd k (n) and feedback yfbk k (n) are then added by an adder ⁇ to obtain a signal of counter-noise y k (n) which is transmitted to the comfort bubble by means of emission, which are in our example ultrasonic transducers.
  • the error signal e k (n) for the channel k measured by a control microphone corresponds to the sum, on the one hand, of the propagated noise signal d k (n ), and secondly counter-noise signals corresponding to each of the channels of the system 21 and having traveled the secondary paths 5 ⁇ k (z) between the secondary sources associated with each of the channels and the control microphone k,
  • e k (n) ⁇ S lk (z) y ((n) + d k (n).
  • the error signal e k (n) for the channel k measured by a control microphone not shown corresponds this time to the sum, d part of the propagated noise signal d k (n), and secondly of the counter-noise signal y k (n) corresponding to the path k and having traveled the secondary path S kk (z), that is, ie the acoustic path between the transducer k and the control microphone k.
  • e k (n) y k (n) 5 kk (n) + d k (n).
  • FIG. 4 is a block diagram representation of module 214 for detecting and filtering periodic components of the estimated propagated noise signal of k (n).
  • the frequency estimation method used in the present example involves an infinite impulse response bandpass filtering of constant amplitude everywhere else than the frequencies of the components of the noise signal, where the bandwidth is almost zero.
  • These filters are called "notch" filters and are referred to as ANF (Adaptive Notch Filter).
  • ANF Adaptive Notch Filter
  • H t (z, Q) -N t (z, Q) / D t (z, Q)
  • the lattice formulation is in the following form:
  • a cascade decomposition, represented in FIG. 4, of this module 214 is chosen in order to determine the frequencies composing a given signal. Also, for p periodic components, we have p filters H 1 (Z) in series. It should be noted that the cascade decomposition of block 214 is indicated by a C, for cascade, in ANF C (see FIG. 3).
  • ⁇ (n) ⁇ (n - 1) + T "1 (n) ⁇ (n) E (n).
  • the reference signal of k (n) and the error signal e k (n) are filtered by bandpass filters centered around the frequencies present in the noise signal. estimated propagation of k (n).
  • the complement of a notch filter, in whatever formulation is it, is a band-pass filter, denoted N hLE (z '1 ) r in which the central frequency of filtering intervenes.
  • the detection and filtering module 112 is composed of as many sections 2141 in cascade as of periodic components to be detected. Each section / is in the form of a filter H 1 (Z '1 ) comprising:
  • This set 2142 is designed to perform the detection of a periodic component a, of the estimated propagated noise signal of k (n);
  • a filter 2143 denoted by N ⁇ (Z '1 ), and designed to filter the estimated propagated noise signal of k (n) at the frequency of the periodic component a, detected by the set 2142.
  • This filter 2143 provides in output a signal of kl (n) composed only of the periodic component a, of the estimated propagated noise signal of k (n).
  • the reference signal of k (n) is obtained by adding all the signals of kl (n) provided by the filters N ⁇ (Z '1 ) of sections 2141. Note that this addition operation is signaled by a P, as parallel, in ALE P (see Figure 3)
  • the operations of analyzing the noise signal, generating and adjusting the counter-noise signals y k (n) for all the channels k of the multi-channel noise reduction system 21 according to the invention can be integrated on a only electronic card.
  • FIG. 5 schematically represents an example of an electronic card 30 for a multichannel sound reduction system having 6 channels 300-305 at the input, and 4 channels 306-309 at the output. In entry of this card 30:
  • the channels 300-303 corresponding to four error signals, respectively e 1 (n) -e 4 (n), measured by four control microphones, 310-313 respectively, arranged in the comfort bubble 22;
  • the channel 304 corresponds to the noise signal x (n) measured by a noise microphone; and the channel 305 corresponds to a signal coming from a potentiometer 315 making it possible to adjust the feedback and feedforward convergence coefficients intervening in the LMS algorithms used.
  • the channels 306-309 correspond to four counter-noise signals, respectively yi (n) -y 4 (n), intended to be emitted by four transducers, respectively 316-319, suitably arranged.
  • the card For each of the channels 300-304, the card comprises:
  • a pre-amplification stage 320 pre-amplifying the signals of each of the channels 300 - 304, using pre-amplifiers 3200-3204;
  • a gain stage 330 disposed at the output of the stage 320, and applying a gain to the signals of each of the channels 300 - 304 using amplifiers 3300-3304 of adjustable gain; an anti-alias filtering stage 340 at the output of the gain stage 330, and performing an anti-aliasing filtering of the signals of each of the channels 300-304, using anti-aliasing filters; 3400-3404.
  • the sampling frequency at the 3400-3404 filters is adjustable using a 3405 module; - At the output of the stage 340, a multiplexer 31 performing a multiplexing of the signals of the channels 300 - 304; and at the output of the multiplexer 31, an analog-digital converter 32, performing an analog-to-digital conversion of the multiplexed signal.
  • the multiplexed digital signal obtained at the output of the converter 32, then enters a processor 33 of the DSP type which makes it possible to carry out for each channel the operations that we have described above and diagrammatically represented in FIGS. 3 and 4.
  • the processor 33 used in the present example is an Analog Devices processor of the SHARC range in industrial finish so resistant to extreme temperatures.
  • the implementation of the code is provided via the interface developed by Analog Devices is the software VisualDSP ++, which has a high-level C compiler. It is possible to work either in floating point or in fixed comma.
  • the sampling frequency at the level of the processor is configurable, using a module 331, to respond to all cases of active reduction of the energy of a sound signal.
  • the DSP 33 has been sized to accommodate operations inherent to the LMS algorithms used.
  • the DSP can accommodate more complex algorithms than those used because an external memory 34 is present on the card 30, in order to meet any additional costs in memory and calculation.
  • connection lines 35 In the case of a multi-card system, a link can be made between the different cards using the connection lines 35. This possibility has been designed to be able to extend to infinity active nuisance reduction applications. sound and not to have limitations due to the processor 33.
  • the digital signal is composed of the counter-noise signals This digital signal is converted using a digital-to-analog converter 36. Then the analog signal obtained enters a demultiplexer 37 and demultiplexed. After the demultiplexing the different counter-noise signals are separated and located on exit routes 306-309. Before being emitted by the transducers 316-319, the counter-noise signals undergo:
  • a smoothing by a smoothing stage 350 comprising low-pass filters 3500-3503.
  • the sampling frequency at the 3500-3503 filters is adjustable using the 3405 module;
  • a gain stage 360 comprising amplifiers 3600-3603 of adjustable gain
  • a power amplification by a power amplification stage 370 comprising power amplifiers.
  • This power amplification stage 370 may not be on the card 30 as shown in FIG.
  • the adjustment signal of the feedback and feedforward convergence coefficients from the potentiometer 315 on the channel 305 is amplified by an amplifier 3051 and then an analog-to-digital conversion by means of a digital analog converter 3052 before entering the processor 33.
  • convergence coefficient is a weighting factor, strictly positive and less than 1, applied at the level of the reactualization in the LMS algorithm of the coefficients of the various filters mentioned above.
  • Transducers 316-319 used in the present example are ultrasound transducers. These ultrasound transducers 316-319 have a transmission beam 61, shown in FIG. 6, which is very small. In addition, ultrasound, completely inaudible to the emission, distort as they spread in the air and slide into the audible spectrum and the volume in which they become audible is quite predictable.
  • FIG. 7 schematically represents a first exemplary embodiment of the multichannel system according to the invention for obtaining a comfort bubble 22 by means of 4 ultrasound transducers 316-319 properly placed on a desk table 71.
  • the positioning of these transducers is obviously not limited to the office alone. They can quite be arranged around an opening, a window or a door for example.
  • the comfort bubble 22 obtained is located substantially at a level corresponding to the level of the head of a user on the desk table 71.
  • Figure 8 Another embodiment of the system according to the invention is shown schematically in Figure 8. This is a booth 80 to accommodate one or more users 81 to provide a noise reduction zone around their head. It is designed to be implemented both in public spaces and in factories, and can also be a medium for advertising.
  • the principle is as follows: a multitude of noise microphones 82 implanted at the level of the structure of the isolator 81 provide the noise signals, bases for the algorithm described above for calculating the counter-noise signals propagated by a multitude of secondary sources 83 located in the polling booth 80.
  • Display panels 85 allow the display of information such as advertising.
  • the isolator 80 includes one or more seats or buttocks 86 allowing the user 81 to land.
  • the invention is not limited to the examples of applications that we have just described and can be applied to the reduction of the energy of any sound signal in a given zone.

Landscapes

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Description

« Procédé de réduction active d'une nuisance sonore »
La présente invention concerne un procédé de réduction de nuisances sonores par contrôle actif. Elle vise également un système mettant en oeuvre le procédé selon l'invention.
L'invention vise, en particulier, à réduire les nuisances sonores dans une zone déterminée par un procédé de réduction active. Les nuisances sonores peuvent être toutes sortes d'ondes acoustiques gênantes qui peuvent être considérées comme étant du bruit dans une zone déterminée. Ces nuisances peuvent être de tous types et de fréquences pouvant aller de quelques hertz à quelques milliers de hertz. Elle peuvent être créées par un dispositif quelconque en fonctionnement. Dans le cas, par exemple, d'une enceinte fermée, les nuisances peuvent être générées par des dispositifs qui se situent à l'intérieur de cette enceinte. Elles peuvent également être causées par des sources extérieures à l'enceinte lorsque cette dernière est, par exemple, située à proximité de sites tels qu'un aéroport, une autoroute, une voie ferrée, etc.
Les systèmes actuels de réduction active de nuisances sonores permettent d'atténuer ces nuisances par deux types de procédés. Le premier, appelé feedforward, nécessite une information préalable du signal de bruit qui est la cause de la nuisance sonore à réduire. La détection du signal de bruit s'effectue en amont de la zone de traitement par réduction active et fournit un signal de référence qui doit être fortement corrélé à la nuisance sonore à réduire. Dans ce cas, la connaissance antérieure du signal de bruit est exploitée afin de minimiser l'erreur de réduction de la nuisance sonore, cette erreur étant quantifiée par un signal, dit d'erreur, mesurée au niveau de la zone déterminée. Cependant l'information préalable d'une nuisance sonore n'est pas toujours disponible, d'où l'utilisation d'un second procédé de réduction de nuisances sonores, appelé feedback, ou contrôle en boucle fermée, dans lequel aucune détection préalable n'est effectuée. Le signal d'erreur de réduction est exploité pour fournir un signal de contrôle destiné à minimiser ce même signal d'erreur.
Cependant, la plupart des systèmes actuels apportent des solutions limitées à la contrainte de causalité indispensable à la bonne réalisation de certaines applications de contrôle actif. Celle-ci impose de réaliser les opérations numériques intrinsèques au procédé de réduction active dans un temps très court. De ce fait, ces systèmes ont une efficacité limitée, en temps de réaction, dans l'espace et en fréquence. Un objectif de l'invention est ainsi de proposer un procédé de réduction active de nuisances sonores permettant de mieux répondre à la contrainte citée ci-dessus, et donc de réaliser une meilleure réduction des nuisances sonores.
L'invention propose de remédier au problème précité par un procédé de réduction active au niveau d'une zone déterminée de l'énergie d'un signal sonore, dit signal de bruit propagé, engendré dans la zone déterminée par un signal primaire, dit signal de bruit. Le procédé comprend une émission, par des moyens d'émission, d'au moins un signal de contre-bruit comprenant au moins un premier signal de contre-bruit, dit feedback, d'un effet antagoniste au signal de bruit propagé, ce procédé comprenant en outre au moins une itération des opérations suivantes :
- mesure, par des moyens de mesure disposés au niveau de la zone déterminée, d'un signal, dit d'erreur, représentant une information d'efficacité de la réduction de l'énergie du signal de bruit propagé dans la zone ;
- modélisation, par au moins un premier filtre, d'un trajet acoustique direct, dit chemin secondaire, entre les moyens d'émission du signal de contre-bruit et les moyens de mesure du signal d'erreur éventuellement lors d'une étape préalable d'identification ; - détection d'au moins une composante périodique du signal de bruit propagé par filtrage dudit signal de bruit propagé, ladite détection fournissant ladite composante périodique ; et
- ajustement du signal de contre-bruit feedback en fonction de la composante périodique détectée, du signal d'erreur et du chemin secondaire modélisé.
Dans la présente demande, les sources du signal de contre-bruit sont appelées les sources secondaires et les sources du signal de bruit les sources primaires. La mesure du signal d'erreur, par un moyen de mesure constitué par exemple d'un microphone de contrôle, permet de rendre compte de la réduction de l'énergie du signal de bruit propagé et d'ajuster le signal de contre-bruit de manière à diminuer ce même signal d'erreur. La modélisation du chemin secondaire peut être réalisée par émission, par un moyen d'émission du signal de contre-bruit constitué par exemple d'un haut-parleur, d'un signal connu, suivie d'une mesure de ce signal au niveau de la zone déterminée par un moyen de mesure. Ainsi, en connaissant le signal émis et le signal mesuré il est possible de caractériser le trajet acoustique entre le moyen d'émission du signal de contre-bruit et le moyen de mesure au niveau de la zone déterminée. Cette modélisation peut avoir lieu avant ou pendant toute phase d'émission de contre-bruit.
Ce trajet déterminé, et toujours avant toute réduction du signal de bruit, une modélisation de l'inverse du chemin secondaire peut être réalisée numériquement de sorte à ne pas introduire de déphasage c'est-à-dire de retard supplémentaire dans la chaîne de contrôle, ce qui viendrait en opposition à l'objectif principal de l'invention. Une modélisation en amplitude uniquement est par conséquent menée. Ce filtre inverse permet de limiter les résonances inhérentes au matériel électro-acoustique utilisé ainsi qu'à la topographie de la zone de traitement, résonances que l'on retrouve dans ledit chemin secondaire.
Ce qui suit intervient lors de la phase de contrôle proprement dit. La détection des composantes périodiques du signal de bruit propagé permet une meilleure connaissance de la composition spectrale dudit signal et permet par conséquent de réaliser des opérations de filtrage passe- bande. Le signal de contre-bruit peut ainsi être ajusté de manière optimale pour assurer, dans une plus grande stabilité, la meilleure réduction de l'énergie du signal de bruit propagé et donc de la nuisance causée par le signal de bruit au niveau de la zone déterminée, notamment lors de changements rapides des composantes périodiques.
Le signal de bruit propagé peut être estimé à partir, d'une part du signal d'erreur, et d'autre part du signal de contre-bruit feedback traité par le premier filtre modélisant le chemin secondaire. En effet, en retranchant au signal d'erreur mesuré dans la zone déterminée, le signal de contre-bruit feedback filtré par le premier filtre modélisant le chemin secondaire, c'est-à- dire le trajet acoustique entre la source secondaire et le moyen de mesure au niveau de la zone déterminée, il est possible de réaliser une estimation du signal de bruit propagé à réduire. La détection des composantes périodiques du signal de bruit propagé peut être réalisée par un filtrage du signal de bruit propagé estimé par des filtres passe-bande de type « notch », pour coupure, réalisant un filtrage passe-bande à réponse impulsionnelle infinie (HR) d'amplitude constante partout sauf aux fréquences des composantes périodiques du signal de bruit propagé où les bandes passantes sont quasiment nulles. Ces filtres sont appelés des filtres notch adaptatifs (ANF : « Adaptive Notch Filter »).
En outre, le procédé selon l'invention comprend un filtrage passe- bande du signal de bruit propagé estimé, à la fréquence de tout ou partie des composantes périodiques détectées, ledit filtrage fournissant un signal, dit de référence, essentiellement constitué des composantes périodiques du signal de bruit propagé. Ce signal de référence est ensuite utilisé dans l'ajustement du signal de contre-bruit feedback, tel que décrit ci-dessous.
En effet, le procédé selon l'invention comprend un ajustement d'au moins un coefficient d'un deuxième filtre, à réponse impulsionnelle finie, prévu pour ajuster le signal de contre-bruit feedback en fonction du signal de référence filtré par un troisième filtre à réponse impulsionnelle finie modélisant en amplitude l'inverse du chemin secondaire. Le signal de référence filtré ainsi obtenu, composé essentiellement des composantes périodiques du signal de bruit propagé estimé, sert donc de base pour l'ajustement des coefficients du deuxième filtre, dont la fonction est justement d'éliminer les composantes périodiques du signal de bruit propagé. L'opération de filtrage, par le troisième filtre modélisant en amplitude l'inverse du chemin secondaire, permet elle de faciliter l'ajustement des coefficients du second filtre. En effet, la combinaison, d'une part du premier filtre modélisant le chemin secondaire et, d'autre part du troisième filtre modélisant en amplitude l'inverse du chemin secondaire, a pour résultat, en sortie, une réponse plate en amplitude, égale à 1. Ceci facilite le travail du deuxième filtre qui consiste à trouver les amplitudes et phases optimales du signal de contre-bruit feedback qui minimisent l'énergie du signal d'erreur et donc l'énergie du signal de bruit propagé. En effet, assurer cette amplitude unité permet de débarrasser le deuxième filtre du travail de recherche d'amplitude optimale et de se concentrer seulement sur la recherche de la phase optimale.
Avantageusement, au moins un coefficient du deuxième filtre peut être ajusté par un algorithme du type algorithme de minimisation selon le critère des moindres carrés (LMS : « Least Mean Square ») en fonction du signal de référence traité par le premier filtre, du signal d'erreur ayant subi un filtrage passe-bande à la fréquence de tout ou partie des composantes périodiques détectées et d'un coefficient de convergence, dit feedback, intervenant dans l'algorithme LMS. En réalisant un tel filtrage passe-bande sur le signal d'erreur, on peut ainsi isoler les composantes périodiques du signal de bruit propagé qui sont présentes dans le signal d'erreur afin que le deuxième filtre ne se concentre que sur celles-ci.
Avantageusement, le signal de contre-bruit comprend en outre un signal de contre-bruit, dit feedforward, ajusté en fonction du signal d'erreur et du signal de bruit mesuré par des moyens de mesure comprenant par exemple un microphone. Le signal de contre-bruit feedforward est destiné à réduire l'énergie des composantes non périodiques du signal de bruit. Ainsi, le procédé selon l'invention permet de mettre en oeuvre de manière combinée un signal de contre-bruit feedback et un signal de contre-bruit feedforward destinés respectivement à diminuer l'énergie des composantes périodiques et des composantes non périodiques du signal de bruit. Par ailleurs, le procédé selon l'invention peut comprendre en outre : une modélisation en amplitude de l'inverse du chemin secondaire par au moins un quatrième filtre à réponse impulsionnelle finie et
- une modélisation par au moins un sixième filtre à réponse impulsionnelle finie du chemin secondaire, toujours dans la perspective de faciliter le travail d'ajustement des coefficients d'un cinquième filtre défini ci-après. Le quatrième filtre peut être identique au troisième filtre et le sixième filtre identique au premier filtre. Dans un exemple de réalisation non limitatif, le quatrième filtre peut être le troisième filtre et le sixième filtre peut être le premier filtre.
L'ajustement du signal de contre-bruit feedforward comprend un ajustement d'au moins un coefficient d'un cinquième filtre, à réponse impulsionnelle finie, prévu pour ajuster ledit signal de contre-bruit feedforward en fonction du signal de bruit préalablement traité par le quatrième filtre.
En outre, au moins un coefficient du cinquième filtre est ajusté par un algorithme du type algorithme de minimisation selon le critère des moindres carrés en fonction du signal d'erreur, du signal de bruit mesuré et traité au préalable par le sixième filtre modélisant le chemin secondaire et d'un coefficient de convergence, dit feedforward, intervenant dans l'algorithme en question.
Comme précédemment, la combinaison, d'une part du quatrième filtre modélisant le chemin secondaire et, d'autre part du sixième filtre modélisant en amplitude l'inverse du chemin secondaire a pour résultat, en sortie, une réponse plate en amplitude, égale à 1.
Avantageusement, le procédé selon l'invention peut être mis en œuvre pour l'atténuation d'au moins un signal de bruit par émission d'une pluralité de signaux de contre-bruit par une pluralité de moyens d'émission. Chacun des signaux de contre-bruit peut comprendre :
- un signal de contre-bruit feedback,
- un signal de contre-bruit feedforward, ou
- un signal de contre-bruit feedback et un signal de contre-bruit feedforward.
Par l'émission d'une pluralité de signaux de contre-bruit, et par la mise en œuvre d'une pluralité de points de mesure de signaux d'erreur, par exemple par des microphones de contrôle, le procédé selon l'invention permet, d'une part d'augmenter la taille de la zone déterminée dans laquelle on recherche à réaliser une réduction de l'énergie d'au moins un signal de bruit propagé, et d'autre part de réaliser cette réduction jusqu'à des fréquences plus élevées. Ainsi, en augmentant le nombre de couples moyen d'émission de signal de contre-bruit/moyen de mesure de signal d'erreur, autrement dit signal de contre-bruit/signal d'erreur, on peut traiter les nuisances sonores sur une distance plus grande et dans une bande de fréquence plus large.
Par exemple, le procédé selon l'invention peut être mis en œuvre pour réaliser une « bulle de confort acoustique ». L'étendue spatiale d'une telle bulle de confort acoustique en espace libre étant assez confinée à mesure que la fréquence augmente, il faut envisager plusieurs sources d'émission de plusieurs signaux de contre-bruit et plusieurs microphones de contrôle de réduction de l'énergie du signal de bruit propagé. Pour exemple, sachant que l'espace inter-oreilles est d'environ 20 centimètres, et que l'on prend une marge identique afin de laisser toute liberté à un utilisateur pour bouger raisonnablement la tête, on se retrouve avec une bulle de confort acoustique à réaliser de 40 centimètres de diamètre, soit un traitement efficace jusqu'à 200 Hz maximum en ne considérant qu'un seul couple moyen d'émission du signal de contre-bruit/moyen de mesure du signal d'erreur. En multipliant les points de réduction des nuisances, c'est-à-dire, le nombre de microphones de contrôle, il est possible d'augmenter la fréquence maximale des signaux de bruit dont on veut diminuer l'énergie. Ainsi, avec 3 points de réduction de nuisances sonores sur cette distance, on peut traiter des signaux de bruit jusqu'à 700Hz environ dans une bulle de confort de 40 cm de diamètre. En multipliant le nombre de signaux de contre-bruit et le nombre de points de réduction et en les disposant adéquatement, on peut aussi augmenter la taille de la bulle de confort.
Par point de réduction, ou de minimisation, on entend l'emplacement d'un microphone de contrôle prévu pour mesurer un signal d'erreur.
Suivant un autre aspect de l'invention, il est proposé système de réduction active, au niveau d'une zone déterminée, de l'énergie d'un signal sonore, dit signal de bruit propagé, engendré dans la zone déterminée par un signal primaire, dit signal de bruit, par émission d'au moins un signal de contre-bruit comprenant au moins un premier signal de contre-bruit, dit feedback, d'un effet antagoniste au signal de bruit propagé au niveau de la zone déterminé, le système comprenant :
- des moyens pour émettre le signal de contre-bruit ; - des moyens de mesure, au niveau de la zone déterminée, d'un signal, dit d'erreur, représentant une information d'efficacité de la réduction de l'énergie du signal de bruit propagé ;
- au moins un premier filtre pour modéliser un trajet acoustique direct, dit chemin secondaire, entre les moyens d'émission du signal de contre-bruit et les moyens de mesure du signal d'erreur obtenu éventuellement au terme d'une étape préalable d'identification ;
- des moyens pour détecter et fournir au moins une composante périodique du signal de bruit propagé ; et
- des moyens pour ajuster le signal de contre-bruit feedback en fonction de la composante périodique détectée, du signal d'erreur et du chemin secondaire modélisé.
Avantageusement les moyens d'émission du signal de contre-bruit peuvent comprendre des transducteurs ultrason directifs ayant un faisceau d'émission réduit. En effet, une des limitations des systèmes actuels de réduction active d'une nuisance sonore réside dans le fait que si le contre- bruit contribue à réduire le signal de bruit dans une zone ou un volume ciblé, il peut tout à fait les augmenter ailleurs. En d'autres termes, diminuer les perturbations dans un espace ne signifie pas les diminuer dans tout l'espace. De plus, des moyens d'émission d'un signal de contre-bruit tels que des haut-parleurs sont plus directifs en basses fréquences qu'en hautes fréquences. A moins de pouvoir disposer des haut-parleurs plus gros que la plus grande des longueurs d'onde inhérentes au spectre du signal de bruit à traiter, on ne pourra s'affranchir de cette limitation, sauf si on utilise des transducteurs ultrason. Les ultrasons, complètement inaudibles à l'émission, se distordent à mesure de leur propagation dans l'air et glissent dans le spectre audible. L'avantage des transducteurs ultrason réside dans le fait qu'ils ont un faisceau d'émission très réduit et le volume dans lequel les ultrasons deviennent audibles est tout à fait prédictible. Un autre avantage à l'utilisation de tels transducteurs réside dans le fait que leur directivité simplifie le système multivoies. En effet, la transposition au cas multivoies du système monovoie implique de considérer une multitude de chemins secondaires : les chemins secondaires directs entre chaque transducteur et leur microphone de contrôle associé, mais également les chemins secondaires dits croisés qui représentent les interactions entre tous les transducteurs et les microphones. D'autre part, les contributions de chaque source secondaire sur les moyens de mesure du signal de bruit, appelées contributions arrières, doivent de la même manière être considérées. Ceci exige de disposer d'une électronique à forte capacité de calcul et de mémoire. Dans le souci de minimisation des coûts souvent importants des opérations temps réel inhérentes au calcul des signaux de contre-bruit, la directivité des transducteurs ultrason présente un grand avantage pour concevoir non plus un système multivoies complexe mais une parallélisation de multiples systèmes monovoies bien moins complexes. En effet, dans ce cas, les chemins croisés et les contributions arrières deviennent négligeables du fait de la directivité des transducteurs ultrason et la non prise en compte des entités dans la structure parallélisée ne perturbe pas la stabilité du système.
Le système selon l'invention peut en outre comprendre des moyens pour mesurer le signal de bruit. Ces moyens peuvent comprendre au moins un microphone, dit de bruit, adéquatement placé en fonction de la source de bruit. Le système selon l'invention peut en outre comprendre des moyens pour estimer le signal de bruit propagé au niveau de la zone déterminée. L'estimation du signal de bruit propagé, tel qu'il se présente au niveau de la zone déterminée, peut être réalisée en fonction du signal d'erreur et du signal de contre-bruit. Par ailleurs, le système selon l'invention peut comprendre des moyens de filtrage passe-bande du signal de bruit propagé estimé à la fréquence de tout ou partie des composantes périodiques du signal de bruit propagé, et agencés pour générer un signal de référence, tel que décrit plus haut.
Les moyens pour ajuster le signal de contre-bruit feedback peuvent avantageusement comprendre au moins un deuxième filtre, à réponse impulsionnelle finie, prévu pour ajuster ledit signal de contre-bruit feedback en fonction du signal de référence filtré par un troisième filtre, à réponse impulsionnelle finie, agencé pour modéliser en amplitude l'inverse du chemin secondaire. Avantageusement, le signal de contre-bruit peut comprendre un deuxième signal de contre bruit, dit feedforward, le système selon l'invention comprenant en outre des moyens pour émettre le signal de contre-bruit feedforward ajusté en fonction du signal d'erreur et du signal de bruit.
Le système peut comprendre un quatrième filtre, à réponse impulsionnelle finie, modélisant en amplitude l'inverse du chemin secondaire, un cinquième filtre, prévu pour ajuster le signal de contre-bruit feedforward, en fonction du signal de bruit mesuré traité par le quatrième filtre et un sixième filtre, à réponse impulsionnelle finie, agencé pour modéliser le chemin secondaire.
Le système selon l'invention peut avantageusement, comprendre une pluralité de moyens d'émission d'une pluralité de signaux de contre-bruit, mis en œuvre pour l'atténuation d'au moins un signal de bruit. D'autres avantages et caractéristiques apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation nullement limitatif, et des dessins annexés sur lesquels :
- la figure 1 est une représentation schématique d'une configuration de réduction active d'un signal sonore grâce à un système monovoie selon l'invention ;
- la figure 2 est une représentation schématique d'une configuration de réduction active d'un signal sonore grâce à un système multivoies selon l'invention ;
- la figure 3 est une représentation schématique sous forme de blocs fonctionnels des opérations réalisées au niveau d'une voie d'un système multivoies selon l'invention comprenant une mesure du signal de bruit avec des microphones de mesure ;
- la figure 4 est une représentation schématique sous forme de blocs fonctionnels d'un module de détection et de filtrage de composantes périodiques d'un signal de bruit propagé au niveau d'une voie d'un système multivoies selon l'invention ;
- la figure 5 est une représentation schématique d'une carte électronique multivoies mise en œuvre dans le système multivoies selon l'invention ; - la figure 6 est une représentation d'un faisceau d'émission d'un transducteur ultrason utilisé dans le système selon l'invention ;
- la figure 7 est un premier exemple de réalisation du système multivoies selon l'invention pour l'obtention d'une bulle de confort ; et - la figure 8 un deuxième exemple de réalisation du système multivoies selon l'invention pour l'obtention d'une bulle de confort.
La figure 1 est une représentation schématique d'une configuration 10 de réduction active de nuisances sonores grâce à un système monovoie 11 selon l'invention. Ce système 11 comprend un microphone de bruit permettant de mesurer un signal de bruit x et un transducteur émettant un signal de contre-bruit y ajusté pour minimiser les nuisances sonores causées par le signal de bruit x au niveau d'une zone de confort acoustique 12 où est disposé un microphone de contrôle permettant de mesurer un signal d'erreur e. Dans la suite de la description, nous appellerons la zone de confort acoustique 12 ainsi créée « bulle de confort acoustique ».
Or, l'étendue spatiale d'une telle bulle de confort acoustique 12 en espace libre étant assez confinée à mesure que la fréquence augmente, il faut envisager plusieurs couples de transducteur/microphone de contrôle. Pour exemple, sachant que l'espace inter-oreilles est d'environ 20 centimètres, et que l'on prend une marge identique afin de laisser toute liberté à un utilisateur de bouger raisonnablement la tête, on se retrouve avec une bulle de confort acoustique à réaliser de 40 centimètres de diamètre, soit un traitement efficace jusqu'à 200 Hz maximum en ne considérant qu'un seul couple transducteur/microphone de contrôle. En multipliant le nombre de couples transducteur/microphone de contrôle, il est possible d'augmenter la fréquence maximale de traitement. Ainsi, avec 3 points de réduction de nuisances sonores sur cette distance, on peut traiter des perturbations jusqu'à 700Hz environ dans une bulle de confort de 40 cm de diamètre. En multipliant le nombre de signaux de contre-bruit et le nombre de points de réduction et en les disposant adéquatement, on peut aussi augmenter la taille de la bulle de confort. Ainsi, la figure 2 représente une configuration 20 de réduction active de nuisances sonores grâce à un système multivoies 21 selon l'invention. Ce système multivoies 21 comprend :
- K microphones de bruit permettant de mesurer K signaux de bruits xk,
- K microphones de contrôle mesurant K signaux d'erreur ek, et
- K transducteurs émettant K signaux de contre-bruit yk et produisant une bulle de confort acoustique 22 plus grande que la bulle de confort 12, avec k compris entre 1 et K. Bien entendu, le nombre de microphones de contrôle, le nombre de microphones de bruit et le nombre de transducteurs peuvent ne pas être égaux. Cependant, pour une description plus claire des différentes opérations effectuées au niveau de chaque voie du système multivoies 21, nous admettrons ici que le système multivoies 21 comprend le même nombre de microphones de contrôle et de transducteurs et un microphone de bruit.
La figure 3 est une représentation en schéma blocs d'une voie k dans la configuration multivoies 20 mettant en œuvre le système multivoies 21 selon l'invention permettant de réaliser la bulle de confort 22. Sur la figure 3, on désigne par n le temps discrétisé, c'est-à-dire le temps d'échantillonnage, par Skk le chemin secondaire entre la source secondaire k et le microphone de contrôle k, c'est-à-dire, le trajet acoustique direct entre la source secondaire k, et le microphone k. Le module 221 Pk représente le chemin primaire entre le microphone de détection du signal de référence xk(n) et le microphone de contrôle k. Le microphone de contrôle k permet de mesurer le signal d'erreur ek au niveau de la bulle de confort. Nous allons maintenant décrire le fonctionnement du système 21 au niveau d'une voie k.
Le système 21 comprend deux parties, à savoir une partie 211, dite feedforward et une partie 212, dite feedback. La partie feedback 212 comprend un filtre Wfbk k(z), à réponse impulsionnelle finie, permettant de générer et d'ajuster un signal contre-bruit feedback yfbkk(n). Cette partie feedback 212 comprend également deux filtres FIR Skk(z) modélisant numériquement le chemin secondaire Skk. Un module 213, composé d'un filtre Skk(z) et d'un additionneur ∑, permet de réaliser une estimation du signal de bruit propagé dk(n) au niveau de la bulle de confort, à partir du signal d'erreur ek(n) mesuré par le microphone de contrôle k et du signal de contre-bruit feedback yfbkk(n) filtré par un filtre Skk(z). Ce module 213 fournit en sortie un signal de bruit propagé estimé dek(n). Un module 214 de détection et de filtrage permet de réaliser une détection des composantes périodiques du signal de bruit propagé dk(n) à partir de l'analyse du signal de bruit propagé estimé dek(n) et fournit en sortie un signal de référence d'k(n) composé des composantes périodiques détectées du signal de bruit propagé estimé dek(n). Ce module 214 comprend un bloc de détection ANF0 des fréquences périodiques dans le signal de bruit propagé estimé dek(n) et un bloc de filtrage passe-bande ALE9 (ALE pour Adaptive Une Enhancer) du signal de bruit propagé estimé dek(n) aux fréquences des composantes périodiques détectées par le bloc de détection ANF0. Ce module 214 sera détaillé dans la suite de la description. Le signal de référence d'k(n) est ensuite utilisé par un filtre FIR 1/Skk(z) modélisant en amplitude l'inverse du chemin secondaire modélisé Skk puis par un filtre Wfbk k(z) pour ajuster le signal de contre-bruit feedback yfbkk(n).
Les coefficients du filtre Wfbk k(z) sont ajustés par un algorithme de minimisation selon le critère des moindres carrés, représenté par le bloc LMS1 en fonction du signal de référence d'k(n) traité au préalable par un filtre Skk(z), et du signal d'erreur ek(n) ayant subi un filtrage passe-bande par un bloc ALE9 aux fréquences des composantes périodiques détectées dans le signal de bruit propagé estimé dek(n).
La partie feedforward 211 du système 21 comprend un filtre FIR Wfwd k(z) permettant de générer et d'ajuster un signal contre-bruit feedback yfwdk(n) en fonction du signal de bruit xk(n) mesuré par des moyens de mesure et préalablement filtré par un filtre FIR 1/Skk(z) modélisant en amplitude l'inverse du chemin secondaire modélisé Skk. Les coefficients du filtre Wfwd k(z) sont ajustés par un algorithme LMS, représenté par le bloc LMS1 en fonction, d'une part du signal d'erreur ek(n), et d'autre part du signal de bruit mesuré et préalablement traité par un filtre Skk(z).
Les signaux de contre-bruit feedforward yfwdk(n) et feedback yfbkk(n) sont ensuite additionnés par un additionneur ∑ pour obtenir un signal de contre-bruit yk(n) qui est émis vers la bulle de confort par des moyens d'émission, qui sont dans notre exemple des transducteurs ultrason.
Ainsi, au niveau de la bulle de confort, le signal d'erreur ek(n) pour la voie k mesuré par un microphone de contrôle non représenté correspond à la somme, d'une part du signal de bruit propagé dk(n), et d'autre part des signaux de contre-bruit correspondant à chacune des voies du système 21 et ayant parcourus les chemins secondaires 5ιk(z) entre les sources secondaires associées à chacune des voies et le microphone de contrôle k,
c'est-à-dire ∑SIk(z)y, (ή) . Ainsi, on peut écrire
1=1
ek(n) = ∑Slk(z)yι (n) + dk(n).
1=1
A noter que dans le cas où seraient utilisés les transducteurs ultrason en guise de sources secondaires, le signal d'erreur ek(n) pour la voie k mesuré par un microphone de contrôle non représenté correspond cette fois-ci à la somme, d'une part du signal de bruit propagé dk(n), et d'autre part du signal de contre-bruit yk(n) correspondant la voie k et ayant parcouru le chemin secondaire Skk(z), c'est-à-dire le trajet acoustique entre le transducteur k et le microphone de contrôle k. Dans ce cas, ek(n) = yk(n)5kk(n) + dk(n).
La figure 4 est une représentation en schéma bloc du module 214 de détection et de filtrage des composantes périodiques du signal de bruit propagé estimé dek(n). La méthode d'estimation fréquentielle utilisée dans le présent exemple fait intervenir un filtrage passe-bande à réponse impulsionnelle infinie d'amplitude constante partout ailleurs qu'aux fréquences des composantes du signal de bruit, où la bande passante est quasiment nulle. Ces filtres sont appelés les filtres « notch » et notés ANF (Adaptive Notch Filter). Il existe deux types de filtres notch, correspondant à deux approches différentes, à savoir l'approche directe ou en treillis. Ils se présentent tous deux sous la forme rationnelle Ht(z,Q)-Nt(z,Q)/Dt(z,Q). Pour un signal d'entrée, on cherche le meilleur jeu de coefficients θ qui minimisent l'erreur quadratique définie comme le filtrage de ce signal d'entrée par le filtre H,(z,θ).
La formulation en treillis se présente sous la forme suivante :
1 + p l + atz~ι + z~2
H1 (Z) = - avec le paramètre a, relié directement à la fréquence recherchée par la relation aL = -2cos(2π/;) et p un réel strictement positif proche de 1 appelé facteur de contraction et rendant compte de la bande passante autour de la fréquence coupée.
Dans un souci d'optimisation des opérations arithmétiques, et pour limiter l'impact perturbateur du module de détection et de filtrage 214 sur le système 21, une décomposition en cascade, représenté en figure 4, de ce module 214 est choisie afin de déterminer les fréquences composant un signal donné. Aussi, pour p composantes périodiques, on dispose de p filtres H1(Z) en série. Remarquons que, la décomposition en cascade du bloc 214 est signalée par un C, pour cascade, dans ANFC (voir figure 3).
En posant la relation suivante :
ε» = -£,.!(«)
on peut déterminer chaque paramètre a, grâce à une réécriture astucieuse de l'algorithme de minimisation selon le critère des moindres carrés récursifs (algorithme RLS : Recursive Least Squares). Pour ce faire, on fait appel à la fonction d'auto-corrélation définie récursivement par :
Φ» = λΦ> - l) + ε> - l) et, en posant Θ(n) = [aι(n)...ap(n)]τ r r(n) φι(n)...Φp(n)f rΕin) = ^(n -l)...εp(n -l)Y et
E(n) = [ει(n)...εp(n)]τ r avec T signifiant transposé, on utilise la relation de récurrence suivante :
Θ(n) = Θ(n - 1) + T"1 (n)È(n)E(n) . Enfin, λ et p sont adaptés exponentiellement grâce à la récursion suivante : j λθ) = λ0λθ-i) + (i-λ0)λ∞ [ρ(n) = ρoρ(n -l) + (l - ρo)ρ∞
ce qui permet de commencer avec une largeur de bande élevée, de sorte à permettre à chaque section 2141 de détecter une composante périodique, puis de la resserrer afin de pouvoir préciser cette détection. C'est aussi un moyen de limiter les conflits entre sections, sachant que ceux-ci peuvent quand même se produire.
Pour des questions de stabilité et de rapidité de convergence, le signal de référence d'k(n) et le signal d'erreur ek(n) sont filtrés par des filtres passe-bande centrés autour des fréquences présentes dans le signal de bruit propagé estimé dek(n). Le complémentaire d'un filtre notch, sous quelque formulation soit-il, est un filtre passe-bande, noté NhLE(z'1)r dans lequel intervient la fréquence centrale de filtrage. Ainsi, tel que représenté sur la figure 4, le module de détection et de filtrage 112 est composé d'autant de sections 2141 en cascade que de composantes périodiques à détecter. Chaque section / se présente sous la forme d'un filtre H1(Z'1) comprenant :
- un ensemble 2142, composé de deux blocs notés l/D,(pz~J,) et N,ANF(z'1). Cet ensemble 2142 est prévu pour réaliser la détection d'une composante périodique a, du signal de bruit propagé estimé dek(n) ; et
- un filtre 2143, noté N^(Z'1), et prévu pour filtrer le signal de bruit propagé estimé dek(n) à la fréquence de la composante périodique a, détecté par l'ensemble 2142. Ce filtre 2143 fournit en sortie un signal d'kl(n) composé seulement de la composante périodique a, du signal de bruit propagé estimé dek(n).
Le signal de référence d'k(n) est obtenu par addition de tous les signaux d'kl(n) fournis par les filtres N^(Z'1) des sections 2141. Remarquons que cette opération d'addition est signalée par un P, comme parallèle, dans ALEP (voir figure 3) Les opérations d'analyse du signal de bruit, de génération et d'ajustement des signaux de contre-bruit yk(n) pour toutes les voies k du système de réduction des nuisances sonores multivoies 21 selon l'invention peuvent être intégrées sur une seule carte électronique. La figure 5 représente schématiquement un exemple de carte électronique 30 pour un système multivoies de réduction de nuisances sonores présentant 6 voies 300-305 en entrée, et 4 voies 306-309 en sortie. En entrée de cette carte 30 :
- les voies 300-303 correspondant à quatre signaux d'erreur, respectivement e1(n)-e4(n), mesurés par quatre microphones de contrôle, respectivement 310-313, disposés dans de la bulle de confort 22 ;
- la voie 304 correspond au signal de bruit x(n) mesuré par un microphone de bruit ; et - la voie 305 correspond à un signal provenant d'un potentiomètre 315 permettant d'ajuster les coefficients de convergence feedback et feedforward intervenant dans les algorithmes LMS utilisés.
En sortie de cette carte 30 : - les voies 306-309 correspondent à quatre signaux de contre- bruit, respectivement yi(n)-y4(n), destinés à être émis par quatre transducteurs, respectivement 316-319, adéquatement disposés.
Pour chacune des voies 300-304, la carte comporte :
- un étage 320 de pré-amplification, réalisant une pré- amplification des signaux de chacune des voies 300 - 304, à l'aide de pré-amplificateurs 3200-3204 ;
- un étage de gain 330, disposé en sortie de l'étage 320, et appliquant un gain aux signaux de chacune des voies 300 - 304 à l'aide d'amplificateurs 3300-3304 de gain réglable ; - un étage 340 de filtrage anti-repliement en sortie de l'étage de gain 330, et réalisant un filtrage anti-repliement des signaux de chacune des voies 300-304, à l'aide de filtres anti-repliement 3400-3404. La fréquence d'échantillonnage au niveau des filtres 3400-3404 est réglable à l'aide d'un module 3405 ; - en sortie de l'étage 340, un multiplexeur 31 réalisant un multiplexage des signaux des voies 300 - 304 ; et - en sortie du multiplexeur 31, un convertisseur analogique- numérique 32, réalisant une conversion analogique numérique du signal multiplexe.
Le signal numérique multiplexe, obtenu en sortie du convertisseur 32, entre ensuite dans un processeur 33 de type DSP qui permet de réaliser pour chaque voie les opérations que nous avons décrites ci-dessus et représentées schématiquement en figures 3 et 4. Le processeur 33 utilisé dans l'exemple présent est un processeur Analog Devices de la gamme SHARC en finition industrielle donc résistant aux températures extrêmes. L'implémentation du code est assurée via l'interface développée par Analog Devices soit le logiciel VisualDSP+ + , logiciel qui possède un compilateur C de haut niveau. Il est possible de travailler soit en virgule flottante soit en virgule fixe. La fréquence d'échantillonnage au niveau du processeur est paramétrable, à l'aide d'un module 331, pour répondre à tous les cas de réduction active de l'énergie d'un signal sonore. Le DSP 33 a été dimensionné pour accueillir des opérations inhérentes aux algorithmes LMS utilisés. Le DSP peut accueillir des algorithmes plus complexes que ceux utilisés car une mémoire externe 34 est présente sur la carte 30, afin de subvenir aux éventuels surcoût en mémoire et calcul.
Dans le cas d'un système multi-cartes, une liaison peut être effectuée entre les différentes cartes à l'aide des lignes de connexion 35. Cette éventualité a été pensée afin de pouvoir étendre à l'infini les applications de réduction active des nuisances sonores et de ne pas avoir de limitations dues au processeur 33.
En sortie du processeur 33, le signal numérique est composé des signaux de contre-bruit Ce signal numérique est converti à l'aide d'un convertisseur numérique-analogique 36. Puis le signal analogique obtenu entre dans un démultiplexeur 37 et subi un démultiplexage. Après le démultiplexage les différents signaux de contre-bruit sont séparés et se trouvent sur les voies de sortie 306-309. Avant d'être émis par les transducteurs 316-319, les signaux de contre-bruit subissent :
- un lissage par un étage de lissage 350 comprenant des filtres passe-bas 3500-3503. La fréquence d'échantillonnage au niveau des filtres 3500-3503 est réglable à l'aide du module 3405 ;
- une diminution en gain par un étage de gain 360 comprenant des amplificateurs 3600-3603 de gain réglable ; et
- une amplification en puissance par un étage d'amplification de puissance 370 comprenant des amplificateurs de puissance. Cet étage d'amplification de puissance 370 peut ne pas se trouver sur la carte 30 telle que représentée en figure 5.
Le signal de réglage des coefficients de convergence feedback et feedforward provenant du potentiomètre 315 sur la voie 305 subi une amplification grâce à un amplificateur 3051 puis une conversion analogique- numérique grâce à un convertisseur analogique numérique 3052 avant d'entrer dans le processeur 33. Ce coefficient de convergence est un facteur de pondération, strictement positif et inférieur à 1, appliqué au niveau de la réactualisation dans l'algorithme LMS des coefficients des divers filtres précédemment cités. Les transducteurs 316-319 utilisés dans le présent exemple sont des transducteurs ultrason. Ces transducteurs ultrason 316-319 ont un faisceau d'émission 61, représenté en figure 6, très réduit. De plus, les ultrasons, complètement inaudibles à l'émission, se distordent à mesure de leur propagation dans l'air et glissent dans le spectre audible et le volume dans lequel ils deviennent audibles est tout à fait prédictible.
La figure 7 représente schématiquement d'un premier exemple de réalisation du système multivoies selon l'invention pour l'obtention d'une bulle de confort 22 à l'aide des 4 transducteurs ultrason 316-319 adéquatement placés sur une table de bureau 71. Le positionnement de ces transducteurs n'est évidemment pas limité au seul bureau. Ils peuvent tout à fait être disposés autour d'une ouverture, une fenêtre ou une porte par exemple. La bulle de confort 22 obtenue est située sensiblement à un niveau correspondant au niveau de la tête d'un utilisateur sur la table de bureau 71. Une autre réalisation du système selon l'invention est schématisée en figure 8. Il s'agit d'un isoloir 80 destiné à accueillir un ou plusieurs utilisateurs 81 pour leur fournir une zone de réduction des nuisances sonores autour de leur tête. Il est conçu pour être implanté aussi bien dans des espaces publics que dans des usines, et peut aussi constituer un support pour publicité.
Le principe est le suivant : une multitude de microphones de bruit 82 implantés au niveau de la structure de l'isoloir 81 fournissent les signaux de bruits, bases pour l'algorithme décrit précédemment pour calculer les signaux de contre-bruit propagés par une multitude de sources secondaires 83 implantées dans l'isoloir 80. Un réseau de microphones de contrôle 84, autour duquel se trouve la bulle de confort, permet l'adaptation en temps réel des filtres décrits plus haut. Des panneaux d'affichages 85 permettent l'affichage d'informations telles que de la publicité. L'isoloir 80 comprend un ou plusieurs sièges ou repose fesses 86 permettant à l'utilisateur 81 de se poser.
L'avantage d'une telle intégration de la bulle de confort est que l'on mêle aux performances basses fréquences du contrôle actif l'efficacité connue des traitements acoustiques par matériaux passifs, dont la structure et la cabine de l'isoloir est revêtue. Ainsi, on obtient une atténuation tout à fait satisfaisante et homogène sur l'ensemble du spectre de bruit.
Bien entendu l'invention n'est pas limitée aux exemples d'applications que nous venons de décrire et peut être appliquée à la réduction de l'énergie de n'importe quel signal sonore dans une zone déterminée.

Claims

REVENDICATIONS
1) Procédé de réduction active au niveau d'une zone déterminée (22) de l'énergie d'un signal sonore (dk(n)), dit signal de bruit propagé, engendré dans ladite zone (22) par un signal primaire (Xk(n)), dit signal de bruit, ledit procédé comprenant une émission, par des moyens d'émission, d'au moins un signal de contre-bruit (yk(n)) comprenant au moins un premier signal de contre-bruit (yfbkk(n)), dit feedback, d'un effet antagoniste audit signal de bruit propagé (dk(n)), ledit procédé comprenant en outre au moins une itération des opérations suivantes :
- mesure, par des moyens de mesure disposés au niveau de ladite zone déterminée (22), d'un signal (ek(n)), dit d'erreur, représentant une information d'efficacité de la réduction de l'énergie du signal de bruit propagé (dk(n)) dans ladite zone (22) ; - modélisation, par au moins un premier filtre (Skk(z)), d'un trajet acoustique direct (Skk), dit chemin secondaire, entre lesdits moyens d'émission du signal de contre-bruit (yk(n)) et lesdits moyens de mesure dudit signal d'erreur (ek(n)) ;
- détection d'au moins une composante périodique dudit signal de bruit propagé (dk(n)) par filtrage dudit signal de bruit propagé, ladite détection fournissant ladite composante périodique ; et
- ajustement dudit signal de contre-bruit feedback (yfbkk(n)) en fonction de ladite composante périodique détectée, dudit signal d'erreur (ek(n)) et dudit chemin secondaire modélisé (Skk(z)).
2) Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la détection d'au moins une composante périodique du signal de bruit propagé (dk(n)) est réalisée par analyse d'un signal de bruit propagé estimé (dek(n)) obtenue par estimation à partir d'une part du signal d'erreur (ek(n)), et d'autre part du signal de contre-bruit feedback (yfbkk(n)) traité par le premier filtre (Skk(z)) modélisant le chemin secondaire (Skk).
3) Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un filtrage passe-bande du signal de bruit propagé estimé (dek(n)), à la fréquence de tout ou partie des composantes périodiques détectées, ledit filtrage fournissant un signal, dit de référence (d'k(n)).
4) Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'ajustement du signal de contre-bruit feedback (yfbkk(n)) comprend un ajustement d'au moins un coefficient d'un deuxième filtre (Wfbk k(z)), à réponse impulsionnelle finie, ledit deuxième filtre étant prévu pour ajuster ledit signal de contre-bruit feedback (yfbkk(n)) en fonction du signal de référence (d'k(n)) filtré par un troisième filtre à réponse impulsionnelle finie (1/Skk(z)) modélisant en amplitude l'inverse du chemin secondaire.
5) Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'au moins un coefficient du deuxième filtre (Wfbk k(z)) est ajusté par un algorithme du type algorithme de minimisation selon le critère des moindres carrés (LMS) en fonction du signal de référence (d'k(n)) traité préalablement par le premier filtre (Skk(z)), du signal d'erreur (ek(n)) ayant subi au préalable un filtrage passe-bande à la fréquence de tout ou partie des composantes périodiques détectées et d'un coefficient de convergence, dit feedback.
6) Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal de contre-bruit (yk(n)) comprend en outre un signal de contre-bruit (yfwdk(n)), dit feedforward, ajusté en fonction du signal d'erreur (ek(n)), du signal de bruit (xk(n)) mesuré par des moyens de mesure (314).
7) Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une modélisation en amplitude de l'inverse du chemin secondaire (Skk) par au moins un quatrième filtre (1/Skk(z)), à réponse impulsionnelle finie.
8) Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'ajustement du signal de contre-bruit feedforward (yfwdk(n)) comprend un ajustement d'au moins un coefficient d'un cinquième filtre (Wfwd k(z)), à réponse impulsionnelle finie, ledit cinquième filtre étant prévu pour ajuster ledit signal de contre-bruit feedforward (yfwdk(n)) en fonction du signal de bruit (xk(n)) préalablement traité par le quatrième filtre (1/Skk(z)).
9) Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'au moins un coefficient du cinquième filtre (Wfwd k(z)) est ajusté par un algorithme du type algorithme des moindres carrés (LMS) en fonction du signal d'erreur (ek(n)), du signal de bruit mesuré (xk(n)) traité au préalable par un sixième filtre (Skk(z)) modélisant le chemin secondaire (Skk) et d'un coefficient de convergence, dit feedforward.
10) Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est mis en œuvre pour l'atténuation d'au moins un signal de bruit propagé (dk(n)) par émission d'une pluralité de signaux de contre-bruit (yi(n)-y4(n)) par une pluralité de moyens d'émission (316- 319).
11) Système de réduction active, au niveau d'une zone déterminée (22), de l'énergie d'un signal sonore (dk(n)), dit signal de bruit propagé, engendré dans ladite zone (22) par un signal primaire (xk(n)), dit signal de bruit, par émission d'au moins un signal de contre-bruit (yk(n)) comprenant au moins un premier signal de contre-bruit (yfbkk(n)), dit feedback, d'un effet antagoniste audit signal de bruit propagé (dk(n)) au niveau de la zone déterminé (22), ledit système comprenant :
- des moyens (316-319) pour émettre le signal de contre- bruit (yk(n)) ;
- des moyens (310-313) de mesure, au niveau de ladite zone déterminée (22), d'un signal (ek(n)), dit d'erreur, représentant une information d'efficacité de la réduction de l'énergie dudit signal de bruit propagé (dk(n)) ; - au moins un premier filtre (Skk(z)) pour modéliser un trajet acoustique direct (Skk), dit chemin secondaire, entre lesdits moyens d'émission (316-319) du signal de contre-bruit (yk(n)) et lesdits moyens de mesure (310-313) dudit signal d'erreur (ek(n)). - des moyens (214) pour détecter et fournir au moins une composante périodique dudit signal de bruit propagé (dk(n)) ; et
- des moyens pour ajuster ledit signal de contre-bruit feedback (yfbkk(n)) en fonction de ladite composante périodique détectée, dudit signal d'erreur (ek(n)) et dudit chemin secondaire modélisé
(Skk(z)).
12) Système selon la revendication 11, caractérisé en ce que les moyens (316-319) pour émettre le signal de contre-bruit (yι<(n)) comprennent des transducteurs ultrason ayant un faisceau d'émission (61) réduit.
13) Système selon l'une quelconque des revendications 11 à 12, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (213) pour estimer le signal de bruit propagé (dk(n)) à partir d'une part du signal d'erreur (ek(n)), et d'autre part du signal de contre-bruit feedback (yfbkk(n)) traité par le premier filtre (Skk(z)) modélisant le chemin secondaire (Skk), lesdits moyens (213) fournissant un signal de bruit propagé estimé (dek(n)).
14) Système selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de filtrage passe-bande (214) du signal de bruit propagé estimé (dek(n)) à la fréquence de tout ou partie des composantes périodiques détectées, lesdits moyens de filtrage fournissant un signal de référence (d'k(n)).
15) Système selon la revendication 14, caractérisé en ce que les moyens pour ajuster le signal de contre-bruit feedback (yfbkk(n)) comprennent au moins un deuxième filtre (Wfbk k(z)) à réponse impulsionnelle finie prévu pour ajuster ledit signal de contre-bruit feedback (yfbkk(n)) en fonction du signal de référence (d'k(n)) filtré par un troisième filtre (1/Skk(z)) modélisant en amplitude l'inverse du second chemin.
16) Système selon l'une quelconque des revendications 11 à 15, caractérisé en ce que le signal de contre-bruit (yk(n)) comprend un second signal de contre-bruit (yfwdk(n)) dit, feedforward, le système comprenant en outre des moyens pour ajuster ledit signal de contre-bruit feedforward (yfwdk(n)) en fonction du signal d'erreur (ek(n)) et du signal de bruit (xk(n)).
17) Système selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un quatrième filtre (1/Skk(z)), à réponse impulsionnelle finie, agencé pour modéliser en amplitude l'inverse du chemin secondaire.
18) Système selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un cinquième filtre (Wfwd k(z)), prévu pour ajuster le signal de contre- bruit feedforward (yfwdk(n)), en fonction du signal de bruit (xk(n)) traité par le quatrième filtre (1/Skk(z)).
19) Système selon l'une quelconque des revendications 11 à 18, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une pluralité de moyens d'émission (316- 319) d'une pluralité de signaux de contre-bruit (yi(n)-y4(n)).
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