WO2003037033A1 - Methode et systeme d'elimination d'interference pour antenne multicapteur - Google Patents

Methode et systeme d'elimination d'interference pour antenne multicapteur Download PDF

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WO2003037033A1
WO2003037033A1 PCT/FR2002/003637 FR0203637W WO03037033A1 WO 2003037033 A1 WO2003037033 A1 WO 2003037033A1 FR 0203637 W FR0203637 W FR 0203637W WO 03037033 A1 WO03037033 A1 WO 03037033A1
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WO
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filter
post
signal
interference reduction
reduction method
Prior art date
Application number
PCT/FR2002/003637
Other languages
English (en)
Inventor
Claude Marro
Jean-Philippe Thomas
Original Assignee
France Telecom
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Priority to EP02790538A priority patent/EP1438870A1/fr
Publication of WO2003037033A1 publication Critical patent/WO2003037033A1/fr

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones

Definitions

  • the present invention relates generally to an interference reduction method in a multi-sensor reception system as well as a multi-sensor reception system implementing said interference reduction method.
  • the invention more particularly finds application in the field of acoustic echo cancellation for sound recording and in the field of hands-free telephony.
  • any device capable of transforming a physical quantity into a measurement signal for example an antenna or an acoustic transducer
  • a reception system using a plurality of such sensors will be called a “multi-sensor reception system”.
  • An antenna consisting of a plurality of such sensors, for example an array of sensors, will be called a “multi-sensor” antenna.
  • a (t, f) represents a quantity a at time t and at the frequency / This makes it possible to describe a quantity in the frequency domain but which varies over time. As we know, the passage from the time domain to the frequency domain requires an observation of the quantity a in a time window. In this sense, we understand that A (t, f) is a known value at time t, but that its calculation may have required an observation of the quantity a for a certain duration. A (t, f) can be obtained from a by means of a spectral estimation in a time window.
  • Ait, f) can be a signal, a spectral quantity, or the transfer function of a filter varying over time. Subsequently, the notations A t, f) and a will be used interchangeably to designate a quantity a whose spectrum varies over time.
  • the notation a (t) is reserved for a quantity a at time t, varying in time.
  • Fig. 1 schematically represents a multisensor reception system known from the state of the art.
  • Such a system typically comprises a plurality of sensors 100 1? .., 100N transforming a physical quantity into received signals X x ⁇ t, f), .., X N (t, f), respectively.
  • These signals are then used to perform beamforming using the filters 1 10 15 .., 110 N and the adder 120. More precisely, the signals V x (t, f), .., V N (t, f) at filter output
  • HO. ⁇ l 10 N are summed in the summator 120 to provide a signal, called the antenna signal, noted Y (t, f).
  • the filters in question introduce delays and / or phase shifts as well as a weighting of the signals received. It is clear that, in the general case, the transfer functions of these filters can depend on both time and frequency.
  • the filters 110I, .., 1 10N simply perform a multiplication using complex weighting coefficients. These coefficients are determined according to the desired reception pattern, so that the main lobe of the reception pattern points in the direction of a useful signal source and has a given opening angle. The choice of coefficients is also dictated by the desired level of attenuation of the secondary lobes.
  • these coefficients can be determined so as to introduce one or zeros in the reception diagram for directions in which there are interfering sources.
  • the coefficients can be calculated adaptively in order to follow a mobile useful signal source or to reduce interference arriving at a variable angle of incidence.
  • this interference reduction technique by means of the reception diagram does not make it possible to eliminate interference signals received by the main lobe of the diagram, which lobe can be large if the number of sensors is small.
  • Fig. 15 illustrates a simple echo generation situation.
  • a multi-media terminal 1500 comprising a monitor 1510, a pair of speakers 1520 and a multi-sensor acoustic antenna 1530 made up of microphones.
  • the transmission channel is characterized by the direct propagation paths between the loudspeakers and the user (placed in front of the multi-media terminal).
  • the arrows 1540 illustrate the phenomenon of echo generation, attributable here to the acoustic coupling between the loudspeakers and the acoustic antenna. The coupling is due to the propagation paths between the loudspeakers and the antenna as well as to the reflections of the signals emitted by the loudspeakers on the environment of the terminal (people, walls, objects etc.).
  • Fig. 2 schematically reproduces a known system of echo cancellation reception, as described for example in the article by W. Kellermann entitled “Strategies for combining acoustic echo cancellation and adaptive beamforming microphone arrays” published in April 1997 in Proc.
  • the multi-sensor system of FIG. 1 consisting of sensors 200 I , .., 200N, filters 210 13 .. 3 210N and summing device 220.
  • the system further comprises an element 201 symbolizing a sensor or a socket making it possible to obtain a reference signal e of the signal interfere, also noted E (t, f) in frequency representation.
  • the reference signal the interfering signal, a picked up or picked up signal, allowing the signal to be reconstructed. interfere.
  • the reference signal could be the signal transmitted to a loudspeaker and the element 201 could be a socket on the loudspeaker control circuit.
  • the reference signal e is filtered by an echo canceller filter 205 of transfer function H e (t, f).
  • This filter actually models the echo propagation channel.
  • the filter output is subtracted from the antenna signal 230 to provide a signal Z (t, f), ideally rid of the echo.
  • this echo cancellation technique is also called adaptive acoustic echo cancellation.
  • the coefficients of the echo canceller filter 205 are calculated adaptively in the calculation module 206, so as to minimize the mean square value of the error signal Z (t, f).
  • the performance of acoustic echo cancellers is limited by the size of the room in which the sound recording system is used. Indeed, in the case of large rooms, the echo canceller must identify an acoustic impulse response (transfer function H e (t, f)) which can reach several seconds, which leads to a considerable increase in digital complexity of the adaptation algorithm.
  • the duration of the impulse response to be identified has a direct influence on the performance of the algorithm: the convergence time (i.e. the speed of adaptation of the filter) as well as the mismatch (i.e. i.e. the difference between the effective reduction of the echo level and the theoretical maximum reduction) increases with the duration of the impulse response.
  • the convergence time i.e. the speed of adaptation of the filter
  • mismatch i.e. i.e. the difference between the effective reduction of the echo level and the theoretical maximum reduction
  • the general objective of the present invention is to propose a method of eliminating interfering signals for a multi-sensor reception system, which does not have the drawbacks of the state of the art.
  • one of the goals of the present invention is to provide a method of eliminating interfering signals, in particular of an echo, having a higher adaptation speed than in the prior art.
  • a secondary object of the present invention is to provide a simple method of eliminating interfering signals capable of taking into account a plurality of interfering sources, including when the reception system is multi-channel.
  • the problem is solved by the invention defined by an interference reduction method for a reception system using a multisensor antenna and at least one channel trainer supplying an antenna signal from the signals received by the various sensors of said receiver. antenna.
  • the transfer function of a first filter called the first post-filter, is estimated from a reference signal making it possible to regenerate said interference, and said antenna signal is filtered by said first postfilter.
  • said transfer function is obtained from a short-term estimate and a long-term estimate of the spectral density of said reference signal, for example from a ratio between these two estimates.
  • the short-term estimation and the long-term estimation of the spectral density are preferably obtained by low-pass filtering of a spectrum of the reference signal.
  • the short-term estimate ⁇ ⁇ (t, f) of the spectral density is obtained by recursive filtering of the type: where E (t, f) is a spectral component of the reference signal at frequency / and at time t, a is a coefficient between 0 and 1, ⁇ t is the delay in the loop of the recursive filtering and. denotes the conjugation operation and the long-term estimate ⁇ (t, f) of the spectral density is obtained by recursive filtering of the type:
  • the transfer function of a second filter is estimated from said received signals, before or after filtering by said channel filters, and the signal is filtered. antenna by said second post-filter.
  • the transfer function of said second post-filter is estimated from an average of the power spectral densities and an average of the interspectral power densities of said received signals, after filtering by said channel filters.
  • the transfer function W s (t, j) of said second post-filter is estimated by:
  • ⁇ vv (/, /) and ⁇ ., v (t, f) are respectively estimates of the spectral densities and interspectral power densities of the signals received after channel filtering
  • b t (f) are the transfer functions of the different channel filters free of phase-shifting terms
  • N is a number of antenna sensors
  • ⁇ (.) denotes the actual value or the module.
  • the signals received by the various sensors being filtered by at least one set of channel filters before being summed to provide said antenna signal, the transfer function of an second filter, said second post-filter, from said signals received after filtering by said channel filters, as well as from the antenna signal, and the antenna signal is filtered by said second post-filter.
  • the transfer function of said second post-filter is estimated from an average of the interspectral power densities of said received signals, after filtering by said channel filters, and from an estimation of the spectral density of the antenna signal.
  • ⁇ V V ⁇ (t, f) and ⁇ w (t, /) are respectively the spectral and interspectral power densities of the signals received after channel filtering
  • b, (/) are the transfer functions of the different channel filters removed in terms of re-phasing
  • Nest a number of antenna sensors
  • ⁇ (.) denotes the actual value or the module.
  • the filtering of the antenna signal by the first post-filter and that of the second post-filter are applied in a combined manner, by filtering the antenna signal by means of a post-filter, called the first combined post-filter. having the transfer function a combination of the transfer functions of said first and second post-filters.
  • a statistical analysis is carried out of spectral components of the transfer function of the second post-filter and / or of the transfer function of the first combined post-filter and that an indication of presence is deduced therefrom. or lack of a useful signal.
  • the statistical analysis is also carried out on spectral components of the transfer function of the first post-filter.
  • said statistical analysis uses a criterion of spectral occupancy rate and / or variance of said spectral components.
  • a switching signal is generated from said indication of presence or absence of a useful signal and the antenna signal is filtered by means of the first combined post-filter when the switching signal is in a first state and is filtered by means of a second combined post filter when the switching signal is in a second state, the transfer function of the second combined post filter being a combination of the transfer function of the first post -filter and a predetermined attenuation.
  • the received signals being filtered by a plurality of sets of channel filters to form a plurality of channel signals
  • a statistical analysis is carried out of spectral components of the transfer functions of the second post-filters associated with the different channel filter sets and that the channel with the highest probability of the presence of a useful signal is deduced therefrom.
  • the statistical analysis is also carried out on spectral components of the transfer function of the first post-filter.
  • said statistical analysis uses a criterion of spectral occupancy rate and / or variance of said spectral components.
  • the antenna signal is then obtained from the channel signals relating to the channel having the highest probability of presence of useful signal.
  • the invention is also defined by a reception system comprising a multisensor antenna, at least one channel trainer and interference reduction means, said interference reduction means being adapted to implement said method of reduction of interference.
  • Fig. 1 schematically represents a multi-sensor reception system known from the state of the art
  • Fig. 2 schematically represents a multi-sensor reception system with echo cancellation, as known from the state of the art
  • Fig. 3A schematically represents a multi-sensor reception system according to a first embodiment of the invention
  • Fig. 3B schematically represents a multi-sensor reception system according to a variant of the first embodiment of the invention
  • Fig. 4 schematically represents a multi-sensor reception system according to a second embodiment of the invention.
  • Fig. 5 schematically represents a multi-sensor reception system according to a variant of the second embodiment of the invention
  • Fig. 6 schematically represents a multi-sensor reception system with useful signal detection
  • Fig. 7 schematically represents a multi-sensor reception system according to a third embodiment of the invention
  • Fig. 8 schematically represents a module of the multisensor reception system shown in FIG. 7 according to a first alternative embodiment
  • Fig. 9 schematically represents a module of the multisensor reception system shown in FIG. 7 according to a second alternative embodiment
  • Fig. 10 schematically represents another module of the multi-sensor reception system shown in FIG. 7;
  • Fig. 11 schematically represents a multi-sensor reception system according to a fourth embodiment of the invention.
  • Fig. 12 shows an example of a multi-sensor reception system according to the third embodiment of the invention
  • Fig. 13 schematically represents a module of the multi-sensor reception system shown in FIG. 12;
  • Fig. 14 schematically represents another module of the multi-sensor reception system shown in FIG. 12;
  • Fig. 15 schematically represents a context of application of a multi-sensor reception system according to the invention.
  • FIG. 3A illustrates a first embodiment of the invention.
  • the reception system comprising a plurality of sensors 300J, .., 300N, filters 310 15 .., 310N and a summator 320 performing the channel formation.
  • An element 301, sensor or socket provides a reference signal e of the interfering signal.
  • An estimation module 351 which will be detailed below, calculates from said reference signal the transfer function W e (t, f) of a filter 350 at the antenna output, for this reason called "post-filter"".
  • the post-filter 350 receives from the estimation module the information allowing it to perform said transfer function.
  • the channel (or antenna) signal Y (t, f) filtered by the post-filter 350 is denoted Z (t, f).
  • the transfer function W e (t, f) of the post-filter is determined so that in the absence of an interfering signal, it is worth 1 (the filter
  • the estimation module 351 advantageously calculates the transfer function W e (t, f) of the post-filter in the following manner:
  • ⁇ ⁇ T (- * , /) is the power spectral density (dsp) of the reference signal e, estimated in the short term and where ⁇ (t, f) is the power spectral density of the reference signal e, estimated long-term.
  • ⁇ is a constant, called short-term time constant, between 0 and 1 and where a ⁇ and ⁇ 2 are constants such that 0 ⁇ o: 2 ⁇ ! ⁇ l, a ⁇ representing a time constant at long term and ⁇ 2 a long term time constant.
  • the calculations of expressions (2) to (4) are carried out simply by means of a first order recursive filtering, ⁇ t being the delay present in the filter loop.
  • the constants is chosen very close to 1 so as to take into account the past over a long period while the values of and ⁇ 2 are chosen lower so as to react more quickly to variations in spectral density of the reference signal.
  • Fig. 3B illustrates a variant of the first embodiment of the invention.
  • Fig. 4 illustrates a second embodiment of the invention.
  • the reference signal e of an interference signal is received or sampled.
  • the estimation module 451 determines, as before, the transfer function W e (t, f) post-filter 450.
  • This embodiment differs from the previous one in that there is provision for additional post-filtering by means of a post-filter 440 placed upstream or downstream of the post-filter 450.
  • the post-filter 440 has a transfer function Wft, f) provided by an estimation module
  • the filters 440 and 450 can be replaced by a single filter with transfer function W (t, f) obtained by combination (in the broad sense) of the transfer functions W e (t, f) and
  • Post-filtering in 440 aims to improve the signal-to-noise ratio (SNR) at the antenna output.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the post-filtering technique in order to improve the signal-to-noise ratio at the output of a multi-sensor antenna was notably described in the article by C. Marro et al. entitled "Analysis of noise reduction and deverberation techniques based on microphone arrays with postfiltering" published in May 1998 in IEEE Trans. on Speech and Audio Processing, Vol. 6, No. 3, pages 240-259. The main results are recalled below.
  • the signal x, at the level of the sensor i is modeled by the sum of the useful signal received after propagation to the sensor and of the noise n,; • for each sensor, the noise n t and the useful signal received are decorrelated;
  • the optimal post-filter W s is that which minimizes the mean square error between the desired signal s and the signal at the output of the filter. As shown in the article by KU Simmer et al. in the article “Time delay compensation for adaptive multichannel speech enhancement Systems” published in Proc. ISSE-92 in September 1992, the expression of this optimal filter can be written from the useful signal s and the average noise n at the antenna output:
  • ⁇ jyt, f) and ⁇ m (t, f) are the spectral power densities of the wanted signal and of the noise at the output of the channel formation.
  • One means of estimating W s (t, f) then consists in using an average of the spectral densities ⁇ vv (t,) and interspectral ⁇ v ⁇ , (t, f) respectively in the denominator and in the numerator of (7), that is to say :
  • the module 441 in FIG. 4 performs the estimation of W s (t, f) according to expression (10). For this, it uses either the signals x, and puts them back in phase, or directly the signals v ,.
  • the signals x, and v have been represented in FIG. 4 as vectors V fJ)) where Xit, f) and V, ⁇ t, f, are the frequency notations of x, and v ,.
  • the estimation module 441 uses either the vector X (t, f) or the vector N (t, /). The two possibilities are shown in Fig. 4.
  • an estimate of W s (t, f) close to the expression will be used
  • the estimation according to (10), (11) or (12) may relate only to a subset of the signals x, or vanteof cardinal M ⁇ N, the mean of the spectral and interspectral densities n 'then being taken only on this subset. Finally, said estimation can be carried out in the frequency domain or in the time domain.
  • Fig. 5 illustrates a variant of the second embodiment.
  • the elements 500 15 .., 500N, 510 I , .., 510N, 520, 501, 550, 551 are respectively identical to the elements 400 1 , .., 400 N , 410 ⁇ , .., 410 N , 420, 401, 450, 451 of FIG. 4.
  • ⁇ yy (t, f) is the spectral density of the antenna signal
  • the estimate (13) or (14) may relate only to a subset of the signals x, or v researcher, the mean of the spectral and interspectral densities then being taken only on this subset. Said estimation can be carried out in the frequency domain or in the time domain.
  • the module 541 of FIG. 5 performs the estimation of W s (t, f) according to expression (11). For this, it uses on the one hand the antenna signal y (Y (t, f) in frequency representation) and, on the other hand, either the signals x, (vector X (t,)) after having delivered them in phase, ie directly the signals v, (vector N (t, /)).
  • the multi-sensor reception systems shown in Figs. 4 and 5 allow, as we have seen, to significantly improve the signal to noise ratio at the antenna output.
  • the post-filters 440 and 450 or 540 and 550 tend to distort the noise, which can prove to be annoying, in particular in sound recording applications.
  • Fig. 6 illustrates a multi-sensor reception system with switchable post-filter as set out in the above-mentioned application.
  • the elements 600 1. , 600 ⁇ , 610I, .., 610 ⁇ , 620, 641 are respectively identical to the elements 500 ⁇ , .., 500 ⁇ , 510 1; .., 510 N , 520 and 541 (or 441).
  • the arrow in dashed lines carrying the reference Y (tf) indicates that the module 641 can carry out an estimate of W s (t) according to (10), (11), (12) or else according to (13) or (14).
  • Components of the transfer function W s (t, f) are the subject of a statistical analysis in the analysis module 661.
  • the latter performs a set of operations which will be detailed more far and which aim to identify by means of analysis of variance and / or spectral occupancy rate an index of presence of useful signal in the spectrum of W s (t, f).
  • the module 661 provides a binary indicator for the presence / absence of a useful signal denoted P_A (t) which is temporally smoothed in the low-pass filtering module 662 to give a gain value G (t).
  • This gain value is compared with a threshold value ST in the comparator 663, the result of the comparison, K (t) controlling the switching of the antenna output, by means of a switch 630, ie towards the post- filter 640 or to an attenuator 645 with constant gain G SA -
  • K (t) controlling the switching of the antenna output, by means of a switch 630, ie towards the post- filter 640 or to an attenuator 645 with constant gain G SA -
  • the respective outputs of the post-filter and the attenuator are both connected to the input of an amplifier 660 with gain controlled by the gain value G (t) .
  • This reception system makes it possible to avoid distortion of the residual disturbance when the useful signal is absent.
  • a temporal gain smoothing is provided.
  • the temporal smoothing of gain carried out in the low-pass filter 662 is intended to ensure a smooth transition when switching at the antenna output.
  • Fig. 7 illustrates a multi-sensor reception system according to a third embodiment of the invention.
  • This embodiment uses post-filtering and switching of presence / absence of useful signal in FIG. 6.
  • the elements 700 1 , .., 700 N , 710 1 , .., 710 N , 720, 730, 740, 741, 760, 762, 763 are respectively identical to the elements 600 1; .., 600 N , 610 l5 .., 610 N , 620, 630, 640, 641, 660, 662, 663 of the latter.
  • the system of FIG. 7 differs from that of FIG. 6 in that it implements an elimination of interfering signals according to the principle of the invention.
  • 701 denotes an element making it possible to receive or take a reference signal from an interfering signal
  • 751 denotes an estimation module identical to the module 351 of FIG. 3A.
  • the estimation modules 741 and 751 respectively estimate the transfer function W s (t, f) of a first post-filter and the transfer function W e (t, f) of a second post-filter, the first allowing to increase the signal to noise ratio subject to the aforementioned hypotheses and the second allowing to eliminate interference (or interference as in Fig. 3B) for which there is a reference.
  • the transfer functions W s (t, f) and W e (t, f) (or more precisely their estimates) are provided, as well as their product W (t, f) obtained by the multiplier 725, to a statistical analysis module 761 similar to module 661 and the function of which will be detailed below.
  • This module provides a binary indicator of presence / absence of useful signal P_A (t) which is smoothed temporally to provide the gain G (t).
  • the output W ⁇ t, f) W s (t, f) .W e (t, f) of the multiplier is transmitted to the filter 740.
  • the estimation module 751 transmits the indication W e (t) to the filter 750, which allows it to carry out the transfer function G S A- W e (tj).
  • the attenuation G S A depends on the frequency while remaining constant over time, which can in particular make it possible to systematically reject certain parts of the spectrum, independently of the interference.
  • the antenna output is filtered by the combination of the two post-filters as in FIG. 5 whereas, when the useful signal is absent, it is simply subject to filtering by W e (t, f) (or W e v ⁇ t, f)) and attenuation.
  • the functional diagram of the statistical analysis module 761 is shown in FIG. 8.
  • W s (t, f) We extract from W s (t, f), by extraction means 811, a set of frequencies F ocp set by the user.
  • the spectrum thus obtained possibly undergoes a non-linear transformation (not shown) to give more relevant information.
  • a logarithmic transformation in decibels
  • the spectral components reduced to the set of frequencies F ocp are then compared to a threshold SOC s in the comparator 812.
  • a threshold SOC s in the comparator 812.
  • the occupancy rate ⁇ r O 0 'c * p p (t) is then compared with a predetermined threshold value TOC "*.
  • This comparison provides a binary signal p_a'.
  • the binary signal p_a ' indicates a useful signal is present when the occupancy rate ⁇ '(t) is greater than the TOC * threshold.
  • the processing chain consisting of the extraction module 821 (resp. 831), of the comparator 822 (resp. 832), the occupancy rate calculation module 823 (resp. 833) and the comparator 824 (resp. 834) provides a binary signal p_a w (resp. p_a ').
  • the binary signal p_a * gives a indication of the presence of the useful signal without taking the interference signal into account, on the other hand, the binary signal p_a 'gives an indication of the presence of the interference signal.
  • the binary signal p_a w gives an indication of the presence of useful signal from global information taking into account both the useful signal and the inter signal.
  • the combination function used may in particular depend on the gain value G (t). We may indeed wish to favor more or less the indicator p_ a w depending on whether or not we are already in the presence of a useful signal.
  • the statistical analysis module only has the processing chains of W s (t, f), W e (t, j) and the combination at 850 relates only to the indicators p_a * and p e .
  • the statistical analysis module only comprises the processing chain of W (t, f) and, consequently, no combination is carried out.
  • the functional diagram of the statistical analysis module 761, according to a second embodiment, is shown in FIG. 9. This example uses a variance criterion instead of an occupancy rate criterion.
  • the binary signal p_ ⁇ "indicates that a useful signal is present if the variance va 'is less than the threshold value VAR s .
  • the processing chain consisting of the extraction module 921 (resp. 931), comparator 922 (resp. 932), variance calculation module 923 (resp. 933) and comparator 924 (resp. 934) provide a binary signal p_a w (resp. p_a e ).
  • the three binary signals are combined in 950 to provide the binary indicator P_A (t)
  • the remarks made for the first example in Fig. 8 also apply here mutatis mutandis.
  • the low-pass filter 762 is shown schematically in FIG. 10. We will denote P the state of presence and A the state of absence of the useful signal.
  • the function of the filter 762 is to continuously decrease the gain G (t) to a value S mm when passing from state P to state A and to increase the gain G (t) to value S max during the pass in reverse.
  • the low-pass filter receives the binary indicator P_A (t) which varies over time. This indicator controls the switching between a minimum gain value S mm and a maximum gain value S max by means of a first switch 1010.
  • the maximum value S max (generally fixed at 1) is injected at l 'common input of two low-pass filters 1020 and 1030.
  • the useful signal is absent, it is the minimum value S mm which supplies the common input.
  • the input signal is filtered by the low-pass filter 1020 of time constant tp. The choice of this time constant conditions the rise time of the signal G (t).
  • the input signal is filtered by the low-pass filter 1030 of time constant TA, which conditions the descent time of G (t).
  • the outputs of the two low-pass filters are connected to the inputs of a second switch 1040 which selects, using the binary indicator P_A (t), the output of the low-pass filter with time constant T A if the useful signal is absent and the output of the low-pass filter with time constant ⁇ if the useful signal is present.
  • the common output of switch 1040 provides the smoothed gain signal Gif).
  • Fig. 11 illustrates a multi-sensor reception system according to a fourth embodiment of the invention.
  • a plurality K of channels are formed using R.
  • separate sets of channel filters 1110 ⁇ , .., ll lOi, k ⁇ , .., K, operating in parallel, each clearance to form a path in a particular direction of reception.
  • the transfer functions are analyzed on the basis of a variance or spectral occupancy rate criterion by a first statistical analysis module 1145 and the channel ko having the highest probability of receiving a useful signal is selected.
  • the index ko generated by the module 1145 selects by means of the multiplexer 1115 the signals V ! 0 , .., ⁇ 0 which provides them to the summator 1120 to form the channel in question.
  • the transfer function of the post-filter associated with channel kb is transmitted to a second statistical analysis module 1161 identical to module 761 in FIG. 7.
  • the first statistical analysis module 1145 also receives the transfer function W e t, f) from the estimation module 1151 and takes it into account for the selection of the channel kb. The first statistical analysis module 1145 then performs all of the statistical analysis operations and directly supplies the binary indicator P_A (f).
  • the elements 1130, 1140, 1150, 1160, 1162 and 1163 are in both cases identical to the elements 730, 740, 750, 760, 762 and 763 in FIG. 7.
  • Fig. 12 gives an example of the third embodiment of the invention in an application to taking hands-free sound for interactive communication contexts (teleconferencing, communicating personal computers, etc.).
  • the acoustic echo that is to say the signal of the distant speaker emitted by the loudspeaker constitutes the interfering signal.
  • the disturbance signal e is taken directly from the loudspeaker.
  • the temporal samples are indexed by n representing the index temprel at discrete time.
  • the representation in the frequency domain is ensured by a discrete Fourier transform inside a sliding time window.
  • the signals x, (") received by the microphones 1200 l ., 1200 N are subjected to a weighting in the time window by means of the filters 1205 l ., 1205 N then to a discrete Fourier transform (TFD) in the short term in 1207 ⁇ , .., 1207 N -
  • TFD discrete Fourier transform
  • the signal Z 2 (p, ⁇ ) is transformed into a temporal representation by means of a module 1270 of inverse discrete Fourier transform (TFDI), that is to say :
  • the reference signal e taken from the loudspeaker is subjected like the microphone signals to a short-term Fourier transform in 1208 after weighting in 1206.
  • the representation of e in the frequency domain, as obtained at the output of 1208 is written with the previous notations:
  • Gs A (3 q ) is the inverse of the frequency response of the coupling between the loudspeaker and the acoustic antenna. Indeed, for some applications, the sound pickup system and the speaker are located at fixed locations. The coupling between the two transducers is then obtained by a prior measurement. Thus the gain Gs A (a> q ) constitutes a fixed compensation filter which removes part of the disturbance.
  • W e (p, ⁇ q ) are always positive and bounded between 1 and a value typically less than 1 predetermined and which corresponds to the maximum attenuation of the interfering signal.
  • W (p, ⁇ q ) is calculated as a product (in 1225) of W e (p, ⁇ q ) and W s (p, ⁇ q ).
  • W (p, ⁇ q ) is in practice clipped so as to belong to the interval [-1; 1].
  • a is a short-term time constant.
  • ⁇ (?, /) We use, as we saw in (3) and (4) a long-term time constant ai or short term ⁇ r 2 , depending on whether ⁇ ⁇ (t, f) is less than or greater than :
  • a ⁇ is more much closer to 1 than ⁇ .
  • a ⁇ - 0.9999 and a% 0.9.
  • the detection of the useful signal is carried out on the basis of a statistical analysis of the frequency values of the filter W (p, ⁇ g ) alone.
  • the functional diagram of the statistical analysis module 1261 is given in FIG. 13.
  • the occupancy rate ⁇ o w cp (jA) is then compared to an occupancy threshold STOC w in the comparator 1324.
  • the comparator delivers a binary indicator p_ ⁇ W (p) of presence of useful signal which here is none other that the global indicator P_A (p) since here only the transfer function W (p, ⁇ q ) is used for the detection of useful signal.
  • the gain smoothing filter is digital.
  • the gain G (p) is smoothed by a recursive filtering conditioned by the state of P_A (p):
  • the quantities ⁇ p and ⁇ _ are time constants which respectively determine the rates of ascent and descent of G (p). More precisely, the predetermined gains S min and S max are switched by the binary indicator P_A (p) to the common output of the switch 1410. This output is connected on the one hand to the input of the recursive filter 1420 of time constant ⁇ j. and at the input of the recursive filter 1430 of time constant ⁇ . The outputs of the two filters are switched by switch 1440, controlled by the binary indicator P_A (p). Returning to FIG. 12, the antenna output switching is provided by the switch 1230 controlled by the signal K (p).
  • the switching signal K (p) is obtained by comparison of the smoothed gain G (p ) at a predetermined threshold ST, that is:
  • the invention is not limited to the elimination of acoustic echo in a multi-sensor sound pickup system, but generally applies to any multi-sensor reception system having a reference of one or more interference signals.

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Abstract

L'invention concerne une méthode de réduction d'interférence pour un système de réception utilisant une antenne multicapteur et au moins un formateur de voie fournissant un signal d'antenne à partir des signaux reçus par les différents capteurs de ladite antenne. La méthode consiste à estimer, à partir d'un signal de référence permettant de régénérer ladite interférence, la fonction de transfert d'un premier filtre, dit premier post-filtre, et à filtrer ledit signal d'antenne par ledit premier post-filtre.

Description

Méthode et système d'élimination d'interférence pour antenne multicapteur
La présente invention concerne de manière générale une méthode de réduction d'interférence dans un système de réception multi-capteur ainsi qu'un système de réception multi-capteur mettant en oeuvre ladite méthode de réduction d'interférence.
L'invention trouve plus particulièrement application dans le domaine de l'annulation d'écho acoustique pour la prise de son et dans le domaine de la téléphonie mains libres.
Préalablement à l'exposé de l'état de la technique, nous ferons certaines conventions terminologiques et préciserons certaines notations. Ces conventions et précisions sont valables pour l'ensemble de la description. On appellera « capteur » tout dispositif capable de transformer une grandeur physique en un signal de mesure, par exemple une antenne ou un transducteur acoustique. On appellera « système de réception multi-capteur » un système de réception utilisant une pluralité de tels capteurs. On appelera antenne « multicapteur » une antenne constituée d'une pluralité de tels capteurs, par exemple un réseau de capteurs.
Le terme de « gain » ne sera pas compris au sens strict et recouvrera par la suite à la fois l'amplification (gain supérieur à 1) et d'atténuation (gain inférieur à 1). La notation A{t,f), représente une grandeur a à l'instant t et à la fréquence/ Ceci permet de décrire une grandeur dans le domaine fréquentiel mais qui varie au cours du temps. Comme on le sait, le passage du domaine temporel au domaine fréquentiel nécessite une observation de la grandeur a dans une fenêtre temporelle. En ce sens, on entend que A(t, f) est une valeur connue à l'instant t, mais que son calcul a pu nécessiter une observation de la grandeur a pendant une certaine durée. A(t,f) pourra être obtenu à partir de a au moyen d'une estimation spectrale dans une fenêtre temporelle. Ait, f) peut être un signal, une grandeur spectrale, ou la fonction de transfert d'un filtre variant au cours du temps. Par la suite on emploiera indifféremment les notations A t,f) et a pour désigner une grandeur a dont le spectre varie au cours du temps.
La notation a(t) est réservée à une grandeur a à l'instant t, variant dans le temps. La notation A(f), quant à elle, représente une grandeur a à la fréquence f, restant invariante dans le temps (par exemple la caractéristique de transfert d'un filtre invariant).
La notation "Λ" désigne dans la suite l'estimation de la grandeur à laquelle elle s'applique.
La Fig. 1 représente de manière schématique un système de réception multicapteur connu de l'état de la technique. Un tel système comprend typiquement une pluralité de capteurs 1001?..,100N transformant une grandeur physique en des signaux reçus Xx {t,f),..,XN(t,f) , respectivement. Ces signaux sont ensuite utilisés pour effectuer une formation de voie (beamforming) à l'aide des filtres 1 1015..,110N et du sommateur 120. Plus précisément, les signaux Vx(t,f),..,VN(t,f) en sortie des filtres
HO .^l lON sont sommés dans le sommateur 120 pour fournir un signal, dit signal d'antenne, noté Y(t,f) . Les filtres en question introduisent des retards et/ou des déphasages ainsi qu'une pondération des signaux reçus. Il est clair que, dans le cas général, les fonctions de transfert de ces filtres peuvent dépendre à la fois du temps et de la fréquence. En pratique, les filtres 110I,..,1 10N effectuent simplement une multiplication à l'aide de coefficients de pondération complexe. Ces coefficients sont déterminés en fonction du diagramme de réception souhaité, de manière à ce que le lobe principal du diagramme de réception pointe dans la direction d'une source de signal utile et possède un angle d'ouverture donné. Le choix des coefficients est également dicté par le niveau d'atténuation souhaité des lobes secondaires. De la même façon, ces coefficients peuvent être déterminés de manière à introduire un ou des zéros dans le diagramme de réception pour des directions dans lesquelles se trouvent des sources interférentes. De surcroît, les coefficients peuvent être calculés de manière adaptative afin de poursuivre une source de signal utile mobile ou de réduire des interférences arrivant sous un angle d'incidence variable. Toutefois, cette technique de réduction d'interférences au moyen du diagramme de réception ne permet pas d'éliminer des signaux interférents reçus par le lobe principal du diagramme, lobe qui peut être large si le nombre de capteurs est faible.
Une autre technique d'élimination de signaux interférents fait appel à la connaissance ou à l'estimation de ces signaux. Elle est notamment utilisée pour l'annulation d'écho. On rappelle qu'un écho est généré dans un système de transmission lorsqu'un signal émis est réfléchi vers l'émetteur après s'être propagé dans le canal de transmission, la réflexion pouvant être due à des caractéristiques du canal (défaut d'adaptation d'impédance notamment) ou à un couplage entre un récepteur et un émetteur à l'extrémité proche (near end) ou lointaine (far end) du canal. La Fig. 15 illustre une situation simple de génération d'écho. On y a représenté un terminal multi-média 1500 comprenant un moniteur 1510, une paire de haut- parleurs 1520 et une antenne acoustique multi-capteur 1530 constituée de microphones. Le canal de transmission est caractérisé par les trajets de propagation directs entre les haut-parleurs et l'utilisateur (placé devant le terminal multi-média). Les flèches 1540 illustrent le phénomène de génération d'écho, attrribuable ici au couplage acoustique entre les haut-parleurs et l'antenne acoustique. Le couplage est dû aux chemins de propagation entre les haut-parleurs et l'antenne ainsi qu'aux réflexions des signaux émis par les haut-parleurs sur l'environnement du terminal (personnes, murs, objets etc.). La Fig. 2 reproduit de manière schématique un système connu de réception à annulation d'écho, tel que décrit par exemple dans l'article de W. Kellermann intitulé « Stratégies for combining acoustic écho cancellation and adaptive beamforming microphone arrays » publié en Avril 1997 dans Proc. ICASSP-1997, Vol. 1, pages 219-222. On retrouve sur la Fig. 2, le système multi-capteur de la Fig. 1 constitué des capteurs 200I,..,200N, des filtres 21013..3210N et du sommateur 220. Le système comprend en outre un élément 201 symbolisant un capteur ou une prise permettant d'obtenir un signal de référence e du signal interfèrent, noté encore E(t,f) en représentation fréquentielle. De manière générale, on appellera signal de référence du signal interfèrent, un signal capté ou prélevé, permettant de reconstruire le signal interfèrent. Par exemple, dans le système de la Fig. 15, le signal de référence pourra être le signal transmis à un haut-parleur et l'élément 201 pourra être une prise sur le circuit de commande du haut-parleur. Le signal de référence e est filtré par un filtre annuleur d'écho 205 de fonction de transfert He(t,f) . Ce filtre modélise en fait le canal de propagation de l'écho. La sortie du filtre est soustraite du signal d'antenne 230 pour fournir un signal Z(t,f), idéalement débarassé de l'écho. Dans le contexte de signaux audio ou de parole, cette technique d'annulation d'écho est encore appelée annulation d'écho acoustique adaptative. En effet, les coefficients du filtre annuleur d'écho 205 sont calculés de façon adaptative dans le module de calcul 206, de manière à minimiser la valeur quadratique moyenne du signal d'erreur Z(t,f).
Si plusieurs sources interférentes sont présentes, il est difficile de mettre en œuvre la technique d'annulation d'écho acoustique adaptative. Par exemple, dans le cas d'un terminal multi-média, si le son est spatialisé (plusieurs hauts-parleurs reproduisant alors des composantes spatiales différentes) la prise en compte de tous les échos est extrêmement complexe. En outre, lorsque l'antenne est multivoie, c'est-à- dire si plusieurs diagrammes de réception sont générés par une pluralité de jeux de filtres de voie différents, le probème de l'annulation d'écho pour les différentes voies est quasiment insoluble.
Au demeurant, les performances des annuleurs d'écho acoustique sont limitées par la taille de la salle dans laquelle est utilisé le système de prise de son. En effet, dans le cas de grandes salles, l'annuleur d'écho doit identifier une réponse impulsionnelle acoustique (fonction de transfert He(t,f) ) qui peut atteindre plusieurs secondes, ce qui entraîne un accroissement considérable de la complexité numérique de l'algorithme d'adaptation. De surcroît, la durée de la réponse impulsionnelle à identifier influe directement sur les performances de l'algorithme : le temps de convergence (c'est-à-dire la vitesse d'adaptation du filtre) ainsi que le désajustement (c'est-à-dire la différence entre la réduction effective du niveau de l'écho et réduction maximale théorique) augmentent avec la durée de la réponse impulsionnelle. Ainsi, si la réponse impulsionelle change brusquement, le nouvel écho pourra être filtré de manière erronée pendant plusieurs secondes, ce qui peut s'avérer particulèrement gênant à l'oreille.
L'objectif général de la présente invention est de proposer une méthode d'élimination de signaux interférents pour un système de réception multi-capteur, qui ne présente pas les inconvénients de l'état de la technique. En particulier, un des buts de la présente invention est de proposer une méthode d'élimination de signaux interférents, notamment d'un écho, présentant une vitesse d'adaptation plus élevée que dans l'état de la technique. Un but subisidiaire de la présente invention est de proposer une méthode d'élimination simple de signaux interférents capable de prendre en compte une pluralité de sources interférentes, y compris lorsque le système de réception est multivoie.
Le problème est résolu par l'invention définie par une méthode de réduction d'interférence pour un système de réception utilisant une antenne multicapteur et au moins un formateur de voie fournissant un signal d'antenne à partir des signaux reçus par les différents capteurs de ladite antenne. Selon cette méthode, on estime, à partir d'un signal de référence permettant de régénérer ladite interférence, la fonction de transfert d'un premier filtre, dit premier post-filtre, et l'on filtre ledit signal d'antenne par ledit premier post-filtre.
Avantageusement, ladite fonction de transfert est obtenue à partir d'une estimation à court terme et d'une estimation à long terme de la densité spectrale dudit signal de référence, par exemple à partir d'un rapport entre ce deux estimations.
L'estimation à court terme et l'estimation à long terme de la densité spectrale sont préférentiellement obtenues par filtrage passe-bas d'un spectre du signal de référence. Par exemple, l'estimation à court terme Φ^(t,f)de la densité spectrale est obtenue par un filtrage récursif du type :
Figure imgf000007_0001
où E(t,f) est une composante spectrale du signal de référence à la fréquence / et au temps t, a est un coefficient compris entre 0 et 1, δt est le retard dans la boucle du filtrage récursif et . désigne l'opération de conjugaison et l'estimation à long terme φ (t, f) de la densité spectrale est obtenue par un filtrage récursif du type:
Figure imgf000007_0002
où a et α2 sont des coefficients tels que 0<α2 <o.ι<l.
Selon un second mode de réalisation, les signaux reçus par les différents capteurs étant filtrés par au moins un jeu de filtres de voie avant d'être sommés pour fournir ledit signal d'antenne, on estime la fonction de transfert d'un second filtre, dit second post-filtre, à partir desdits signaux reçus, avant ou après filtrage par lesdits filtres de voie, et l'on filtre le signal d'antenne par ledit second post-filtre. Avantageusement,la fonction de transfert dudit second post-filtre est estimée à partir d'une moyenne des densités spectrales de puissance et d'une moyenne des densités interspectrales de puissance desdits signaux reçus, après filtrage par lesdits filtres de voie. Par exemple, la fonction de transfert Ws(t,j) dudit second post-filtre est estimée par :
Figure imgf000008_0001
où Φvv (/,/) et Φ.,v (t,f) sont respectivement des estimées des densités spectrales et densités interspectrales de puissance des signaux reçus après filtrage de voie, bt(f) sont les fonctions de transfert des différents filtres de voie débarassées des termes de remise en phase, N est un nombre de capteurs de l'antenne et γ(.) désigne la valeur réelle ou le module. Selon une autre variante du second mode de réalisation, les signaux reçus par les différents capteurs étant filtrés par au moins un jeu de filtres de voie avant d'être sommés pour fournir ledit signal d'antenne, on estime la fonction de transfert d'un second filtre, dit second post-filtre, à partir desdits signaux reçus après filtrage par lesdits filtres de voie, ainsi qu'à partir du signal d'antenne, et l'on filtre le signal d'antenne par ledit second post-filtre. Avantageusement, la fonction de transfert dudit second post-filtre est estimée à partir d'une moyenne des densités interspectrales de puissance desdits signaux reçus, après filtrage par lesdits filtres de voie, et d'une estimation de la densité spectrale du signal d'antenne. Par exemple, la fonction de estimée par :
Figure imgf000008_0002
où ΦV Vι (t,f) et Φw(t,/)sont respectivement les densités spectrales et interspectrales de puissance des signaux reçus après filtrage de voie, b,(/) sont les fonctions de transfert des différents filtres de voie débarassées des termes de remise en phase, Nest un nombre de capteurs de l'antenne et γ(.) désigne la valeur réelle ou le module. Avantageusement, le filtrage du signal d'antenne par le premier post-filtre et celui du second post-filtre sont appliqués de manière combinée, en filtrant le signal d'antenne au moyen d'un post-filtre, dit premier post-filtre combiné ayant pour fonction de transfert une combinaison des fonctions de transfert desdits premier et second post-filtres.
Selon un troisième mode de réalisation, on effectue une analyse statistique de composantes spectrales de la fonction de transfert du second post-filtre et/ou de la fonction de transfert du premier post-filtre combiné et que l'on en déduit une indication de présence ou d'absence d'un signal utile. Selon une variante du troisième mode de réalisation, l'analyse statistique est également effectuée sur des composantes spectrales de la fonction de transfert du premier post-filtre. Avantageusemnt, ladite analyse statistique utilise un critère de taux d'occupation spectrale et/ou de variance desdites composantes spectrales. Selon le troisième mode de réalsation, on génère un signal de commutation à partir de ladite indication de présence ou d'absence de signal utile et l'on filtre le signal d'antenne au moyen du premier post-filtre combiné lorsque le signal de commutation est dans un premier état et on le filtre au moyen d'un second post filtre combiné lorsque le signal de commutation est dans un second état, la fonction de transfert du second post- filtre combiné étant une combinaison de la fonction de transfert du premier post-filtre et d'une atténuation prédéterminée. Selon un quatrième mode de réalisation, les signaux reçus étant filtrés par une pluralité de jeux de filtres de voie pour former une pluralité de signaux de voie, on effectue une analyse statistique de composantes spectrales des fonctions de transfert des seconds post-filtres associés aux différents jeux de filtres de voie et que l'on en déduit la voie présentant la plus forte probabilité de présence d'un signal utile. Selon une varainte du quatrième mode de réalisation, l'analyse statistique est également effectuée sur des composantes spectrales de la fonction de transfert du premier post- filtre. Avantageusement, ladite analyse statistique utilise un critère de taux d'occupation spectrale et/ou de variance desdites composantes spectrales. Le signal d'antenne est alors obtenu à partir des signaux de voie relatifs à la voie présentant la plus forte probabilité de présence de signal utile.
L'invention est également définie par un système de réception comportant une antenne multicapteur, au moins un formateur de voie et des moyens de réduction d'interférence, lesdits moyens de réduction d'interférence étant adaptés à mettre en oeuvre ladite méthode de réduction d'interférence. Les caractéristiques de l'invention mentionnées ci-dessus, ainsi que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints.
La Fig. 1 représente schématiquement un système de réception multi-capteur connu de l'état de la technique ;
La Fig. 2 représente schématiquement un système de réception multi-capteur avec annulation d'écho, tel que connu de l'état de la technique ;
La Fig. 3A représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon un premier mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 3B représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon une variante du premier mode de réalisation de l'invention ;
La Fig. 4 représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon un second mode de réalisation de réalisation de l'invention ;
La Fig. 5 représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon une variante du second mode de réalisation de l'invention ;
La Fig. 6 représente schématiquement un système de réception multi-capteur avec détection de signal utile ;
La Fig. 7 représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon un troisième mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 8 représente schématiquement un module du système de réception multicapteur représenté en Fig. 7 selon une première variante de réalisation ;
La Fig. 9 représente schématiquement un module du système de réception multicapteur représenté en Fig. 7 selon une seconde variante de réalisation ;
La Fig. 10 représente schématiquement un autre module du système de réception multi-capteur représenté en Fig. 7 ;
La Fig. 11 représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon un quatrième mode de réalisation de l'invention ;
La Fig. 12 représente un exemple de système de réception multi-capteur selon le troisième mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 13 représente schématiquement un module du système de réception multi-capteur représenté en Fig. 12 ;
La Fig. 14 représente schématiquement un autre module du système de réception multi-capteur représenté en Fig. 12 ; La Fig. 15 représente schématiquement un contexte d'application d'un système de réception multi-capteur selon l'invention .
On se réfère à nouveau au contexte d'un système de réception multi-capteur et au cas où l'on dispose d'une référence du signal interfèrent. La Fig. 3A illustre un premier mode de réalisation de l'invention. On y retrouve le système de réception comprenant une pluralité de capteurs 300J,..,300N, des filtres 31015..,310N et un sommateur 320 réalisant la formation de voie. Un élément 301, capteur ou prise, fournit un signal de référence e du signal interfèrent . Un module d'estimation 351, qui sera détaillé plus loin, calcule à partir dudit signal de référence la fonction de transfert We (t, f) d'un filtre 350 en sortie d'antenne, dénommé pour cette raison « post-filtre ».
Le post-filtre 350 reçoit du module d'estimation les informations lui permettant de réaliser ladite fonction de transfert. Le signal de voie (ou d'antenne) Y(t,f) filtré par le post-filtre 350 est noté Z(t,f).
De manière générale, la fonction de transfert We(t,f) du post-filtre est déterminée de manière à ce qu'en l'absence de signal interfèrent, elle vaille 1 (le filtre
350 est « transparent ») et qu'en cas d'émergence d'un signal interfèrent, elle atténue les composantes fréquentielles du signal d'antenne correspondant aux composantes énergétiques du signal interfèrent.
Plus précisément, le module d'estimation 351 calcule avantageusement la fonction de de transfert We (t, f) du post-filtre de la manière suivante :
Figure imgf000011_0001
où Φ^T (-*,/) est la densité spectrale de puissance (dsp) du signal de référence e, estimée à court terme et où Φ (t, f) est la densité spectrale de puissance du signal de référence e, estimée à long terme.
L'estimation à long terme permet de suivre l'évolution du bruit de fond et celle à court terme les émergences du signal interfèrent. En présence de bruit de fond seul, autrement dit en l'absence de signal interfèrent, la fonction de transfert We{t,f) est proche de 1. En revanche, en présence d'un signal interfèrent, la fonction de transfert We(tJ) représente l'inverse de la puissance spectrale de ce signal, ramenée à la puissance du bruit de fond . Il est clair que des expressions de We t,f) autres que celle donnée en (1) pourraient également convenir dans la mesure où elles permettraient d'atténuer les composantes fréquentielles correspondant aux composantes fréquentielles énergétiques du signal interfèrent. Les densités spectrales à court terme et à long terme sont estimées à partir d'un moyennage d'un périodogramme du signal de référence. Avantageusement, ce moyennage est effectué de manière récursive :
Φ^{t )^^(t-δt (l-ά)E(t,f)E t,β (2) et
ΦL t aΦL^-δt,fY{\-~a^E(t,f)E\t,f) si Φ e {t,f)<Φc e (t,f) (3)
Figure imgf000012_0001
si Ô r( , Φe c:(r, ) (4)
où α est une constante, dite constante de temps à court terme, comprise entre 0 et 1 et où a\ et α2 sont des constantes telles que 0<o:2 <α!<l, a\ représentant une constante de temps à long terme et α2 une constante de temps à long terme. Les calculs des expressions (2) à (4) sont réalisés simplement au moyen d'un filtrage récursif du premier ordre, δt étant le retard présent dans la boucle du filtre. Les constantes ,
Figure imgf000012_0002
est choisie très proche de 1 de manière à prendre en compte le passé sur une longue période alors que les valeurs de et ΩΓ2 sont choisies plus faibles de manière à réagir plus rapidement aux variations de densité spectrale du signal de référence.
D'autres types de filtrage passe-bas peuvent bien entendu être envisagés pour le moyennage du périodogramme du signal de référence.
Bien que la méthode d'estimation de la densité spectrale à long terme et à court terme exposée ci-dessus opère dans le domaine fréquentiel, il est clair cependant que des méthodes d'estimation spectrale dans le domaine temporel peuvent égalemement être utilisées, par exemple à partir d'une autocorrélation du signal de référence e. La Fig. 3B illustre une variante du premier mode de réalisation de l'invention.
Cette variante s'applique en présence d'une pluralité de signaux interférents. Soit e\,..,ep les signaux de référence respectifs relatifs à ces signaux interférents, tels que prélevés ou reçus en 3011?..,301p. Les signaux el .,e^ font l'objet d'une estimation spectrale à court terme et à long terme dans les modules d'estimation respectifs 35 li,.. ,351p. Chacun de ces modules calcule également une fonction de transfert d'un post-filtre selon 1. Les fonctions de transfert élémentaires We (t,f) ,..,We (t,f) sont ensuite combinées dans un module de combinaison 352 pour fournir une fonction de transfert globale We t,f). Le terme de «combinaison » doit être pris ici au sens large : il peut s'agir notamment d'une combinaison linéaire ou, préférentiellement d'une multiplication des fonctions de transfert élémentaires. Dans tous les cas, le module
352 transmet au post-filtre 350 des informations permettant de réaliser ladite fonction de transfert globale. Le signal d'antenne Y(t,f) filtré par le post-filtre 350 est idéalement débarassé des P signaux interférents. La Fig. 4 illustre un second mode de réalisation de l'invention. On y retrouve une pluralité de capteurs 400I,..,400N, des filtres de voie 410I,..,410N filtrant respectivement les signaux reçus par les différents capteurs et un sommateur 420 permettant d'effectuer la formation de voie. En 401 est reçu ou prélevé le signal de référence e d'un signal d'interférence. Le module d'estimation 451 détermine comme précédemment la fonction de transfert We(t,f)
Figure imgf000013_0001
post-filtre 450. Ce mode de réalisation se distingue du précédent en ce qu'il est prévu un post-filtrage additionnel au moyen d'un post-filtre 440 placé en amont ou en aval du post-filtre 450. Le postfiltre 440 possède une fonction de transfert Wft,f) fournie par un module d'estimation
441 qui sera détaillé plus loin. Selon une variante de réalisation non représentée, les filtres 440 et 450 peuvent être remplacés par un filtre unique de fonction de transfert W(t,f) obtenue par combinaison (au sens large) des fonctions de transfert We (t, f) et
W{t,f) . Par exemple, on pourra choisir :
W(t,f)=Ws{t,f)We{t,f) (5)
ou, de manière plus générale :
W< ,f')=W f)W%f) (6)
où μ , v sont des entiers strictement positifs.
Le post-filtrage en 440 a pour but d'améliorer le rapport signal à bruit (RSB) en sortie d'antenne. Par « bruit » on entend ici l'ensemble des signaux perturbateurs pour lesquels on ne dispose pas de référence. Si l'on dispose d'une référence d'un signal perturbateur, ce dernier peut être pris en compte dans l'expression de We{t,f) comme on a vu en Fig. 3B.
La technique de post-filtrage aux fins d'améliorer le rapport signal à bruit en sortie d'une antenne multi-capteur a notamment été décrite dans l'article de C. Marro et al. intitulé « Analysis of noise réduction and deverberation techniques based on microphone arrays with postfiltering » publié en Mai 1998 dans IEEE Trans. on Speech and Audio Processing, Vol. 6, N°3, pages 240-259. Les principaux résultats en sont rappelés ci-après.
Nous considérons le cas où une source émet un signal utile s. Ce signal est reçu par les différents capteurs 4001 .,400N après s'être propagé jusqu'à l'antenne. Les signaux reçus par les différents capteurs sont perturbés par du bruit. Nous noterons n{ le bruit au niveau du capteur 400,. Nous ferons les hypothèses suivantes :
• le signal x, au niveau du capteur i est modélisé par la somme du signal utile reçu après propagation jusqu'au capteur et du bruit n, ; • pour chaque capteur, le bruit nt et le signal utile reçu sont décorrélés ;
• les densités spectrales de puissance des bruits n, sont identiques sur chaque capteur ;
• les bruits sont décorrélés entre capteurs 400, et 400 , autrement dit les densités interspectrales de puissance sont nulles pour i≠j ; • les signaux d'entrée x, sont parfaitement remis en phase vis à vis de s par les filtres 410I,..,410N. Le post-filtre optimal Ws est celui qui minimise l'erreur quadratique moyenne entre le signal désiré s et le signal en sortie du filtre. Comme montré dans l'article de K.U Simmer et al. dans l'article intitulé « Time delay compensation for adaptive multichannel speech enhancement Systems » paru dans Proc. ISSE-92 en Septembre 1992, l'expression de ce filtre optimal peut s'écrire à partir du signal utile s et du bruit moyen n en sortie d'antenne :
Figure imgf000014_0001
où Φjyt,f) et Φm(t,f) sont les densités spectrales de puissance du signal utile et du bruit en sortie de formation de voie.
Les densités spectrales Φss(t,f) et Φ__(t,/), nécessaires au calcul de Ws(t,f), sont a priori inconnues et la difficulté réside dans leur estimation. Il a été proposé de les estimer à partir des signaux reçus sur les différents capteurs. En effet, si l'on note respectivement Φvv (t,/) et Φ„ „ (*,/) les densités spectrales et interspectrales de puissance des signaux x, remis en phase, c'est-à-dire des signaux v„ on a, sous les hypothèses ci-dessus :
Figure imgf000015_0001
φ V/fe/ fe/). ° i≠J (9)
Un moyen d'estimer Ws(t,f) consiste alors à utiliser une moyenne des densités spectrales Φvv(t, ) et interspectrales Φv ι, (t,f) respectivement au dénominateur et au numérateur de (7), soit :
Figure imgf000015_0002
où γ(.) = Re(.) ou γ(.) = |.|
L'utilisation de l'opérateur module ou partie réelle γ(.) est justifiée par le fait que la grandeur au numérateur doit être réelle et positive.
Le module 441 en Fig. 4 effectue l'estimation de Ws(t,f) selon l'expression (10). Pour cela, il utilise soit les signaux x, et les remet en phase, soit directement les signaux v,. Les signaux x, et v, ont été représentés en Fig. 4 sous forme de vecteurs
Figure imgf000015_0003
V fJ)) où Xit,f) et V,{t,f, sont les notations fréquentielles de x, et v,. Ainsi, le module d'estimation 441 utilise soit le vecteur X(t,f) soit le vecteur N(t,/). Les deux possibilités sont indiquées en Fig. 4. Avantageusement, on utilisera une estimation de Ws(t,f) proche de l'expresssion
(10) mais qui présente l'intérêt d'être normalisée :
Figure imgf000015_0004
où b,(f) est égal au coefficient al(f) du filtre 410,, débarassé du terme de remise en phase, c'est-à-dire si l'on note r, le temps de propagation du signal entre la source de signal utile et le capteur 400, , bl(f)=at(f)sβ ' , et où a, est le coefficient d'atténuation entre la source de signal utile et le capteur 400,. Si les distances entre capteurs sont faibles par rapport à la distance séparant l'antenne de la source utile, les coefficients d'atténuation sont voisins et l'expression (11) peut se réduire alors à :
Figure imgf000016_0001
Il convient de noter que l'estimation selon (10), (11) ou (12) peut ne porter que sur un sous-ensemble des signaux x, ou v„ de cardinal M<N, la moyenne des densités spectrales et interspectrales n'étant alors prise que sur ce sous-ensemble. Enfin, ladite estimation peut être effectuée dans le domaine fréquentiel ou dans le domaine temporel.
La Fig. 5 illustre une variante du second mode de réalisation. Les éléments 50015..,500N, 510I,..,510N, 520, 501, 550, 551 sont respectivement identiques aux éléments 4001,..,400N, 410ι,..,410N, 420, 401, 450, 451 de la Fig. 4.
Selon cette variante, on utilise une estimation de la fonction de transfert du post-filtre, telle que proposée par U.K. Simmer et al. dans l'article intitulé « Adaptive microphone arrays for noise suppression in the frequency domain » publié dans Proc. of the Sec. Cost 229 Work on Adaptive Algorithms in Communications, pages 185- 194, Bordeaux, France, 1992. Cette estimation utilise les signaux x, remis en phase, c'est-à-dire des signaux v, , ainsi que le signal d'antenne JΛ Plus précisément Ws{t,f) est estimée par :
Figure imgf000016_0002
où Φyy(t,f) est la densité spectrale du signal d'antenne ;. Là aussi, comme dans le cas précédent, on peut adoptera avantageusement une estimation normalisée à savoir :
Figure imgf000017_0001
avec les mêmes conventions de notation.
Enfin l'estimation (13) ou (14) peut ne porter que sur un sous-ensemble des signaux x, ou v„ la moyenne des densités spectrales et interspectrales n'étant alors prise que sur ce sous-ensemble. Ladite estimation peut être effectuée dans le domaine fréquentiel ou dans le domaine temporel.
Le module 541 de la Fig. 5 effectue l'estimation de Ws(t,f) selon l'expression (11). Pour cela, il utilise d'une part le signal d'antenne y (Y(t,f) en représentation fréquentielle) et, d'autre part, soit les signaux x, (vecteur X(t, )) après les avoir remis en phase, soit directement les signaux v, (vecteur N(t,/)). Les systèmes de réception multi-capteur représentés en Figs. 4 et 5 permettent, on l'a vu, d'améliorer sensiblement le rapport signal à bruit en sortie d'antenne. Cependant lorsque le signal utile est absent, les post-filtres 440 et 450 ou 540 et 550 ont tendance à distordre le bruit, ce qui peut s'avérer gênant, notamment dans des applications de prise de son. Pour remédier à cet inconvénient il a été proposé dans la demande de brevet FROO 05601 déposée le 28.4.2000 par la requérante et incluse ici par référence, de ne pas appliquer le post-filtre en permanence mais seulement lorsque le signal utile est présent, un gain constant étant appliqué dans le cas contraire. Un signal de commutation, noté ci-après K(t), assure la commutation de la sortie d'antenne soit vers un filtre à gain constant soit vers le filtre de fonction de transfert Ws{t,f).
La Fig. 6 illustre un système de réception multi-capteur avec post-filtre commutable tel qu'exposé dans la demande susmentionnée.
Les éléments 6001 .,600Ν, 610I,..,610Ν, 620, 641 sont respectivement identiques aux éléments 500ι,..,500Ν, 5101;..,510N, 520 et 541 (ou 441). La flèche en traits interrompus portant la référence Y(tf) indique que le module 641 peut effectuer une estimation de Ws(t ) selon (10),(11),(12) ou bien selon (13) ou (14). Les composantes fréquentielles de la fonction de transfert Ws(t,f) (ou plus précisément de son estimée) font l'objet d'une analyse statistique dans le module d'analyse 661. Ce dernier effectue un ensemble d'opérations qui seront détaillées plus loin et qui ont pour but de repérer au moyen d'analyse de variance et/ou de taux d'occupation spectrale un indice de présence de signal utile dans le spectre de Ws(t,f) . Le module 661 fournit un indicateur binaire de présence/ absence de signal utile noté P_A(t) qui est lissé temporellement dans le module de filtrage passe-bas 662 pour donner une valeur de gain G(t). Cette valeur de gain est comparée à une valeur de seuil ST dans le comparateur 663, le résulat de la comparaison, K(t) commandant la commutation de la sortie d'antenne, au moyen d'un commutateur 630, soit vers le post-filtre 640 soit vers un atténuateur 645 à gain constant GSA- Les sorties respectives du post-filtre et de l'atténuateur sont toutes deux reliées à l'entrée d'un amplificateur 660 à gain contrôlé par la valeur de gain G(t).
Ce système de réception permet d'éviter la distorsion de la perturbation résiduelle lorsque le signal utile est absent. Pour assurer la continuité lors de la commutation un lissage temporel de gain est prévu. Le lissage temporel de gain effectué dans le filtre passe-bas 662 a pour but d'assurer une transition douce lors de la commutation en sortie d'antenne.
La Fig. 7 illustre un système de réception multi-capteur selon un troisième mode de réalisation de l'invention. Ce mode de réalisation utilise le post-filtrage et la commutation de présence/ absence de signal utile de la Fig. 6. Les éléments 7001,..,700N, 7101,..,710N, 720, 730, 740, 741, 760, 762, 763 sont respectivement identiques aux éléments 6001;..,600N, 610l5..,610N, 620, 630, 640, 641, 660, 662, 663 de cette dernière. Le système de la Fig. 7 diffère de celui de la Fig. 6 en ce qu'il met en œuvre une élimination de signaux interférents selon le principe de l'invention.
En effet, 701 désigne un élément permettant de recevoir ou de prélever un signal de référence d'un signal interfèrent et 751 désigne un module d'estimation identique au module 351 de la Fig. 3A. Les modules d'estimation 741 et 751 estiment respectivement la fonction de transfert Ws(t,f) d'un premier post-filtre et la fonction de transfert We(t,f) d'un second post-filtre, le premier permettant d'augmenter le rapport signal à bruit sous réserve des hypothèses susmentionnées et le second permettant d'éliminer une interférence (ou des interférences comme en Fig. 3B) pour laquelle on dispose d'une référence. Les fonctions de transfert Ws{t,f) et We(t,f) (ou plus précisément leurs estimées) sont fournies, ainsi que leur produit W(t,f) obtenu par le multiplicateur 725, à un module d'analyse statistique 761 similaire au module 661 et dont la fonction sera détaillée ci-après. Ce module fournit un un indicateur binaire de présence/ absence de signal utile P_A(t) qui est lissé temporellement pour fournir le gain G(t). En outre, la sortie W{t,f)= Ws(t,f).We(t,f) du multiplicateur est transmise au filtre 740. De même, le module d'estimation 751 transmet l'indication We(t ) au filtre 750, ce qui lui permet de réaliser la fonction de transfert GSA- We(tj).
Selon une première variante les filtres 740 et 750 ont respectivement pour fonctions de transfert W{t,f)=Ws μ{t,f)We v(t,f) et GSAWe v(t,fi où μ ,v sont des entiers strictement positifs. Selon une seconde variante, l'atténuation GSA dépend de la fréquence tout en restant constante dans le temps, ce qui peut notamment permettre de rejeter systématiquement certaines parties du spectre, indépendamment de l'interférence.
Ainsi lorsqu'un signal utile est présent, la sortie d'antenne est filtrée par la combinaison des deux post-filtres comme en Fig. 5 alors que, lorsque le signal utile est absent, elle fait simplement l'objet d'un filtrage par We(t,f) (ou We v{t,f)) et d'une atténuation.
Le schéma fonctionnel du module d'analyse statistique 761, selon un premier exemple de réalisation, est représenté en Fig. 8. Les fonctions de transfert W(t,f), Ws(t,f), We(t,f) subissant un traitement analogue, on se limitera à celui de la fonction Ws(t,f). On extrait de Ws(t,f), par des moyens d'extraction 811, un ensemble de fréquences Focp fixé par l'utilisateur. Le spectre ainsi obtenu subit éventuellement une transformation non-linéaire (non représentée) pour donner une information plus pertinente. Le cas échéant, une transformation logarithmique (en décibels) sera avantageusement utilisée:
Figure imgf000019_0001
Les composantes spectrales réduites à l'ensemble des fréquences Focp sont ensuite comparées à un seuil SOC s dans le comparateur 812. On détermine ensuite dans le module 813 le taux τ^ (t) de fréquences pour lesquelles Ws(t,F0Cp) dépasse un seuil prédéterminé SOC s , soit : wt ytaiUe du spectre dans Focp tel que Ws(t,Focp)>SOC -.wn. ∞ > taille du spectre de F
Le taux d'occupation τ r O0 ' c*pp(t) est ensuite comparé à une valeur de seuil prédéterminée TOC"*. dans le comparateur 814. Cette comparaison fournit un signal binaire p_a ' . Le signal binaire p_a ' indique d'un signal utile est présent lorsque le taux d'occupation τ ' (t) est supérieur au seuil TOC * . De la même façon, la chaîne de traitement constituée du module d'extraction 821 (resp. 831), du comparateur 822 (resp. 832), du module de calcul de taux d'occupation 823 (resp. 833) et du comparateur 824 (resp. 834) fournit un signal binaire p_aw (resp. p_a ' ). Le signal binaire p_a * donne une indication quant à la présence du signal utile sans prendre en compte le signal d'interférence. En revanche, le signal binaire p_a ' donne une indication quant à la présence du signal d'interférence. Le signal binaire p_aw donne une indication de présence de signal utile à partir d'une information globale prenant en compte tant le signal utile que le signal d'interférence. Les trois signaux binaires p_a s , p_aw , p_a ' sont combinés dans le module de combinaison 850 pour fournir un indicateur binaire de présence/ absence de signal utile P_A(f). La fonction de combinaison utilisée pourra notamment dépendre de la valeur de gain G(t). On peut en effet souhaiter privilégier plus ou moins l'indicateur p_ aw selon que l'on est déjà ou non en présence de signal utile. Selon une première variante simplifiée, le module d'analyse statistique ne possède que les chaînes de traitement de Ws(t,f), We(t,j) et la combinaison en 850 ne porte que sur les indicateurs p_a * et p e . Selon une seconde variante simplifiée, le module d'analyse statistique ne comporte que la chaîne de traitement de W(t,f) et, par conséquent, aucune combinaison n'est effectuée. Le schéma fonctionnel du module d'analyse statistique 761, selon un second exemple de réalisation, est représenté en Fig. 9. Cet exemple utilise un critère de variance au lieu d'un critère de taux d'occupation.
Les fonctions de transfert W(t,f), Ws(t,j), We(t,f) subissant un traitement analogue, on se limitera à celui de la fonction Ws(t,f). Après extraction des composantes spectrales à un ensemble de fréquences Fvar fixé par l'utilisateur en 911 et éventuellemnt transformation non-linéaire, un seuillage du spectre réduit à ces fréquences est effectué en 912 au moyen d'une valeur de seuil prédéterminée SVARW' , seules les composantes au dessus du seuil étant retenues. La variance va s du spectre ainsi obtenu est ensuite calculée en 913 puis comparée à une valeur de seuil VAR ' dans un comparateur 914 pour fournir fournit un signal binaire p_α * . Le signal binaire p_α " indique qu'un signal utile est présent si la variance va ' est inférieure à la valeur de seuil VAR s . De la même façon, la chaîne de traitement constituée du module d'extraction 921 (resp. 931), du comparateur 922 (resp. 932), du module de calcul de variance 923 (resp. 933) et du comparateur 924 (resp. 934) fournit un signal binaire p_aw (resp. p_a e ). Les trois signaux binaires sont combinés en 950 pour fournir l'indicateur binaire P_A(t). Les remarques faites pour le premier exemple en Fig. 8 s'appliquent également ici mutatis mutandis.
Selon un autre variante de réalisation on pourra combiner les signaux ou les indicateurs binaire obtenus selon le critère de taux d'occupation et le critère de variance pour former un indicateur binaire synthétique P_A(f).
Le filtre passe-bas 762 est représenté de manière schématique en Fig. 10. Nous noterons P l'état de présence et A l'état d'absence du signal utile. La fonction du filtre 762 est de faire décroître continûment le gain G(t) vers une valeur Smm lors du passage de l'état P à l'état A et de faire croître le gain G(t) vers valeur Smax lors du passage en sens inverse.
Le filtre passe-bas reçoit l'indicateur binaire P_A(t) qui varie au cours du temps . Cette indicateur commande la commutation entre une valeur de gain minimale Smm et un valeur de gain maximale Smax grâce à un premier commutateur 1010. Lorsque le signal utile est présent, la valeur maximale Smax (généralement fixée à 1) est injectée à l'entrée commune de deux filtres passe-bas 1020 et 1030. Lorsque le signal utile est absent, c'est la valeur minimale Smm qui alimente l'entrée commune. Pour assurer la croissance continue puis le maintien de G(f) à la valeur Smax lors des transitions de l'état A à l'état P, le signal d'entrée est filtré par le filtre passe-bas 1020 de constante de temps tp. Le choix de cette constante de temps conditionne le temps de montée du signal G{t). De la même manière, pour faire décroître continûment puis maintenir de G{t) à la valeur Smn lors des transitions de l'état P à l'état A, le signal d'entrée est filtré par le filtre passe-bas 1030 de constante de temps TA, qui conditionne le temps de descente de G(t). Les sorties des deux filtres passe-bas sont reliées aux entrées d'un second commutateur 1040 qui sélectionne, grâce à l'indicateur binaire P_A(t), la sortie du filtre passe-bas de constante de temps TA si le signal utile est absent et la sortie du filtre passe-bas de constante de temps τ si le signal utile est présent. La sortie commune du commutateur 1040 fournit le signal de gain lissé Gif).
La Fig. 11 illustre un système de réception multi-capteur selon un quatrième mode de réalisation de l'invention. A la différence du mode précédent, une pluralité K de voies sont formées à l'aide de R. jeux distincts de filtres de voie 1110^,.., l l lOi , k=\,..,K, opérant en parallèle, chaque jeu permettant de former une voie dans une direction particulière de réception. Le module d'estimation 1141 estime les fonctions de transfert
Figure imgf000022_0001
, k=\,..,K, des post-filtres associés à ces K jeux. Pour ce faire, il utilise soit les K jeux de signaux
Figure imgf000022_0002
en sortie des K jeux de filtres de voie, soit les signaux x,- après compensation par K jeux de déphasage. En tout état de cause, les fonctions de transfert
Figure imgf000022_0003
sont analysées sur la base d'un critère de variance ou de taux d'occupation spectrale par un premier module d'analyse statistique 1145 et la voie ko présentant la plus forte probabilité de recevoir un signal utile est sélectionnée. L'indice ko généré par le module 1145 sélectionne au moyen du multiplexeur 1115 les signaux V! 0,..,^0 qui les fournit au sommateur 1120 pour former la voie en question. La fonction de transfert
Figure imgf000022_0004
du post-filtre associé à la voie ko est transmise à un second module d'analyse statistique 1161 identique au module 761 de la Fig. 7.
Selon une variante réalisation, le premier module d'analyse statistique 1145 reçoit également la fonction de transfert We t,f) du module d'estimation 1151 et la prend en compte pour la sélection de la voie ko. Le premier module d'analyse statistique 1145 effectuent alors l'ensemble des opérations d'analyse statistique et fournit directement l'indicateur binaire P_A(f). Les éléments 1130, 1140, 1150, 1160, 1162 et 1163 sont dans les deux cas identiques aux éléments 730, 740, 750, 760, 762 et 763 de la Fig. 7.
La Fig. 12 donne un exemple du troisième mode de réalisation de l'invention dans une application à la prise de son mains-libres pour des contextes de communication interactive (téléconférence, ordinateurs individuels communicants, etc.). Dans un tel contexte, l'écho acoustique, c'est à dire le signal du locuteur distant émis par le haut-parleur constitue le signal interfèrent. Le signal de perturbation e est prélevé directement au niveau du haut-parleur.
Nous présenterons cet exemple dans le cadre d'un traitement numérique du signal dans le domaine fréquentiel. Les échantillons temporels sont indexés par n représentant l'indice temprel à temps discret. La représentation dans le domaine fréquentiel est assurée par par une transformée de Fourier discrète à l'intérieur d'une fenêtre temporelle glissante. Les signaux x,(«) reçus par les microphones 1200l ., 1200N sont soumis à une pondération dans la fenêtre temporelle au moyen des filtres 1205l ., 1205N puis à un transformée de Fourier discrète (TFD) à court terme en 1207ι,.., 1207N- En sortie des modules de TFD, on dispose d'une représentation temporelle X/ , ωq) avec :
^U^)= ∑ (-"K^ + "to" Pour q = ,..., M-l (17)
«=0
où l'axe des fréquences a été discrétisé de manière uniforme : ωq = 2τvqjM , q - 0,...,
MA avec longueur de la fenêtre d'analyse (en échantillons) ; où les ha(n) sont les coefficients de pondération au sein de la fenêtre d'analyse, R est le pas de décalage des fenêtres (en échantillons) et p est l'indice de trame ; et où ^ = e^M = \ Réciproquement, en sortie du système de réception, le signal Z2(p, < ) est transformé en représentation temporelle au moyen d'un module 1270 de tranformée de Fourier discrète inverse (TFDI) , soit :
Figure imgf000023_0001
où hs(ή) sont les coefficients de pondération au sein de la fenêtre de synthèse.
Le signal de référence e prélevé au niveau du haut-parleur est soumis comme les signaux microphoniques à une transformée de Fourier à court terme en 1208 après pondération en 1206. La représentation de e dans le domaine fréquentiel, telle qu'obtenue en sortie de 1208 , s'écrit avec les notations précédentes:
E{p,ωq)= ∑ha(-n)e(pR + n)W-'>" q = Q,..., MA (19) n=0
Le signal en sortie d'antenne est obtenu en effectuant la somme en 1220 des signaux d'entrée préalablement filtrés par les filtres de voie 1210,-, i=l,.. ,N, soit :
Figure imgf000024_0001
Le filtrage de ce signal par le post-filtre dépend de l'état du signal binaire K(p). Si K(p) = 1, c'est-à-dire si le signal utile est présent, le signal de sortie s'exprime, en représentation fréquentielle :
Figure imgf000024_0002
Dans le cas contraire, K(p) = 0, c'est-à-dire si le signal utile est absent, le signal de sortie s'exprime :
Figure imgf000024_0003
où GsA( 3q) est l'inverse de la réponse en fréquence du couplage entre le haut-parleur et l'antenne acoustique. En effet, pour certaines applications, le système de prise de son et le haut-parleur sont situéà des emplacements fixes. Le couplage entre les deux transducteurs est alors obtenu par une mesure préalable. Ainsi le gain GsA(a>q) constitue un filtre de compensation fixe qui supprime une partie de la perturbation.
L'esimation des fonctions de transfert des post-filtres We(p, ωg) et Ws(p, ωq) est respectivement effectuée par les modules d'estimation 1251 et 1241. Si les estimations sont réalisées par (1) et (12), on a :
Figure imgf000024_0004
Les valeurs de We(p, ωq) ainsi obtenues sont toujours positives et bornées entre 1 et une valeur typiquement inférieure à 1 prédéterminée et qui correspond à l'atténuation maximale du signal interfèrent. W(p, ωq) est calculé comme produit (en 1225) de We(p, ωq) et Ws(p, ωq). Pour limiter l'effet des erreurs d'estimation et pour éviter des amplifications non souhaitées, W(p, ωq) est en pratique écrêté de manière à appartenir à l'intervalle [-1; 1].
Pour l'estimation Φc e (t,f) dans (23), on utilise l'équation récursive (2), c'est-à- dire :
?(p,» =αΦΞ'(p-l,»,)+(l-α)E(p^ ,(p,^) (25)
où a est une constante de temps à court terme. Pour l'estimation Φ (?,/), on utilise, comme on l'a vu en (3) et (4) une constante de temps long terme ai ou court terme αr2, selon que Φ∞ (t,f) est inférieure ou supérieure à
Figure imgf000025_0001
:
Si Φc > ΦL eî alors
Figure imgf000025_0002
)+ (l - αι)E(p,ω E*(?,ω
(26)
Figure imgf000025_0003
(27)
Il faut noter que a\ est plus beaucoup plus proche de 1 que α . Concrètement, il est avantageux de choisir pour la réalisation proposée a\ - 0.9999 et a% = 0.9.
Dans le présent exemple, la détection du signal utile est réalisée à partir d'une analyse statistique des valeurs fréquentielles du filtre W(p, ωg) seul. Le schéma fonctionnel du module d'analyse statistique 1261 est donné en Fig. 13.
On extrait en 1321 de W(p,ωq) un ensemble de fréquences Fcp fixé par l'utilisateur. Typiquement, on choisit une bande fréquence où le signal à détecter est bien représenté, de manière à avoir une détection optimale et éviter un calcul coûteux sur toute la bande. Pour du signal de parole, on utilise typiquement E0^-=[lkHz; 3kHz]). Les composantes aux fréquences de F^p sont seuillées en 1322 au moyen d'un seuil prédéterminé SOCw . Parmi l'ensemble des fréquences F^p ainsi retenues dans
Figure imgf000025_0004
pour lesquelles wlp,F λ dépasse un seuil SOCw , soit :
Figure imgf000026_0001
Le taux d'occupation τo w cp {jA) est ensuite comparé à un seuil d'occupation STOCw dans le comparateur 1324. Le comparateur délivre un indicateur binaire p_μW(p) de présence de signal utile qui ici n'est autre que l'indicateur global P_A(p) puisqu'ici seule la fonction de transfert W(p, ωq) est utilisée pour la détection de signal utile. En résumé :
P_A(p)=l si τo w cp (p) > STOCw (29)
P_A(p)-0 si τ p (p) ≤ STOCw (30)
Le schéma du filtre de lissage de gain 762 est donné en Fig. 14. Comme on l'a vu, la fonction de ce filtre consiste à faire décroître continûment vers une valeur prédéterminée Smin le gain G(p) lors du passage de l'état P (P_A(p) = 1) à l'état A (P_A(p) - 0) et de le faire croître continûment vers une valeur prédéterminée Smax (fixée ici à 1 pour assurer la transparence de gain en présence du signal utile) lors du passage en sens inverse. Dans cet exemple, le filtre de lissage de gain est numérique. Le gain G(p) est lissé par un filtrage récursif conditionné par l'état de P_A (p) :
G{p) = βPG(p -\)+(l -βP)Smax si P_A (p) = \ (31)
G{p) = βAG{ - \)+ (\ -βA)Smin si PjL {p) = Q (32)
Les grandeurs βp et β_, sont des constantes de temps qui fixent respectivement les vitesses de montée et de descente de G(p). Plus précisément, les gains prédéterminés Smin et Smax sont commutés par l'indicateur binaire P_A (p) sur la sortie commune du commutateur 1410 . Cette sortie est reliée d'une part à l'entrée du filtre récursif 1420 de constante de temps βj. et à l'entrée du filtre récursif 1430 de constante de temps β . Les sorties des deux filtres sont commutés par le commutateur 1440, commandé par l'indicateur binaire P_A (p). Revenant à la Fig. 12, la commutation de sortie d'antenne est assurée par le commutateur 1230 commandé par le signal K(p). Elle permet d'appliquer le signal de sortie d'antenne Y(p, ωq) soit au post-filtre 1240 soit au post-filtre 1245. Le signal de commutation K(p) est obtenu par comparaison du gain lissé G(p) à un seuil prédéterminé ST , soit :
Kp) ≈ l si G(p)>ST (33)
K(p) = 0 si G(p)≤ST (34)
Bien que l'invention ait été essentiellement décrite, pour des raisons de clarté de présentation, sous forme de modules fonctionnels exécutant chacun une fonction, l'homme du métier conçoit qu'en pratique, ces modules puissent être réalisés au moyen d'un processeur unique exécutant ces différentes fonctions ou au moyen d'une pluralité de processeurs, spécialisés ou non, exécutant une ou plusieurs desdites fonctions.
En outre, il importe de souligner que l'invention ne se limite pas à l'élimination d'écho acoustique dans un système de prise de son multi-capteur, mais s'applique de manière générale à tout système de réception multi-capteur disposant d'une référence d'un ou de plusieurs signaux d'interférence.

Claims

REVENDICATIONS
1) Méthode de réduction d'interférence pour un système de réception utilisant une antenne multicapteur et au moins un formateur de voie fournissant un signal d'antenne à partir des signaux reçus par les différents capteurs de ladite antenne, caractérisée en ce que l'on estime, à partir d'un signal de référence permettant de régénérer ladite interférence, la fonction de transfert d'un premier filtre, dit premier post-filtre, et que l'on filtre ledit signal d'antenne par ledit premier post-filtre.
2) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 1, caractérisée en ce que ladite fonction de transfert est obtenue à partir d'une estimation à court terme et d'une estimation à long terme de la densité spectrale dudit signal de référence.
3) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 2, caractérisée en ce que ladite fonction de transfert est obtenue à partir d'un rapport entre l'estimation à long terme et l'estimation à court terme de ladite densité spectrale.
4) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 2 ou 3, caractérisée en ce que l'estimation à court terme et l'estimation à long terme de la densité spectrale sont obtenues par filtrage passe-bas d'un spectre du signal de référence.
5) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 4, caractérisée en ce que l'estimation à court terme Φ^(t,f)de la densité spectrale est obtenue par un filtrage récursif du type :
Figure imgf000028_0001
où E(t,f) est une composante spectrale du signal de référence à la fréquence et au temps t, a est un coefficient compris entre 0 et 1, δt est le retard dans la boucle du filtrage récursif et . désigne l'opération de conjugaison.
6) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 5, caractérisée en ce que l'estimation à long terme Φ^r(t,/)de la densité spectrale est obtenue par un filtrage récursif du type:
Φ f)=axΦ^{t-δt,fy(\-a)E(t,f)E\t^ si Φ?e {t,f)<Φc e (t,f) et
Figure imgf000029_0001
où i et or2 sont des coefficients tels que 0<α2 <«ι<l.
7) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications précédentes, les signaux reçus par les différents capteurs étant filtrés par au moins un jeu de filtres de voie avant d'être sommés pour fournir ledit signal d'antenne, caractérisée en ce que l'on estime la fonction de transfert d'un second filtre, dit second post-filtre, à partir desdits signaux reçus, avant ou après filtrage par lesdits filtres de voie, et que l'on filtre le signal d'antenne par ledit second post-filtre.
8) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 7, caractérisée en ce que la fonction de transfert dudit second post-filtre est estimée à partir d'une moyenne des densités spectrales de puissance et d'une moyenne des densités interspectrales de puissance desdits signaux reçus, après filtrage par lesdits filtres de voie.
9) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 8, caractérisée en ce que la fonction de transfert Ws(t,f) dudit second post-filtre est estimée par :
Figure imgf000029_0002
où ΦV(V/ (t,/) et Φvv (/,/) sont respectivement des estimées des densités spectrales et densités interspectrales de puissance des signaux reçus après filtrage de voie, b,(f) sont les fonctions de transfert des différents filtres de voie débarassées des termes de remise en phase, N est un nombre de capteurs de l'antenne et γ(.) désigne la valeur réelle ou le module.
10) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 1 à 6, les signaux reçus par les différents capteurs étant filtrés par au moins un jeu de filtres de voie avant d'être sommés pour fournir ledit signal d'antenne, caractérisée en ce que l'on estime la fonction de transfert d'un second filtre, dit second post-filtre, à partir desdits signaux reçus après filtrage par lesdits filtres de voie, ainsi qu'à partir du signal d'antenne et que l'on filtre le signal d'antenne par ledit second post-filtre.
11) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 10, caractérisée en ce que la fonction de transfert dudit second post-filtre est estimée à partir d'une moyenne des densités interspectrales de puissance desdits signaux reçus, après filtrage par lesdits filtres de voie, et d'une estimation de la densité spectrale du signal d'antenne.
12) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 11, caractérisée en ce que la fonction de transfert Ws(t,f) dudit second post-filtre est estimée par :
Figure imgf000030_0001
où Φv v ( ,/) et Φ (t,/)sont respectivement les densités spectrales et interspectrales de puissance des signaux reçus après filtrage de voie, bι(f) sont les fonctions de transfert des différents filtres de voie débarassées des termes de remise en phase, N est un nombre de capteurs de l'antenne et γ(.) désigne la valeur réelle ou le module.
13) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 7 à 12, caractérisée en ce que le filtrage du signal d'antenne par le premier post-filtre et celui du second post-filtre sont appliqués de manière combinée, en filtrant le signal d'antenne au moyen d'un post-filtre, dit premier post-filtre combiné ayant pour fonction de transfert une combinaison des fonctions de transfert desdits premier et second post-filtres. 14) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 13, caractérisée en ce que l'on effectue une analyse statistique de composantes spectrales de la fonction de transfert du second post-filtre et/ou de la fonction de transfert du premier post-filtre combiné et que l'on en déduit une indication de présence ou d'absence d'un signal utile.
15) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 14, caractérisée en ce que l'analyse statistique est également effectuée sur des composantes spectrales de la fonction de transfert du premier post-filtre.
16) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 14 ou 15, caractérisée en ce que ladite analyse statistique utilise un critère de taux d'occupation spectrale et/ou de variance desdites composantes spectrales.
17) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 14 à 16, caractérisée en ce que l'on génère un signal de commutation à partir de ladite indication de présence ou d'absence de signal utile et qu'on filtre le signal d'antenne au moyen du premier post-filtre combiné lorsque le signal de commutation est dans un premier état et qu'on le filtre au moyen d'un second post filtre combiné lorsque le signal de commutation est dans un second état, la fonction de transfert du second postfiltre combiné étant une combinaison de la fonction de transfert du premier post-filtre et d'une atténuation prédéterminée.
18) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 7 à 12, les signaux reçus étant filtrés par une pluralité de jeux de filtres de voie pour former une pluralité de signaux de voie, caractérisée en ce que l'on effectue une analyse statistique de composantes spectrales des fonctions de transfert des seconds post-filtres associés aux différents jeux de filtres de voie et que l'on en déduit la voie présentant la plus forte probabilité de présence d'un signal utile.
19) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 18, caractérisée en ce que l'analyse statistique est également effectuée sur des composantes spectrales de la fonction de transfert du premier post-filtre. 20) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 18 ou 19, caractérisée en ce que ladite analyse statistique utilise un critère de taux d'occupation spectrale et/ou de variance desdites composantes spectrales.
21) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 18 à 20, caractérisée en ce que le signal d'antenne est obtenu à partir des signaux de voie relatifs à la voie présentant la plus forte probabilité de présence de signal utile.
22) Système de réception comportant une antenne multicapteur, au moins un formateur de voie et des moyens de réduction d'interférence, caractérisé en ce que lesdits moyens de réduction d'interférence comprennent un filtre en sortie du formateur de voie, dit premier post-filtre et des moyens pour estimer à partir d'un signal de référence permettant de générer ladite interférence la fonction de transfert dudit premier post-filtre.
23) Système de réception comportant une antenne multicapteur, au moins un formateur de voie et des moyens de réduction d'interférence, caractérisé en ce que lesdits moyens de réduction d'interférence sont adaptés à mettre en oeuvre la méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 1 à 21.
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