EP2118992A1 - Elektronische sicherung für eine stromversorgung - Google Patents

Elektronische sicherung für eine stromversorgung

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Publication number
EP2118992A1
EP2118992A1 EP08701559A EP08701559A EP2118992A1 EP 2118992 A1 EP2118992 A1 EP 2118992A1 EP 08701559 A EP08701559 A EP 08701559A EP 08701559 A EP08701559 A EP 08701559A EP 2118992 A1 EP2118992 A1 EP 2118992A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
power supply
fuse
switching element
circuit
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP08701559A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Franz Reithmayer
Harald Schweigert
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG Oesterreich
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG Oesterreich filed Critical Siemens AG Oesterreich
Publication of EP2118992A1 publication Critical patent/EP2118992A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/001—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection limiting speed of change of electric quantities, e.g. soft switching on or off
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/20—Arrangements for starting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/11—Buck converter, i.e. DC-DC step down converter decreasing the voltage between the supply and the inverter driving the motor

Definitions

  • the invention relates to a fuse circuit for a DC power supply supplying power supply, according to the preamble of claim 1.
  • the active branch must be in the positive lead (e.g., + 24V), and the OV connection of the load must be accepted via spatially completely separate paths, such as, e.g. for consumers in the car, which are connected via the body to ground, where also only the + 12V line is switched. Since the OV connection of the load is never or almost never led to the point of the fuse, clocking circuits are not possible. It would flow across the OV connection of the entire system a pulsating current, which leads to mass increases and disturbances of assemblies and loads.
  • the positive lead e.g., + 24V
  • control voltage for example, 24 V
  • This soft start requires that the differential energy between the feeding source and the load taken up by the load product of current and load voltage at the switching element must fall.
  • a capacitor for example, it comes at the first moment that this is a short circuit and the product of voltage and current set must fall completely on the switching element.
  • It may be a resistor, or better a variable resistor, or a semiconductor that works like a variable resistor. With correspondingly large capacitors, the energy to be converted into heat in the switching element (or resistor) can become very large, and very soon exceeds the possibilities of a transistor.
  • Claim 1 relates to a fuse circuit for a DC power supply feeding power supply, is proposed in the present invention that it is located at the output of the power supply, and between the positive power supply terminal and the positive output terminal for DC system, a switching element, as well as between the switching element and the is provided at its output side connected to the positive output terminal to an output capacitor, and connected to the switching element side of the throttle is connected to the cathode side of a diode connected in parallel to the output capacitor, and a control for the switching element provided is, which switches the switching element depending on the current measured in the fuse circuit.
  • Such a circuit arrangement is also known as Tiefsetzsteiler.
  • the advantage lies in the fact that disturbances in the system to be supplied can be prevented by integrating one or more step-down regulators directly at the output of a supplying power supply.
  • Each clocking buck converter requires a stable supply voltage, preferably supported by a capacitor in order to remove the operationally necessary pulse streams can.
  • the switching transistor interrupts the supply of power from the feeding source over and over again in order to give the magnetized throttle the opportunity to reduce its current again. In doing so, the inductor oscillates with its current by the value of the output current.
  • the peak-to-peak value of the changing current is called ripple, the mean value of the inductor current is ultimately the output DC current.
  • the fuse circuit may be integrated in the housing of the power supply, in which case the input capacitor of the fuse circuit may also constitute the output capacitor of the power supply. As a result, a component can be saved.
  • the fuse circuit may be designed as a separate module for direct connection to the power supply.
  • the circuit arrangement according to the invention can also act as a current distributor in this way.
  • the fuse circuit is designed as a separate assembly for a remote from the power supply terminal to the power supply, with its own 0 V line is provided as feedback to Stromverso- tion, and near the fuse filter for smoothing are provided by pulse currents. Suitable filters for smoothing pulse currents are known in the art.
  • Claim 5 provides that the switching element is driven by a microprocessor.
  • a signal is sent at regular intervals from the host computer, which signals the respective current limit value to the individual outputs.
  • claim 6 provides the use of a mere resistor.
  • the fuse circuit is placed at the output of the power supply with the resistor between the positive power supply terminal and the positive output terminal connected to the DC power supply connected in series with the switching element.
  • the resistance is also due to its positive connected output terminal to an output capacitor.
  • a control for the switching element is again provided, which switches the switching element as a function of the current measured in the fuse circuit.
  • Claim 7 relates to a circuit arrangement with a power supply supplying a DC voltage system and at least two fuse circuits according to the invention with at least two positive output terminals as output channels.
  • output channels which are also referred to below as output channels
  • synchronization may be provided when the output channels are switched on, for example, in order to reduce the load in the input capacitor to the fuse circuit which will correspond to the output capacitor of the power supply, and thus also the general ripple at the output of the supplying power supply.
  • Claim 10 provides that an analog circuit for driving the switching elements of the at least two fuse circuits is provided.
  • the use of an analog circuit for controlling the switching elements is also possible with the provision of only one channel.
  • an integration of power semiconductors and the driving of a circuit in a power ASIC is provided.
  • a hybrid circuit which comprises power semiconductor and buck converter coil and can be preferably manufactured and installed as a module.
  • Claim 13 relates to a method for driving a fuse circuit, wherein a current rating is specified, and only after a predetermined period of exceeding the current rating in the fuse circuit, the switching element is actuated.
  • a current value that exceeds the nominal current value is called an overcurrent.
  • the duration until actuation of the switching element and thus to trigger the fuse circuit depends on how far the predetermined current rating is exceeded. This period of time can also be made dependent on how large the overflow is in relation to the rated current value and about the longer the lower the overcurrent in relation to the nominal current value.
  • the actuation of the switching element for triggering the fuse circuit can also be influenced by the thermal situation of the
  • Time values can be calculated either by measuring the temperature or by measuring only the ambient temperature and the current history.
  • a current limiting value exceeding the current limit value is specified, and after a predetermined period of exceeding the current limit value in the fuse circuit whose associated output terminal is deactivated.
  • the duration of the limited current value can in turn be made dependent on the given current rating, and the longer the longer be, the lower the current rating is.
  • the operation of the switching element for triggering the fuse circuit can also be made dependent on the thermal situation of the power semiconductors and other components in the current path.
  • Claim 15 provides that when it falls below the input voltage of a fuse circuit, the output terminal assigned to it is deactivated. Thus, when falling below the input voltage of a fuse circuit corresponding to the output voltage of the power supply, the corresponding overloaded output is turned off, ie that output whose load overloads the power supply by overcurrent so that it goes into current limiting and thus lowers its output voltage. The power supply is thus back to normal operation, and supplied about when realizing several outputs again with the rated voltage. For linear regulators, such a system has already been described in EP 1 236 257.
  • Claim 16 finally relates to the use of a buck converter as a current-limiting fuse circuit at the output of a DC power supply supplying power.
  • FIG. 2 shows a preferred embodiment of the fuse circuit according to the invention in that operating phase in which the switching element is closed
  • Fig. 3 shows the fuse circuit of FIG. 1 in that operating phase in which the switching element is open
  • FIG. 4 shows a typical system configuration when using a fuse circuit according to the invention.
  • Fig. 1 a circuit arrangement according to the prior art is shown with analog current limiting.
  • the power supply terminals 3, 4 can be seen, and on the right side, the output terminals 1, 2.
  • the output terminals 1, 2 are connected to the load-side DC voltage system.
  • a switching element Sl As a current limiting a switching element Sl is provided, which is not operated clocking. For current limiting, the switching element Sl must go into a semi-switched state, so that the I: 'tvr. between input voltage (+24, IV / OV) and load voltage (+ 24V / OV). This results in a large power loss on the switching element Sl.
  • the time limit must therefore be based on the thermal capacity of the switching element Sl.
  • FIG. 2 shows a preferred embodiment of the fuse circuit according to the invention in that operating phase in which the switching element is closed.
  • Fig. 3 shows the fuse circuit in that phase of operation in which the
  • the inventive fuse circuit for a DC power supply feeding power supply is arranged at the output of the power supply.
  • a switching element Sl as well as a switched between the switching element Sl and the positive output terminal 1 choke Ll is provided, the inductor Ll at its side connected to the positive output terminal 1 side to an output capacitor C2 is switched.
  • the throttle Ll is connected to the cathode side of a diode Dl.
  • the switching element Sl When activating the positive output terminal 1, the switching element Sl is offset from the off state in a clock state. By slowly increasing the tactile balance to the steady state, the current in the output can be determined. This current is measured approximately in the resistor Rl, which is operated as a shunt, whereby, depending on the measured current, the duty cycle of S1 is influenced by means of a controller (not shown in FIGS. 1-4).
  • the diode Dl is designed only for short-time operation, and therefore does not normally have to be cooled.
  • the switching element Sl will be a semiconductor switch, preferably a MOSFET. When using MOSFETs, depending on the type used, also the heat sink can be omitted.
  • the switching element Sl is only for a short time when switching in the clock mode, which also incurred switching losses in this phase. Since very low-resistance transistors are already available, no heat sink is required at ambient temperatures of 60 ° C and output currents of 10A.
  • the choke Ll is constantly flowed through by electricity, therefore it must be able to thermally conduct it in the long term. However, because of the short start-up phase of typically 50 to 500 ms, it can not permanently dissipate the additional losses due to operation at high frequencies.
  • the throttle Ll can be performed at a correspondingly high frequency as an air throttle, which is only a winding without a core. Such a component is usually made of copper enameled wire.
  • a ferrite choke can be equipped with a high-permeability core, even if it has high magnetic reversal losses.
  • Suppression chokes in rod core or mushroom core form are such components. These do not have a closed core, as this results in a simpler and cheaper production. As a result, smaller designs and lower continuous conduction losses can be achieved. Because by using a ferrite core, the number of wire turns is significantly lower.
  • the usual capacitor for supporting the supply voltage at the input is eliminated, since this function is taken over by the output capacitor of the power supply, which corresponds to the input capacitor Cl of the fuse circuit.
  • the current measurement can be done by a resistor Rl in the lead of the electronic fuse.
  • the resistor Rl can also be connected directly to the output line of the fuse circuit. This has the disadvantage that in the down converter part uncontrollable currents flow in the switch-on, since only the output capacitor C2 must be charged before current can flow into the load.
  • the current measurement can also take place via a compensated DC-DC converter, such as a Hall converter.
  • the voltage drop at the switching element S1 can also be measured. If it is a MOSFET, there is a nearly linear relationship between the current and the measurable voltage drop. However, the temperature of the transistor has a massive influence on this relationship. If the transistor temperature is known, the actual current can be calculated by means of a compensation circuit (analogue or digital). However, the evaluation of the current becomes difficult at high clock frequency of the switching element S1, since the low measured values (during the switch-on time of the switching element S1) change with high frequency against the full supply voltage (during the switch-off time of the switching element S1).
  • a further alternative to the current measurement is the inductor Ll, using an RC element in parallel with the inductor Ll, which has a time constant which is significantly greater than the period of the clock frequency in the current limiting case or start.
  • the ohmic voltage drop of the inductor Ll can be measured out and fed to a controller as an actual value. be guided.
  • the resistance of the throttle Ll given by the temperature. If the temperature of the inductor L1 is known, a compensation can be made as in measuring the voltage drop of the transistor.
  • the current can be measured in so-called sense fets, which are MOSFETs that have their own current sensor output, which can be evaluated.
  • the current in the resistor Rl is measured, and when the rated current value is exceeded, the switching element S1 is opened.
  • the choke Ll has the opportunity to reduce the current as it supplies energy into the load. Since the current flow through the Wennelment Sl is interrupted, no current flows through the input capacitor Cl and the resistor Rl.
  • the input capacitor Cl must therefore be able to deliver the current pulses. However, this is necessary only at the moment of current limiting the output, such as when switching on and thus charging the output capacitor C2 and the eventual load capacitors at the output, as well as during operation in current limiting.
  • the current limit is limited in time and serves to avoid repercussions due to the connection of modules during operation (so-called "hot-pluging"), or the removal of upper currents, and thus voltage drops on the supply rail (24,1V / OV) ,
  • the switching element Sl is turned on again. It can now be specified when switching on a current ramp, which should follow the current limit. It is easier and safer for unknown loads in the application to specify a voltage ramp which is ramped up while maintaining the maximum current limit. With sudden loads, such as switching on DC / DC converters, it will hardly be possible to re-establish break the output voltage come, which may well be the case with a current ramp. As an alternative to both methods, it is only possible to control with a current limitation so that the circuit does not have to take into account the voltage at the output. It is switched on from the activation of the output, the switching element Sl until the current in the current sensor has exceeded a maximum value. Thereafter, it is turned off, and turned on again at the next period.
  • FIG. 4 shows a typical system construction in the use of electronic fuse circuits according to the invention, the arrows illustrating the current profile at a constant load.
  • the OV supply for the electronic fuse circuit serves only to supply the internal electronics.
  • the loads are connected to OV via separately routed lines. This connection is usually not at the same point as the electronic fuse.
  • a current limit must therefore work linearly, as otherwise the pulse currents of a clocking system will lead to uncontrolled current flows in the system, causing mass increases. These increases in mass are mainly due to the inductances of the cables and lines, since they are usually large loops, and therefore large inductances.
  • circuit arrangement according to the invention is also suitable for detecting a wire break by charging the output capacitor C2 via a high-impedance resistor of a higher voltage (for example 26V). If the output rises to a value set by the manufacturer, e.g. 2V above the value of the feeding source, is probably no load at all, which can be concluded on a wire break. Furthermore, it is conceivable to provide an analog signal as an image of the current at high-impedance "safe" outputs available, so that the operator by means of
  • Voltmeter can clearly measure the current.
  • holes in the PCB and contacts on tinned surfaces may be provided on the circuit board.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Sicherungsschaltung für eine Gleichspannungsanlage speisende Stromversorgung, bei der erfindungsgemäss vorgeschlagen wird, dass sie am Ausgang der Stromversorgung angeordnet ist, und zwischen der positiven Stromversorgungsklemme (3) und der positiven Ausgangsklemme (1) zur Gleichspannungsanlage ein Schaltelement (S1), sowie eine zwischen dem Schaltelement (S1) und der positiven Ausgangsklemme (1) geschaltene Drossel (L1) vorgesehen ist, wobei die Drossel (L1) an ihrer mit der positiven Ausgangsklemme (1) verbundenen Seite an einen Ausgangskondensator (C2), und die mit dem Schaltelement (S1) verbundene Seite der Drossel (L1) an die Kathodenseite einer parallel zum Ausgangskondensator (C2) geschaltenen Diode (D1) geschalten ist, sowie eine Steuerung für das Schaltelement (S1) vorgesehen ist, die das Schaltelement (S1) in Abhängigkeit vom in der Sicherungsschaltung gemessenen Strom schaltet.

Description

Beschreibung
Elektronische Sicherung für eine Stromversorgung
Die Erfindung betrifft eine Sicherungsschaltung für eine eine Gleichspannungsanlage speisende Stromversorgung, gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1.
Bei getakteten Stromversorgungen ist aus Schutzgründen der Leistungshalbleiter und der Wickelgüter fast immer eine
Strombegrenzung mit eingebaut. Diese Strombegrenzung hat zur Folge, dass bei Unterteilung der Ausgangsleistung in mehrere Zweige bei Absicherung mit einer Schmelzsicherung oder eines Automaten im Kurzschlussfall nicht der nötige Auslösestrom geliefert werden kann. Elektronische Sicherungen mit genauer Oberlastkennlinie und genauem Auslösestrom sind bereits erhältlich. Aufwendig sind diese Schaltungen jedoch dadurch, weil bei Schwerlast sehr viel Verlustleistung in den Schaltelementen der Sicherung aufgebaut wird.
Daher wurde im Stand der Technik etwa vorgeschlagen, durch Einschränkung der Lasten auf solche Arten, die nur geringe Anlaufüberströme ziehen, und daher unterhalb der Impuls-Verlustleistung der strombegrenzenden Schalter, die wäh- rend der Anlaufphase im Linearbetrieb arbeiten, bleiben. Durch die meist pulsförmigen Linearbetriebsphasen (5 bis 200ms) kann die Verlustleistung nicht schnell genug aus dem Transistor abgeführt werden, sodass ausschließlich seine thermische Kapazität die Verlustleistung aufnehmen muss. Ein verwendeter Silizium-Chip mit etwa lOOμm Dicke und einer Fläche von wenigen Quadratmillimeter kann daher nur in sehr begrenztem Ausmaß Energie aufnehmen.
Daher wurde im Stand der Technik auch vorgeschlagen, Verlust- leistung auf einen zusätzlichen Widerstand zu verlagern, welcher über einen getrennten Transistor angesteuert wird, und somit eine wesentlich größere Masse zur Energieaufnahme zur Verfügung steht. Wegen der Vorgabe, beliebige Sicherungsein- stellungswerte zu realisieren (einstellbare Sicherung) , kann im Fall der höchsten auftretenden Verlustleistung nur 75% der Energie durch den Widerstand übernommen werden. Die Transis- toren müssen somit mit ihrer thermischen Kapazität die restlichen 25% abdecken können. Eins solche Schaltungsanordnung ist etwa aus der WO 02/082611 bekannt.
Auch durch eine Anzahl von Leistungswiderständen und je einem elektronischen Schalter in Reihe kann bei entsprechender Abstufung mittels Auswahl der richtigen Kombination von ein- und ausgeschalteten Transistoren ein Gesamtwiderstand zwischen Last und speisender Quelle erreicht werden, sodass der Laststrom vorgebbare Grenzen nicht übersteigt.
Prinzipiell sind alle bisher existierenden elektronischen Sicherungen damit konfrontiert, dass sie in unbekannter Entfernung von der speisenden Stromversorgung montiert sind. Das bedeutet, dass das Design der Sicherung darauf Rücksicht neh- men muss, und beim Zuschalten von Lasten den Strom in die
Last steigert. Der aktive Zweig muss in der positiven Leitung (z.B. +24V) liegen, und die OV-Verbindung der Last muss über räumlich völlig getrennte Wege angenommen werden, wie z.B. bei Verbrauchern im Auto, die über die Karosserie mit Masse verbunden sind, wo ebenfalls nur die +12V-Leitung geschaltet ist. Da die OV-Verbindung der Last nie bzw. fast nie zum Punkt der Sicherung geführt ist, sind taktende Schaltungen nicht möglich. Es würde über die OV-Verbindung der Gesamtanlage ein pulsierender Strom fließen, der zu Masseanhebungen und Störungen von Baugruppen und Lasten führt.
Ein weiteres Problem stellt sich beim Einschalten von Schwerlasten, wie etwa das Aufladen von Lastkapazitäten (z.B. Eingangsteil von DC/DC-Wandler) , oder langsam anlaufenden Moto- ren. Die Problematik ergibt sich daraus, dass in Industriesteuerungen eine Vielzahl von Lasten auf der 24V- Steuerspannung zum Einsatz kommen (etwa Magnetventile, Pro- zessorbaugruppen mit eigenen DC/DC-Wandlern, Kondensatoren, die im ungeladenen Zustand zugeschaltet werden, Gleichstrommotoren, die hoch laufen, Glühlampen, deren Glühfaden sich erst erhitzen muss, usw.)- Viele dieser Lasten haben die Ei- genschaft, beim Zuschalten kurzzeitig einen höheren Strom als den Nennstrom aufzunehmen. Durch den Einsatz von getakteten Stromversorgungen kommt der negative Aspekt dieser Netzteile ebenfalls zum Vorschein. Die Baugruppen sind kaum in der Lage, kurzzeitig nennenswerte Überströme in den Ausgang zu lie- fern. Es kommt beim Überschreiten der Nennströme der Stromversorgungen fast unverzögert zum Einsetzen der Strombegrenzung, und als Folge zu einem Absinken der Ausgangsspannung. Dadurch "stürzt" meist das gesamte Steuersystem ab. Will man nun getaktete Stromversorgungen weiterhin einsetzen, so er- gibt sich lediglich die Möglichkeit, den Strom in die einzelnen Lasten auf einen Wert zu begrenzen, der nur geringfügig über dem Stromverbrauch liegt, der in der Anlagenplanung für diesen Verbraucher eingeplant wurde. Dabei wird in der Regel die Leistungsfähigkeit der getakteten Stromversorgungen bei der Anlagenplanung anhand der Summe der einzelnen zu erwartenden Verbrauchern (Lasten) und deren gleichzeitigem Auftreten ermittelt und danach die Netzteiltype ausgewählt. Durch den Umstand der Begrenzung des maximalen Stromes in eine Last, welcher gegebenenfalls nur geringfügig über dem Nenn- ström, und somit innerhalb des projektierten Gesamtenergieverbrauches der Anlage) liegt, kommt es zu einem langsameren Hochlaufen dieser Lasten. So wird etwa ein Motor langsamer beschleunigen, ein Kondensator langsamer geladen, eine Glühlampe sanfter aufleuchten, usw.) . Diese Verzögerungen sind in den meisten Fällen nicht funktionskritisch, müssen aber vom
Anlagenplaner berücksichtigt werden. Als wesentlicher Vorteil bietet sich nun, dass die Versorgung mit Steuerspannung (z.B. 24V) nicht mehr einbricht, wenn ein Verbraucher zugeschaltet wird, und die Anlage nicht abstürzt.
Dieser Sanftanlauf erfordert, dass die Differenzenergie zwischen der speisenden Quelle und dem von der Last aufgenomme- nen Produkt aus Strom und Lastspannung am Schaltelement abfallen muss. Beim Aufladen eines Kondensators etwa kommt es im ersten Moment dazu, dass dieser einen Kurzschluss darstellt und das Produkt aus Spannung und eingestelltem Strom zur Gänze am Schaltelement abfallen muss. Es kann dies ein Widerstand, oder besser ein veränderlicher Widerstand, sein, oder ein Halbleiter, der wie ein veränderlicher Widerstand arbeitet. Bei entsprechend großen Kondensatoren kann die im Schaltelement (bzw. Widerstand) in Wärme umzusetzende Energie sehr groß werden, und übersteigt sehr bald die Möglichkeiten eines Transistors.
Es ist somit Ziel der Erfindung, eine Sicherungsschaltung für eine eine Gleichspannungsanlage speisende Stromversorgung zu verwirklichen, die diese Nachteile vermeidet, und insbesondere eine kostengünstige Möglichkeit der Ausführung einer e- lektronischen Sicherung im Gleichspannungs-Ausgangskreis einer geregelten Stromversorgung darstellt.
Diese Ziele werden durch die Merkmale von Anspruch 1 erreicht. Anspruch 1 bezieht sich auf eine Sicherungsschaltung für eine eine Gleichspannungsanlage speisende Stromversorgung, bei der erfindungsgemäß vorgeschlagen wird, dass sie am Ausgang der Stromversorgung angeordnet ist, und zwischen der positiven Stromversorgungsklemme und der positiven Ausgangsklemme zur Gleichspannungsanlage ein Schaltelement, sowie eine zwischen dem Schaltelement und der positiven Ausgangsklemme geschaltene Drossel vorgesehen ist, wobei die Drossel an ihrer mit der positiven Ausgangsklemme verbundenen Seite an einen Ausgangskondensator, und die mit dem Schaltelement verbundene Seite der Drossel an die Kathodenseite einer parallel zum Ausgangskondensator geschaltenen Diode geschalten ist, sowie eine Steuerung für das Schaltelement vorgesehen ist, die das Schaltelement in Abhängigkeit vom in der Sicherungs- Schaltung gemessenen Strom schaltet. Eine solche Schaltungsanordnung ist auch als Tiefsetzsteiler bekannt. Durch den Einsatz einer erfindungsgemäßen Anordnung der vorgeschlagenen Sicherungsschaltung direkt am Ausgang der speisenden Quelle (z.B. eine 24V-Stromversorgung) kann mit sehr viel weniger Summenbauteilaufwand insbesondere das Problem des Einschaltens von Schwerlasten, wie etwa das Aufladen von Lastkapazitäten (Eingangsteil von DC/DC-Wandler) , oder langsam anlaufenden Motoren gelöst werden. Durch den Einsatz einer erfindugnsgemäßen Schaltungsanordnung ist das Umwandeln der gesamten Differenzenergie zwischen speisender Quelle und Last nicht nötig. Es ist allerdings notwendig, die erfindungsgemäße Sicherungsschaltung entweder in die Stromversorgung zu integrieren, oder zur Stromversorgung zumindest so nahe zu montieren, dass die gleichen elektrischen Bedingungen gegeben sind.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltung liegt der Vorteil darin, dass durch die Integration eines oder mehrerer Tiefsetzstel- ler direkt am Ausgang einer speisenden Stromversorgung Stö- rungen in der zu versorgenden Anlage verhindert werden. Jeder taktende Tiefsetzsteller benötigt dabei eine stabile Versorgungsspannung, vorzugsweise mittels eines Kondensators gestützt, um die betriebsbedingt notwendigen Pulsströme entnehmen zu können. Dabei unterbricht der Schalttransistor immer wieder die Stromzufuhr von der speisenden Quelle, um der auf- magnetisierten Drossel die Gelegenheit zu geben, ihren Strom wieder zu reduzieren. Dabei pendelt die Drossel mit ihrem Strom um den Wert des Ausgangsstroms. Der Spitze-Spitze-Wert des sich verändernden Stromes nennt man Rippel, der Mittel- wert des Drosselstromes ist letzlich der Ausgangsgleichstrom.
Durch die mit der Drossel verbundene Diode wird ein automatischer Schutz vor negativen Spannungen beim Abschalten von großen induktiven Verbrauchern, oder beim Abschalten der speisenden Stromversorgung erreicht. Gemäß Anspruch 2 kann die Sicherungsschaltung in das Gehäuse der Stromversorgung integriert sein, wobei in diesem Fall der Eingangskondensator der Sicherungsschaltung auch den Ausgangskondensator der Stromversorgung darstellen kann. Dadurch kann ein Bauteil eingespart werden.
Alternativ kann aber auch gemäß Anspruch 3 die Sicherungsschaltung als eigene Baugruppe zum direkten Anschluss an die Stromversorgung ausgeführt sein. Die erfindungsgemäße Schal- tungsnanordnung kann auf diese Weise auch als Stromverteiler fungieren .
Gemäß Anspruch 4 ist vorgesehen, dass die Sicherungsschaltung als eigene Baugruppe für einen von der Stromversorgung ent- fernten Anschluss an die Stromversorgung ausgeführt ist, wobei eine eigene 0 V-Leitung als Rückführung zur Stromverso- rung vorgesehen ist, und nahe der Sicherungsschaltung Filter zur Glättung von Pulsströmen vorgesehen sind. Geeignete Filter zur Glättung von Pulsströmen sind im Stand der Technik bekannt.
Anspruch 5 sieht vor, dass das Schaltelement über einen Mikroprozessor angesteuert ist. Hierbei kann auch, wie noch näher ausgeführt werden wird, in regelmäßigen Abständen vom Leitrechner ein Signal geschickt werden, welches den einzelnen Ausgängen den jeweils gültigen Strombegrenzungswert meldet. Dadurch kann bei Austausch der Stromversorgung, etwa im Fall eines Defekts, nur durch Eingabe der Geräteadresse eine automatische Justierung erfolgen.
Alternativ zur Verwendung einer Drossel sieht Anspruch 6 die Verwendung eines bloßen Widerstands vor. Wiederum wird die Sicherungsschaltung am Ausgang der Stromversorgung angeordnet, wobei der Widerstand zwischen der positiven Stromversor- gungsklemme und der positiven Ausgangsklemme zur Gleichspannungsanlage in Serie zum Schaltelement geschalten ist. Der Widerstand ist des Weiteren an seiner mit der positiven Aus- gangsklemme verbundenen Seite an einen Ausgangskondensator geschalten. Ferner ist wiederum eine Steuerung für das Schaltelement vorgesehen, die das Schaltelement in Abhängigkeit vom in der Sicherungsschaltung gemessenen Strom schal- tet. Diese Ausführungsform eignet sich zwar ebenfalls als Sicherungsschaltung im Rahmen der Erfindung, stellt aber nicht die bevorzugte Variante dar.
Anspruch 7 bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit ei- ner eine Gleichspannungsanlage speisenden Stromversorgung und zumindest zwei erfindungsgemäßen Sicherungsschaltungen mit zumindest zwei positiven Ausgangsklemmen als Ausgangskanäle.
Somit können auch mehrere Ausgänge, die Folgenden auch als Ausgangskanäle bezeichnet werden, in ein Gehäuse integriert werden, die somit von der gleichen Stromquelle gespeist werden. Hierbei kann etwa beim Einschalten der Ausgangskanäle eine Synchronisierung vorgesehen sein, um die Belastung im Eingangskondensator zur Sicherungsschaltung, die dem Aus- gangskondensator der Stromversorgung entsprechen wird, zu reduzieren, und so auch den allgemeinen Rippel am Ausgang der speisenden Stromversorgung.
Gemäß Anspruch 8 kann vorgesehen sein, dass Eingänge zur Ak- tivierung und Deaktivierung der Ausgangskanäle vorgesehen sind. Das ermöglicht eine Nutzung als elektronische Relais.
Für den Fall mehrerer Ausgangskanäle kann gemäß Anspruch 9 auch vorgesehen sein, dass ein einzelner Mikroprozessor zur Ansteuerung der Schaltelemente der zumindest zwei Sicherungsschaltungen vorgesehen ist.
Anspruch 10 sieht vor, dass eine analoge Schaltung zur Ansteuerung der Schaltelemente der zumindest zwei Sicherungs- Schaltungen vorgesehen ist. Die Verwendung einer analogen Schaltung zur Ansteuerung der Schaltelemente ist auch bei Vorsehung nur eines Kanals möglich. Gemäß Anspruch 11 ist eine Integration von Leistungshalbleitern und der Ansteuerung eines Kreises in einen Leistungs- ASIC vorgesehen.
Gemäß Anspruch 12 ist eine Hybridschaltung vorgesehen, welche Leistungshalbleiter und Tiefsetzerspule umfasst und vorzugsweise als Modul gefertigt und verbaut werden kann.
Anspruch 13 bezieht sich auf ein Verfahren zur Ansteuerung einer Sicherungsschaltung, wobei ein Stromnennwert vorgegeben wird, und erst nach einer vorgegebenen Dauer einer Überschreitung des Stromnennwertes in der Sicherungsschaltung das Schaltelement betätigt wird. Ein Stromwert, der den Strom- nennwert überschreitet, wird als Überstrom bezeichnet. Die Dauer bis zur Betätigung des Schaltelementes und somit zum Auslösen der Sicherungsschaltung hängt davon ab, wie weit der vorgegebene Stromnennwert überschritten wird. Diese Zeitdauer kann auch davon abhängig gemacht werden, wie groß der Über- ström im Verhältnis zum Stromnennwert ist und etwa umso länger sein, je geringer der Überstrom im Verhältnis zum Stromnennwert ist.
Die Betätigung des Schaltelementes zum Auslösen der Siche- rungsschaltung kann auch von der thermischen Situation der
Leistungshalbleiter und anderer Bauteile im Strompfad abhängig gemacht werden. Dabei können entweder durch Messung der Temperatur oder durch Messung von nur der Umgebungstemepratur und der Stromverlaufshistorie Zeitwerte errechnet werden.
Gemäß Anspruch 14 ist vorgesehen, dass zusätzlich ein den Stromnennwert überschreitender Strombegrenzungswert vorgegeben wird, und nach einer vorgegebenen Dauer einer Überschreitung des Strombegrenzungswertes in der Sicherungsschaltung die ihr zugeordnete Ausgangsklemme deaktiviert wird. Die Dauer des begrenzten Stromwertes kann wiederum vom vorgegebenen Stromnennwert abhängig gemacht werden, und etwa umso länger sein, je geringer der Stromnennwert ist. Wiederum kann die Betätigung des Schaltelementes zum Auslösen der Sicherungsschaltung auch von der thermischen Situation der Leistungshalbleiter und anderer Bauteile im Strompfad abhängig gemacht werden.
Anspruch 15 sieht vor, dass bei Unterschreiten der Eingangsspannung einer Sicherungsschaltung die ihm zugeordnete Ausgangsklemme deaktiviert wird. Somit wird bei Unterschreiten der Eingangsspannung einer Sicherungsschaltung, die der Ausgangsspannung der speisenden Stromversorgung entspricht, der entsprechende, überlastete Ausgang abgeschaltet, also jener Ausgang, dessen Last die Stromversorung durch Überstrom derart überlastet, dass diese in Strombegrenzung geht und damit ihre Ausgangsspannung absenkt. Die Stromversorgung geht somit wieder in Normalbetrieb, und versorgt etwa bei Realisierung mehrerer Ausgänge wieder mit der Nennspannung. Für lineare Regler ist ein solches System bereits in der EP 1 236 257 beschrieben .
Anspruch 16 bezieht sich schließlich auf die Verwendung eines Tiefsetzstellers als strombegrenzende Sicherungsschaltung am Ausgang einer eine Gleichspannungsanlage speisenden Stromversorgung.
Die Erfindung wird im Folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels mithilfe der beiliegenden Figuren näher erläutert. Es zeigen hierbei die
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik,
Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Sicherungsschaltung in jener Betriebsphase, in der das Schaltelement geschlossen ist, Fig. 3 die Sicherungsschaltung gemäß Fig. 1 in jener Betriebsphase, in der das Schaltelement geöffnet ist, und
Fig. 4 einen typischen Anlagenaufbau bei Verwendung einer er- findungsgemaßen Sicherungsschaltung.
In der Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik mit analoger Strombegrenzung dargestellt. Auf der linken Seite der Fig. 1 sind die Stromversorgungsklemmen 3, 4 zu sehen, und auf der rechten Seite die Ausgangsklemmen 1, 2. Die Ausgangsklemmen 1, 2 sind mit der lastseitigen Gleichspannungsanlage verbunden. Als Strombegrenzung ist ein Schaltelement Sl vorgesehen, das aber nicht taktend betrieben wird. Bei Strombegrenzung muss das Schaltelement Sl in einen halbdurchgeschaltenen Zustand übergehen, damit die I :'tvr. zwischen Eingangsspannung (+24, IV / OV) und Lastspannung (+24V / OV) aufgenommen wird. Dadurch entsteht eine große Verlustleistung am Schaltelement Sl. Die zeitliche Begrenzung muss sich daher an der thermischen Kapazität des Schaltele- ments Sl orientieren.
Die Fig. 2 zeigt hingegen eine bevorzugte Ausfuhrungsform der erfindungsgemaßen Sicherungsschaltung in jener Betriebsphase, in der das Schaltelement geschlossen ist. Die Fig. 3 zeigt die Sicherungsschaltung in jener Betriebsphase, in der das
Schaltelement geöffnet ist. Die erfindungsgemaße Sicherungsschaltung für eine eine Gleichspannungsanlage speisende Stromversorgung ist am Ausgang der Stromversorgung angeordnet. Zwischen der positiven Stromversorgungsklemme 3 und der positiven Ausgangsklemme 1 zur Gleichspannungsanlage ist ein Schaltelement Sl, sowie eine zwischen dem Schaltelement Sl und der positiven Augangsklemme 1 geschaltene Drossel Ll vorgesehen, wobei die Drossel Ll an ihrer mit der positiven Augangsklemme 1 verbundenen Seite an einen Ausgangskondensator C2 geschalten ist. Die mit dem Schaltelement Sl verbundene
Seite der Drossel Ll ist an die Kathodenseite einer Diode Dl geschalten . Beim Aktivieren der positiven Augangsklemme 1 wird das Schaltelement Sl vom ausgeschalteten Zustand in einem Taktzustand versetzt. Durch das langsame Vergrößern des Tastverhäl- tisses bis in den dauernd eingeschalteten Zustand kann der Strom in den Ausgang bestimmt werden. Dieser Strom wird etwa im Widerstand Rl, der als Shunt betrieben wird, gemessen, wodurch in Abhängigkeit vom gemessenen Strom das Tastverhältnis von Sl mithilfe einer Steuerung (in den Fig. 1-4 nicht darge- stellt) beeinflusst wird. Die Diode Dl ist lediglich für den Kurzzeitbetrieb ausgelegt, und muss daher im Normalfall nicht gekühlt werden. Das Schaltelement Sl wird ein Halbleiterschalter sein, vorzugsweise ein MOSFET. Bei Verwendung von MOSFETs kann, abhängig von der verwendeten Type, ebenfalls der Kühlkörper entfallen.
Das Schaltelement Sl ist nur für eine kurze Zeit beim Einschalten im Taktbetrieb, wodurch auch nur in dieser Phase Schaltverluste anfallen. Da mittlerweile bereits sehr nieder- ohmige Transistoren erhältlich sind, ist bei Umgebungstemperaturen von 60 °C und Ausgangsströmen von 1OA kein Kühlkörper mehr nötig. Die Drossel Ll ist ständig von Strom durchflössen, muss diesen daher auf Dauer thermisch führen können. Sie muss aber wegen der kurzen Hochlaufphase von typisch 50 bis 500ms die Zusatzverluste durch den Betrieb mit hohen Frequenzen nicht auf Dauer abführen können. Die Drossel Ll kann bei entsprechend hoher Frequenz als Luftdrossel ausgeführt werden, wobei es sich lediglich um einen Wickel ohne Kern handelt. Ein derartiges Bauteil ist üblicherweise aus Cu-Lackdraht hergestellt. Aufgrund des Kurzzeitbetriebs kann alternativ auch eine Ferritdrossel mit einem hochpermeablen Kern ausgerüstet werden, auch wenn dieser hohe Ummagnetisie- rungsverluste aufweist. Entstördrosseln in Stabkern- oder Pilzkern-Form sind derartige Bauteile. Diese weisen keinen geschlossenen Kern auf, da es dadurch zu einer einfacheren und günstigeren Herstellung kommt. Dadurch können kleinere Bauformen und geringere Dauer-Leitverluste erreicht werden, da durch Einsatz eines Ferritkerns die Anzahl der Draht- Windungen deutlich geringer wird. Der übliche Kondensator zur Stützung der Versorgungsspannung am Eingang entfällt, da diese Funktion durch den Ausgangskondensator der Stromversor- gung, der dem Eingangskondensator Cl der Sicherungsschaltung entspricht, übernommen wird.
Die Strommessung kann durch einen Widerstand Rl in der Zuleitung der elektronischen Sicherung erfolgen. Alternativ kann der Widerstand Rl auch direkt in die Ausgangsleitung der Sicherungsschaltung geschaltet werden. Dies hat den Nachteil, dass im Tiefsetzerteil unkontrollierbare Ströme im Einschaltmoment fließen, da erst der Ausgangskondensator C2 geladen werden muss, ehe Strom in die Last fließen kann. Anstatt ei- nes Shunt-Widerstandes kann die Strommessung auch über einen kompensierten Gleichstromwandler, wie etwa ein Hallwandler, erfolgen .
Wird versucht, den Widerstand Rl völlig wegzulassen, kann auch der Spannungsabfall am Schaltelement Sl gemessen werden. Wenn es sich um einen MOSFET handelt, ist ein nahezu linearer Zusammenhang des Stromes mit dem messbaren Spannungsabfall gegeben. Massiven Einfluß auf diesen Zusammenhang hat jedoch die Temperatur des Transistors. Bei bekannter Transistortem- peratur kann mittels Kompensationsschaltung (analog oder digital) der tatsächliche Strom errechnet werden. Die Auswertung des Stromes wird jedoch bei hoher Taktfrequenz des Schaltelements Sl schwierig, da die geringen Messwerte (während der Einschaltzeit des Schaltelements Sl) mit hoher Fre- quenz gegen die volle Versorgungsspannung (während der Ausschaltzeit des Schaltelements Sl) wechseln. Eine weitere Alternative zur Strommessung stellt die Drossel Ll dar, und zwar mithilfe eines RC-Glieds parallel zur Drossel Ll, welches eine Zeitkonstante aufweist, die deutlich größer ist als die Periodendauer der Taktfrequenz im Strombegrenzungsfall bzw. Anlauf. Dadurch kann der ohmsche Spannungsabfall der Drossel Ll herausgemessen, und einer Regelung als Istwert zu- geführt werden. Hier ist ebenfalls eine Abhängigkeit des Widerstandes der Drossel Ll von der Temperatur gegeben. Ist die Temperatur der Drossel Ll bekannt, so kann wie beim Messen des Spannungsabfalls des Transistors eine Kompensation vorge- nommen werden. Darüber hinaus kann der Strom in so genannten Sense-Fets gemessen werden, das sind MOSFETs, die einen eigenen Stromsensorausgang aufweisen, welcher ausgewertet werden kann .
Im Folgenden wird auf die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung eingegangen. Zunächst wird der Strom im Widerstand Rl gemessen, und bei Überschreiten des Stromnennwertes das Schaltelement Sl geöffnet. Während der Ausschaltphase des Schaltelements Sl hat die Drossel Ll die Ge- legenheit, den Strom abzubauen, da sie Energie in die Last liefert. Da der Stromfluss durch das Schaltelment Sl unterbrochen ist, fließt auch kein Strom durch den Eingangskondensator Cl und den Widerstand Rl. Der Eingangskondensator Cl muss daher im Stande sein, die Strompulse zu liefern. Dies ist jedoch nur im Moment der Strombegrenzung des Ausgangs nötig, etwa beim Einschalten und somit Aufladen des Ausgangskondensators C2 und den eventuellen Lastkondensatoren am Ausgang, sowie beim Betrieb in Strombegrenzung. Die Strombegrenzung ist zeitlich begrenzt und dient der Vermeidung von Rück- Wirkungen aufgrund des Zuschaltens von Baugruppen bei laufender Anlage (sogenanntes "hot-pluging") , bzw. der Fernhaltung von Oberströmen, und somit Spannungseinbrüchen auf der Versorgungsschiene (24,1V / OV).
Beim Beginn der nächsten Periode wird das Schaltelement Sl wieder eingeschaltet. Es kann nun beim Einschalten eine Stromrampe vorgegeben werden, welche die Strombegrenzung nachfahren soll. Einfacher und bei unbekannten Lasten in der Applikation sicherer ist das Vorgeben einer Spannungsrampe, welche unter Einhaltung der maximalen Stromgrenze hochgefahren wird. Bei schlagartig auftretenden Belastungen, wie etwa einschaltende DC/DC-Wandler, wird es kaum zu einem Wiederein- brechen der Ausgangsspannung kommen, was bei einer Stromrampe sehr wohl der Fall sein kann. Alternativ zu beiden Verfahren kann ausschließlich mit einer Strombegrenzung gesteuert werden, sodass die Schaltung die Spannung am Ausgang nicht be- rücksichtigen muss. Es wird ab dem Aktivieren des Ausgangs das Schaltelement Sl eingeschaltet, bis der Strom im Stromsensor einen Maximalwert überschritten hat. Danach wird abgeschaltet, und bei der nächsten Periode wieder eingeschaltet.
Die Fig. 4 zeigt schließlich einen typischen Anlagenaufbau bei der Verwendung elektronischer Sicherungsschaltungen gemäß der Erfindung, wobei die Pfeile den Stromverlauf bei konstanter Last illustrieren. Die OV-Versorgung für die elektronische Sicherungsschaltung dient dabei nur der Versorgung der internen Elektronik. Die Lasten werden über getrennt geführte Leitungen mit OV verbunden. Diese Verbindung ist meist nicht am gleichen Punkt wie die elektronische Sicherung. Eine Strombegrenzung muss daher linear arbeiten, da sonst die Pulsströme eines taktenden Systems zu unkontrollierten Strom- flüssen in der Anlage führen, und dies Masseanhebungen hervorruft. Diese Masseanhebungen sind vor allem durch die Induktivitäten der Kabel und Leitungen begründet, da es sich meist um große Schleifen handelt, und smoit um große Induktivitäten .
Es wird angemerkt, dass sich die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auch zur Detektierung eines Drahtbruchs durch Aufladung des Ausgangskondensators C2 über einen hochohmigen Widerstand aus einer höheren Spannung (z.B. 26V) eignet. Steigt der Ausgang auf einen vom Hersteller festgelegten Wert von z.B. 2V über den Wert der speisenden Quelle, liegt wohl überhaupt keine Last an, wodurch auf einen Drahtbruch geschlossen werden kann. Des Weiteren ist denkbar, ein analoges Signal als Abbild des Stromes an hochohmig "abgesicherten" Ausgängen zur Verfügung zu stellen, sodass die Bedienperson mittels
Voltmeter eindeutig den aktuellen Strom messen kann. Hierzu können etwa Löcher in der LP und Kontaktierungen auf verzinnten Flächen auf der Leiterplatte vorgesehen sein.
Mithilfe der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird somit eine Sicherungsschaltung für eine eine Gleichspannungsanlage speisende Stromversorgung verwirklicht, die insbesondere eine kostengünstige Möglichkeit der Ausführung einer elektronischen Sicherung im Gleichspannungs-Ausgangskreis einer geregelten Stromversorgung darstellt.

Claims

Patentansprüche
1. Sicherungsschaltung für eine eine Gleichspannungsanlage speisende Stromversorgung, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass sie am Ausgang der Stromversorgung angeordnet ist, und zwischen der positiven Stromversorgungsklemme (3) und der positiven Ausgangsklemme (1) zur Gleichspannungsanlage ein Schaltelement (Sl), sowie eine zwischen dem Schaltelement (Sl) und der positiven Ausgangs- klemme (1) geschaltene Drossel (Ll) vorgesehen ist, wobei die Drossel (Ll) an ihrer mit der positiven Ausgangsklemme (1) verbundenen Seite an einen Ausgangskondensator (C2), und die mit dem Schaltelement (Sl) verbundene Seite der Drossel (Ll) an die Kathodenseite einer parallel zum Ausgangskondensator (C2) geschaltenen Diode (Dl) geschalten ist, sowie eine Steuerung für das Schaltelement (Sl) vorgesehen ist, die das Schaltelement (Sl) in Abhängigkeit vom in der Sicherungsschaltung gemessenen Strom schaltet.
2. Sicherungsschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Sicherungsschaltung in das Gehäuse der Stromversorgung integriert ist, und der Stromversorgungs-Ausgangskondensator (C2) auch den Eingangskondensator der Sicherungsschaltung darstellt.
3. Sicherungsschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Sicherungsschaltung als eigene Baugruppe zum direkten Anschluss an die Stromversorgung ausgeführt ist.
4. Sicherungsschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Sicherungsschaltung als eigene Baugruppe für einen von der Stromversorgung entfernten Anschluss an die Stromversorgung ausgeführt ist, wobei eine eigene 0 V-Leitung als Rückführung zur Stromversorung vorgesehen ist, und nahe der Sicherungsschaltung Filter zur Glättung von Pulsströmen vorgesehen sind.
5. Sicherungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass ein Mikro¬ prozessor zur Ansteuerung des Schaltelementes (Sl) vorgesehen ist.
6. Sicherungsschaltung für eine eine Gleichspannungsanlage speisende Stromversorgung, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass sie am Ausgang der Strom- Versorgung angeordnet ist, und zwischen der positiven Stromversorgungsklemme (3) und der positiven Ausgangsklemme (1) zur Gleichspannungsanlage ein Schaltelement (Sl) sowie ein zwischen dem Schaltelement (Sl) und der positiven Ausgangs¬ klemme (1) geschaltener Lastwiderstand vorgesehen ist, wobei der Lastwiderstand an seiner mit der positiven Ausgangsklemme (1) verbundenen Seite an einen Ausgangskondensator (C2) geschalten ist, sowie eine Steuerung für das Schaltelement (Sl) vorgesehen ist, die das Schaltelement (Sl) in Abhängigkeit vom in der Sicherungsschaltung gemessenen Strom schaltet.
7. Schaltungsanordnung mit einer eine Gleichspannungsanlage speisenden Stromversorgung und zumindest zwei Sicherungs¬ schaltungen nach einem der Ansprüche 1 bis 6 mit zumindest zwei positiven Ausgangsklemmen (1) als Ausgangskanäle.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass Eingänge zur Aktivierung und Deaktivierung der Ausgangskanäle vorgesehen sind.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass ein einzelner Mikroprozes¬ sor zur Ansteuerung der Schaltelemente (Sl) der zumindest zwei Sicherungsschaltungen vorgesehen ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass eine analoge Schaltung zur Ansteuerung der Schaltelemente (Sl) der zumindest zwei Sicherungsschaltungen vorgesehen ist.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass eine Integration von Leistungshalbleitern und der Ansteuerung eines Kreises in einen Leistungs-ASIC vorgesehen ist.
12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass eine Hybridschaltung vorgesehen ist, welche Leistungshalbleiter und Tiefsetzerspule umfasst und vorzugsweise als Modul gefertigt und verbaut werden kann.
13. Verfahren zur Ansteuerung einer Sicherungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass ein Stromnennwert vorgege- ben wird, und erst nach einer vorgegebenen Dauer einer Überschreitung des Stromnennwertes in der Sicherungsschaltung das Schaltelement (Sl) betätigt wird.
14. Verfahren nach Anspruch 13, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass zusätzlich ein den Stromnennwert überschreitender Strombegrenzungswert vorgegeben wird, und nach einer vorgegebenen Dauer einer Überschreitung des Strombegrenzungswertes in der Sicherungsschaltung die ihr zugeordnete Ausgangsklemme (1) deaktiviert wird.
15. Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass bei Unterschreiten der Eingangsspannung einer Sicherungsschaltung die ihm zugeordnete Ausgangsklemme (1) deaktiviert wird.
16. Verwendung eines Tiefsetzstellers als strombegrenzende Sicherungsschaltung am Ausgang einer eine Gleichspannungsanlage speisenden Stromversorgung.
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