WO2006133661A2 - Getaktetes schaltnetzteil mit einer spule - Google Patents

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WO2006133661A2
WO2006133661A2 PCT/DE2006/000414 DE2006000414W WO2006133661A2 WO 2006133661 A2 WO2006133661 A2 WO 2006133661A2 DE 2006000414 W DE2006000414 W DE 2006000414W WO 2006133661 A2 WO2006133661 A2 WO 2006133661A2
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Manfred Kulesch
Wolfgang Fey
Gerhard ZÖRKLER
Reinhard HELLDÖRFER
Christian Nau
Ralf Schlingmann
Oliver Meissner
Wolfgang Jöckel
Bartosz Maj
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Conti Temic Microelectronic Gmbh
Continental Teves Ag & Co. Ohg
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Definitions

  • the invention relates to a concept of a switched-mode power supply with a coil, by means of which several (at least two) potential-different output voltages are made available.
  • the integration Gradually more complex and extensive and demanding. This causes the micro-processors used therein to be used. become ever more powerful, the clock frequency / operating frequency (clock) is constantly growing, and the associated peripherals, such as the number of satellite / signal acquisition units, also increases.
  • clock frequency / operating frequency (clock) is constantly growing, and the associated peripherals, such as the number of satellite / signal acquisition units, also increases.
  • These different electrical assemblies also require different supply voltages, e.g. logic circuits usually between 3 and 5 volts, whereas for power assemblies such as actuators, etc., higher voltages are needed.
  • the vehicle-acceptable input voltage range (2) at terminal 15 or 30 (6 volts to 16.5 volts) can be utilized by the system accordingly, this is the voltage of the terminal 15 or 30, first by means of a DC / DC converter (3) (boost converter) up to a higher voltage (3.3) and optionally stored in an energy storage (3.2).
  • a DC / DC converter (3) boost converter
  • This voltage (3.3) (or the cached energy which serves in the autarkic case to supply the system if a certain autarky time is required) is then fed to a down converter (4), which from the high voltage (3.3) a correspondingly lower voltage (4.4 ) generated in order to gain from this down-converted voltage, the corresponding downstream series regulator (5.1, 5.2, 5.3, 5.4) for generating the different stabilized voltage potentials to supply the individual system components (with different voltage requirements).
  • each down-converter (4) must be dimensioned at a maximum (worst case requirement), as between the down-converters no energy exchange (power balancing) is possible, provided that an output at certain operating conditions lower load is / would be required.
  • the object of the invention is therefore to present an improved power supply concept, by means of which an improvement in terms of efficiency and a minimization of the loss power generation / self-heating is achieved, so that expensive cooling measures and the associated disadvantages can be reduced.
  • An essential idea of the invention is that in order to avoid the above-mentioned disadvantages or to increase the efficiency (optimization of the efficiency) according to the invention a power supply concept is used, in which a common coil multiplexed for two switching converter used, so at least temporarily offset in time at least two different output voltages are generated and stored in energy storage.
  • further switching means are provided to compensate for the voltage fluctuations at the individual energy stores and a defined voltage supply of the individual loads.
  • the switching unit connects the coil, at least temporarily offset in time with at least one of the energy storage, which means that it is also conceivable to charge more than one energy storage from the coil at the same time, but at least there are also time intervals within the switching cycle by charging another energy storage or at least one energy storage is not charged. It is also conceivable to temporarily connect the coil with no energy storage or to decouple the energy storage of the coil, at least when the coil is just unloadedJst, such operation is of course not preferred or is provided only when unloaded coil. In the preferred embodiments, an energy storage is always at least connected, preferably even exactly one, 'wherein the duration of activation of the desired output voltage and load, so dependent current drain.
  • the switched-mode power supply concept presented here can even generate more than two different voltages from a common coil by connecting a corresponding number of energy stores in a defined time sequence at least temporarily differently with the common coil. different voltages are generated.
  • the more different voltages are to be generated from a coil the more complex, however, is the control, especially if the power extraction from the individual energy storage is also not constant.
  • a particular advantage of this switched-mode power supply concept is that different concepts of power distribution both in terms of amount, time, frequency and inadequate input energy and prioritization are conceivable, and this in turn depending on the current operating state of individual modules to be supplied or the entire system, which in particular is particularly important for electrical assemblies in motor vehicles.
  • the energy distribution is preferably controllable in accordance with the magnitude of the relative deviation of the respective actual output voltage from the respectively preset desired output voltage.
  • the temporal scheme in the start-up phase with largely discharged energy storage runs in series, so preferably first one energy storage is charged after another.
  • the charge may be initiated in parallel with starting at substantially discharged energy stores, i. Both energy stores are charged during a PWM cycle, or the energy stores are alternately charged by successive PWM cycles, so that the charge levels still develop largely in parallel.
  • the scheme is geared to a fast readjustment, for example. A quick readjustment of that energy store with the largest deviation from the target value, i. initially this is preferably loaded.
  • the scheme can be aligned with a homogeneous readjustment, for example, all energy stores are supplied with the same energy contributions until they are each charged to their desired voltage.
  • connection or disconnection of the individual energy storage are at least approximately at the times of switching the coil; So synchronized the switching operations on the coil, in particular to those times with the lowest energy in the coil, so that during the switchover, the coil temporarily has a free end, while the coil still carries energy and so significantly excessive voltages may arise.
  • a further capacitor is preferably provided, which is permanently connected to the output-side terminal of the coil.
  • this fuse capacitor is designed as a printed circuit board capacitance directly on the printed circuit board, so that there is no risk of tearing off a solder joint as in populated components.
  • the coil is energized pulse width controlled, the current through the coil or a proportional size monitored and exceeding a Abschaltstromschwelle the energization of the coil is aborted, at least for the current cycle to avoid overcharging of the coil.
  • the Abschaltstromschwelle is preferably as a function of the switching resistance or the current capability of the / each activated switch (s) variable, in particular slightly smaller than the current capability or the current value, taking into account the respective voltage and the switching resistance at the switch, so that the Switches, usually designed as semiconductor switching elements, in particular power MOSFETs, are not overloaded.
  • the temporal assignment of the common coil to the individual energy stores takes place by means of a decision logic, which has at least one resistance divider per energy store, which are dimensioned such that their ratio to one another corresponds to the ratio of the respective nominal output voltage values and when the setpoint output voltage values are reached at the energy stores, both resistive dividers generate the identical voltage value for the difference value detecting device and the signed difference value detecting device for evaluating the difference in voltage at the center taps of the resistive dividers.
  • comparators or A / D converters for detecting the voltage at the energy stores, wherein a comparison with the desired values then takes place, for example, in the comparators or a micro-processor.
  • the embodiment with the voltage dividers and the signed difference value detection device has a particularly simple structure on the other hand.
  • the output signal of the signed difference value detection device is fed back synchronously (9.2) to the control unit (9.3), which controls the assignment of the coil (4.1).
  • the control unit (9.3) which controls the assignment of the coil (4.1).
  • an upshift converter and an autarky energy storage is provided, the from the upshift converter to one against the supply voltage increased voltage level is charged and connected to the first buck converter. It is exploited that the stored energy in the autarkic capacitor can be increased at the same capacity by increasing the voltage.
  • a second downshift converter which charges at least one of the energy stores parallel to the first downshift converter at least temporarily and at least partially, with the second downshift converter being fed from the supply voltage without the intermediary of the boost converter and autarky capacitor.
  • a boost converter unavoidably has some power losses, and it is required for output voltages below the input voltage, it is energetically cheaper to provide directly by the down converter these voltages required on the output side.
  • At a supply voltage above a predetermined minimum operating voltage of the first energy storage device is charged via the first buck converter from the autarky capacitor to a first voltage value, while the second energy storage is at least substantially charged via the second buck converter from the supply voltage to a second voltage value below the supply voltage.
  • Supply voltage below the predetermined minimum operating voltage of the first and second energy storage are supplied via the first buck converter from the autarky capacitor, as long as the boost converter in the Autarkiekondensator can still provide enough energy or the energy of the autarky capacitor is consumed.
  • a particularly preferred circuit implementation is obtained if the boost converter and the second buck converter also have a common coil, said second common coil having a terminal to the supply voltage and the other terminal via at least one controllable switching means with the second energy storage and also with a controllable short circuit path and connected via a diode with the autarky capacitor.
  • the second common coil thus forms together with the short circuit path of the reflux barrier diode and the autarky capacitor a boost converter, on the other hand, but a part of the energy of the coil can be supplied by the controllable switching means the second energy storage. This in turn reduces the number of coils required.
  • Such a switching power supply can then preferably be operated so that is closed at a supply voltage above a predetermined minimum operating voltage in a short-circuit phase of the short circuit path to increase the current flow through the second coil and in a subsequent charging phase from the second coil on the one hand, the autarkic capacitor and of this on the first down converter of the first energy storage and on the other hand by temporary closure of the controllable switching means of the second energy storage can be loaded from the second coil.
  • the first and second energy stores are again supplied via the first down converter and the first coil from the autarky capacitor.
  • the second energy store is charged from the supply voltage to the second voltage value below the supply voltage and the second coil is short-circuited only after the second voltage value has been reached and subsequently the charging of the autarkic capacitor and of the first energy store is started.
  • the second energy storage so on the second coil still no overloads, as they are then usual in the up-converter operation.
  • the switched-mode power supply is preferably divided into a) a basic subassembly consisting of the first downshift converter with the first common coil and the at least two energy stores and the switching means for at least temporary connection to at least one of the energy stores, and b) a separate optional add-on subassembly which supplies the upshift converter , the autarkic energy storage and the second downshift converter contains and is connectable to the base assembly.
  • the basic module can be used and in fact only the additional module can be added for the applications that require the additional functions.
  • the common coil is permanently connected to a first energy store and provided only in the connection between the coil and the second energy storage, the switching unit, which then serves for temporarily interrupting the power supply to the second energy storage and in turn the different voltage and Lade- states allows the two energy storage.
  • This embodiment has the particular advantage that switching means can be saved and, in addition, the coil always has a reference potential, so that the reference potential capacitor described at the outset can be dispensed with.
  • the first, permanently connected energy storage is charged to a first, higher voltage value, during which the second energy storage is charged by temporarily interrupting the power supply from the coil by means of the switching unit to a second, compared to the first lower voltage value.
  • the power supply to the coil is temporarily interrupted.
  • Fig. 1 power supply concept according to the prior art
  • Fig. 2 power supply concept with multiplexed coil in the step-down converter unit
  • FIG. 3 Detailed illustration of the automatic (load-dependent) energy balancing
  • FIG. 4 Construction of an up-converter unit with a plurality of output voltages and a common coil
  • Fig. 6 Process in energy optimization in favor of a path
  • Fig. 7 Procedure with load-dependent compensation
  • Fig. 8 load-dependent control of the power supply with integrated control of the load elements and short circuit and overvoltage monitoring
  • Fig. 1 circuit of protective capacitive connection to a reference potential Fig. 1 1 synchronization of the transistor switches 7.1, 7.2, 7.3 to the transistor switch 4.3 in zero-energy "Strom Listerios" with symmetrical PMW clock
  • FIG. 16 Synchronization of the transistor switches 7.1, 7.2, 7.3 to the transistor switch 4.3 in the energy-free "current turning point" on the one hand and in the direction neutral "current turning point” on the other hand with asymmetrical PMW cycle
  • Fig. 17 Limiting the current in the coil 4.1 depending on the switching resistance or the current capability of the respective activated switch (TM2005 / 094)
  • Fig. 18 embodiment with two resistive dividers and a signed
  • Differential value acquisition device as a decision logic for the temporal assignment of the common coil to the individual energy stores (TM2005 / 098)
  • FIG. 19 embodiment of the reference point capacitor permanently connected to the coil, redundantly as a circuit board capacitance (TM2005 / 102)
  • FIG. 21 Control curve for the exemplary embodiment according to FIG. 20 (TM2005 / 138)
  • FIG. 22 shows a preferred embodiment with a second common coil for the up-converter and the second down-converter (TM2005 / 139).
  • Fig. 24 embodiment with a first, permanently connected to the coil
  • Fig. 25 embodiment with a first, permanently connected to the coil
  • FIG. 1 has already been discussed in detail in the introduction to the prior art.
  • the individual series regulators (5.1, 5.2, 5.3, 5.4)
  • a non-negligible power dissipation arises, in particular if the longitudinal regulators are integrated realizations.
  • Figure 2a / b shows the realization of the essential part of the power supply concept according to the invention, in which the coil 4.1 of the down converter 4 by means of the switching unit 7, here preferably consisting of switches 7.1, 7.2 and 7.3 in a multiplexed mode either the individual function blocks of the power supply can be assigned , so that the individual function blocks / power supply paths with different voltage level at
  • each path of the power supply can be geared to its individual voltage at the output with optimum efficiency.
  • FIG. 2 is shown once as a principal functional principle (FIG. 2a) with the multiplexed assignment of the inductance to the individual voltage paths 4.5, 4.6, and as a concrete exemplary embodiment (FIG. 2b) with the corresponding transistors 7.1, 7.2, 7.3, which for the corresponding switching operations / time assignments, timed accordingly.
  • FIG. 2a principal functional principle
  • FIG. 2b concrete exemplary embodiment
  • FIG. 3 shows the detailed representation with regard to the mode of operation of the automatic (load-dependent) energy balancing.
  • the individual different output voltages V4.5.V4.6,... To be generated are monitored in terms of voltage by means of a monitoring unit 6, so that when an approximation of the
  • Output voltage to the lower range limit of the output voltage range recharging can be initiated.
  • Ambient temperature instead of 105 ° - ⁇ 95 ° temperature profile
  • cheaper components can be used (price advantage).
  • Fig. 4 illustrates the application of this principle in a Auf domainwandier 4, in which the current flows through the coil 4.1 in the freewheeling phase, ie with the switch open to ground through the diode in at least one of the energy storage 4.5,4.6.
  • FIG. 5 shows the basic principle of charge switching between the two energy stores by means of the switching means 7.1, 7.2, 7.3 of the switching unit 7.
  • the high state in FIG Signal curve symbolizes an active state.
  • the switch 4.3 of the switched-mode power supply is activated in order to energize the inductance 4.1 in accordance with the known principle of a switched-mode power supply.
  • the switch 7.3 is activated to load the energy storage 4.6.
  • the second clock cycle instead of 7.3 now 7.1 and 7.2 are actively switched to load the energy storage 4.5.
  • This process of mutual activation of the switching means 7.3 or 7.1 & 7.2 continues cyclically in alternating operation, so that an approximate equal distribution of energies between the two paths sets.
  • the switching means 7.1 forms in this and in the following figures, a diode which is characterized by a very low flux voltage to avoid power losses, and the task is that during the open state of 7.2 (due to the reversing diode in 7.2) of the higher voltage potential of the energy storage 4.5 no current flow to the energy storage 4.6 (with a lower potential compared to energy storage 4.5) takes place.
  • Fig. 6 shows an alternative operating condition, which is characterized in that the cyclic change between the active phases of the switching means 7.1, 7.2 7.3 switch the switching unit in the half cycle time of the clock. In this operating state, the energy store 4.6 is charged during the energization of the inductance 4.1 by the switch 4.3, and the energy store 4.5 is charged during the freewheeling of the inductance 4.1.
  • the resulting advantage is that a maximum coil energy is available for charging the energy store 4.5, since the inductance, due to the higher voltage difference (V4.6 ⁇ V4.5), charged in the phase of energization with a higher energy level can be.
  • the disadvantage of this mode is the fact that between the two energy storage no energy balancing (as shown in the special case 2 in Fig. 7) can be made in terms of their charge, and that the switching operations must be extremely precise in time.
  • FIG. 7 shows the possibility of energy balancing in that the time-related activation of the switching means 7.1, 7.2, 7.3 of the switching unit 7 takes place asymmetrically.
  • the energy of the coil 4.1 can be correspondingly controlled in accordance with the time activation duration of the individual switching means 7.1, 7.2, 7.3 in accordance with the demand on the energy stores (4.5, 4.6).
  • more energy is supplied to the energy store 4.6 than the energy store 4.5 due to the longer activation duration of the switching means 7.3, compared with the activation duration of the switching means 7.1 & 7.2.
  • a switching unit connects the coil, at least temporarily, with at least one of a plurality of energy stores in order to generate different output voltages or to charge the energy stores to different voltage levels.
  • the latter can, for example, be converted into a "single charge" if one or more of the energy stores to be charged has reached the desired voltage (the target value) according to FIG. 9.a. relative deviation from the setpoint is regulated.
  • Deviating principles e.g., interleaved or alternating
  • alternating alternating
  • two basic principles are also to be distinguished, which are in the goal, in terms of
  • a minimum temporal allocation period by means of this option, the assignment of the coil to an energy storage for at least a certain number of basic clock cycles of the switching power supply remains.
  • a time window is possible in which there is no assignment of the coil to an energy storage.
  • the latter is possible in the case when all voltages of the energy storage are in a range which are very close to the target value.
  • Homogeneous readjustment is thereby achieved by the spool being allocated to the instantaneous energy store until the voltage of a further energy store reaches the limit of a predefined limit value, or exceeds or falls below it.
  • the electrical operating state of the loads 0-3 can be detected via these control lines, for example, short circuits, over- or under-voltages detected at the loads and the control can be adjusted accordingly, in particular disabled correspondingly disturbed or vulnerable loads or the provision of energy in this Output paths are prevented or after elimination / elimination of the disturbances, the loads are reactivated from standby.
  • the time assignment (switching operation of the switches 7.1, 7.2, 7.3 of the inductance (4.1) to the energy stores (4.5, 4.6) takes place in a timed time with respect to the switch 4.3, wherein the switch 4.3 is responsible for the pulsed energization (energy supply) of the inductance (4.1) of the switching converter
  • the temporal assignment of the switching operations or synchronization of the switches 7.1, 7.2, 7.3 to the inductor (4.1) power supply switch 4.3 is important to avoid an induction of overvoltage, if there is no permanent connection to an energy storage, as will be explained in a later example.
  • the inductance 4.1 should always have a base point / reference point in the load case, ie during the current flow, and the switching operation of the switches 7.1, 7.2, 7.3 for the purpose of allocating the inductance to the energy stores preferably takes place substantially simultaneously with the "current reversal points" in the inductance ,
  • the lower, "energy-less current reversal time" to choose in which the inductance of the freewheeling phase is converted by closing the switch 4.3 in the state of charge, since at this time, the inductance is in an energy-less or at least almost energy-free state.
  • the time or the upper, "current direction-neutral current reversal point in time” can be selected, during which the inductance is transferred from the charging phase to the freewheeling phase, since the current flow as a result of this very limited time the current change in current in the inductance is "neutral" (zero) for a short time. If this operating point is selected to operate the converter concept, a particularly critical timing must be taken into account in comparison with the above-described energy-free "current reversal point" operating mode, since the temporal compliance with the switching time assignments lies within the requirement range of approximately 50 nsec.
  • a backup capacitor 8 in the nF / ⁇ F range is used to simulate the substitute base point / reference point at the junction of the switch matrix (7.1, 7.2) to the inductance (4.1), can have very helpful, as outlined in Fig. 10.
  • the synchronization is at least always useful when a current assignment change of the inductance is performed to the energy storage, preferably a
  • Fig. 1 1 shows an example in which the synchronization of the switches 7.1, 7.2, 7.3 for
  • Switch 4.3 takes place in the energy-free "current turn-point", or referred to, wherein the reference clock as a reference, is shown as a symmetrical PMW clock.
  • FIG. 12 shows an example in which the synchronization of the switches 7.1, 7.2, 7.3 for the switch 4.3, takes place in the energy-free "current turn-off point", or reference is made to it, the clock valid as a reference being shown as an unbalanced PMW cycle ,
  • FIG. 13 shows an example in which the synchronization of the switches 7.1, 7.2, 7.3 to the switch 4.3 takes place, or is referred to, in the current-neutral "current turn-off point", wherein the clock reference is shown as a symmetrical PMW cycle 14 shows an example in which the synchronization of the switches 7.1, 7.2, 7.3 to the switch 4.3, takes place in the current-neutral "current turn-off point", or reference is made to it, wherein the applicable clock reference, as an asymmetrical PMW clock is.
  • FIG. 16 shows an example in which the synchronization of the switches 7.1, 7.2, 7.3 to the switch 4.3, takes place in the current direction neutral "Strom Listepraxis" as well as in the energy-free “Strom Listeddling", or it is referred to, wherein the reference clock, is shown as an unbalanced PMW clock.
  • the aim of Fig. 17 is to present a detail of an overload protection for the switching power supply concept. As already mentioned, this concept is also expandable so that more than just two different / independent output voltages are generated by multiplexing the common coil over more than two paths / energy storage.
  • the term "path” / "energy path” is often used in the following description, which is to be understood as a synonym (simplified expression) for each energy store with the corresponding following circuit components (eg, longitudinal regulator / load).
  • the energy determines, which must provide the down converter by means of the multiplexed inductance the corresponding path.
  • the current capability of the transistors 7.1, 7.2, 7.3, 7.5, 7.6 is dependent on their switching resistance (RDSon) and thus both sizes are suitable as an alternative to regulation.
  • the required voltage for the load may be generated directly.
  • no additional longitudinal regulator is used for voltage stabilization, but that the generated voltage is supplied directly to the load / load.
  • the latter can be implemented especially if, in addition to a low energy requirement in the corresponding path, exact precision with regard to the accuracy of the generated voltage in the path is not required.
  • a relatively constant voltage can be made available without longitudinal regulator on the energy storage.
  • the switches 7.1, 7.2, 7.3, 7.5, 7.6 of the three individual paths shown are actuated by the switching unit 7 for mutually connecting the coil 4.1.
  • the 3 paths shown here are intended for 3 different loads.
  • the upper path with the energy storage 4.5 is assigned a high load, so that the switches 7.1 & 7.2 must have a corresponding low RDSon (switching resistance) so that the current can be supplied to the energy storage 4.5 with a correspondingly small voltage drop through the switches.
  • the RDSon is the internal resistance of the switched, so low-impedance current-conducting switching transistor.
  • the middle path with the energy storage 4.7 is assigned a low load, so that the switches 7.5 & 7.6 need only have a correspondingly high RDSon (switching resistance), so that the current can be supplied to the energy storage 4.7 with a correspondingly small voltage drop through the switches.
  • the lower path to the energy storage 4.6 is associated with an average load, so that the switch 7.3 must have a corresponding average RDSon (switching resistance), so that the current can be supplied to the energy storage 4.6 with a correspondingly low voltage drop through the switch.
  • RDSon switching resistance
  • this path only one transistor 7.3 is shown, as due to the assumed lowest voltage in this path (compared to the other paths), with an open transistor 7.3 no current can tile back through the reversing diode of the transistor 7.3.
  • variable current thresholds for the transistor 4.3 as a function of the respective assignment of the inductance 4.1 to the corresponding path, or the respective RDSon (switching resistance) of the switch controlled accordingly, so that in the discharge phase of the inductance 4.1 none of the currently assigned switch (7.1, 7.2, 7.3, 7.5, 7.6) is overwhelmed with electricity.
  • the switch-off current of the switch 4.3 is preferably smaller (smaller than) than the respective current capability of the switched-on / activated switches (7.1, 7.2, 7.3, 7.5, 7.6) got to.
  • the working voltage for the connected load is generated directly (without intermediate series regulator) at the lower path with the energy store 4.6.
  • a direct generation is always possible if the required energy is not too large and / or no exact requirements are placed on the accuracy of the generated voltage, so that a resulting voltage ripple on the energy storage 4.6 no negative impact on the load (eg ⁇ P , Interface, Actuatorik).
  • Further developments for realizing a voltage monitoring and control of the PWM as well as assignment of the energy to the paths can be seen with reference to FIG. 18, deviating implementations, for example based on a microprocessor or other circuit concepts, being conceivable.
  • the coil 4.1 is powered by a controllable switching element 4.3 with energy.
  • a freewheeling diode 4.8 is connected in the form of a reversed diode of a transistor, which is connected to ground and poled against the polarity of the voltage of the voltage source 2.
  • freewheeling diode 4.8 in this example is designed as an "active diode", which is realized by means of a switchable semiconductor switch During the energization phase of inductance 4.1 by means of switch 4.3, the switching function of the "active freewheeling diode", from PWM 8.3 controlled in the blocking state, whereas in the freewheeling phase of the inductance 4.1, the switching function of the "active freewheeling diode” is controlled by the PWM generator 8.3 in the conductive state, 5 so that the voltage drop across the freewheeling diode 4.8 can be kept as low as possible.
  • the second terminal of the inductor 4.1 is connected via the switching unit 7 to the energy stores (4.5,4,6, ...) for the output voltages (V4.5, V4,6, ...), preferably each exactly one path active, i. is conductive.
  • devices 8.1, 8.2 for detecting the deviation of the output voltages 0 (V4.5, V4.6,...) From the respective desired voltages (Vref1, Vref2) are provided, which are configured here as comparators in FIG .
  • the outputs of the voltage sensing devices 8.1, 8.2 are connected to a PWM generator 8.3.
  • the PWM generator 8.3 controls both the "active diode” and the switching element 4.3 for energizing the coil, in which case the PW M ratio as a function of the deviation of the instantaneous actual voltage at 5 just to be charged energy storage 4.5 to the predetermined target Voltage Vref 1 sets.
  • a voltage divider it may also be an input of an A / D converter (analog-to-digital converter) and the evaluation can be done digitally, for example by means of a microprocessor.
  • the signed differential value detection device 9.1.0 is preferably an operational amplifier which is operated as a comparator.
  • a comparator or in microprocessor can also be used here.
  • the mode of operation of the decision logic 9.1 will be explained in more detail on the basis of a numerical example.
  • the two current voltage values V4.5, V4.6 at the energy stores 4.5, 4.6 are determined by means of the voltage dividers consisting of the resistors 9.1.1.1, 9.1.1.2,
  • the ratio of the two voltage divider 9.1.1, 9.1.2 is here selected so that adjusts an identical voltage at the two center taps of the two resistor divider 9.1.1, 9.1.2, when the two voltage values V4.5.4.6 to the energy storage 4.5, 4.6 have each reached their desired voltage Vrefi, Vref2.
  • the decision of the "inductance assignment" falls by means of the signed difference value detection device 9.1.0 in favor of the "path" which deviates furthest.
  • the digitized output information (high / low) of the signed difference value detection device 9.1.0 which in the example is designed as a comparator, is supplied to an input of the control unit (9.3) at the next possible instant by means of an edge-triggered flip-flop (9.2).
  • the output of the signed difference value detection device (9.1.0) is connected to the input of an edge-triggered flip-flop (9.2), so that the logical output information (high / low) of the signed Differenzwerter linears- device (9.1.0) with the clock of the power supply flank synchronously to the control unit (9.3), which controls the assignment of the coil, is fed back / fed.
  • the switches 7.1, 7.2 and 7.3 are correspondingly controlled by the control unit (9.3) or the outputs (S3, S4) of the control unit.
  • the detecting device 9.1.0 respectively that size of the two control deviations from the outputs of the devices 8.1, 8.2 we is given, in favor of whose "path" the reloading decision has failed.
  • the deviation of the device 8.1 ie the deviation from V4.5 to the target voltage Vrefi via the input S2 of the control unit 9.3 is taken into account, since the instantaneous charging decision was made in favor of the energy storage 4.5, which by the active control of the switching elements 7.1 and 7.2 is symbolized by the output S4, whereas the switching element 7.3 is in the passive operating mode (high-impedance state), which is symbolized by the passive control of the switching element 7.3 by means of the output S3.
  • FIG. 19 shows a protective function by means of a printed circuit board capacitance, so that in the event of a fault (missing suppression capacitor) the voltage-sensitive circuits (ASICs) are still adequately protected against overvoltage.
  • ASICs voltage-sensitive circuits
  • the capacitor is provided 8.1, the 7.1 during the switching of the switch ensures that there can be no unwanted spikes.
  • the capacitor 8 has an important protective function.
  • the capacitor is preferably carried out redundantly, for this purpose, in particular a PCB capacity 8.2 is preferred, which is modeled by the layout of the circuit board ,
  • I current in the coil at the changeover time approx. 100 rriA
  • t transition time in the changeover process approx. 100 nsec
  • C PCB capacity approx. 200 pF
  • the electronic control units in the vehicle are subject to different boundary conditions, e.g. the required supply voltage range and a possibly required Autarkiezeit.
  • a supply voltage range in which the electronics unit must be functional required by about 9 volts to 18 volts, where the systems no autarky requirements are made, as a braking function after a crash (in this case, the vehicle supply could be damaged and therefore no longer guaranteed) is no longer necessary.
  • a supply voltage range in which the electronics unit must be functional required by about 9 volts to 18 volts, where the systems no autarky requirements are made, as a braking function after a crash (in this case, the vehicle supply could be damaged and therefore no longer guaranteed
  • 20 corresponds to the structure of the already described in detail initially power supply concept of a buck converter 4 with two sequentially supplied from a common coil 4.1 energy stores 4.5 and 4.6 and is suitable to fully represent, for example, an ABS application, as at This application no Autarkiefunktion is required and the voltages required in the system (for example, 3.3 volts & 7 volts) can be generated directly from the vehicle by means of the down converter 4.
  • the input of the buck converter 4 can be contacted directly (without boost converter 3) with the vehicle supply taking into account a Verpoltikes 3.1.
  • the energy flow in the system is thus from the supply voltage 2 via the polarity reversal protection diode 3.1 to the up-converter 3 and autarky capacitor 3.2, to the down converter 4 with the coil 4.1 and from there, depending on the position of the coil
  • the voltage for the load / the longitudinal regulator 1 (5.1) is generated directly via the down converter 14 by the output voltage of this regulator (about 4.3 volts) via the diode 14.2 coupled to the energy storage 4.6 is, and thus the charging operation of the down converter 4 for the energy storage 4.6 can be zero, since the energy flow from the slightly higher voltage supply (4.3 volts) is taken from the down converter 14.
  • the Autarkiefall (boost converter 3 is / is passive) of an airbag system corresponds more or less to the normal operating condition of an ABS control unit, since in both cases, the system is powered by the standard module, with the only difference that in the airbag system a limited system-internal energy storage 3.2 is available, whereas in ABS control units, the vehicle supply (battery) as the only source of energy for. Available.
  • the advantage of this implementation concept is the fact that both ABS applications and airbag applications are possible or implementable in the system by means of a uniform standard module (output voltages programmable - eg 7 volts or 9 volts at V4.5 and V4.6) a reduction of power losses is made possible. - lower self-heating!
  • this (subsequent description) invention describes an optimized version of the concept for the realization of a concept in which a standard module (for ABS & airbag) combined with an expansion module is combined can be used.
  • a standard module for ABS & airbag
  • an expansion unit for airbag is proposed, by means of this the function of the boost converter (3) and the additional down-converter (14) (FIG. 20), by means of a common second coil 3.5 .1 can be reproduced.
  • the basic function here is again as already shown in FIG.
  • the load-length regulator (5.1) is supplied directly via the "extension unit” and the down converter 14, so that the energy for this path (5.1) does not have two series regulators 3 and 4 (the overall efficiency is a product of both efficiencies) must be made.
  • the basic mode of operation of the proposed combined converter (3 + 14) or the “expansion unit” is that the converter is operated with a single inductance 3.5.1 such that it acts as both up-converter 3 and down-converter 14.
  • the switches 3.4 and 14.3 of the combined converter 3 + 14 must be switched in time, as can be seen from FIG. 21.
  • FIG. 21 shows the current flow through the coil of the converter, which is controlled by the switches 3.4 and 14.3.
  • the switch 14.3 is closed, which causes the current in the coil increases and the capacitor 14.6 is charged.
  • the coil 3.5.1 acts as a pure buck converter.
  • the switch 3.4 is closed. This causes both a further charge of the capacitor 14.6 is prevented, as well as the coil 3.5.1 continues to be energized and because of the short circuit with a higher current.
  • the switch 3.4 Upon reaching a predetermined turn-off current (e.g., maximum permissible coil current), the switch 3.4 is opened, causing the current in the coil 3.5.1 to "turn around” (decrease again) and thereby release the energy to the autarkic capacitor 3.2.
  • a predetermined turn-off current e.g., maximum permissible coil current
  • first 3.4 works as a boost converter
  • second (staggered) time phase with 14.7 a buck converter operation is realized.
  • the energization of the common coil 3.5.1 can be completely interrupted if, for example, all energy stores are sufficiently charged.
  • the capacitor 14.6 is also optional, because the coil 3.51 could also directly charge the energy storage 4.6. Likewise, the diode could be saved 14.2, since a reflux from the energy storage 4.6 in the short-circuit phase at the switch 3.4 is already prevented by the diode 14.4.
  • the assignment of the coil 4.1 to the two capacitors 4.5 and 4.6 is effected by means of the two (MosFet) switches 7.1, 7.3.
  • the two (MOSFET) power switches 7.1, 7.3 are used for this purpose in such a way that the substrate diodes (see FIG. 23) present in the circuit breakers 7.1, 7.3 are used in antiparallel / antiphase relationship, the flow direction of the two diodes results in a series circuit, which are directed from a circuit engineering point of view from the capacitor with the lower voltage (in Fig. 23 C 4.6) to the capacitor with the higher voltage (in Fig. 23 C 4.5).
  • the corresponding capacitor is connected by means of the corresponding associated semiconductor switch 7.3, 7.1 with the coil, so that the function of a known down converter 4 sets, the control behavior (6.5 V or 3.25 V) of the down converter in Dependence of the desired voltage of the currently assigned energy storage takes place.
  • the assignment by means of the semiconductor switches 7, 7, 7, 1 is synchronized with the switch 4.3, which is provided for the "energization" of the coil, as already explained in detail in other exemplary embodiments.
  • Semiconductor switch is such that the integrated substrate diodes of the semiconductor switches 7.3, 7.1 from the energy storage 4.6 is aligned with the lower voltage to the energy storage 4.5 with the higher voltage, thus ensuring that no compensation voltage from the energy storage 4.5 with the higher voltage to the energy storage 4.6 with the lower voltage can be done.
  • the switch 7.3 is closed at the same time when closing the switch 4.3.
  • the switch 7.3 remains closed until the capacitor 4.6 has reached its nominal voltage. Subsequently, the switch 7.3 is opened, so that the charging of capacitor 4.5 (as in a commercial converter) can be continued.
  • the switch 7.3 can be closed again for a certain time in order to supply the capacitor 4.6 with energy even during the discharging process of the coil 4.1, if this should be necessary for energy balance reasons (for example if the load at C: 4.6 is very large and an excessive voltage drop should be avoided).
  • the advantage of the solution variant 2 is the fact that in comparison to a known simple buck converter only a single semiconductor switch 7.3 and an additional (ASIC internal / fast external) diode D1 is required for the switching unit 7 to a down converter 4 with to obtain a single coil 4.1, by means of which two different output voltages V4.5 and V4.6 can be generated.
  • An opening of the switch 7.3 under load is permitted in this implementation, since it can not reach uncontrolled free running (sparking) of the coil 4.1 due to the parallel path via D1 and 4.5. Therefore, in this example, the reference potential capacitor 8 can be omitted.
  • combining these two solution variants 1 and 2 in a particularly preferred manner results in a solution variant 3 according to FIG. 25, in which the switch 7.3 is closed as a function of the respectively currently set PWM control variable of the down converter 4.
  • the controlled variable of the "PWM regulator" is set to 6.5 volts and the switch 7.3 is opened.
  • the controlled variable of the "PWM regulator” is set to 3.25 volts and the switch 7.3 is closed, because the diode D1 ensures that no equalizing current can flow from the capacitor 4.5 to the capacitor 4.6.
  • solution variant 1 switching in no-load operation
  • solution variant 2 only 1 single additional circuit breaker
  • the cyclic assignment changes shown in FIGS. 23 to 25 are not necessarily to be maintained. It is also possible to assign a number of clock cycles to an energy store in succession (assignment is load-dependent / energy-based).
  • a clocked switching power supply 1 with at least one common coil 4.1 for generating at least two different output voltages V4.5, V4.6 presented from a voltage source 2, wherein the switching unit 7 at least temporarily offset the coil with at least one of the energy storage 4.5, 4.6 combines.
  • At least one semiconductor element (7.3, 7.1, D1) is arranged between the one end of the sink 4.1 and the energy stores (4.5, 4.6) to be connected, the flow direction of the (substrate) diodes of the semiconductor elements (7.3, 7.1, D1) from Energy storage (4.6) is aligned with the lower voltage to the energy storage (4.5) with the higher voltage.
  • Switching transistor of the switching converter 4.3.1. Switching transistor of the downstream wan dl ers
  • Vref2 Setpoint voltage for the energy storage 4.6 8.3 PWM generator

Abstract

Es wird ein getaktetes Schaltnetzteil mit zumindest einer Spule zur Erzeugung von mindestens zwei unterschiedlichen Ausgangsspannungen aus einer Spannungsquelle vorgestellt. Es sind dabei eine gemeinsame Spule, eine Schalteinheit und für die zumindest zwei zu erzeugenden Ausgangsspannungen (V4.5, V4.6,...) je ein Energiespeicher (4.5, 4.6) vorgesehen, wobei die Schalteinheit (7) die Spule (4.1) zumindest zeitweise zeitversetzt mit zumindest einem der Energiespeicher (4.5, 4.6) verbindet, so daß die Energiespeicher (4.5,4.6,...) auf die vorgegebenen unterschiedlichen Ausgangsspannungen (V4.5, V4.6) aufgeladen werden. Vorzugsweise ist ein Energiespeicher permanent mit der Spule verbunden oder wird durch einen permanent mit der Spule verbundenen Bezugspunktkondensator sowie eine mit den Stromwendepunkten synchronisierte Ansteuerung der Schalteinheit vorgesehen.

Description

Getaktetes Schaltnetzteil mit einer Spule
Die Erfindung betrifft ein Konzept eines getakteten Schaltnetzteils mit einer Spule, mittels der mehrere (mindestens zwei) potentialmäßig unterschiedliche Ausgangsspannungen zur Verfügung gestellt werden. In der Kfz-Industrie bzw. den entsprechenden Elektronik-Applikationen, wird der Integrations- . grad zunehmend komplexer und umfangreicher sowie anspruchsvoller. Dieses bewirkt, dass die darin zum Einsatz kommenden Mikro-Prozessoren. immer leistungsstärker werden, die Taktfrequenz / Arbeitsfrequenz (Clock) ständig wächst, sowie die dazugehörige Peripherie, wie zum Beispiel die Anzahl der Satelliten / Signalerfassungseinheiten, ebenso zunimmt. Diese unterschiedlichen elektrischen Baugruppen benötigen auch unterschiedliche Versorgungsspannungen, z.B. logische Schaltkreise üblicherweise zwischen 3 und 5 Volt, wohingegen für Leistungsbaugruppen, wie Stellmotoren usw. demgegenüber höhere Spannungen benötigt werden. Alle Spannungen müssen in der Regel mit einem Netzteil aus einer einheitlichen Bordnetzspannuηg von ca. 12 Volt generiert werden, wobei für diverse Kfz-Anwendungen eine Betriebsfähigkeit in einem Eingangsspannungsbereich von bspw. 6 bis 18 Volt gefordert wird, so dass das Netzteilkonzept zwingend entsprechende Spannungswandler und ggfs. auch Autarkieschaltungen benötigt.
All diese Zunahmen bzw. Performanceerhöhungen haben jedoch auch einen direkten Einfluss auf die Stromaufnahme bzw. Leistungsaufnahme der Netzteile der einzelnen Systeme, da durch die resultierende zunehmende Stromaufnahme im System, die entsprechenden Netzteile der System-Applikationen entsprechend eine höhere Leistung bereitstellen müssen, was bedingt durch den Wirkungsgrad sowie den einzelnen unterschiedlichen Netzteilkonzepten zum Teil mit erheblichen Verlustleistungen verbunden ist bzw. zu einer erheblichen Eigenerwärmung führt. Letzteres führt dazu, dass im System geeignete Kühlmaßnahmen getroffen werden, damit die Eigenerwärmung nicht zu einem unzulässigen Anstieg der ASIC-Chip-Temperatur (T- Junktion) führt. So werden zum Schutz vor Überhitzung besondere kostenintensive Gehäuse mit einer niedrigen Eigenerwärmung (< 15°C/Watt) gewählt, bzw. die Gehäuse wiederum innerhalb der Applikation auf eine entsprechend kostenintensive große Metallplatte zur Wärmeabfuhr montiert. Figur 1 zeigt ein Netzteilkonzept gemäß dem Stand der Technik, wie dieses auch in den Schriften WO 96/21263 sowie DE 197 46 546 C1 (insbesondere dort Figur 5) im Prinzip dargestellt ist.
Damit der im Fahrzeug zulässige Eingangsspannungsbereich (2) an Klemme 15 bzw. 30 (6 Volt bis 16,5 Volt) vom System entsprechend verwertet werden kann, wird hierzu die Spannung der Klemme 15 bzw. 30, zuerst mittels einem DC/DC-Wandler (3) (Aufwärtswandler) auf eine höhere Spannung (3.3) hochtransformiert und gegebenenfalls in einem Energiespeicher (3.2) zwischengespeichert.
Diese Spannung (3.3) (bzw. die zwischengespeicherte Energie welche im Autarkiefall zur Versorgung des Systems dient sofern eine gewisse Autarkiezeit gefordert ist), wird anschließend einem Abwärtswandler (4) zugeführt, welcher aus der hohen Spannung (3.3) eine entsprechend niedrigere Spannung (4.4) generiert, um aus dieser heruntergewandelten Spannung die entsprechenden nachgeschalteten Längsregler (5.1 , 5.2, 5.3, 5.4) zur Generierung der unterschiedlichen stabilisierten Spannungspotentiale zur Versorgung der einzelnen System-Komponenten (mit unterschiedlichen Spannungsanforderungen) zu gewinnen.
Wie aus der Anordnung leicht zu erkennen ist, werden hierbei die Verlustleistungen in den Längsreglern um so größer, je
- mehr Strom im System an den einzelnen Spannungsausgängen benötigt wird, und - höher der Spannungsabfall in den einzelnen Längsreglern ist. (z.B. 2,16 Watt bei Längsregler 5.4)
Letzteres ist oftmals nicht vermeidbar, da der Spannungsabfall umso größer ausfällt, je unterschiedlicher die einzelnen Komponenten hinsichtlich der unterschiedlichen Eingangsspannungsanforderung sind. Um hierbei eine Verlustleistungsreduzierung zu erlangen, wäre es erforderlich, dass für eine jede unterschiedliche Ausgangsspannung ein eigener Abwärtswandler mit einem wesentlich besseren Wirkungsgrad gegenüber einem Längsregler zum Einsatz gelangt. Dieser Lösung wiederspricht jedoch die Tatsache, dass für jeden Abwärtswandler (4) eine Spule (4.1) / Induktivität (4.1) benötigt wird, welche mit erheblichen Kosten sowie einem gewissen räumlichen Platzbedarf auf der Leiterplatte verbunden ist.
Ein weiterer Nachteil einer solchen Lösung ist, dass ein jeder Abwärtswandler (4) auf je ein Maximum (Worst Case Bedarf) dimensioniert werden muss, da zwischen den Abwärtswandlern kein Energieaustausch (Power-Balancierung) möglich ist, sofern von einem Ausgang bei gewissen Betriebszuständen eine geringere Last gefordert wird / werden würde. Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein verbessertes Netzteilkonzept vorzustellen, mittels diesem eine Verbesserung hinsichtlich des Wirkungsgrades sowie einer Minimierung der Verlustleistungserzeugung / Eigenerwärmung erreicht wird, damit aufwendige Kühlmaßnahmen und die damit verbundenen Nachteile reduziert werden können. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen, wobei auch Kombinationen und Weiterbildungen einzelner Merkmale miteinander denkbar sind.
Ein wesentlicher Gedanke der Erfindung besteht darin, dass zur Vermeidung oben angeführter Nachteile bzw. zur Steigerung der Effizienz (Optimierung des Wirkungsgrades) erfindungs- gemäß ein Netzteilkonzept zum Einsatz kommt, bei dem eine gemeinsame Spule gemultiplext für zwei Schaltwandler zum Einsatz gelangt, also zumindest zeitweise zeitversetzt zumindest zwei unterschiedliche Ausgangsspannungen generiert und in Energiespeichern zwischengespeichert werden. Vorzugsweise sind weitere Schaltmittel zum Ausgleich der Spannungsschwankungen an den einzelnen Energiespeichern und einer definierten Spannungsversorgung der einzelnen Lasten vorgesehen.
Die Schalteinheit verbindet die Spule zumindest zeitweise zeitversetzt mit zumindest einem der Energiespeicher, was bedeutet, dass es auch denkbar ist, mehr als einen Energiespeicher gleichzeitig aus der Spule aufzuladen, es aber zumindest auch Zeitintervalle innerhalb des Schaltzyklus gibt, indem ein anderer Energiespeicher aufgeladen bzw. zumindest ein Energie- Speicher nicht aufgeladen wird. Es ist auch denkbar, die Spule zeitweise mit gar keinem Energiespeicher zu verbinden bzw. die Energiespeicher von der Spule zu entkoppeln, zumindest wenn die Spule gerade entladenJst, wobei eine solche Betriebsweise natürlich nicht bevorzugt wird bzw. nur bei entladener Spule vorgesehen ist. In den bevorzugten Ausgestaltungen ist immer zumindest ein Energiespeicher angeschlossen, vorzugsweise sogar genau einer, ' wobei die Dauer der Zuschaltung von der gewünschten Ausgangsspannung und Belastung, also Stromentnahme abhängt.
Neben dem Entfall einer weiteren Spule je zusätzlicher unterschiedlicher Ausgangsspannung sowie einer erheblichen Verlustleistungsreduzierung wird damit ein weiterer sehr entscheidender Vorteil erreicht, welcher darin besteht, dass mittels dem Taktverhältnis des Multiplexbetriebes (der zeitlichen Zuordnung der Spule für den entsprechenden Netzteilzweig) eine Energie-Balancierung zwischen den einzelnen Zweigen vorgenommen werden kann, so dass kurzfristige Leistungsspitzen in einem Zweig dadurch überbrückt werden können, indem dem anderen Zweig weniger Energie zugeführt wird, sofern in diesem das vorgesehene Energiemaximum zu diesem Zeitpunkt nicht benötigt wird. Generell kann das hier vorgestellte Schaltnetzteilkonzept aus einer gemeinsamen Spule sogar mehr als zwei unterschiedliche Spannungen generieren, indem entsprechend viele Energiespeicher in einer definierten zeitlichen Folge zumindest zeitweise unterschiedlich mit der gemeinsamen Spule verbunden werden, wobei durch die zeitlichen Unterschiede die unter- schiedlichen Spannungen erzeugt werden. Je mehr unterschiedliche Spannungen aus einer Spule erzeugt werden sollen, desto aufwändiger wird jedoch die Regelung insbesondere wenn die Leistungsentnahme aus den einzelnen Energiespeicher zusätzlich nicht konstant ist.
Ein besonderer Vorteil dieses Schaltnetzteilkonzeptes ist es, dass verschiedene Konzepte der Energieverteilung sowohl, hinsichtlich der Menge, Zeit, Häufigkeit und bei nicht ausreichender Eingangsenergie auch Priorisierung denkbar sind, und dies sogar wiederum abhängig vom aktuellen Betriebszustand einzelner zu versorgender Baugruppen oder des Gesamtsystems, was insbesondere für elektrische Baugruppen in Kraftfahrzeugen besonders wichtig ist.
So erfolgt bspw. bevorzugt ist die Energieverteilung entsprechend der Höhe der relativen Abweichung der jeweiligen Ist-Ausgangsspannung von der jeweils vorgegebenen Soll- Ausgangsspannung steuerbar.
Vorzugsweise wird bei der Ladung der mehreren Energiespeicher ein zeitliches Schema eingehalten. So ist denkbar, dass das zeitliche Schema in der Inbetriebnahmephase bei weitgehend entladenen Energiespeichern seriell abläuft, also bevorzugt zunächst ein Energie- Speicher nach dem anderen aufgeladen wird. Alternativ kann in der Inbetriebnahmephase die Ladung bei weitgehend entladenen Energiespeichern parallel beginnend ablaufen, d.h. es werden während eines PWM-Taktes beide Energiespeicher geladen oder aber die Energiespeicher durch aufeinanderfolgende PWM-Takte jeweils abwechselnd geladen, so dass sich die Ladungsniveaus immer noch weitgehend parallel entwickeln. In der Normalbetriebsphase bei weitgehend geladenen Energiespeichern ist das Schema auf eine schnelle Nachregelung ausgerichtet, bspw. eine schnelle Nachregelung desjenigen Energiespeichers mit der größten Abweichung vom Soll-Wert, d.h. zunächst dieser bevorzugt geladen wird. Alternativ kann in der Normalbetriebsphase auf das Schema auf eine homogene Nachregelung ausgerichtet sein, bspw. allen Energiespeichern gleiche Energiebeiträge zugeführt werden, bis diese jeweils auf ihre Sollspannung geladen sind.
Vorzugsweise werden die Zu- bzw. Abschaltung der einzelnen Energiespeicher zumindest näherungsweise auf die Zeitpunkte der Umschaltung der Spule; also der Schaltvorgänge an der Spule synchronisiert, insbesondere auf diejenigen Zeitpunkte mit der geringsten Energie in der Spule, damit nicht während der Umschaltung die Spule zeitweise ein freies Ende aufweist, während die Spule noch Energie führt und so deutlich überhöhte Spannungen entstehen können. Zur Sicherstellung dieses Potentialbezugs ist vorzugsweise ein weiterer Kondensator vorgesehen, der permanent mit dem ausgangsseitigen Anschluß der Spule verbunden ist. Besonders bevorzugt ist dieser Sicherungskondensator als Leiterplatten-Kapazität direkt auf der Leiterplatte ausgebildet, so dass keine Gefahr eines Abrisses einer Lötstelle wie bei bestückten Bauelementen besteht. . Vorzugsweise wird die Spule pulsweitengesteuert bestromt, wobei der Strom durch die Spule oder eine dazu proportionale Größe überwacht und bei Übersteigen einer Abschaltstromschwelle die Bestromung der Spule zumindest für den aktuellen Takt abgebrochen wird, um eine Überladung der Spule zu vermeiden. So ist die Abschaltstromschwelle vorzugsweise als Funktion des Schaltwiderstands beziehungsweise der Stromfähigkeit des/der jeweils aktivierten Schalter(s) veränderbar, insbesondere geringfügig kleiner als die Stromfähigkeit bzw. dem Stromwert, der sich unter Berücksichtigung der jeweiligen Spannung und des Schaltwiderstands am Schalter ergibt, damit die Schalter, üblicherweise als Halbleiterschaltelemente, insbesondere Leistungs-MOSFETs ausgebildet, nicht überlastet werden. Besonders bevorzugt erfolgt die zeitliche Zuordnung der gemeinsamen Spule zu den einzelnen Energiespeichem mittels einer Entscheidungslogik, welche mindestens je einen Widerstandsteiler je Energiespeicher aufweist, welche so bemessen sind, dass deren Verhältnis zueinander dem Verhältnis der jeweiligen Soll-Ausgangsspannungswerte entspricht und bei Erreichen der Soll-Ausgangsspannungswerte an den Energiespeichern beide Widerstandsteiler den identischen Spannungswert für die Differenzwerterfassungsvorrichtung erzeugen und die vorzeichenbehaftete Differenzwerterfassungsvorrichtung zur Bewertung der Differenz der Spannung an den Mittelabgriffen der Widerstandsteiler. Alternativ könnten zur Erfassung der Spannung an den Energiespeichem auch Komparatoren oder A/D-Wandler vorgesehen sein, wobei ein Vergleich mit den Sollwerten dann bspw. in den Komparatoren oder einem Mikro- Prozessor erfolgt. Die Ausgestaltung mit den Spannungsteilern und der vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungsvorrichtung weist demgegenüber aber einen besonders einfachen Aufbau auf. Vorzugsweise wird das Ausgangsignal der vorzeichenbehafteten Differenzwert- erfassungsvorrichtung flankensynchron (9.2) auf die Steuereinheit (9.3) zurückgeführt, welche die Zuordnung der Spule (4.1) steuert. In einer weiteren Ausgestaltung ist ein neben dem ersten Abwärtsschaltwandler mit der gemeinsamen Spule sowie den zumindest zwei Energiespeichern und dem Schaltmittel zum zumindest zeitweisen Verbinden mit zumindest einem der Energiespeicher zusätzlich ein Aufwärtsschaltwandler und ein Autarkieenergiespeicher vorgesehen, der von dem Aufwärts- schaltwandler auf ein gegenüber der Versorgungsspannung erhöhtes Spannungsniveau aufgeladen wird und mit dem ersten Abwärtswandler verbunden ist. Dabei wird ausgenutzt, dass die gespeicherte Energie im Autarkiekondensator bei gleicher Kapazität auch durch die Erhöhung der Spannung vergrößert werden kann.
Besonders bevorzugt ist zusätzlich ein zweiter Abwärtsschaltwandler vorgesehen, der parallel zum ersten Abwärtsschaltwandler zumindest einen der Energiespeicher zumindest zeitweise und zumindest teilweise (mit) auflädt, wobei der zweite Abwärtsschaltwandler ohne Zwischenschaltung des Aufwärtswandlers und Autarkiekondensators aus der Versorgungsspannung gespeist wird. Hier wird berücksichtigt, dass auch ein Aufwärtswandler unvermeidbar gewisse Leistungsverluste aufweist, und es für ausgangsseitig erforderliche Spannungen, die unterhalb der Eingangsspannung liegen, es energetisch günstiger ist, unmittelbar durch den Abwärtswandler diese ausgangsseitig erforderlichen Spannungen bereitzustellen.
Bei einer Versorgungsspannung oberhalb einer vorgegebenen Mindestbetriebsspannung wird der erste Energiespeicher über den ersten Abwärtswandler aus dem Autarkiekondensator auf einen ersten Spannungswert geladen, während der zweite Energiespeicher zumindest im wesentlichen über den zweiten Abwärtswandler aus der Versorgungsspannung auf einen zweiten Spannungswert unterhalb der Versorgungsspannung geladen wird. Bei einer
Versorgungsspannung unterhalb der vorgegebenen Mindestbetriebsspannung werden der erste und zweite Energiespeicher über den ersten Abwärtswandler aus dem Autarkiekondensator versorgt, solange der Aufwärtswandler in den Autarkiekondensator noch genügend Energie liefern kann oder die Energie des Autarkiekondensators verbraucht ist.
Eine besonders bevorzugte schaltungstechnische Realisierung ergibt sich, wenn der Aufwärtswandler und der zweite Abwärtswandler ebenfalls eine gemeinsame Spule aufweisen, wobei diese zweite gemeinsame Spule mit einem Anschluß mit der Versorgungsspannung und mit dem anderen Anschluss über zumindest ein steuerbares Schaltmittel mit dem zweiten Energiespeicher und zudem mit einem steuerbaren Kurzschlusspfad sowie über eine Diode mit dem Autarkiekondensator verbunden ist. Die zweite gemeinsame Spule bildet so zusammen mit dem Kurzschlusspfad der Rückflusssperrdiode und dem Autarkiekondensator einen Aufwärtswandler, andererseits kann aber ein Teil der Energie der Spule durch das steuerbare Schaltmittel dem zweiten Energiespeicher zugeführt werden. Hierdurch wird wiederum die Anzahl der benötigten Spulen reduziert. Eine solches Schaltnetzteil kann dann bevorzugt so betrieben werden, dass bei einer Versorgungsspannung oberhalb einer vorgegebenen Mindestbetriebsspannung in einer Kurzschlußphase der Kurzschlusspfad zur Erhöhung des Stromflusses durch die zweite Spule geschlossen wird und in einer anschließenden Ladephase aus der zweiten Spule einerseits der Autarkiekondensator und von diesem über den ersten Abwärtswandler der erste Energiespeicher und andererseits durch zeitweises Schliessen des steuerbaren Schaltmittels der zweite Energiespeicher aus der zweiten Spule geladen werden. Bei einer Versorgungsspannung unterhalb der vorgegebenen Mindestbetriebsspannung werden wieder der erste und zweite Energiespeicher über den ersten Abwärtswandler und die erste Spule aus dem Autarkiekondensator versorgt.
Vorzugsweise wird bei zumindest weitgehend entladenen Energiespeichem zunächst der zweite Energiespeicher aus der Versorgungsspannung auf den zweiten Spannungswert unterhalb der Versorgungsspannung aufgeladen und die zweite Spule erst nach Erreichen der zweiten Spannungswerts kurzgeschlossen und nachfolgend mit der Aufladung auch des Autarkiekondensators und über diesen des ersten Energiespeichers begonnen. Für die Ladung des zweiten Energiespeichers treten so an der zweiten Spule noch keine Überladungen auf, wie diese im Aufwärtswandlerbetrieb anschliessend üblich sind. Vorzugsweise ist das Schaltnetzteil aufgeteilt in a) eine Grundbaugruppe bestehend aus dem ersten Abwärtsschaltwandler mit der ersten gemeinsamen Spule sowie den zumindest zwei Energiespeichern und dem Schaltmittel zum zumindest zeitweisen Verbinden mit zumindest einem der Energiespeicher und b) eine separate, optional hinzufügbare Zusatzbaugruppe, die den Aufwärtsschaltwandler, den Autarkieenergiespeicher sowie den zweiten Abwärtsschaltwandler enthält und mit der Grundbaugruppe verbindbar ist.
So kann für Anwendungen, die die Funktionen der Zusatzbaugruppe nicht benötigen, die Grundbaugruppe verwendet werden und wirklich nur für die Anwendungen, die die Zusatzfunktionen benötigen, auch die Zusatzbaugruppe hinzugefügt werden.
Besonders bevorzugt ist die gemeinsame Spule mit einem ersten Energiespeicher permanent verbunden und nur in der Verbindung zwischen der Spule und dem zweiten Energiespeicher die Schalteinheit vorgesehen, die dann zum zeitweisen Unterbrechen der Energiezufuhr zum zweiten Energiespeicher dient und so wiederum die unterschiedlichen Spannungs- und Lade- zustände der beiden Energiespeicher ermöglicht. Diese Ausgestaltung hat den besonderen Vorteil, dass Schaltmittel eingespart werden können und zudem die Spule immer ein Bezugspotential hat, so dass der eingangs beschriebene Bezugspotentialkondensator entfallen kann.
Bevorzugt wird der erste, permanent verbundene Energiespeicher auf einen ersten, höheren Spannungswert aufgeladen, während der der zweite Energiespeicher durch zeitweises Unterbrechen der Energiezufuhr aus der Spule mittels der Schalteinheit auf einen zweiten, gegenüber dem ersten niedrigeren Spannungswert aufgeladen wird. Wenn beide Energiespeicher aufgeladen sind, wird die Energiezufuhr zur Spule hin zeitweise unterbrochen.
Die Erfindung wird nun nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispieles unter Zuhilfenahme der Figuren näher erläutert. Im folgenden können für funktional gleiche und/oder gleiche Elemente mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet sein. Es zeigen:
Fig. 1 : Netzteilkonzept gemäß dem Stand der Technik
Fig. 2: Netzteilkonzept mit gemultiplexter Spule in der Abwärtswandlereinheit
Fig. 3: Detaiidarstellung der automatischen (lastabhängigen) Energie-Balancierung Fig. 4: Aufbau einer Aufwärtswandlereinheit mit mehreren Ausgangsspannungen und einer gemeinsamen Spule
Fig. 5: Ablauf im Grundprinzip
Fig. 6: Ablauf bei Energieoptimierung zugunsten eines Pfades
Fig. 7: Ablauf bei lastabhängigem Ausgleich Fig. 8 lastabhängige Steuerung des Netzteils mit integrierter Steuerung der Lastelemente sowie Kurzschluß- und Überspannungsüberwachung
Fig. 9 a)-c) div. Möglichkeiten der Nachregelung
Fig. 10 Schaltung mit schützender kapazitiver Anbindung an ein Bezugspotential Fig. 1 1 Synchronisation der Transistorschalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Transistorschalter 4.3 im energielosen „Stromwendepunkt" mit symmetrischem PMW-Takt
Fig. 12 Synchronisation der Transistorschalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Transistorschalter 4.3 im energielosen „Stromwendepunkt" mit unsymmetrischem PMW-Takt
Fig. 13 Synchronisation der Transistorschalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Transistorschalter 4.3 im stromrichtungsneutralen „Stromwendepunkt" mit symmetrischem PMW-Takt
Fig. 14 Synchronisation der Transistorschalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Transistorschalter 4.3 im stromrichtungsneutralen „Stromwendepunkt" mit unsymmetrischem PMW-Takt
Fig. 15 Synchronisation der Transistorschalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Transistorschalter 4.3 im energielosen „Stromwendepunkt" einerseits sowie im stromrichtungsneutralen „Stromwendepunkt" andererseits bei symmetrischem PMW-Takt
Fig. 16 Synchronisation der Transistorschalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Transistorschalter 4.3 im energielosen „Stromwendepunkt" einerseits sowie im stromrichtungsneutralen „Strom Wendepunkt" andererseits bei unsymmetrischem PMW-Takt
Fig. 17 Begrenzung des Stromes in die Spule 4.1 in Abhängigkeit vom Schaltwiderstand bzw. der Stromfähigkeit der jeweils aktivierten Schalter (TM2005/094)
Fig. 18 Ausführungsbeispiel mit zwei Widerstandsteilern und einer vorzeichenbehafteten
Differenzwerterfassungsvorrichtung als Entscheidungslogik zur zeitlichen Zuordnung der gemeinsamen Spule zu den einzelnen Energiespeichem (TM2005/098)
Fig. 19 Ausführungsbeispiel des permanent mit der Spule verbundenen Bezugspunktkondensators redundant als Leiterplatten-Kapazität (TM2005/102)
Fig. 20 Ausführungsbeispiel mit einem zusätzlichen Aufwärtswandler sowie einem zweiten Abwärtswandler (TM2005/138)
Fig. 21 Ansteuerverlauf für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 20 (TM2005/138)
Fig. 22 bevorzugte Ausgestaltung mit einer zweiten gemeinsamen Spule für den Aufwärtswandler und den zweiten Abwärtswandler (TM2005/139)
Fig. 23 Ausführungsbeispiel mit jeweils einem Schaltmittel zwischen Spule und jedem Energiespeicher sowie Ansteuerverlauf
Fig. 24 Ausführungsbeispiel mit einem ersten, permanent mit der Spule verbundenen
Energiespeicher und einem Schaltmittel zwischen Spule und zweitem Energiespeicher sowie Ansteuerverlauf bei permanenter Regelung des Stroms in die Spule auf den höheren Spannungswert des ersten Energiespeichers
Fig. 25 Ausführungsbeispiel mit einem ersten, permanent mit der Spule verbundenen
Energiespeicher und einem Schaltmittel zwischen Spule und zweitem Energiespeicher sowie Ansteuerverlauf bei wechselweiser Regelung des Stroms in die Spule je nach
Spannungswert des jeweils aktiv versorgten Energiespeichers
Figur 1 wurde bereits Eingangs zum Stand der Technik näher erörtert. Wie aus der Figur leicht ersichtlich ist, entsteht in den einzelnen Längsreglern (5.1 , 5.2, 5.3, 5.4), bedingt durch die Differenz der Eingangsspannung und der einzelnen Ausgangsspannung sowie des entnommenen Stromes am entsprechenden Ausgang jeweils eine nicht zu vernachlässigende Verlustleistung, insbesondere wenn es sich bei den Längsreglern um integrierte Realisierungen handelt.
Figur 2a/b zeigt die erfindungsgemäße Realisierung des wesentlichen Teils des Netzteilkonzepts, bei dieser die Spule 4.1 des Abwärtswandlers 4 mittels der Schalteinheit 7, hier vorzugsweise bestehend aus Schalter 7.1 , 7.2 und 7.3 in einer gemultiplexten Betriebsart wahlweise den einzelnen Funktionsblöcken des Netzteils zugeordnet werden kann, so dass die einzelnen Funktionsblöcke / Netzteilpfade mit unterschiedlichem Spannungsniveau am
Ausgang 4.5, 4.6 nach dem bekannten Prinzip eines Abwärtswandlers zeitlich gezielt
(einzeln / sequentiell oder parallel) mit Energie versorgt werden können, so dass ein jeder Pfad des Netzteils auf dessen individuelle Spannung am Ausgang mit einem Optimum an Wirkungsgrad hinregeln lässt.
Die Figur 2 ist hierbei einmal als prinzipielles Funktionsprinzip (Figur 2a) mit der gemultiplexten Zuordnung der Induktivität zu den einzelnen Spannungspfaden 4.5, 4.6 gezeigt, und zum anderen als konkretes Ausführungsbeispiel (Fig. 2b) mit den entsprechenden Transistoren 7.1 , 7.2, 7.3, welche für die entsprechenden Schaltvorgänge / zeitlichen Zuordnungen, zeitlich entsprechend angesteuert werden.
Figur 3 zeigt die Detaildarstellung hinsichtlich der Funktionsweise der automatischen (lastabhängigen) Energie-Balancierung. Wie aus der Darstellung zu entnehmen ist, werden die zu erzeugenden einzelnen unterschiedlichen Ausgangsspannungen V4.5.V4.6,... mittels einer Überwachungseinheit 6 spannungsmäßig überwacht, damit bei einer Annäherung der
Ausgangsspannung an die untere Bereichsgrenze des Ausgangsspannungsbereiches eine Nachladung eingeleitet werden kann.
Durch eine Prioritätsschaltung wird hierbei die zeitliche Zuordnung der Spule 4.1 an den entsprechenden Energiespeicher 4.5/4.6/... gesteuert, wobei bspw. jeweils derjenige Energiespeicher vorzugsweise exklusiv eine Zuordnung der Spule 4.1 erlangt, dessen
Ausgangsspannung im Vergleich zum anderen Pfad näher am Ausgangsspannungsbereich ist bzw. prozentual im Vergleich zum anderen Pfad weiter entfernt ist. Die exklusive Zuordnung der Spule 4.1 an die entsprechenden einzelnen Ausgangspfade bzw. Energiespeicher (hier nur 2 gezeigt, theoretisch auch auf mehrere Pfade erweiterbar) erfolgt hierbei durch die Schalteinheit 7, bspw. Schalter 7.1 , 7.2 und 7.3 welche in einer Art Gegentaktbetrieb (es kann zeitlich jeweils nur immer ein Pfad / Energieweg leitend / auf Durchgang geschaltet werden) angesteuert werden. Selbstverständlich ist es bei entsprechend anderer Ausgestaltung der Schalteinheit 7 aber grundsätzlich auch denkbar, mehr als genau einen Ausgangspfad zu bedienen, also beispielsweise zu bestimmten Zeiten oder Versorgungssituationen mehrere Energiespeicher 4.5,4.6 gleichzeitig mit der Spule 4.1 zu verbinden. Der Vorteil der vorliegenden Erfindung ist eine Optimierung von Netzteilen sowie die sich daraus ergebenden Auswirkungen:
- Reduzierung der Verlustleistung im System, da für die Lasten bzw. deren vorgeschaltete Längsregler eine bedarfsgerechtetere Spannung zur Verfügung gestellt wird
- Reduzierung der Eigenerwärmung, da weniger Verlustleistung in den Längsreglern und Schaltmitteln anfällt
- ggfs. Entfall aufwendiger Kühlmaßnahmen wegen der reduzierten Verlustleistung
- Entfall einer weiteren Spule, die ansonsten für zwei separat aufgebaute Wandlereinheiten erforderlich gewesen wäre
- Geringere Stromaufnahme des Systems aus der Kfz-Bordspannung - Optimierung des Gesamtwirkungsgrades
- Verringerung bei der Dimensionierung der Autarkiekapazität, wegen besseren Wirkungsgrad (Kosten- & Platzvorteil)
- Energie-Balancierung zwischen den Teilkomponenten ■•*> Reduzierung der Gesamtdimensionierung im „Summenwert") - Im System können Bauelemente mit einer niedrigeren Anforderung hinsichtlich der
Umgebungstemperatur (Statt 105° -^ 95° Temperaturprofil) zum Einsatz gebracht werden, wodurch preiswertere Komponenten zum Einsatz gelangen können (Preisvorteil).
Es erfolgt also quasi ein Betrieb einer Spule im gemultiplexten Betrieb (mit automatischer lastabhängiger Zuordnung) in einem Abwärtswandlerkonzept, bei diesem mit nur einer Spule mehrere Abwärtswandler nachgebildet werden.
Fig. 4 verdeutlicht die Anwendung dieses Prinzips bei einem Aufwärtswandier 4, bei dem der Strom durch die Spule 4.1 in der Freilaufphase, also bei geöffnetem Schalter zu Masse hin über die Diode in zumindest einen der Energiespeicher 4.5,4.6 fließt.
Die Figur 5 zeigt das grundsätzliche Prinzip der Ladeumschaltung zwischen den beiden Energiespeichern mittels der Schaltmittel 7.1 , 7.2, 7.3 der Schalteinheit 7. Der High-Zustand im Signalverlauf symbolisiert hierbei einen aktiven Zustand. Mittels einem Grundtakt Takt wird der Schalter 4.3 des Schaltnetzteils angesteuert, um die Induktivität 4.1 entsprechend dem bekannten Prinzip eines Schaltnetzteils zu bestromen.
Im ersten gezeigten Taktzyklus wird der Schalter 7.3 aktiv geschalten um den Energiespeicher 4.6 zu laden. Im zweiten Taktzyklus wird anstatt 7.3 nunmehr 7.1 und 7.2 aktiv geschalten, um den Energiespeicher 4.5 zu laden. Dieser Vorgang der wechselseitigen Aktivierung der Schaltmittel 7.3 oder 7.1 & 7.2 setzt sich zyklisch im Wechselbetrieb fort, so dass sich eine annähernde Gleichverteilung der Energien zwischen den beiden Pfaden einstellt.
Das Schaltmittel 7.1 bildet bei dieser und in den nachfolgenden Figuren eine Diode ab, die sich durch eine sehr niedrige Flußspannung zur Vermeidung von Verlustleistungen auszeichnet, und die Aufgabe hat, dass während des geöffneten Zustandes von 7.2 (bedingt durch die Reversediode in 7.2) von dem höheren Spannungspotential des Energiespeichers 4.5 kein Stromfluss zum Energiespeicher 4.6 (mit einem niedrigeren Potential gegenüber Energiespeicher 4.5) erfolgt. Die Fig. 6 zeigt einen alternativen Betriebszustand, welcher sich dadurch auszeichnet, dass der zyklische Wechsel zwischen den aktiven Phasen der Schaltermittel 7.1 , 7.2 7.3 der Schalteinheit in der halben Zykluszeit des Taktes wechseln. In diesem Betriebszustand wird während des Bestromens der Induktivität 4.1 durch den Schalter 4.3, jeweils der Energiespeicher 4.6 aufgeladen, und während des Freilaufens der Induktivität 4.1 jeweils der Energiespeicher 4.5 aufgeladen.
Der daraus sich ergebende Vorteil liegt daran, dass zur Ladung des Energiespeichers 4.5 eine maximale Spulenenergie zur Verfügung steht, da die Induktivität, bedingt durch die höhere Spannungsdifferenz (V4.6 < V4.5), in der Phase der Bestromung mit einem höheren Energieniveau geladen werden kann. Der Nachteil dieser Betriebsart ist darin zu sehen, dass zwischen den beiden Energiespeichern keine Energiebalancierung (wie im Spezialfall 2 in Fig. 7 gezeigt) hinsichtlich deren Ladung vorgenommen werden kann, und dass die Schaltvorgänge zeitlich äußerst präzise erfolgen müssen.
Die Fig. 7 zeigt die Möglichkeit der Energiebalancierung, indem die zeitliche Aktivierung der Schaltmittel 7.1 , 7.2, 7.3 der Schalteinheit 7 unsymmetrisch erfolgt. Durch die ungleichmäßige Aktivierung der Schaltmittel kann hierdurch die Energie der Spule 4.1 entsprechend der zeitlichen Aktivierungsdauer der einzelnen Schaltmittel 7.1 , 7.2, 7.3 entsprechend des Bedarfs an den Energiespeichern (4.5, 4.6) entsprechend gesteuert zugeordnet werden. In der Darstellung wird durch die längere Aktivierungsdauer des Schaltmittels 7.3, gegenüber der Aktivierungsdauer der Schaltmittel 7.1 & 7.2, dem Energiespeicher 4.6 mehr Energie zugeführt, als dem Energiespeicher 4.5. Für dieses Schaltnetzteil ergeben sich verschiedene Algorithmen zum Betreiben eines solchen getakteten Schaltnetzteilkonzepts, bei dem eine Schalteinheit die Spule zumindest zeitweise zeitversetzt mit zumindest einem von mehreren Energiespeichern verbindet, um unterschiedliche Ausgangsspannungen zu erzeugen, bzw. die Energiespeicher auf unterschiedliche Spannungsniveaus aufzuladen.
Wie aus den Figuren 8 und 9 der Funktionserläuterung ersichtlich ist, ist zur korrekten Funktion bzw. einer Funktion zur Erlangung a) eines optimierten Wirkungsgrades / Wirkungsprinzips, b) bei zeitgleicher Minimierung der Störungen bzw. Spannungsschwankungen eine Einhaltung bestimmter Schaltsequenzen an den Schaltern 7.1 , 7.2, 7.3 der Schalteinheit 7 einzuhalten, damit das erwünschte Ergebnis erreicht wird.
Hierbei finden neben den bereits oben genannten Betriebsarten (Grundprinzip gemäß Figur 5, Spezialfall 1 gemäß Figur 6 und Spezialfall gemäß Figur 7) weitere Betriebszustände eine besondere Bedeutung, welche es näher zu erörtern gilt. Unter den weiteren Betriebszuständen sind in Rahmen dieser Anmeldung
- die Einschaltphase / Ladephase der Energiespeicher (von Null auf Soll), sowie
- Betriebsphase / Nachladephase der Energiespeicher (halten der Soll-Spannung) zu verstehen.
So ergeben sich für die Einschaltphase alternative grundlegende Prinzipien, die - die zum einen eine reine sequentielle Ladung der zu ladenden Energiespeicher (4.5, 4.6) vorsieht (gemäß Fig. 9.b), oder
- zum anderen eine beginnende parallele Ladung der zu ladenden Energiespeicher 4.5, 4.6 vorsieht.
Letztere kann bspw. in eine „Einzelladung" übergehen, sofern einer oder mehrere der zu ladenden Energiespeicher die Soll-Spannung (den Zielwert) erreicht hat / haben gemäß Fig. 9.a., oder alternativ gemeinsam endend ausgestaltet werden, wenn auf die jeweilige relative Abweichung vom Sollwert geregelt wird.
Hiervon abweichende Prinzipien (z.B. verschachtelt oder abwechselnd) sind ebenso denkbar, wobei diese aus Gründen eines höheren Realisierungsaufwandes nicht dargestellt werden. Für die Betriebsphase sind ebenso zwei grundlegende Prinzipien zu unterscheiden, welche sich im Ziel, hinsichtlich
- einer möglichst schnellen Nachregelung, mit einer möglichst geringen Abweichung von der Soll-Spannung, oder - einer möglichst homogenen Nachregelung, mit einer möglichst geringen Anzahl von „Spulen- Zuordnungs-Wechselvorgängen" pro Zeiteinheit, differenzieren.
Bei der homogenen Nachregelung ist als mögliche zusätzliche Option, eine zeitliche mindest Zuordnungsdauer möglich, mittels dieser Option die Zuordnung der Spule zu einem Energiespeicher für mindestens eine bestimmte Anzahl von Grund-Taktzyklen des Schaltnetzteils bestehen bleibt.
Die Steuerung / Regelung, bzw. die Lenkung der Priorität der beiden obigen Prinzipien der Betriebsphase erfolgt mittels der Definition / Vorgabe von einzuhaltenden Toleranzbändern an den jeweiligen Energiespeichern. Eine schnelle Nachregelung wird hierbei dadurch erreicht, indem jeweils demjenigen
Energiespeicher die Spule zum nächsten sinnvollen Zeitpunkt zugeordnet wird, dessen Ist- Spannung sich prozentual am weitesten von der Soll-Spannung (Zielwert) entfernt befindet (gemäß Fig. 9c).
Als Ausnahme ist auch ein Zeitfenster möglich, in diesem keine Zuordnung der Spule zu einem Energiespeicher stattfindet. Letzteres ist für den Fall möglich, wenn sich alle Spannungen der Energiespeicher in einem Bereich befinden, welche sehr nahe dem Zielwert sind.
Eine homogene Nachregelung wird hierbei dadurch erreicht, indem jeweils demjenigen momentanen Energiespeicher die Spule solange zugeordnet bleibt, bis die Spannung eines weiteren Energiespeichers an die Grenze eines vorgegebenen Grenzwertes gelangt, oder diesen über-/ unterschreitet.
Fig. 8 skizziert darüber hinaus, dass neben der Überwachung der Ausgangsspannungen (hier durch die Komparatoren K2 und K1 mit dem jeweils als Ausgangsspannung vorgegebenen Referenzspannungen V2 und V1) auch eine Gesamtsteuerung des Systems erfolgen kann, die sowohl die Steuerung der Pulsweitenmodulation des Schalters T4, welcher für die Ladephasen der Spule 4.1 zuständig ist, als auch die einzelnen Lasten 0-3 gesteuert werden, indem diese bspw. erst bei Erreichen einer ausreichenden Mindestausgangsspannung an den Kondensatoren 4.5/4.6 in Betrieb genommen und bei nicht ausreichender Energiemenge entsprechend einem Energienotfallkonzept entsprechend vorgegebener Priorität abgeschaltet werden, d.h. Lasten mit niedrigerer Priorität entsprechend bei niedrigem Energieniveau früher deaktiviert werden als die sicherheitskritischen Lasten. Dazu sind entsprechende
Steuerleistungen st vorgesehen. Über diese Steuerleitungen kann zusätzlich auch der elektrische Betriebszustand der Lasten 0-3 erfasst werden, bspw. Kurzschlüsse, Über- oder Unterspannungen an den Lasten erkannt und die Ansteuerung entsprechend angepasst werden, insbesondere entsprechend gestörte oder gefährdete Lasten deaktiviert oder die Bereitstellung von Energie in diese Ausgangspfade unterbunden werden bzw. nach Wegfall/Behebung der Störungen die Lasten aus dem Standby wieder aktiviert werden. Wie aus den Figuren 11 bis 16 der Funktionserläuterung jedoch des weiteren ersichtlich wird, ist zur korrekten Funktion bzw. einer Funktion zur Erlangung a) eines optimierten Wirkungsgrades / Wirkungsprinzips, b) bei zeitgleicher Minimierung der Störungen c) einer zuverlässigen Betriebssicherheit eine Einhaltung bestimmter Schaltsequenzen bzw. eine Synchronisation an den Schaltern 7.1 , 7.2, 7.3 der Schalteinheit 7 in Bezug zum Schalter 4.3 vorzugsweise vorzusehen, damit es zu keinen Störungen oder gar einer Zerstörungen des Wandlers infolge hoher entstehender Induktionsspannungen kommen kann. Bei dem Betreiben eines solchen getakteten Schaltnetzteilkonzepts ist es vorteilhaft, dass die zeitliche Zuordnung (Schaitvorgang der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 der Induktivität (4.1) zu den Energiespeichern (4.5, 4.6) in einem zeitlich abgestimmten Zeitpunkt, in Bezug zum Schalter 4.3 erfolgt, wobei der Schalter 4.3 für die getaktete Bestrom ung (Energiezuführung) der Induktivität (4.1) des Schaltwandlers verantwortlich ist. Die zeitliche Zuordnung der Schaltvorgänge bzw. Synchronisation der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 zu dem der Induktivität (4.1) energiezuführenden Schalters 4.3 ist wichtig, um eine Induktion von Überspannung zu vermeiden, sofern keine permanente Verbindung zu einem Energiespeicher vorliegt, wie in einem späteren Beispiel noch erläutert wird.
So sollte die Induktivität 4.1 im Lastfall, also während des Stromflusses stets einen Fußpunkt / Bezugspunkt besitzen und der Umschaltvorgang der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Zwecke der Zuordnung der Induktivität zu den Energiespeichern vorzugsweise im wesentlichen zeitgleich mit den „Stromwendepunkten" in der Induktivität erfolgen.
Vorzugsweise ist hierzu der untere, „energielose Stromwendezeitpunkt" zu wählen, bei diesem die Induktivität von der Freilaufphase durch Schließen des Schalters 4.3 in den Ladezustand übergeführt wird, da zu diesem Zeitpunkt sich die Induktivität in einem energielosen bzw. zumindest nahezu energielosen Zustand befindet.
In Sonderfällen, wie dieser bereits in Figur 6 dargestellt ist, kann auch der Zeitpunkt bzw. der obere, „stromrichtungsneutrale Stromwendezeitpunkt" gewählt werden, bei diesem die Induktivität von der Ladephase in die Freilaufphase überführt wird, da zu diesem eng begrenztem Zeitpunkt der Stromfluss infolge der stattfindenden Stromrichtungsänderung in der Induktivität kurzzeitig „neutral" (Null) ist. Sofern dieser Arbeitspunkt zum Betreiben des Wandlerkonzepts gewählt wird, ist gegenüber der zuvor beschriebenen energielosen „Stromwendepunkf-Betriebsart, ein besonderes kritisches Timing zu beachten, da hierzu die zeitliche Einhaltung der Schaltzeitzuordnungen im Anforderungsbereich von ca. 50 nsec liegen. Um diesen hohen Anforderungen bzgl. der einzuhaltenden Schaltzeiten entgegenzuwirken, hat es sich gezeigt, dass ein Stützkondensator 8 im nF-/μF-Bereich zur Nachbildung des ersatzweisen Fußpunktes / Bezugspunktes am Knotenpunkt der Schaltermatrix (7.1 , 7.2) zur Induktivität (4.1), sehr hilfreich auswirken kann, wie dieser in Fig. 10 skizziert ist.
Weiterhin sei angeführt, dass sich der bislang in den Figuren gezeigte (symmetrische) Takt zur Steuerung des Schalters 4.3, in Abhängigkeit der Last an den Ausgängen des Schaltnetzteils, PWM-mässig (Puls-Weiten-Moduliert) ändern kann.
Ebenso ergibt es sich, dass sich die Synchronisation der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 jeweils auf die aktuell vorliegenden steigenden bzw. fallenden Schaltflanken, des der Induktivität 4.1 energiezuführenden PWM-modulierten Schalters 4.3 beziehen.
Die Synchronisation ist zumindest immer dann sinnvoll, wenn ein aktueller Zuordnungswechsel der Induktivität zu den Energiespeichern durchgeführt wird, wobei vorzugsweise ein
Zuordnungswechsei erst immer nach einer Anzahl von bestimmten Taktzyklen stattfindet. Letzteres wird maßgebend von der Regelphilosophie mitbestimmt, wobei hierbei die „schnelle Nachregelung" von der „homogenen Nachregelung" zu differenzieren ist, bzw. die Häufigkeit des Zu.ordnungswechsels davon beeinflusst wird. Fig. 1 1 zeigt ein Beispiel, bei diesem die Synchronisation der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum
Schalter 4.3, im energielosen „Stromwendepunkt" stattfindet, bzw. darauf Bezug genommen wird, wobei der als Bezug geltende Takt, als symmetrischer PMW -Takt dargestellt ist.
Fig. 12 zeigt ein Beispiel, bei diesem die Synchronisation der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Schalter 4.3, im energielosen „Stromwendepunkt" stattfindet, bzw. darauf Bezug genommen wird, wobei der als Bezug geltende Takt, als unsymmetrischer PMW -Takt dargestellt ist.
Fig. 13 zeigt ein Beispiel, bei diesem die Synchronisation der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Schalter 4.3, im stromrichtungsneutralen „Stromwendepunkt" stattfindet, bzw. darauf Bezug genommen wird, wobei der als Bezug geltende Takt, als symmetrischer PMW -Takt dargestellt ist. Fig. 14 zeigt ein Beispiel, bei diesem die Synchronisation der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Schalter 4.3, im stromrichtungsneutralen „Stromwendepunkt" stattfindet, bzw. darauf Bezug genommen wird, wobei der als Bezug geltende Takt, als unsymmetrischer PMW -Takt dargestellt ist.
Fig. 15 zeigt ein Beispiel, bei diesem die Synchronisation der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Schalter 4.3, im stromrichtungsneutralen „Stromwendepunkt" als auch im energielosen „Stromwendepunkt" stattfindet, bzw. darauf Bezug genommen wird, wobei der als Bezug geltende Takt, als symmetrischer PMW-Takt dargestellt ist.
Fig. 16 zeigt ein Beispiel, bei diesem die Synchronisation der Schalter 7.1 , 7.2, 7.3 zum Schalter 4.3, im stromrichtungsneutralen „Stromwendepunkt" als auch im energielosen „Stromwendepunkt" stattfindet, bzw. darauf Bezug genommen wird, wobei der als Bezug geltende Takt, als unsymmetrischer PMW-Takt dargestellt ist. Ziel der Fig. 17 ist es, eine Detailausführung eines Überlastschutzes für das Schaltnetzteilkonzept vorzustellen. Wie bereits eingangs erwähnt, ist dieses Konzept auch erweiterbar, so dass mehr als nur zwei unterschiedliche / unabhängige Ausgangsspannungen erzeugt werden, indem die gemeinsame Spule auf mehr als zwei Pfade / Energiespeicher gemultiplext wird. Der Einfachheit wegen wird in der nachfolgenden Beschreibung häufig der Begriff „Pfad" / „Energiepfad" verwendet, der als Synonym (vereinfachte Ausdrucksweise) für je einen Energiespeicher mit den entsprechenden nachfolgenden Schaltungskomponenten (z.B. Längsregler / Last) zu verstehen ist.
Die Generierung von mehr als zwei unterschiedlichen / unabhängigen Versorgungsspannungen / Energiepfaden, ist zumindest dann von großer Bedeutung, wenn sich unter den unterschiedlichen Pfaden, einzelne Pfade befinden, aus diesen nur eine geringe Leistungsabnahme (wegen geringer angeschlossenen Last) gefordert ist.
Je nach der erforderlichen Leistung bzw. in der Applikation geforderten Versorgung der Last mit Energie bestimmt sich die Energie, welche der Abwärtswandler mittels der gemultiplexten Induktivität dem entsprechenden Pfad zur Verfügung stellen muss. Je geringer die erforderliche Energie ist, je „geringer" (leistungsschwächer) können theoretisch auch die im entsprechenden Pfad beteiligten (Halbleitertransistor)Schalter 7.1 , 7.2, 7.3, 7.5, 7.6 ausgeführt werden, da diese nur eine entsprechend geringe Energie zu schalten haben.
Bei der Realisierung ist hierbei jedoch zu beachten, dass in der Praxis die oben beschrieben theoretische Dimensionierung / Auslegung der beteiligten Schalter 7.1 , 7.2, 7.3, 7.5, 7.6 nur dann zulässig ist, wenn zeitgleich dafür durch eine entsprechende schaltungstechnische Maßnahme entsprechend dafür gesorgt wird, dass der jeweilige zeitlich geltende Abschaltstrom in 4.3 zum Bestromen der Spule an die Stromfähigkeit der Schalter des momentan zugeordneten Pfades variabel angepasst wird, damit bei diesen kein strommäßiger Überlastungszustand auftreten kann.
Die Stromfähigkeit der Transistoren 7.1 , 7.2, 7.3, 7.5, 7.6 ist dabei von deren Schaltwiderstand (RDSon) abhängig und somit beide Größen alternativ zur Regelung geeignet.
Ein weiterer Aspekt, welcher sich bei gering geforderten Leistungen infolge geringer Lasten an den einzelnen Pfaden ergibt, ist, dass die benötigte Spannung für die Last eventuell direkt generiert wird. Unter direkt ist hierbei zu verstehen, dass in dem entsprechendem Pfad kein zusätzlicher Längsregler zur Spannungsstabilisierung verwendet wird, sondern dass die generierte Spannung direkt dem Verbraucher / der Last zugeführt wird. Letzteres ist besonders dann umsetzbar, wenn neben einer geringen Energieanforderung im entsprechenden Pfad keine exakte Präzision hinsichtlich der Genauigkeit der generierten Spannung im Pfad gefordert ist. Durch entsprechend häufige, betragsmäßig aber geringe Nachladung kann auch ohne Längsregler am Energiespeicher eine relativ konstante Spannung zur Verfügung gestellt werden. Wie aus der Fig. 17 ersichtlich ist, werden die Schalter 7.1 , 7.2, 7.3, 7.5, 7.6 der 3 einzelnen dargestellten Pfade von der Schalteinheit 7 zum wechselseitigen Verbinden der Spule 4.1 angesteuert. Den 3 dargestellten Pfaden sind hierbei 3 unterschiedliche Lasten zugedacht.
Dem oberen Pfad mit dem Energiespeicher 4.5 ist eine hohe Last zugeordnet, so dass die Schalter 7.1 & 7.2 einen entsprechenden niedrigen RDSon (Schaltwiderstand) haben müssen, damit der Strom mit einem entsprechend geringen Spannungsabfall durch die Schalter dem Energiespeicher 4.5 zugeführt werden kann. Der RDSon ist dabei der Innenwiderstand des eingeschalteten, also niederohmig stromleitenden Schalttransistors.
Dem mittleren Pfad mit dem Energiespeicher 4.7 ist eine niedrige Last zugeordnet, so dass die Schalter 7.5 & 7.6 nur einen entsprechenden hohen RDSon (Schaltwiderstand) haben müssen, damit der Strom mit einem entsprechend geringen Spannungsabfall durch die Schalter dem Energiespeicher 4.7 zugeführt werden kann.
Dem unteren Pfad mit dem Energiespeicher 4.6 ist eine mittlere Last zugeordnet, so dass der Schalter 7.3 einen entsprechenden mittleren RDSon (Schaltwiderstand) haben muss, damit der Strom mit einem entsprechend geringen Spannungsabfall durch den Schalter dem Energiespeicher 4.6 zugeführt werden kann. In diesem Pfad ist nur ein Transistor 7.3 dargestellt, da bedingt durch die angenommene kleinste Spannung in diesem Pfad (gegenüber den anderen Pfaden), bei einem geöffneten Transistors 7.3 kein Strom durch die Reversediode des Transistors 7.3 zurückfliesen kann. In der Schalteinheit 7 werden die variablen Stromschwellen für den Transistor 4.3 als Funktion der jeweiligen Zuordnung der Induktivität 4.1 an den entsprechenden Pfad, bzw. der jeweiligen RDSon (Schaltwiderstände) der Schalter entsprechend gesteuert, damit in der Entladephase der Induktivität 4.1 keiner der momentan zugeordneten Schalter (7.1 , 7.2, 7.3, 7.5, 7.6) strommäßig überfordert wird. Als Kriterium der variablen Stromschwelle, die es einzuhalten gilt, ist hierbei zu berücksichtigen, dass der Abschaltstrom des Schalters 4.3 vorzugsweise kleiner (kleiner gleich) als die jeweilige Stromfähigkeit der zugeschalteten / aktivierten Schalter (7.1 , 7.2, 7.3, 7.5, 7.6) gewählt sein muss.
Weiter ist aus der Figur zu entnehmen, dass am unteren Pfad mit dem Energiespeicher 4.6 die Arbeitsspannung für die angeschlossene Last direkt (ohne zwischengeschalteten Längsregler) generiert wird. Eine direkte Generierung ist immer dann möglich, wenn die erforderliche Energie nicht zu groß ist und/oder an die Genauigkeit der generierten Spannung keine exakten Anforderungen gestellt werden, so dass eine entstehende Spannungs-Restwelligkeit am Energiespeicher 4.6 keinen negativen Einfluss auf die Last (z.B. μP, Interface, Aktuatorik) ausüben kann. Weitere Weiterbildungen zur Realisierung einer Spannungsüberwachung und Steuerung der PWM als auch Zuordnung der Energie zu den Pfaden sind anhand von Fig. 18 zu erkennen, wobei auch abweichende Realisierungen, beispielsweise auf Basis eines Mikroprozessors oder anderen Schaltungskonzepten denkbar sind. ε Aus einer nicht näher dargestellten Spannungsquelle 2, bspw. dem Kfz-Bordnetz, wird die Spule 4.1 über ein steuerbares Schaltelement 4.3 mit Energie versorgt. Mit dem Eingang der Spule 4.1 ist eine Freilaufdiode 4.8 in Form einer Reversediode eines Transistors verbunden, die gegen Masse geschaltet und entgegen der Polarität der Spannung der Spannungsquelle 2 gepolt ist . Zur Verbesserung des Wirkungsgrades ist die Freilaufdiode 4.8 in diesem Beispiel 0 als „aktive Diode" ausgeführt, welche mittels eines schaltbaren Halbleiterschalters realisiert ist. Während der Bestromungsphase der Induktivität 4.1 mittels dem Schalter 4.3 wird hierzu die Schaltfunktion der „aktiven Freilaufdiode", vom PWM-Generator 8.3 in deren sperrenden Zustand gesteuert, wohingegen in der Freilaufphase der Induktivität 4.1 die Schaltfunktion der „aktiven Freilaufdiode", vom PWM-Generator 8.3 in deren leitenden Zustand gesteuert wird, 5 damit der Spannungsabfall über der Freilaufdiode 4.8 möglichst gering gehalten werden kann.
Der zweite Anschluss der Induktivität 4.1 ist über die Schalteinheit 7 mit den Energiespeichern (4.5,4.6,...) für die Ausgangsspannungen (V4.5,V4.6,...) verbunden, wobei vorzugsweise jeweils genau ein Pfad aktiv, d.h. leitend ist.
Zudem sind Vorrichtungen 8.1 ,8.2 zur Erfassung der Abweichung der Ausgangsspannungen 0 (V4.5,V4.6,...) von den jeweiligen Soll-Spannungen (Vref 1 ,Vref2) vorgesehen, die hier in Fig. 18 als Komparatoren ausgestaltet sind. Die Ausgänge der Spannungserfassungsvorrichtungen 8.1 ,8.2 sind mit einem PWM-Generator 8.3 verbunden. Der PWM-Generator 8.3 steuert sowohl die „aktive Diode" als auch das Schaltelement 4.3 zur Bestromung der Spule, wobei sich hierbei das PW M -Verhältnis als Funktion von der Abweichung der momentanen Ist-Spannung am 5 gerade zu ladenden Energiespeicher 4.5 zur vorgegebenen Soll-Spannung Vref 1 einstellt.
Die „physikalische" Zuordnung der Induktivität (4.1) zu den beiden gezeigten Energiespeichern (4.5, 4.6), welche erfindungsgemäß zumindest zeitweise zeitversetzt stattfindet, erfolgt mittels den Schaltelementen 7.1 , 7.2 und 7.3. Zur Vermeidung von Störungen, während der Schaltvorgänge der Schaltmittel 7.1 , 7.2 und 7.3, ist an dem Knotenpunkt des zweite Anschluss 0 der Induktivität 4.1 zu den Schaltmitteln 7.1 und 7.3 eine gegenüber den Energiespeichern 4.5, 4.6 wesentlich kleinere Kapazität 8 angeordnet.
Die Entscheidung darüber, welchem der Energiespeicher 4.5, 4.6 die Induktivität 4.1 mittels den Schaltmitteln 7.1 , 7.2, 7.3 zugeordnet wird, erfolgt in diesem Ausführungsbeispiel mittels einer Entscheidungslogik 9.1 , bestehend aus mindestens zwei Spannungsteilern 9.1.1 , 9.1.2 zur 5 Erfassung und Bewertung der Ausgangsspannungen V4.5, V4.6 und einen vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungsvorrichtung 9.1.0. Alternativ zu einem Spannungsteiler kann es sich auch um einen Eingang eines A/D-Wandlers (Analog-Digital-Wandler) handeln und die Bewertung digital, bspw. mittels eines Mikroprozessors erfolgen.
Bei der vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungsvorrichtung 9.1.0 handelt es sich vorzugsweise um einen Operationsverstärker ist, der als Komparator betrieben wird. Alternativ zu dem Operationsverstärker kann hierbei auch ein Komparator oder in Mikroprozessor eingesetzt werden.
Die Funktionsweise der Entscheidungslogik 9.1 wird anhand eines Zahlenbeispiels näher erläutert. Die beiden aktuellen Spannungswerte V4.5,V4.6 an den Energiespeichern 4.5, 4.6 werden mittels den Spannungsteilern bestehend aus den Widerständen 9.1.1.1 , 9.1.1.2,
9.1.2.1 , 9.1.2.2 erfasst. Das Verhältnis der beiden Spannungsteiler 9.1.1 , 9.1.2 ist hierbei so gewählt, dass sich an den beiden Mittelabgriffen der beiden Widerstandsteiler 9.1.1 , 9.1.2 eine identische Spannung einstellt, wenn die beiden Spannungswerte V4.5.4.6 an den Energiespeichern 4.5, 4.6 jeweils deren Soll-Spannung Vrefi , Vref2 erreicht haben. Wird für die Spannung V4.5 am Energiespeicher 4.5 eine gewünschte Soll-Spannung Vrefi von beispielsweise 10.0 Volt angenommen, so ist der Widerstandsteiler 9.1.1 mit dessen Widerständen (9.1.1.1 , 9.1.1.2) auf ein Teilerverhältnis von 25% einzustellen (z.B. 9.1.1.1 = 750 Ohm, 9.1.1.2 = 250 Ohm), damit sich am Mittelabgriff des Widerstandsteilers (9.1.1) ein Spannungswert von 2.5 Volt ergibt, welcher dem ersten Eingang der vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungsvorrichtung 9.1.0 zugeführt wird. Entsprechend sei weiter für die
Spannung V4.6 am Energiespeicher 4.6 eine Soll-Spannung Vref2 von beispielsweise 5.0 Volt gewünscht, so ist der Widerstandsteiler (9.1.2) mit dessen Widerständen (9.1.2.1 , 9.1.2.2) auf ein Teilerverhältnis von 50% einzustellen (z.B. 9.1.2.1 = 500 Ohm, 9.1.2.2 = 500 Ohm), damit sich am Mittelabgriff des Widerstandsteilers (9.1.2) ebenso ein Spannungswert von 2.5 Volt ergibt, welcher dem zweiten Eingang der vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungs- vorrichtung (9.1.0) zugeführt wird. Die Dimensionierung der Widerstände der Widerstandsteiler (9.1.1 , 9.1.2) hat vorzugsweise nach folgender Formel zu erfolgen:
(9- 1. 1.1. + 9.1 .1 .2)
9.1.1.2 Vrefl
(9. 1 .2.1 + 9.1. ?, ,2) Vref2
9.1.2.2
In Abhängigkeit davon, welche der beiden Spannungswerte V4.5.V4.6 an den Energiespeichem 4.5, 4.6 nun verhältnismäßig (prozentual) gegenüber dem Anderen am weitesten von der gewünschten Soll-Spannung Vrefl , Vref2 abweicht, fällt die Entscheidung der „Induktivitäts- Züordnung" mittels der vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungsvorrichtung 9.1.0 zugunsten des „Pfades" aus, welcher am weitesten abweicht. Vorzugsweise wird die digitalisierte Ausgangsinformation (High / Low) der vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungsvorrichtung 9.1.0, welche im Beispiel als Komparator ausgeführt ist, zum nächstmöglichen Zeitpunkt mittels eines flankengesteusrten Flip-Flops (9.2) einem Eingang der Steuereinheit (9.3) zugeführt. Hierzu ist der Ausgang der vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungsvorrichtung (9.1.0) ist mit dem Eingang eines flankengesteuerten Flip-Flops (9.2) verbunden, damit die logische Ausgangsinformation (High / Low) der vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungs- vorrichtung (9.1.0) mit dem Takt des Netzteils flankensynchron auf die Steuereinheit (9.3), welche die Zuordnung der Spule steuert, rückgeführt / zugeführt wird. Mittels der Ausgangsinformation werden mit der Steuereinheit (9.3) bzw. den Ausgängen (S3, S4) der Steuereinheit die Schalter 7.1 , 7.2 und 7.3 entsprechend gesteuert.
Mit der „physikalische" Zuordnung der Induktivität 4.1 zu den beiden gezeigten Energiespeichern (4.5, 4.6) erfolgt synchron mittels den Eingängen S1 , S2 eine Umschaltung der gerade berücksichtigten Vorrichtung 8.1 bzw. 8.2 zur Erfassung der Abweichung der Ist- Spannung V4.5 bzw. V4.6 zur jeweiligen Soll-Spannung Vrefi bzw. Vref2, damit das Regelverhalten des PWM-Generators 8.3 jeweils an die Energie-Bedürfnisse der Energiezweige / Energiepfade V4.5.V.4.6 bzw. der dort befindlichen Energiespeicher 4.5, 4.6 angepasst werden kann. Die PWM-Regelung erfolgt also vorzugsweise individuell für den jeweils aktiven Pfad, wie dies auch noch in späteren Beispielen erläutert wird. Die Anpassung erfolgt hierbei dadurch, indem von der Steuereinheit 9.3 in Abhängigkeit der digitalisierten Ausgangsinformation (High / Low) der vorzeichenbehafteten Differenzwert- erfassungsvorrichtung 9.1.0 jeweils diejenige Größe der beiden Regelabweichungen von den Ausgängen der Vorrichtungen 8.1 , 8.2 weitergegeben wird, zugunsten deren „Pfad" die Nachladeentscheidung ausgefallen ist. Im gezeigten Beispiel wird die Regelabweichung der Vorrichtung 8.1 , also die Abweichung von V4.5 zur Soll-Spannung Vrefi über den Eingang S2 von der Steuereinheit 9.3 berücksichtigt, da die momentane Ladeentscheidung zugunsten dem Energiespeicher 4.5 getroffen wurde, welches durch die aktive Ansteuerung der Schalteiemente 7.1 und 7.2 mittels des Ausgangs S4 symbolisiert ist, wohingegen das Schaltelement 7.3 sich im passiven Betriebsmodus (hochohmiger Zustand) befindet, welches durch die passive Ansteuerung des Schaltelementes 7.3 mittels des Ausgangs S3 symbolisiert ist.
Als ein wesentlicher Vorteil bei dieser Realisierung des Regelverhaltens ist anzuführen, dass das Regelverhalten sehr stabil ist und sich der Regelbereich zur Ladung an den Energiespeichern (4.5, 4.6) von Null Volt beginnend über den gesamten Ladespannungsbereich erstreckt, wobei beide Energiepfade über die selbe „Anforderungspriorität" verfügen, so dass sich auch in der Hochlaufphase (bei der Inbetriebnahme des Systems) ein „synchrones" Aufladen der beiden Energiespeicher (4.5, 4.6) einstellt bzw. beide Energiespeicher (4.5, 4.6) „synchron" im „Wechselbetrieb" zeitgleich auf deren Sollspannung (Vrefi , Vref2) aufgeladen werden.
Fig. 19 zeigt eine Schutzfunktion mittels einer Leiterplattenkapazität, damit im Falle eines Fehlers (fehlender Entstörkondensator) die spannungsempfindlichen Schaltkreise (ASICs) vor Überspannung noch ausreichend geschützt sind.
Da das Schaltverhalten der Schalter 7.1 ff. infolge der hohen Arbeitsfrequenz im 100 kHz Bereich relativ kritisch ist (100 nsec-Bereich), müssen bestimmte Bedingungen eingehalten werden.
Zum einen sollten nicht alle Schalter 7.1 ff. gleichzeitig geschlossen werden, da ansonsten infolge der Potentialdifferenz ein Ausgleichsstrom zwischen den beiden Energiespeichern (4.5, 4.6) erfolgen würde.
Zum anderen darf das zeitliche Fenster, dass alle Schalter 7.1 ff. geöffnet sind (die Spule mit - keinem Energiespeicher verbunden ist), nicht zu groß sein, da ansonsten die Spule 4.1 wegen des fehlenden „Fußpunktes" quasi als „Zündspule" einen Spannungsimpuls generieren könnte, welcher die zum Umschalten benötigten Halbleiterschalter zerstören könnte.
Aus diesem Grunde ist der Kondensator 8.1 vorgesehen, der während des Umschaltens der Schalter 7.1 ff. dafür sorgt, dass es zu keinen unerwünschten Spannungsspitzen kommen kann. Somit besitzt der Kondensator 8 eine wichtige Schutzfunktion.
Damit es bei einem angenommenen Fehlerfall (FMEA-Betrachtung), wie z.B. einer fehlerhaften Lötstelle am Kondensator mit sporadischen Aussetzern, nicht zu einer Zerstörung des Systems kommen kann, wird aus Sicherheitsgründen vorgeschlagen, dass der Kondensator vorzugsweise redundant ausgeführt wird, wobei hierzu insbesondere eine Leiterplatten- Kapazität 8.2 bevorzugt wird, welche mittels dem Layout der Leiterplatte nachgebildet wird.
Der Vorteil dieser Leiterplattenkapazität 8.1 ist diese, dass diese permanent vorhanden ist, bzw. nicht fehlen kann. Damit dieser die Schutzfunktion wahrnehmen kann, genügt ein relativ geringer Wert (ca. 200 pF), welcher um ca. Faktor 10 geringer als der Kondensator 8 sein kann.
Damit auf der Leiterplatte mittels der Layoutgestaltung ein Kondensator von ungefähr 20OpF nachgebildet werden kann, wird ungefähr eine Leiterplattenfläche von 9,6 cm2 benötigt, wenn die Nachbildung in einer der Außenlagen erfolgt. Damit bei der Nachbildung des Kondensators 8.1 mittels Layout nicht zu viel Fläche belegt, bzw. „blockiert" wird, ist es von Vorteil, wenn die Anordnung zur Kondensatornachbildung im Bereich der auf der Leiterplatte vorhandenen Kondensatoren erfolgt. Beispielrechnung:
I: Strom in der Spule zum Umschaltzeitpunkt ca. 100 rriA, t: Übergangszeit im Umschaltvorgang ca. 100 nsec, C: Leiterplattenkapazität ca. 200 pF
* Delta U (im Fehlerfall) ist ca. 50 Volt Nachfolgend sollen besondere anwendungsspezifische Weiterbildungen beschrieben werden, bei denen das zugrunde liegende Netzteilkonzept auf besondere Erfordernisse anpassbar ist.
Je nach Applikationsanwendung unterliegen die elektronischen Steuergeräte im Fahrzeug unterschiedlichen Randbedingungen, wie z.B. dem geforderten Versorgungsspannungsbereich und einer evtl. geforderten Autarkiezeit. Bei Applikationen z.B. im ABS-Bereich wird ein Versorgungsspannungsbereich, bei diesem die Elektronikeinheit funktionsfähig sein muss, von ca. 9 Volt bis 18 Volt gefordert, wobei an die Systeme keine Autarkieanforderungen gestellt werden, da eine Bremsfunktion nach einem erfolgtem Crash (bei diesem die Fahrzeugversorgung beschädigt werden könnte und somit nicht mehr sicher gewährleistet ist) nicht mehr erforderlich ist. Bei Applikationen z.B. im Airbag-Bereich wird ein Versorgungsspannungsbereich, bei diesem die Elektronikeinheit funktionsfähig sein muss, von ca. 6 Volt bis 18 Volt gefordert, wobei an die Systeme Autarkieanforderungen gestellt werden, da eine Airbagauslösefunktion gerade nach einem erfolgtem Crash (bei diesem die Fahrzeugversorgung beschädigt werden könnte und somit nicht mehr sicher gewährleistet ist) erforderlich ist. Um hier den unterschiedlichen Applikationsanforderungen unter Wahrung des Synergiegedankens bei den ASIC-Modulen nachkommen zu können, bedarf es einer Erweiterungsmöglichkeit zur Applikation eines Standard-Basis-Moduls (welches bspw. für ABS- & Airbag- Applikationen identisch ist) zur Realisierung der unterschiedlichen Applikationen bzw. den damit verbundenen Anforderungen. Das in Fig. 20 gezeigte Standard-Modul entspricht vom Aufbau den bereits eingangs ausführlich beschriebenen Netzteilgrundkonzept aus einem Abwärtswandler 4 mit zwei sequentiell aus einer gemeinsamen Spule 4.1 versorgten Energiespeichern 4.5 und 4.6 und ist geeignet, um beispielsweise eine ABS-Applikation vollständig abzubilden, da bei dieser Applikation keine Autarkiefunktion gefordert ist und die im System erforderlichen Spannungen (beispielsweise 3.3 Volt & 7 Volt) direkt aus der Fahrzeugversorgung mittels des Abwärtswandlers 4 generiert werden können. Hierzu kann der Eingang des Abwärtswandlers 4 direkt (ohne Aufwärtswandler 3) mit der Fahrzeugversorgung unter Berücksichtigung eines Verpolschutzes 3.1 kontaktiert werden.
Bspw. bei Airbag-Applikationen hingegen ist eine Autarkiefunktion gefordert, welches einen Autarkie-Energiespeicher 3.2 erforderlich macht, um die erforderliche Energie im System selbst speichern zu können. Hierzu wird vorzugsweise mittels Hilfe eines Aufwärtswandlers 3 die Eingangsspannung vom Bordnetz (Klemme 15 / 30) hochgewandelt, damit im Autarkiekondensator möglichst viel Energie gespeichert und diese dann bei Bedarf dem System zur Verfügung steht werden kann. Der Aufbau derartiger Aufwärtswandler 3 mit einer zweiten Spule 3.5, einem Kurzschlusspfad 3.4 und einer Rücklaufsperrdiode 3.6 sind im Stand der Technik an sich bekannt.
Wie aus der Fig. 20 ersichtlich ist, ist somit der Energiefluss im System von der Versorgungsspannung 2 über die Verpolschutzdiode 3.1 zum Aufwärtswandler 3 und Autarkiekondensator ■ 3.2, weiter zum Abwärtswandler 4 mit der Spule 4.1 und von da je nach Stellung der
Schalteinheit 7 zu den Energiespeichern 4.5 und/oder 4.6, bis die Energie bei den Verbrauchern (5.1 , 5,3) oder den Längsreglern (5.1 , 5.3) zur Bildung einer stabilisierten
Versorgungsspannung für die Verbraucher (μC, ASIC, Sensoren, Assistenten, Satelliten, ....) gelangt.
Da der Energiefluss somit über zwei Wandler (3, 4) verläuft, führt dieses infolge des jeweiligen Wirkungsgrades der Wandler (3, 4) - welche sich multiplizieren, da diese in Serie sind - zu Verlustleistungen, welche eine gewisse Eigenerwärmung zur Folge haben.
Um diesen negativen Faktor der entstehenden Verlustleistungsgenerierung zu verhindern, wird als Applikationslösung vorgeschlagen, einen weiteren Abwärtswandler (14) parallel zum Einsatz zu bringen, mittels diesem die erforderliche Spannung/en (für die Last / den Längsregler 5.1), welche unterhalb des geforderten Versorgungsspannungsbereiches (6 bis 18 Volt) sind, direkt unter Umgehung des Aufwärtswandlers (3) zu generieren (solange am Eingang das Bordnetz zur Verfügung steht).
Solange die Versorgungsspannung 2 vom Bordnetz zur Verfügung steht, wird somit die Spannung für die Last / den Längsregler 1 (5.1) direkt über den Abwärtswandler 14 erzeugt, indem die Ausgangsspannung dieses Reglers (ca. 4.3 Volt) über die Diode 14.2 dem Energiespeicher 4.6 eingekoppelt wird, und somit den Ladebetrieb vom Abwärtswandler 4 für den Energiespeicher 4.6 zu Null werden lässt, da der Energiefluss von der etwas höheren Spannungsversorgung (4.3 Volt) vom Abwärtswandler 14 übernommen wird.
Im Autarkiefall, wenn vom Bordnetz kommend keine Versorgungsspannung (2) zur Verfügung steht und der zweite Abwärtswandler 14 somit keine Ausgangsspannung mehr bereit stellen kann, wird der Energiefluss für die Last / den Längsregler 1 (5.1) automatisch durch den Abwärtswandler 4 sichergestellt, da diesem eine zwischengespeicherte Energie vom Autarkiekondensator 3.2 zur Verfügung steht.
Der Autarkiefall (Aufwärtswandler 3 ist/wird passiv) eines Airbagsystems entspricht quasi dem Normalbetriebszustand eines ABS-Steuergerätes, da in beiden Fällen dass System dann mittels dem Standard-Modul versorgt wird, mit dem einzigen Unterschied, dass beim Airbag- system eine begrenzte systeminterne Energiespeicherung 3.2 zur Verfügung steht, wohingegen bei ABS-Steuergeräten die Fahrzeugversorgung (Batterie) als einzige Energiequelle zur . Verfügung steht. Der Vorteil dieses Realisierungskonzeptes ist darin zu sehen, dass mittels einem einheitlichen Standardmoduls (Ausgangsspannungen programmierbar - z.B. 7 Volt oder 9 Volt an V4.5 und V4.6) sowohl ABS-Applikationen als auch Airbag-Applikationen möglich bzw. umsetzbar sind und im System eine Reduzierung von Verlustleistungen ermöglicht wird. -^ geringere Eigenerwärmung!
Neben den Vorteilen, der
- Reduzierung der Verlustleistung (infolge „Überbrückung" des Aufwärtswandlers im Normalbetrieb, wenn die Bordnetzspannung verfügbar ist)
- Wahrung des Synergiegedankens (einheitliche Module im Konzern für die Versorgung von einheitlichen μC-Familien, mit etwa den selben Leistungsanforderungen bzgl. Spannungs- und Strombedarf)
- Autarkiefähigkeit der Airbag-Systeme ist zudem von Vorteil, dass zur Sicherstellung der Autarkiefunktionalität infolge des automatischen Energieflusses im System (Energie von Regler 4 oder 14) keine zusätzlichen Schalter (wie diese im Konzept der DE 197 46 546 - Figur 1 , Schalter S - nötig sind) für „Zuordnungsaufgaben" erforderlich sind.
Ebenso sind keine dafür benötigten Sensier- und Steuerschaltungen erforderlich, welche theoretisch fehlerbehaftet sein könnten, und somit FMEA-mäßig jeweils gesondert zu betrachten wären. Ausgehend von diesem Konzept eines Standardnetzteils mit einem Abwärtswandler 4 mit der gemeinsamen Spule 4.1 für die zumindest zwei durch die Schalteinheit 7 auf unterschiedliche Spannungsniveaus geladenen Energiespeicher 4.5, 4.6 usw. sowie der optionalen Erweiterung mit einem Aufwärtswandler 3, Autarkiekondensator 3.2 sowie einem parallelen Abwärtswandler 14 ergibt sich eine besondere Weiterbildung für die Erweiterungseinheit, die nachfolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 21 und 22 näher beschrieben werden soll.
In Anlehnung an Fig. 20, bei dieser in Summe drei Schaltwandler benötigt werden, beschreibt diese (nachfolgende Beschreibung) Erfindung eine optimierte Version des Gedankens zur Realisierung eines Konzepts, bei diesem eine Standard-Modul (für ABS & Airbag) kombiniert mit einem Erweiterungsmodul kombiniert zum Einsatz gebracht werden kann. ' Wie aus der Fig. 22 zu entnehmen ist, wird eine „Erweiterungseinheit für Airbag" vorgeschlagen, mittels dieser die Funktion des Aufwärtswandlers (3) als auch des zusätzlichen Abwärtswandlers (14) (gemäß Fig. 20), mittels einer gemeinsamen zweiten Spule 3.5.1 nachgebildet werden kann. Die prinzipielle Funktion ist hierbei wieder wie bereits bei Fig. 20, dass während des normalen Betriebs (Klemme 15 / 30 ca. 12 Volt), der Lastlängsregler (5.1) direkt über die „Erweiterungseinheit" und den Abwärtswandler 14 versorgt wird, damit die Energie für diesen Pfad (5.1) nicht über zwei in Serie befindlichen Reglern 3 und 4 (der Gesamtwirkungsgrad ist ein Produkt von beiden Wirkungsgraden) erfolgen muss.
Die prinzipielle Funktionsweise der vorgeschlagenen kombinierten Wandlers (3+14), bzw. der „Erweiterungseinheit" ist diese, dass der Wandler mit einer einzigen Induktivität 3.5.1 derart betrieben wird, dass dieser sowohl als Aufwärtswandler 3 als auch als Abwärtswandler 14 wirkt.
Damit diese Kombi-Funktion erfüllt ist bzw. sich die gewünschten erforderliche Spannungen einstellen, müssen die Schalter 3.4 und 14.3 des kombinierten Wandlers 3+14 zeitlich entsprechend geschaltet werden, wie dieses aus der Fig. 21 zu entnehmen ist.
Das oberste Diagramm in Fig. 21 zeigt des Stromverlaufs durch die Spule des Wandlers, welcher von den Schaltern 3.4 und 14.3 gesteuert wird.
Zunächst wird der Schalter 14.3 geschlossen, welches bewirkt, dass der Strom in der Spule ansteigt und der Kondensator 14.6 geladen wird. In dieser Phase wirkt die Spule 3.5.1 als reiner Abwärtswandler.
Sobald der Kondensator 14.6 die gewünschte Sollspannung erreicht hat, wird der Schalter 3.4 geschlossen. Dieses bewirkt, dass sowohl eine weitere Ladung des Kondensators 14.6 verhindert wird, als auch das die Spule 3.5.1 weiter bestromt wird und zwar aufgrund des Kurzschlusses mit einem höheren Strom.
Bei Erreichen eines vorgegebenen Abschaltstromes (z.B. max. zulässiger Spulenstrom) wird der Schalter 3.4 geöffnet, was bewirkt, dass sich der Strom in der Spule 3.5.1 „umdreht" (wieder abnimmt) und die Energie hierbei an den Autarkiekondensator 3.2 abgegeben wird.
Sobald der Kondensator 14.6 unter die gewünschte Sollspannung fällt, kann auch dieser aus der geladenen Spule 3.5.1 mit versorgt werden, indem kurzzeitig der Schalter 14.3 geschlossen wird und so ein Teil der Ladung zum Kondensator 14.6 gelangt.
Mittels diesem Konzept der zeitlichen Steuerung der Schalter 3.4 und 14.3 wird erreicht, dass mittels einem gemeinsamen Wandler (3+14) mit nur einer gemeinsamen Spule3.5.1 bei einer Eingangsspannung von bspw. 6 Volt bis 16,5 Volt sowohl - als Aufwärtswandler 3 für den Autarkiekondensator 3.2 mit ca. 30 Volt, als auch
- als Abwärtswandler 14 für den Hilfskondensator 14.6 mit ca. 4,3 bis 5 Volt funktioniert. Mehrere Betriebsarten sind also möglich. Zum einen der wohl recht effektive Betrieb derart:
In der Bestrom ungsphase ist zuerst 14.3 aktiv, bis der Kondensator 14.6 seine Soll-Spannung erreicht hat. Danach wird 3.4 geschlossen. Wenn 3.4 wieder geöffnet wird, bleibt 14.3 noch solange geschlossen, bis der Kondensator 14.6 (oder 4.6) ca. 4.3 Volt bis 5 Volt erreicht hat. Die Lastverhältnisse können mit dem zulässigem Rippel wie auch der Größe des Kondensators 14.6 (bzw. 4.6) getrimmt werden.
Alternativ ist ein sequentieller Betrieb denkbar, bei diesem zuerst 3.4 als Aufwärtswandler arbeitet, und in einer zweiten (versetzten) Zeitphase mit 14.7 ein Abwärtswandler-Betrieb realisiert wird. Durch den optionalen Schalter 14.7 kann die Bestromung der gemeinsamen Spule 3.5.1 ganz unterbrochen werdpn, wenn beispielsweise alle Energiespeicher ausreichend geladen sind.
Der Kondensator 14.6 ist ebenfalls optional, denn die Spule 3.51 könnte auch direkt den Energiespeicher 4.6 aufladen. Ebenso könnte die Diode 14.2 eingespart werden, da ein Rückfluß vom Energiespeicher 4.6 in der Kurzschlussphase am Schalter 3.4 bereits durch die Diode 14.4 verhindert wird.
Die nachfolgend beschriebene optimierte Schaltungsrealisierung für das Netzteilkonzept mit „gemultiplexter" Spule 4.1 ermöglicht eine noch sicherere und kostengünstigere Realisierung unter Beibehaltung aller Vorteile, insbesondere Verlustleistungsreduzierung, wie diese in den vorangegangenen Beispielen bereits dargestellt wurden.
Bei den bisherigen Ausgestaltungen wurden für die Schalteinheit 7 zu zwei Energiespeichern 4.5 und 4.6 jeweils 3 Leistungstransistoren gezeigt, wobei nochmals betont werden, soll, dass nach dem gleichen Konzept natürlich durchaus auch noch weitere Energiespeicher aus einer gemeinsamen Spule 4.1 versorgt werden könnten, indem die gemeinsame Spule 4.1 über die Schalteinheit 7 entsprechend mehr Energiespeicher zumindest zeitweise mit Energie versorgt.
Nachfolgend werden weitere Lösungsvarianten gezeigt, mittels diesen nur noch maximal 2 bzw. 1 Leistungsschalter für 2 Energiespeicher benötigt werden, was eine Flächenreduzierung im ASIC bewirkt bzw. eine weitere Kostenreduzierung zur Folge hat.
Wie aus der Figur 23 ersichtlich ist, wird mittels der beiden (MosFet-) Schalter 7.1, 7.3 die Zuordnung der Spule 4.1 zu den beiden Kondensatoren 4.5 und 4.6 bewirkt. In diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind hierzu die beiden (MosFet-)LeistungsschaIter 7.1 , 7.3 derart zum Einsatz zu bringen, dass die in den Leistungsschaltern 7.1 , 7.3 vorhandenen Substratdioden (siehe Fig. 23) zueinander antiparallel / gegenphasig zum Einsatz gelangen, wobei die Flussrichtung der beiden Dioden eine Serienschaltung ergibt, welche aus schaltungstechnischer Sicht vom Kondensator mit der niedrigeren Spannung (in Fig. 23 C 4.6) zum Kondensator mit der höheren Spannung (in Fig. 23 C 4.5) gerichtet sind.
Je nachdem, welcher Kondensator zu laden ist, wird der entsprechende Kondensator mittels dem entsprechend zugeordneten Halbleiterschalter 7.3, 7.1 mit der Spule verbunden, so das sich die Funktion eines bekannten Abwärtswandlers 4 einstellt, wobei das Regelverhalten (6.5 V oder 3.25 V) des Abwärtswandlers in Abhängigkeit der Soll-Spannung des momentan zugeordneten Energiespeichers erfolgt. Wie aus der Figur 23 weiter ersichtlich ist, erfolgt die Zuordnung mittels der Halbleiterschalter 7.3,7.1 synchronisiert mit dem Schalter 4.3, welche für die „Bestromung" der Spule vorgesehen ist, wie bereits in anderen Ausführungsbeispielen ausführlcih erläutert.
Die Reduzierung auf nur 2 Halbleiterschalter (7.1 ,7.3), anstatt der bisher jeweils 3 gezeigten Halbleiterschalter (7.2 entfällt also), wird dadurch ermöglicht, dass die Anordnung der
Halbleiterschalter derart erfolgt, dass die integrierten Substratdioden der Halbleiterschalter 7.3, 7.1 vom Energiespeicher 4.6 mit der niedrigeren Spannung zum Energiespeicher 4.5 mit der höheren Spannung ausgerichtet erfolgt, da somit sichergestellt werden kann, dass keine Ausgleichspannung vom Energiespeicher 4.5 mit der höheren Spannung zum Energiespeicher 4.6 mit der niedrigeren Spannung erfolgen kann.
Diese Lösung ist gegenüber der nachfolgenden Lösungsvariante 2 insofern als die technisch bessere Lösung zu betrachten, da die Umschaltung / Zuordnung jeweils im lastfreien / „stromlosen" Zustand der. Spule erfolgt.
Der Vollständigkeit wird in Fig. 24 auch eine 2. Lösungsvariante gezeigt, welche noch kostengünstiger zu realisieren ist, jedoch vom Wirkungsgrad wie auch aus technischer Sicht nicht ganz so optimal ist, da an der Diode D1 (anstatt des Schalters 7.1) eine geringe Verlustleistung (ca. 0,15 Watt) erzeugt wird und die Umschaltung jeweils im lastbehafteten Zustand der Spule 4.1 zu erfolgen hat.
Wie aus der Figur 24 ersichtlich ist, befindet sich abweichend zur Figur 23 im rechten Pfad zum Energiespeicher 4.5 anstatt eines Halbleiterschalters 7.1 eine Halbleiterdiode D1.
Die Funktionsweise dieser Lösung ist ebenso relativ einfach, wie die bei der Lösungsvariante 1.
Wie aus dem Diagramm ersichtlich ist, wird beim Schließen des Schalters 4.3 zeitgleich der Schalter 7.3 geschlossen. Der Schalter 7.3 bleibt hierbei solange geschlossen, bis der Kondensator 4.6 sein Soll-Spannung erreicht hat. Anschließend wird der Schalter 7.3 geöffnet, so dass der Ladevorgang von Kondensator 4.5 (wie bei einem handelsüblichen Wandler) fortgesetzt werden kann.
Wie in der Figur 24 angedeutet, kann beim Entladevorgang der Spule der Schalter 7.3 wieder für eine gewisse Zeit geschlossen werden, um auch während des Entladevorgangs der Spule 4.1 den Kondensator 4.6 mit Energie zu versorgen, sofern dieses aus Energiebilanzgründen erforderlich sein sollte (bspw. wenn die Last an C:4.6 sehr groß ist, und ein zu starker Spannungsabfall vermieden werden soll).
Der Vorteil bei der Lösungsvariante 2 ist darin zu sehen, dass im Vergleich zu einem bekannten einfachen Abwärtswandler nur noch ein einziger Halbleiterschalter 7.3 und eine zusätzliche (ASIC-interne / schnelle externe) Diode D1 für die Schalteinheit 7 benötigt wird, um einen Abwärtswandler 4 mit einer einzigen Spule 4.1 zu erhalten, mittels diesem zwei unterschiedliche Ausgangsspannungen V4.5 und V4.6 generiert werden können. Ein Öffnen des Schalters 7.3 unter Last ist bei dieser Realisierung zulässig, da es infolge des Parallelpfades über D1 und 4.5 zu keinem unkontrollierten Freilaufen (Funkenbildung) der Spule 4.1 gelangen kann. Daher kann in diesem Beispiel auch der Bezugspotentialkondensator 8 entfallen. Kombiniert man jedoch weiter diese beiden Lösungsvarianten 1 und 2 in besonders bevorzugter Weise, ergibt sich eine Lösungsvariante 3 gemäß Figur 25, bei dieser der Schalter 7.3 in Abhängigkeit der jeweils momentan eingestellten PWM-Regelgröße des Abwärtswandlers 4 geschlossen wird.
Wird beispielsweise der Kondensator 4.5 aufgeladen, so wird die Regelgröße des „PWM- Reglers" auf 6.5 Volt gestellt und der Schalter 7.3 geöffnet.
Wird hingegen der Kondensator 4.6 aufgeladen, so wird die Regelgröße des „PWM-Reglers" auf 3.25 Volt gestellt und der Schalter 7.3 geschlossen. Wegen der Diode D1 ist dabei sichergestellt, dass von Kondensator 4.5 kein Ausgleichstrom zu Kondensator 4.6 fließen kann.
Diese Lösung kombiniert die Vorteile von Lösungsvariante 1 (Schalten im lastfreien Betrieb) und die Vorteile von Lösungsvariante 2 (nur noch 1 einziger zusätzlicher Leistungsschalter).
Die in den Figuren 23 bis 25 dargestellten zyklischen Zuordnungswechsel sind nicht zwingend einzuhalten. Es können auch mehrere Taktzyklen hintereinander einem Energiespeicher zugeordnet werden (Zuordnung erfolgt lastabhängig / Energiebaiancierung).
Es wird also ein getaktetes Schaltnetzteil 1 mit zumindest einer gemeinsamen Spule 4.1 zur Erzeugung von mindestens zwei unterschiedlichen Ausgangsspannungen V4.5, V4.6 aus einer Spannungsquelle 2 vorgestellt, wobei die Schalteinheit 7 die Spule zumindest zeitweise versetzt mit zumindest einem der Energiespeicher 4.5, 4.6 verbindet.
Je mindestens ein Halbleiterelement (7.3, 7.1 , D1) ist zwischen dem einen Ende der Spüle 4.1 und den zu verbindenden Energiespeichern (4.5, 4.6) angeordnet, wobei die Flussrichtung der (Substrat-) Dioden der Halbleiterelemente (7.3, 7.1 , D1) vom Energiespeicher (4.6) mit der niedrigeren Spannung zum Energiespeicher (4.5) mit der höheren Spannung ausgerichtet ist.
BezuqszeichenUste
1 Netzteilkonzept
2 Versorgungsspannung, z.B. Klemme 15 3 Aufwärtswandler
3.1 Verpolschutzdiode
3.2 Kondensator des Aufwärtswandlers
3.3 Ausgangsspannung des Aufwärtswandlers
3.4 Kurzschlusstransistor des Aufwärtswandlers 3.5 Spule des Aufwärtswandlers
3.5.1 zweite gemeinsame Spule für den Abwärtswandler 14 und den Aufwärtswandler 3
3.6 Rückflusssperrdiode des Aufwärtswandlers
4 Abwärtswandler
4.1 Induktivität des Abwärtswandlers 4.2 Kondensator des Abwärtswandlers
4.3 Schalttransistor des Schaltwandlers 4.3.1. Schalttransistor des Abwärts wan dl ers
4.4 Ausgang des Abwärtswandlers
4.5 Energiespeicher für die Ausgangsspannung 1 V4.5 Ausgangsspannung 1 der gemultiplexten Betriebsart
4.6 Energiespeicher für die Ausgangsspannung 2 V4.6 Ausgangsspannung 2 der gemultiplexten Betriebsart
4.7 Kurzschlussdiode des Schaltwandlers
4.8 Freilaufdiode des Abwärtswandlers / "Aktive Freilaufdiode" 4.9 Kapazität zur Entstörung
5 Lastelement
5.1 Längsregler 1
5.2 Längsregler 2
5.3 Längsregler 3 5.4 Längsregler 4
6 (a,b) Überwachungseinheit / Energieflussüberwachung
7 Schalteinheit zum zeitweisen Verbinden der Spule 4.1 mit zumindest einem der Energiespeicher der Ausgänge
7.1 , 7.2, 7.3 ff. Transistoren der Schalteinheit 8 Kondensator zur Schaffung eines Bezugspotentials im Schaltmoment
8.1 Spannungsvergleicher
Vrefi Soll-Spannung für den Energiespeicher 4.5
8.2 Spannungsvergleicher
Vref2 Soll-Spannung für den Energiespeicher 4.6 8.3 PWM-Generator
9.1 Entscheidungslogik
9.1.0 Vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungsvorrichtung
9.1.1 Spannungsteiler als Spannungserfassungs- und bewertungsvorrichtung
9.1.2 Spannungsteiler als Spannungserfassungs- und bewertungsvorrichtung 9.2 Flankengesteuertes Flip-Flop
9.3 Steuereinheit
14 zweiter Abwärtswandler
14.1 Induktivität des Abwärtswandlers
14.2 optionale Diode zur Spannungseinkopplung 14.3 Schaltmittel zur Aktivierung eines zweiten parallelen Abwärtswandlerpfads
14.4 Rückflusssperrdiode
14.6 optionaler Energiespeicher für die Ausgangsspannung 1 (ca. 4.3 Volt)
14.7 optionales Schaltmittel zur Abschaltung der Bestromung der Spule 3.5

Claims

Patentansprüche
1) Getaktetes Schaltnetzteil (1) mit zumindest einer Spule (4.1) zur Erzeugung von mindestens zwei unterschiedlichen Ausgangsspannungen (V4.5, V4.6) aus einer Spannungsquelle (2, 3.2) dadurch gekennzeichnet, dass eine gemeinsame Spule (4.1), eine Schalteinheit (7) und für zumindest zwei zu erzeugende Ausgangsspannungen (V4.5, V4.6,...) je ein Energiespeicher (4.5, 4.6) vorgesehen ist, wobei die Schalteinheit (7) die Spule (4.1) zumindest zeitweise zeitversetzt mit zumindest einem der Energiespeicher (4.5, 4.6) verbindet, so daß die Energiespeicher (4.5,4.6,...) auf die vorgegebenen unterschiedlichen Ausgangsspannungen (V4.5, V4.6) aufgeladen werden.
2) Schaltnetzteil nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Energieverteilung durch Zuordnung der Zuschaltung der Spule (4.1) zu den einzelnen Energiespeichem (4.5, 4.6) veränderbar ist.
3) Schaltnetzteil nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Energieverteilung entsprechend der Höhe der Abweichung der jeweiligen Ist-Ausgangsspannung von der jeweils vorgegebenen Soll-Ausgangsspannung steuerbar ist.
4) Verfahren zUm Betreiben eines getakteten Schaltnetzteils (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei bei der Ladung der mehreren Energiespeicher (4.5,4.6) ein zeitliches Schema eingehalten wird.
5) Verfahren nach Anspruch 4, wobei das zeitliche Schema in der Inbetriebnahmephase bei weitgehend entladenen Energiespeichern (4.5,4.6) zeitlich seriell beginnend abläuft.
6) Verfahren nach Anspruch 4, wobei das zeitliche Schema in der Inbetriebnahmephase bei weitgehend entladenen Energiespeichern (4.5,4.6) zeitlich parallel beginnend abläuft. 7) Verfahren nach Anspruch 4, wobei das zeitliche Schema in der Normalbetriebsphase bei weitgehend geladenen Energiespeichern (4.5,4.6) auf das Ziel einer schnellen Nachregelung ausgerichtet ist.
8) Verfahren nach Anspruch 7, wobei auf die schnelle Nachregelung des Energiespeichers mit der größten relative Abweichung vom Soll-Wert geregelt wird.
9) Verfahren nach Anspruch 4, wobei das zeitliche Schema in der Normalbetriebsphase auf das Ziel einer homogenen Nachregelung ausgerichtet ist.
10) Verfahren nach Anspruch 9, wobei die homogene Nachregelung mittels der Erreichung eines einzuhaltenden Grenzwertes geregelt wird.
11) Verfahren nach Anspruch 9, wobei die homogene Nachregelung mittels einer zeitlichen Mindestzuordnung an Taktzyklen der Spule an einen Energiespeicher geregelt wird.
12) Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Zu- bzw. Abschaltung der einzelnen Energiespeicher (4.5,4.6) zumindest näherungsweise auf die Zeitpunkte der Umschaltung (4.3) der Spule (4.1) synchronisiert werden.
13) Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein weiterer Kondensator (8) vorgesehen ist, der permanent mit dem ausgangsseitigen Anschluß (4.4) der Spule (4.1) verbunden ist.
14) Schaltnetzteil (1) gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Spule (4.1) pulsweitengesteuert (4.3) bestromt wird, wobei der Strom (I) durch die Spule (4.1) oder eine dazu proportionale Größe überwacht und bei Übersteigen einer Abschaltstromschwelle die Bestromung (4.3) der Spule (4.1) zumindest für den aktuellen Takt abgebrochen wird.
15) Schaltnetzteil nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die
Abschaltstromschwelle als Funktion des Schaltwiderstands (RDSon) beziehungsweise der
Stromfähigkeit des/der jeweils aktivierten Schaltmittel(s) (7.1 , 7.2, 7.3, 7.5, 7.6 sowie 4.3) veränderbar ist. 16) Schaltnetzteil (1) gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zeitliche Zuordnung der gemeinsamen Spule (4.1) zu den einzelnen Energiespeichern (4.5, 4.6,...) mittels einer Entscheidungslogik (9.1) erfolgt, welche mindestens aufweist: - einen Widerstandsteiler (9.1.1 , 9.1.2) je Energiespeicher (4.5, 4.6), eine vorzeichenbehaftete Differenzwerterfassungsvorrichtung (9.1.0) zur Bewertung der Differenz der Spannung an den Mittelabgriffen der Widerstandsteiler (9.1.1 , 9.1.2), . wobei die Widerstandsteiler (9.1.1 , 9.1.2) so bemessen sind, dass deren Verhältnis zueinander dem Verhältnis der jeweiligen Soll-Ausgangsspannungswerte an den
Energiespeichern entspricht und bei Erreichen der Soll-Ausgangsspannungswerte an den Energiespeichern (4.5,4.6) beide Widerstandsteiler den identischen Spannungswert für die Differenzwerterfassungsvorrichtung (9.1.0) erzeugen.
17) Schaltnetzteil (1) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangsignal der vorzeichenbehafteten Differenzwerterfassungsvorrichtung (9.1.0) flankensynchron (9.2) auf die Steuereinheit (9.3), welche die Zuordnung der Spule (4.1) steuert, rückgeführt wird. (Fig. 18)
18) Schaltnetzteil (1) nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (8), welcher permanent mit dem ausgangsseitigen Anschluß (4.4) der Spule (4.1) verbunden ist, als Leiterplatten-Kapazität (8.1) ausgebildet ist. (Fig. 19)
19) Getaktetes Schaltnetzteil gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass vorgesehen sind: a) ein erster Abwärtsschaltwandler (4) mit der gemeinsamen Spule (4.1) sowie den zumindest zwei Energiespeichern (4.5, 4.6) und der Schalteinheit (7) zum zumindest zeitweisen Verbinden mit zumindest einem der Energiespeicher (4.5, 4.6), b) ein Aufwärtsschaltwandler (3) und ein Autarkieenergiespeicher (3.2), der von dem Aufwärtsschaltwandler (3) auf ein gegenüber der Versorgungsspannung erhöhtes Spannungsniveau aufgeladen wird und mit dem ersten Abwärtswandler (4) verbunden ist und c) ein zweiter Abwärtsschaltwandler (14), der parallel zum ersten Abwärtsschaltwandler (4) zumindest zeitweise zumindest einen der Energiespeicher (4.6) auflädt, wobei der zweite Abwärtsschaltwandler (14) ohne Zwischenschaltung des Aufwärtswandlers (3) und Autarkiekondensators (3.2) aus der Versorgungsspannung (2) gespeist wird. 20) Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzteils nach Anspruch 19, wobei a) bei einer Versorgungsspannung (2) oberhalb einer vorgegebenen Mindestbetriebsspannung der erste Energiespeicher (4.5) über den ersten Abwärtswandler (4) aus dem Autarkiekondensator (3.2) auf einen ersten Spannungswert (V4.5) geladen wird, während der zweite Energiespeicher (4.6) zumindest im wesentlichen über den zweiten Abwärtswandler (14) aus der Versorgungsspannung (2) auf einen zweiten Spannungswert (V4.6) unterhalb der Versorgungsspannung (2) geladen wird, b) bei einer Versorgungsspannung (2) unterhalb der vorgegebenen Mindestbetriebsspannung der erste und zweite Energiespeicher (4.5,4.6) über den ersten Abwärtswandler (4) aus dem Autarkiekondensator (3.2) versorgt werden.
21) Getaktetes Schaltnetzteil gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Aufwärtswandler (3) und der zweite Abwärtswandler (14) eine zweite gemeinsame Spule (3.5.1 , Fig. 22) aufweisen, wobei diese gemeinsame Spule (3.5.1 , Fig. 22) mit einem Anschluß mit der Versorgungsspannung (2) und mit dem anderen Anschluss über zumindest ein steuerbares Schaltmittel (14.3) mit dem zweiten Energiespeicher (4.6) und zudem mit einem steuerbaren Kurzschlusspfad (3.4) sowie über eine Diode (3.6) mit dem Autarkiekondensator (3.2) verbunden ist.
22) Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzteils nach Anspruch 21 , wobei a) bei einer Versorgungsspannung (2) oberhalb einer vorgegebenen Mindestbetriebsspannung in einer Kurzschlußphase der Kurzschlusspfad (3.4) zur Erhöhung des Stromflusses durch die zweite Spule (3.5.1) geschlossen wird und bei geöffnetem Kurzschlusspfad (3.4) in einer anschließenden Ladephase aus der zweiten Spule (3.5.1) der Autarkiekondensator (3.2) und von diesem über den ersten Abwärtswandler (4) der erste Energiespeicher (4.5) und durch zeitweises Schliessen des steuerbaren Schaltmittels (14.3, Fig. 22) der zweite Energiespeicher (4.6) aus der zweiten Spule (3.5.1) geladen werden, b) bei einer Versorgungsspannung (2) unterhalb der vorgegebenen Mindestbetriebsspannung der erste und zweite Energiespeicher (4.5,4.6) über den ersten Abwärtswandler (4) und die erste Spule (4.1) aus dem Autarkiekondensator (3.2) versorgt werden.
23) Verfahren nach Anspruch 22, wobei bei zumindest weitgehend entladenen Energiespeichern (4.5,4.6) zunächst der zweite Energiespeicher (4.6) aus der Versorgungsspannung (2) aufgeladen und die zweite Spule (3.5.1) erst danach kurzgeschlossen (3.4) und nachfolgend mit der Aufladung auch des Autarkiekondensators (3.2) und über diesen des ersten Energiespeichers (4.5) begonnen wird. 24) Schaltnetzteil nach Anspruch 19 oder 21 , dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltnetzteil aufgeteilt ist in a) eine Grundbaugruppe bestehend aus dem ersten Abwärtsschaltwandler (4) mit der ersten gemeinsamen Spule (4.1) sowie den zumindest zwei Energiespeichern (4.5,4.6,...) und der
Schalteinheit (7) zum zumindest zeitweisen Verbinden mit zumindest einem der Energiespeicher (4.5, 4.6) und b) eine separate, optional hinzufügbare Zusatzbaugruppe, die den Aufwärtsschaltwandler (3), den Autarkieenergiespeicher (3.2) sowie den zweiten Abwärtsschaltwandler (14) enthält und mit der Grundbaugruppe verbindbar ist.
25) Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, - dass die gemeinsame Spule (4.1) mit einem zweiten Energiespeicher (4.5) permanent verbunden ist und in der Verbindung zwischen Spule (4.1) und dem ersten Energiespeicher (4.6) die Schalteinheit (7) zum zeitweisen Unterbrechen der Energiezufuhr zum ersten Energiespeicher (4.6) vorgesehen ist. (Fig.24,25)
26) Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzteils nach Anspruch 25, wobei - der zweite, permanent verbundene Energiespeicher (4.5) auf einen ersten höheren Spannungswert aufgeladen wird,
- der erste Energiespeicher (4.6) durch zeitweises Unterbrechen der Energiezufuhr aus der Spule (4.1) mittels der Schalteinheit (7) auf einen zweiten, gegenüber dem ersten niedrigeren Spannungswert aufgeladen wird und - wenn alle Energiespeicher (4.5, 4.6,...) aufgeladen sind, die Energiezufuhr zur Spule (4.1) hin zeitweise unterbrochen (4.3) wird.
27) Kraftfahrzeug mit einer elektrischen Baugruppe mit einem Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102008008337A1 (de) 2008-02-08 2009-04-23 Conti Temic Microelectronic Gmbh Schaltnetzteil zum Erzeugen einer vorgegebenen Ausgangsspannung
EP2149833A1 (de) * 2008-07-31 2010-02-03 Continental Automotive GmbH Schaltungsanordnung und System
CN103378731A (zh) * 2012-04-13 2013-10-30 富士通半导体股份有限公司 电源装置及电源的控制方法
EP4101680A1 (de) * 2021-06-09 2022-12-14 Thales Management & Services Deutschland GmbH Energieverteilungssystem, steuerungssystem, eisenbahntransportsystem und verfahren zum betreiben eines energieverteilungssystems

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1996021263A1 (de) * 1994-12-30 1996-07-11 Robert Bosch Gmbh Elektronisches gerät
US5617015A (en) * 1995-06-07 1997-04-01 Linear Technology Corporation Multiple output regulator with time sequencing
DE10016535A1 (de) * 1999-05-06 2000-11-16 Fairchild Semiconductor Umformer
US20040017111A1 (en) * 2002-07-29 2004-01-29 May Marcus W. Method and apparatus for regulating multiple outputs of a single inductor DC to DC converter
EP1427092A1 (de) * 2002-12-05 2004-06-09 STMicroelectronics S.A. Steuerungsverfahren für ein Schaltnetzteil mit einem einzelnen Induktor und mehreren Ausgängen, entsprechendes Schaltnetzteil, insbesondere für ein zellulares Mobiltelefon
US20040201281A1 (en) * 2003-01-17 2004-10-14 The Hong Kong University Of Science And Technology Single-inductor multiple-output switching converters in PCCM with freewheel switching
DE10344966A1 (de) * 2003-09-27 2005-04-21 Hella Kgaa Hueck & Co Gleichstromwandler und Verfahren zum Betreiben eines Gleichstromwandlers

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1996021263A1 (de) * 1994-12-30 1996-07-11 Robert Bosch Gmbh Elektronisches gerät
US5617015A (en) * 1995-06-07 1997-04-01 Linear Technology Corporation Multiple output regulator with time sequencing
DE10016535A1 (de) * 1999-05-06 2000-11-16 Fairchild Semiconductor Umformer
US20040017111A1 (en) * 2002-07-29 2004-01-29 May Marcus W. Method and apparatus for regulating multiple outputs of a single inductor DC to DC converter
EP1427092A1 (de) * 2002-12-05 2004-06-09 STMicroelectronics S.A. Steuerungsverfahren für ein Schaltnetzteil mit einem einzelnen Induktor und mehreren Ausgängen, entsprechendes Schaltnetzteil, insbesondere für ein zellulares Mobiltelefon
US20040201281A1 (en) * 2003-01-17 2004-10-14 The Hong Kong University Of Science And Technology Single-inductor multiple-output switching converters in PCCM with freewheel switching
DE10344966A1 (de) * 2003-09-27 2005-04-21 Hella Kgaa Hueck & Co Gleichstromwandler und Verfahren zum Betreiben eines Gleichstromwandlers

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102008008337A1 (de) 2008-02-08 2009-04-23 Conti Temic Microelectronic Gmbh Schaltnetzteil zum Erzeugen einer vorgegebenen Ausgangsspannung
EP2149833A1 (de) * 2008-07-31 2010-02-03 Continental Automotive GmbH Schaltungsanordnung und System
CN103378731A (zh) * 2012-04-13 2013-10-30 富士通半导体股份有限公司 电源装置及电源的控制方法
US9225245B2 (en) 2012-04-13 2015-12-29 Socionext Inc. Power supply device and method for controlling power supply
EP4101680A1 (de) * 2021-06-09 2022-12-14 Thales Management & Services Deutschland GmbH Energieverteilungssystem, steuerungssystem, eisenbahntransportsystem und verfahren zum betreiben eines energieverteilungssystems

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