EP2059998A1 - Umrichter mit reduzierten oberwellen - Google Patents

Umrichter mit reduzierten oberwellen

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Publication number
EP2059998A1
EP2059998A1 EP07802679A EP07802679A EP2059998A1 EP 2059998 A1 EP2059998 A1 EP 2059998A1 EP 07802679 A EP07802679 A EP 07802679A EP 07802679 A EP07802679 A EP 07802679A EP 2059998 A1 EP2059998 A1 EP 2059998A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
modulation
frequency band
filter
frequency
products
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP07802679A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Franz Bauer
Christoph Brunotte
Klemens Kahlen
Hans Tischmacher
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP2059998A1 publication Critical patent/EP2059998A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters

Definitions

  • the invention relates to a converter and a method for controlling an inverter.
  • High-speed synchronous machines require feed frequencies of 1000 Hz and higher even in a two-pole design.
  • voltage-impressing, two-phase or three-phase pulse inverters which can operate, for example, according to the undershoot method are used as feed units.
  • the voltages provided contain harmonics with the frequencies in addition to the desired fundamental oscillation
  • f a ⁇ fswitch ⁇ nf GS .
  • f GS is the frequency of the fundamental oscillation
  • f SC h a t is the pulse frequency
  • ⁇ , ⁇ are integer, positive ordinal numbers.
  • modulation products are integer, positive ordinal numbers.
  • Another method uses optimized pulse patterns.
  • the harmonic behavior is directly influenced by e.g. eliminates certain voltage harmonics or minimizes the square harmonic current rms value. This is done by iteratively determining switching angles for a pulse pattern with quarter-wave symmetry from the Fourier coefficients of the inverter output voltage, taking into account the pulse number and the degree of modulation, which result in the elimination of the desired harmonics.
  • Two-point inverter perform a three-stage modulation, so that during a half-cycle of the fundamental frequency, the output voltage not only two (U z , 0; -U z , 0) but three different voltage values (U z , U z / 2, 0; U z , -U z / 2, 0).
  • filters e.g. Suction circuits, used to reduce the modulation products.
  • DE 103 23 218 Al From DE 103 23 218 Al a high-voltage converter is known, whose output is connected to a medium-frequency transformer.
  • an inverter connected after the medium-frequency transformer consists of an input converter, a DC intermediate circuit and a pulse inverter.
  • a method for driving the high-voltage converter explained.
  • pulse inverters with filters are used. This relates in particular to regenerative arrangements for feeding a DC intermediate circuit, for example, from a three-phase network or arrangements for feeding a rotary field machine, such as a motor. an asynchronous motor or a separately excited or permanently excited synchronous motor.
  • the sine-wave filters are used, for example, to keep the winding load of the motor or the EMC influence (EMC - electromagnetic compatibility) low.
  • Filters can have a pronounced resonance at a resonant frequency. Frequencies below the resonant frequency can pass through the filter. Above the resonance frequency, depending on the distance to the resonance frequency, the voltage components are more or less damped.
  • the design of the filter is done by selecting the resonant frequency of the filter such that the fundamental in the passband (ie below the resonant frequency) of the filter is located. Modulation products in the converter voltage lie exclusively above the resonance frequency and are thus filtered out. The resonant frequency is therefore above the fundamental and below the modulation products excited by the modulation. Correspondingly large coils and capacitors are used for this resonance frequency.
  • the invention is based on the object to provide a converter and a method for controlling the inverter, wherein a sine wave filter of the inverter should be reduced as possible in its dimensions.
  • An inverter can be designed, for example, as a 2-point, 3-point or multilevel inverter.
  • An inverter may, for example, be a high-voltage converter for supplying power to rail vehicles.
  • the inverter can be used to power stationary equipment from a high voltage network.
  • the converter may be part of a so-called HVDC system (high-voltage DC transmission).
  • the converter according to the invention has a number of preferably turn-off power semiconductor switches.
  • Such turn-off power semiconductors are, for example, a GTO (Gate Turn-Off Thyristor), an IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor), an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a HV MOSFET (high-voltage field effect transistor).
  • the converter has a drive circuit, which is connected to the modulation with the power semiconductor switches.
  • the drive circuit can be designed analog and / or digital.
  • the drive circuit is designed and set up for functions of the converter and can be constructed, for example, from individual electronic components or else integrated in a number of semiconductor chips.
  • an electric motor can be variably controlled by changing the modulation.
  • the power semiconductor switches are controlled accordingly for the modulation.
  • the modulation generates a useful signal with a fundamental oscillation which, for example, can be sinusoidal for a three-phase rotary field machine. Furthermore, the modulation generates modulation products with a characteristic spectrum, in particular by the switching operation of the power semiconductor switches.
  • the modulation products are generated in a first frequency band, in a second frequency band and in an intermediate frequency band formed between the first frequency band and the second frequency band.
  • the modulation products in the intermediate frequency band are reduced compared to the modulation products in the first frequency band and the modulation products in the second frequency band by a corresponding modulation design.
  • the reduction is preferably the factor 10 or greater.
  • the power semiconductor switches are followed by a filter, for example a sine-wave filter.
  • the filter is connected between the power semiconductor switches of an inverter and an electric motor in order to filter out signal components so that they do not reach the electric motor.
  • the filter can be switched between an inverter and a feeding three-phase network.
  • the filter has a resonant region around a resonant frequency of the filter, a passband for the fundamental generated by the driver circuit, and a damping region.
  • the resonance range has a resonance peak, which is due to only a small attenuation of the filter.
  • the filter is an LC low-pass 2nd order.
  • the resonance region is formed in the region of the intermediate frequency band. For example, modulation products in the first frequency band, which affects frequencies below the intermediate frequency band, pass through the filter in the passband. By contrast, modulation products in the second frequency band are filtered out by the filter in the attenuation range.
  • the drive circuit is designed for the application of a space vector modulation or a pulse pattern modulation with optimized pulse patterns.
  • the drive circuit is designed both for a space vector modulation and for the application of optimized pulse patterns of a pulse pattern modulation and can, for example, switch between these types of modulation.
  • the control circuit for switching between space vector modulation and pulse pattern modulation is formed as a function of a modulation level and / or the fundamental frequency. For example, the drive circuit switches from space vector modulation to pulse pattern modulation upon reaching a 0.45 (in terms of full block) drive level.
  • the filter has a low-pass characteristic.
  • the low pass is preferably not attenuated by an additional resistor and advantageously designed as a second order LC low pass filter.
  • the inductance of the LC low-pass filter typically also has an ohmic impedance component.
  • the converter has a rectifier, an intermediate circuit connected to the rectifier and an inverter connected to the intermediate circuit and the filter.
  • the inverter in turn has the power semiconductor switches, which are connected via the filter and its connections with an electric motor drive.
  • the filter is connected between the inverter and a feeding three-phase system.
  • the converter is designed to modulate a motor current and / or a motor voltage.
  • the modulation generates a fundamental in a passband of the filter.
  • modulation products are formed in a first frequency band, in a second frequency band, and in an intermediate frequency band formed between the first frequency band and the second frequency band.
  • the modulation takes place in such a way that the modulation products in the intermediate frequency band are reduced compared to the modulation products in the first frequency band and the modulation products in the second frequency band.
  • the first frequency band may comprise lower frequencies than the intermediate frequency band and the second frequency band higher frequencies than the intermediate frequency band.
  • the modulation is performed such that the intermediate frequency band is generated in a resonance range of resonance of the filter between the pass band and a damper portion of the filter. Due to the reduced modulation products in the intermediate frequency band, they do not have a dysfunctional effect on the converter in the region of the resonance peaking.
  • the modulation is a space vector modulation and / or a pulse pattern modulation.
  • switching is made between the space vector modulation and the pulse pattern modulation at a modulation level of 0.3 to 0.5.
  • the modulation takes place by means of different pulse patterns as a function of the modulation level and / or the fundamental frequency.
  • a number of modulation ranges and / or a number of fundamental frequency ranges are provided, which are each assigned to an optimized pulse pattern.
  • a switchover is made between the different pulse patterns as a function of the modulation level and / or the fundamental frequency. It is preferably provided that each pulse pattern generates the intermediate frequency band with reduced modulation products in the resonance range of the filter.
  • FIG. 1 shows a schematic block diagram of an inverter with a filter
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of a filter
  • FIG. 3 shows a graphic representation of a transfer function of a filter
  • 6a shows a schematic representation of a pulse pattern of a pulse pattern modulation
  • 6b shows a schematic representation of a frequency spectrum of a pulse pattern modulation.
  • 1 shows a schematic block diagram of an inverter is shown.
  • the inverter is connected to a grid with the mains voltage U N.
  • the converter has a rectifier 3 connected to the network, which rectifies the AC voltage U N of the network and outputs it to a DC link with an intermediate circuit voltage U z .
  • the intermediate circuit voltage U z is smoothed by a capacitor C z .
  • a three-phase inverter 2 is further connected, which generates from the intermediate circuit voltage U z motor voltages.
  • the inverter is therefore connected to the electric motor 5 via a filter 1.
  • an analog and / or digital control unit 4 which controls the inverter 2 for generating the effective AC voltages U R *, U 3 * and U ⁇ * for the electric motor.
  • the control unit 4 can also process measurement signals, such as a rotational speed n or effective alternating currents I R , I 3 or I ⁇ .
  • the number of lines for the individual phases is indicated by the number of lines on the line for this exemplary embodiment.
  • a modulation is used, which is effected by the control unit 4 by driving power semiconductor switch of the inverter 2.
  • the control unit 4 switches the power semiconductor switches with a constant or variable switching frequency with pulses which result from a space vector modulation or pulse pattern modulation.
  • the invention is not limited to the purely exemplary design of an inverter according to FIG 1, but is only preferably used with this structure.
  • FIG. 2 An embodiment of a filter 1 is shown in FIG. 2 as a second-order low-pass filter in that a filter capacitor C F is connected to a filter coil L F.
  • a transmission characteristic (output signal amplitude to unity) output signal amplitude U a / U e ) of such a low-pass filter is shown in FIG 3 in a diagram.
  • the used sine filter 1 has a pronounced resonance frequency f res . Signals with frequencies below the resonant frequency f res in a passband P can pass through the sine filter 1, whereas signals for frequencies above the resonant frequency f res in an attenuation range D are increasingly attenuated with increasing distance to the resonant frequency f res .
  • a signal increase occurs due to the low attenuation of the filter 1.
  • any excitation in the resonance region R is avoided.
  • Resonance region R for resonance peaking has a certain filter-dependent bandwidth.
  • the design of the filter 1 and here in particular the choice of the resonant frequency f res is such that the (frequency-variable) fundamental frequency f GS in the passband P, that is below the resonant frequency f res .
  • as many disturbing frequencies as possible should be in the damping range D.
  • the modulation type is decisive for the spectrum of the modulation products generated at the inverter output.
  • the space vector modulation can be used and / or offline optimized pulse patterns can be used.
  • FIG. 4 shows so-called modulation products which are produced by a space vector modulation.
  • the space vector modulation is preferably used at small modulation degrees a.
  • the fundamental frequency f GS is also small.
  • the height of the individual modulation products depends essentially on the degree of modulation a.
  • side harmonics are included by multiples of the switching frequency f SC h a i t ⁇ i- m Additional pulse frequency. This is exemplary in FIG 4 only for the pulse frequency f SC h a i t and d twice the pulse frequency 2 • f SC h a i t shown. Because of the relationship
  • the side harmonics arise as a function of the fundamental frequency f GS .
  • side harmonics of the fundamental can occur. Multiples of the fundamental vibration (5th, 7th, 11th, 13th, ...) occur, for example, in the overdrive region of the space vector modulation.
  • the 5th and 7th side harmonics are shown for the maximum fundamental frequency f max .
  • the illustrated amplitudes u v of the modulation products are shown in FIG. 4 for explanatory purposes only and rarely correspond to reality.
  • the pulse frequency 2 • f SC h a t usually has no significant amplitude with small outputs.
  • FIG. 5 Computational data of the modulation products are shown in FIG. 5 for the three-point inverter technique.
  • the sum of the amplitudes of all side harmonics for the simple pulse frequency fs, the twofold pulse frequency 2fs, the triple pulse frequency 3fs, the quadruple pulse frequency 4fs and the fivefold pulse frequency 5fs for a space vector modulation of a three-point inverter is summarized in groups.
  • the amplitude of the fundamental is also shown.
  • the course of all sums of the amplitudes is shown graphically with respect to a degree of modulation a.
  • the resonant region R of the filter 1 according to FIGS. 2 and 3 is therefore matched with the space vector modulation for this exemplary embodiment in such a way that the resonance region R is formed in an intermediate frequency band in the region of twice the pulse frequency 2fs.
  • a first frequency band in the region of the simple pulse frequency fs is formed in the passband P of the filter 1.
  • a second frequency band begins in the region of the triple pulse frequency 3fs, comprises all further multiples of the pulse frequency and is therefore formed in the damping region D of the filter 1.
  • the advantages are achieved that a small switching frequency can be selected, so that switching losses are reduced in the power semiconductor switches.
  • a filter can be made small and light, since it is possible to use a smaller coil inductance L F due to the higher resonance frequency f res .
  • the weight and space saved thereby enables a particularly cost-effective production of the inverter.
  • the voltage drop of the fundamental to the filter inductor L F is small, so that up to the engine, a lower damping by the inductive component of the inductor L F occurs and the efficiency of the inverter is increased, so that an increased tilting torque of the electric motor is achieved. It is also achieved that the capacitive fundamental current in the
  • Filter capacitor C F is low, whereby the risk of over-excitation is reduced, which could already be achieved at relatively low speeds.
  • the sonanz f requenz f res also al sf SCha i t ⁇ f res ⁇ 2 f switch or al s 2 f switch ⁇ fres ⁇ 3 f switch to be selected.
  • a pulse pattern of a pulse pattern modulation is shown by way of example in FIG. 6a.
  • the associated FIG. 6b shows that the pulse pattern is tuned by corresponding optimization criteria in such a way that only very small amplitudes of the modulation products appear in the resonance region R of the filter resonance frequency f res . Consequently, the pulse pattern modulation also has an intermediate frequency band ZFB, in which the modulation products are significantly reduced compared to a first, lower frequency band FB 1 and a second, higher frequency band FB 2 , this intermediate band ZFB being tuned to the resonance range R. Therefore, harmonics are allowed in the first frequency band FB 1 and in the second frequency band FB 2 , ie above and below the resonance range R.
  • optimized pulse patterns of a pulse pattern modulation can also be used for small degrees of modulation or for smaller fundamental oscillations. If, for a high power quality, the pulse frequency f becomes approximately constant held, the pulse number P increases and thus the scope of the tables.
  • the intermediate frequency band ZFB which can be kept free by appropriate optimization of harmonics of the modulation products, essentially depends on the available pulse frequency f SC h a i t a b.
  • the freed intermediate frequency band ZFB can be determined at a given fundamental frequency f GS from:
  • Modulation products can be estimated with 2 • f SCha i t estimate.
  • the combination of the two modulation methods makes it possible to cover the entire modulation range with modulation methods which satisfy the requirement that no significant modulation products occur in the intermediate frequency band ZFB, which, in conjunction with the resonance peaking of the filter 1, leads to a malfunction of the converter or of an operated electric motor ,
  • the intermediate frequency band ZFB can hereby be selected such that high filter resonance frequencies f res are achieved for comparatively small pulse frequencies f SC h a i t .
  • the invention is not limited to the various embodiments of FIGS. 1 to 6b, since the basic idea underlying it is applicable to all converters, in particular with space vector modulation and / or pulse pattern modulation.

Landscapes

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  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Umrichter und Verfahren zur Steuerung eines Umrichters mit Leistungshalbleiterschaltern, mit einem mit den Leistungshalbleiterschaltern verbundenen Filter (1) und mit einem Ansteuerschaltkreis (4), der zur Modulation mit den Leistungshalbleiterschaltern verbunden ist, wobei durch die Modulation eine Grundschwingung mit einer Grundschwingungsfrequenz (fGS) in einem Durchlassbereich (P) des Filters (1) erzeugt wird, Modulationsprodukte in einem ersten Frequenzband (FB1), in einem zweiten Frequenzband (FB2) und in einem zwischen dem ersten Frequenzband (FB1) und dem zweiten Frequenzband (FB2) ausgebildeten Zwischenfrequenzband (ZFB) erzeugt werden, die Modulationsprodukte in dem Zwischenfrequenzband (ZFB) gegenüber den Modulationsprodukten in dem ersten Frequenzband (FB1) und den Modulationsprodukten in dem zweiten Frequenzband (FB2) reduziert werden, und das Zwischenfrequenzband (ZFB) in einem Resonanzbereich (R) einer Resonanzfrequenz (fres) des Filters (1) zwischen dem Durchlassbereich (P) und einem Dämpfungsbereich (D) des Filters (1) erzeugt wird. Somit erhält man einen Umrichter mit einem ausgangsseitigen in seinen Abmessungen reduzierten Sinusfilter.

Description

Beschreibung
UMRICHTER MIT REDUZIERTEN OBERWELLEN
Die Erfindung betrifft einen Umrichter und ein Verfahren zur Steuerung eines Umrichters.
Hochtourige Synchronmaschinen erfordern selbst in zweipoliger Bauweise Speisefrequenzen von 1000 Hz und höher. Als Speise- einheiten finden dabei beispielsweise spannungseinprägende, zwei- oder dreiphasige Pulswechselrichter Verwendung, die beispielsweise nach dem Unterschwingungsverfahren arbeiten können .
Bei der Raumzeigermodulation oder auch bei Modulationsarten mit dreieckförmigem Trägersignal (Unterschwingungs-Verfahren) enthalten die bereitgestellten Spannungen neben der gewünschten Grundschwingung Oberschwingungen mit den Frequenzen
fa = μ fschalt ± n fGS.
Dabei ist fGS die Frequenz der Grundschwingung, fSChait die Pulsfrequenz und μ, η sind ganzzahlige, positive Ordnungszahlen. Die Anteile in der Ausgangsspannung mit den Frequen- zen fa, die zusätzlich zur Grundschwingung aufgrund der Modulation entstehen, werden als Modulationsprodukte bezeichnet.
Durch die höheren Frequenzanteile der Spannungen im Bereich der Pulsfrequenz und darüber treten ebenfalls höherfrequente Anteile in den Leiterströmen auf. Diese durch höhere Frequenzanteile bewirkten Verzerrungsströme erzeugen zusätzliche Stromwärme- und Eisenverluste in der Maschine.
In der Literatur, beispielsweise in der EP 1035642 Al werden zahlreiche Verfahren beschrieben mit denen es bei drehzahlvariablen Antrieben möglich ist, die Oberschwingungsströme zu reduzieren bzw. niederfrequente Anteile zu vermeiden. Bei den Modulationsverfahren werden beispielsweise einzelne Schalter im Wechselrichter für bestimmte Winkelbereiche der Grundschwingung nicht geschaltet (Flat-Top-Modulation) und es entstehen geringere mittlere Schaltverluste, als wenn jeder Schalter mit Pulsfrequenz betrieben wird.
Ein anderes Verfahren arbeitet mit optimierten Pulsmustern. Hier wird das Oberschwingungsverhalten direkt beeinflusst, indem z.B. bestimmte Spannungsharmonische eliminiert oder der quadratische Oberschwingungsstromeffektivwert minimiert werden. Dies geschieht dadurch, dass aus den Fourier-Koeffizien- ten der Wechselrichterausgangsspannung unter Berücksichtigung der Pulszahl und des Modulationsgrades iterativ Schaltwinkel für ein Pulsmuster mit Viertelschwingungssymmetrie bestimmt werden, die zur Elimination der gewünschten Harmonischen führen .
Eine weitere Möglichkeit die Verzerrungsströme klein zu halten bietet bei gleicher Zwischenkreisspannung Uz der Drei- Punkt-Wechselrichter. Mit ihm lässt sich im Gegensatz zum
Zwei-Punkt-Wechselrichter eine dreistufige Modulation durchführen, so dass während einer Halbschwingung der Grundfrequenz die Ausgangsspannung nicht nur zwei (Uz, 0 ; -Uz, 0) sondern drei verschiedene Spannungswerte (Uz, Uz/2, 0; -Uz, -Uz/2, 0) annehmen kann.
Bei hochtourigen Antrieben mit konstanter Drehzahl, d.h. konstanter Grundschwingungs- und konstanter Pulsfrequenz, werden Filter, z.B. Saugkreise, zur Reduktion der Modulationspro- dukte verwendet.
Aus der DE 103 23 218 Al ist ein Hochspannungsumrichter bekannt, dessen Ausgang auf einen Mittelfrequenztransformator geschaltet ist. Ein nach dem Mittelfrequenztransformator ge- schalteter Umrichter, besteht in der DE 103 23 218 Al aus einem Eingangsstromrichter, einem Gleichspannungs-Zwischenkreis und einem Pulswechselrichter. Ebenfalls ist in der DE 103 23 218 Al ein Verfahren zur Ansteuerung des Hochspannungsumrichters erläutert.
In vielen Anwendungen werden Pulsumrichter mit Filter einge- setzt. Dies betrifft insbesondere rückspeisefähige Anordnungen zur Speisung eins Gleichspannungszwischenkreises etwa aus einem dreiphasigen Netz oder auch Anordnungen zur Speisung einer Drehfeldmaschine wie z.B. ein Asynchronmotor oder auch ein fremderregter bzw. permanenterregter Synchronmotor. Die Sinusfilter werden beispielsweise eingesetzt, um die Wicklungsbeanspruchung des Motors oder auch die EMV-Beeinflussung (EMV - elektromagnetische Verträglichkeit) gering zu halten.
Filter können eine ausgeprägte Resonanz bei einer Resonanz- frequenz aufweisen. Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz können das Filter passieren. Oberhalb der Resonanzfrequenz werden je nach Abstand zur Resonanzfrequenz die Spannungsanteile mehr oder minder gedämpft.
Im Bereich der Resonanz erfolgt eine starke Überhöhung. Die Überhöhung ist abhängig von der Dämpfung des Filters. In der Regel sind die Filter nur schwach gedämpft, weil die Verluste im Filter mit der Dämpfung steigen. Je schwächer aber die Dämpfung ist, umso größer ist die Resonanzüberhöhung. Daher muss jede Anregung im Bereich der Resonanzüberhöhung minimiert werden. Die Auslegung des Filters erfolgt durch Wahl der Resonanzfrequenz des Filters derart, dass die Grundschwingung im Durchlassbereich (also unterhalb der Resonanzfrequenz) des Filters liegt. Modulationsprodukte in der Um- richterspannung liegen ausschließlich oberhalb der Resonanzfrequenz und werden somit herausgefiltert. Die Resonanzfrequenz liegt daher oberhalb der Grundschwingung und unterhalb der durch die Modulation erregten Modulationsprodukte. Für diese Resonanzfrequenz werden entsprechend große Spulen und Kondensatoren verwendet. Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen Umrichter und ein Verfahren zur Steuerung des Umrichters anzugeben, wobei ein Sinusfilter des Umrichters in seinen Abmessungen möglichst reduziert werden soll.
Diese Aufgabe wird durch das Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 7 und durch den Umrichter mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen.
Demzufolge ist ein Umrichter vorgesehen. Ein Umrichter kann beispielsweise als 2-Punkt-, 3-Punkt- oder Multilevel-Wech- selrichter ausgeführt sein. Ein Umrichter kann beispielsweise ein Hochspannungsumrichter zur Stromversorgung von Schienen- fahrzeugen sein. Weiterhin kann der Umrichter zur Stromversorgung von stationären Einrichtungen aus einem Hochspannungsnetz verwendet werden. Beispielsweise kann der Umrichter Bestandteil eines so genannten HGÜ-Systems (Hochspannung- Gleichstrom-Übertragung) sein.
Der erfindungsgemäße Umrichter weist eine Anzahl von vorzugsweise abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern auf. Derartige abschaltbare Leistungshalbleiter sind beispielsweise ein GTO (Gate Turn-Off Thyristor), ein IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor) , ein IGBT (Insulated-Gate Bipolar Transistor) oder ein HV-MOSFET (Hochvoltfeldeffekttransistor) .
Weiterhin weist der Umrichter einen Ansteuerschaltkreis auf, der zur Modulation mit den Leistungshalbleiterschaltern ver- bunden ist. Der Ansteuerschaltkreis kann dabei analog und/oder digital ausgebildet sein. Der Ansteuerschaltkreis ist für Funktionen des Umrichters ausgebildet und eingerichtet und kann beispielsweise aus elektronischen Einzelbauelementen aufgebaut oder auch in einer Anzahl von Halbleiter- chips integriert sein. Beispielsweise kann ein Elektromotor durch Veränderung der Modulation variabel gesteuert werden. Hierzu werden die Leistungshalbleiterschalter für die Modulation entsprechend angesteuert.
Die Modulation erzeugt hierzu ein Nutzsignal mit einer Grund- Schwingung, das beispielsweise für eine Dreiphasendrehfeld- maschine sinusförmig sein kann. Weiterhin erzeugt die Modulation insbesondere durch die schaltende Arbeitsweise der Leistungshalbleiterschalter Modulationsprodukte mit einem charakteristischen Spektrum.
Die Modulationsprodukte werden in einem ersten Frequenzband, in einem zweiten Frequenzband und in einem zwischen dem ersten Frequenzband und dem zweiten Frequenzband ausgebildeten Zwischenfrequenzband erzeugt. Dabei sind die Modulationspro- dukte in dem Zwischenfrequenzband gegenüber den Modulationsprodukten in dem ersten Frequenzband und den Modulationsprodukten in dem zweiten Frequenzband durch eine entsprechende Ausbildung der Modulation reduziert. Die Reduktion ist dabei vorzugsweise der Faktor 10 oder größer.
Den Leistungshalbleiterschaltern ist ein Filter, beispielsweise ein Sinusfilter, nachgeschaltet. Beispielsweise ist das Filter zwischen die Leistungshalbleiterschalter eines Wechselrichters und einem Elektromotor geschaltet um Signalan- teile auszufiltern, so dass diese nicht zum Elektromotor gelangen. Ebenso kann das Filter zwischen einem Wechselrichter und einem speisenden Drehstromnetz geschaltet werden.
Das Filter weist einen Resonanzbereich um eine Resonanzfre- quenz des Filters, einen Durchlassbereich für die von dem Ansteuerschaltkreis erzeugte Grundschwingung und einen Dämpfungsbereich auf. Insbesondere weist der Resonanzbereich eine Resonanzüberhöhung auf, die durch eine nur geringe Dämpfung des Filters bedingt ist. Beispielsweise ist das Filter eine LC-Tiefpass 2. Ordnung. Der Resonanzbereich ist im Bereich des Zwischenfrequenzbandes ausgebildet. Beispielsweise passieren Modulationsprodukte im ersten Frequenzband, welches Frequenzen unterhalb des Zwischenfrequenzbandes betrifft, das Filter im Durchlassbereich. Hingegen werden Modulationsprodukte im zweiten Frequenzband durch das Filter im Dämpfungsbereich ausgefiltert.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung ist der Ansteuerschaltkreis zur Anwendung einer Raumzeigermodulation oder ei- ner Pulsmustermodulation mit optimierten Pulsmustern ausgebildet. Bevorzugt ist der Ansteuerschaltkreis sowohl zu einer Raumzeigermodulation als auch zur Anwendung von optimierten Pulsmustern einer Pulsmustermodulation ausgebildet und kann beispielsweise zwischen diesen Modulationsarten wechseln. Be- vorzugt ist dabei vorgesehen, dass der Ansteuerschaltkreis zur Umschaltung zwischen Raumzeigermodulation und Pulsmustermodulation in Abhängigkeit von einem Aussteuergrad und/oder der Grundschwingungsfrequenz ausgebildet ist. Beispielsweise schaltet der Ansteuerschaltkreis bei Erreichen eines Aussteu- ergrades von 0,45 (bezogen auf Vollblock) von der Raumzeigermodulation zur Pulsmustermodulation um.
Vorteilhafterweise weist das Filter eine Tiefpasscharakteristik auf. Der Tiefpass ist vorzugsweise nicht durch einen zusätzlichen Widerstand bedämpft und vorteilhafterweise als LC-Tiefpassfilter zweiter Ordnung ausgebildet. Die Induktivität des LC-Tiefpassfilters weist dabei typischerweise auch einen ohmschen Impedanzanteil auf.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung weist der Umrichter einen Gleichrichter, einen mit dem Gleichrichter verbundenen Zwischenkreis und einen mit dem Zwischenkreis und dem Filter verbundenen Wechselrichter auf. Der Wechselrichter weist wiederum die Leistungshalbleiterschalter auf, die über das FiI- ter und dessen Anschlüsse mit einem elektromotorischen Antrieb verbunden sind. Eine andere vorteilhafte Ausgestaltung sieht vor, dass das Filter zwischen dem Wechselrichter und einem speisenden Drehstromnetz geschaltet ist.
Zur Lösung der Verfahrensaufgäbe ist ein Verfahren zur Steue- rung eines Umrichters vorgesehen. Der Umrichter ist zur Modulation eines Motorstromes und/oder einer Motorspannung ausgebildet. Durch die Modulation wird eine Grundschwingung in einem Durchlassbereich des Filters erzeugt. Bei der Modulation entstehen Modulationsprodukte in einem ersten Frequenzband, in einem zweiten Frequenzband und in einem zwischen dem ersten Frequenzband und dem zweiten Frequenzband ausgebildeten Zwischenfrequenzband.
Die Modulation erfolgt dabei derart, dass die Modulations- produkte in dem Zwischenfrequenzband gegenüber den Modulationsprodukten in dem ersten Frequenzband und den Modulationsprodukten in dem zweiten Frequenzband reduziert werden. Dabei kann das erste Frequenzband niedrigere Frequenzen als das Zwischenfrequenzband und das zweite Frequenzband höhere Fre- quenzen als das Zwischenfrequenzband umfassen.
Die Modulation erfolgt derart, dass das Zwischenfrequenzband in einem Resonanzbereich einer Resonanz des Filters zwischen dem Durchlassbereich und einem Dämpfungsbereich des Filters erzeugt wird. Aufgrund der reduzierten Modulationsprodukte im Zwischenfrequenzband wirken diese sich im Bereich der Resonanzüberhöhung nicht funktionsstörend auf den Umrichter aus. Bevorzugt erfolgt als Modulation eine Raumzeigermodulation und/oder einer Pulsmustermodulation.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist dabei vorgesehen, dass zwischen der Raumzeigermodulation und der Pulsmustermodulation in Abhängigkeit von einem Aussteuergrad und/oder der Grundschwingungsfrequenz umgeschaltet wird. Vorteilhaft- erweise wird zwischen der Raumzeigermodulation und der Pulsmustermodulation bei einem Aussteuerungsgrad von 0,3 bis 0,5 umgeschaltet . In einer vorteilhaften Weiterbildung ist vorgesehen, dass die Modulation durch unterschiedliche Pulsmuster in Abhängigkeit von dem Aussteuerungsgrad und/oder der Grundschwingungsfre- quenz erfolgt. Vorzugsweise sind hierbei in Abhängigkeit von dem Aussteuerungsgrad und/oder der Grundschwingungsfrequenz eine Anzahl Aussteuerungsgradbereiche und/oder eine Anzahl Grundschwingungsfrequenzbereiche vorgesehen, die jeweils einem optimierten Pulmuster zugeordnet sind. Zwischen den Be- reichen wird in Abhängigkeit von dem Aussteuerungsgrad und/oder der Grundschwingungsfrequenz zwischen den unterschiedlichen Pulsmustern umgeschaltet. Dabei ist vorzugsweise vorgesehen, dass jedes Pulsmuster das Zwischenfrequenzband mit reduzierten Modulationsprodukten im Resonanzbereich des Filters erzeugt.
Im Folgenden wird die Erfindung in Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Dabei zeigen:
FIG 1 eine schematisches Blockschaltbild eines Umrichters mit einem Filter,
FIG 2 einen Schaltplan eines Filters, FIG 3 eine graphische Darstellung einer Übertragungsfunktion eines Filters,
FIG 4 eine schematische Darstellung eines Frequenzspektrums einer Raumzeigermodulation,
FIG 5 ein schematisches Diagramm mit Amplituden von Modu- lationsprodukten in Abhängigkeit vom Aussteuerungsgrad,
FIG 6a eine schematische Darstellung eines Pulsmusters einer Pulsmustermodulation, und
FIG 6b eine schematische Darstellung eines Frequenzspekt- rums einer Pulsmustermodulation. In der FIG 1 ist ein schematisches Blockschaltbild eines Umrichters dargestellt. Der Umrichter ist an einem Netz mit der Netzspannung UN angeschlossen. Der Umrichter weist einen mit dem Netz verbundenen Gleichrichter 3 auf, der die Wechsel- Spannung UN des Netzes gleichrichtet und auf einen Zwischenkreis mit einer Zwischenkreisspannung Uz abgibt. Die Zwi- schenkreisspannung Uz wird durch einen Kondensator Cz geglättet. Mit dem Zwischenkreis ist weiterhin ein dreiphasiger Wechselrichter 2 verbunden, der aus der Zwischenkreisspannung Uz Motorspannungen erzeugt. Der Wechselrichter ist über ein Filter 1 daher mit dem Elektromotor 5 verbunden.
Weiterhin ist eine analoge und/oder digitale Steuereinheit 4 vorgesehen, die den Wechselrichter 2 zur Erzeugung der effek- tiven Wechselspannungen UR*, U3* und Uτ* für den Elektromotor steuert. Zusätzlich zu einem Steuersignal U* kann die Steuereinheit 4 ebenfalls Messsignale, wie eine Drehzahl n oder effektive Wechselströme IR, I3 oder Iτ verarbeiten. Die Leitungsanzahl für die einzelnen Phasen ist für dieses Ausfüh- rungsbeispiel durch die Anzahl der Striche auf der Leitung jeweils angedeutet.
Zur Erzeugung der effektiven Wechselspannungen UR*, U3* und Uτ* wird eine Modulation genutzt, die von der Steuereinheit 4 durch Ansteuerung von Leistungshalbleiterschalter des Wechselrichters 2 bewirkt wird. Hierzu schaltet die Steuereinheit 4 die Leistungshalbleiterschalter mit einer konstanten oder variablen Schaltfrequenz mit Pulsen, die sich durch eine Raumzeigermodulation oder Pulsmustermodulation ergeben. Die Erfindung ist dabei nicht auf den rein beispielhaften Aufbau eines Umrichters gemäß FIG 1 beschränkt, sondern wird lediglich bevorzugt mit diesem Aufbau verwendet.
Ein Ausführungsbeispiel eines Filters 1 ist in FIG 2 als Tiefpass zweiter Ordnung dargestellt, indem ein Filterkondensator CF mit einer Filterspule LF verbunden ist. Eine Ü- bertragungscharakteristik (Ausgangssignalamplitude zu Ein- gangssignalamplitude Ua/Ue) eines derartigen Tiefpasses ist in FIG 3 in einem Diagramm dargestellt. Das eingesetzte Sinusfilter 1 hat eine ausgeprägte Resonanzfrequenz fres . Signale mit Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz fres in ei- nem Durchlassbereich P können das Sinusfilter 1 passieren, hingegen werden Signale für Frequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz fres in einem Dämpfungsbereich D mit zunehmenden Abstand zur Resonanzfrequenz fres zunehmend abgeschwächt.
In einem Resonanzbereich R um die Resonanzfrequenz fres erfolgt aufgrund der geringen Dämpfung des Filters 1 eine Signalüberhöhung. Vorzugsweise wird dabei jede Anregung im Resonanzbereich R vermieden. Der Resonanzbereich R zur Resonanzüberhöhung hat eine gewisse, vom Filter abhängige Bandbreite. Die Auslegung des Filters 1 und hier besonders die Wahl der Resonanzfrequenz fres erfolgt so, dass die (frequenzvariable) Grundschwingungsfrequenz fGS im Durchlassbereich P, also unterhalb der Resonanzfrequenz fres liegt. Hingegen sollen möglichst viele Störfrequenzen im Dämpfungsbereich D sein.
Die Modulationsart ist entscheidend für das am Umrichter-Ausgang erzeugte Spektrum der Modulationsprodukte. Dabei können die Raumzeigermodulation verwendet werden und/oder offline optimierte Pulsmuster zum Einsatz kommen.
FIG 4 zeigt so genannte Modulationsprodukte, die durch eine Raumzeigermodulation entstehen. Die Raumzeigermodulation wird vorzugsweise bei kleinen Aussteuergraden a eingesetzt. Bei kleinen Aussteuergraden a ist die Grundschwingungsfrequenz fGS ebenfalls klein.
Die Höhe der einzelnen Modulationsprodukte hängt wesentlich vom Aussteuerungsgrad a ab. In den Ausgangsspannungen sind bei einer gegebenen Grundschwingungsfrequenz fGS Seitenhar- monische um Vielfache der Schaltfrequenz fSChait ~ i-m Weiteren Pulsfrequenz genannt - enthalten. Dies ist beispielhaft in FIG 4 lediglich für die Pulsfrequenz fSChait und die doppelte Pulsfrequenz 2 • fSChait dargestellt. Aufgrund der Beziehung
fa = μ fschalt ± n fGS
entstehen weiterhin die Seitenharmonische in Abhängigkeit von der Grundschwingungsfrequenz fGS . Weiterhin können Seitenharmonische der Grundschwingung auftreten. Vielfache der Grundschwingung (5., 7., 11., 13., ...) treten beispielsweise im Übersteuerungsbereich der Raumzeigermodulation auf. Beispielhaft ist für die maximale Grundfrequenz fmax die 5. und 7. Seitenharmonische dargestellt. Die dargestellten Amplituden uv der Modulationsprodukte sind in der FIG 4 jedoch nur zur Erläuterungszwecken eingezeichnet und entsprechen selten der Realität. Die Pulsfrequenz 2 • fSChait weist zum Beispiel bei einem Dreipunkt-Wechselrichter üblicherweise keine signifikante Amplitude bei kleinen Aussteuerungen auf.
Berechnungsdaten der Modulationsprodukte sind für die Drei- punkt-Wechselrichtertechnik in FIG 5 dargestellt. Dabei ist in Gruppen zusammengefasst die Summe der Amplituden aller Seitenharmonischen für die einfache Pulsfrequenz fs, die zweifache Pulsfrequenz 2fs, die dreifache Pulsfrequenz 3fs, die vierfache Pulsfrequenz 4fs und die fünffache Pulsfrequenz 5fs für eine Raumzeigermodulation eines Dreipunkt-Wechselrichters dargestellt. Zum Vergleich ist ebenfalls die Amplitude der Grundschwingung dargestellt. Der Verlauf aller Summen der Amplituden ist bezüglich eines Aussteuerungsgrades a graphisch dargestellt.
Dabei zeigt sich, dass bis etwa zu dem Aussteuerungsgrad von a = 0,45 die Summe der Amplituden der Seitenharmonischen zur zweifachen Pulsfrequenz 2fs sehr gering sind. Besonders vorteilhaft ist dabei, dass die einfache Pulsfrequenz fSChait und die dreifache Pulsfrequenz 3 fSChait weit auseinander liegen, so dass im Resonanzbereich R nur geringe Harmonische vorhanden sind und dadurch die Anregung des Filters 1 gering ist. Somit passiert ein Teil des Spektrums das Sinusfilter 1 - hier die einfache Pulsfrequenz fSChait und deren Seitenharmo¬ nische - ein anderer Teil wird durch das Filter 1 herausgefiltert (3 fschalt/ 4 fschalt ...).
Der Resonanzbereich R des Filters 1 gemäß den Figuren 2 und 3 wird daher für dieses Ausführungsbeispiel mit der Raumzeigermodulation derart abgestimmt, dass der Resonanzbereich R in einem Zwischenfrequenzband im Bereich der zweifachen PuIs- frequenz 2fs ausgebildet ist. Ein erstes Frequenzband im Bereich der einfachen Pulsfrequenz fs ist dabei im Durchlassbereich P des Filters 1 ausgebildet. Ein zweites Frequenzband beginnt im Bereich der dreifachen Pulsfrequenz 3fs, umfasst alle weiteren Vielfachen der Pulsfrequenz und ist daher im Dämpfungsbereich D des Filters 1 ausgebildet.
Hierdurch werden die Vorteile erzielt, dass eine kleine Schaltfrequenz gewählt werden kann, so dass Schaltverluste in den Leistungshalbleiterschaltern reduziert sind. Zugleich kann ein Filter klein und leicht ausgebildet werden, da man aufgrund der höheren Resonanzfrequenz fres mit einer kleineren Spuleninduktivität LF auskommt. Die hierdurch erzielte Gewichts- und Platzersparnis ermöglicht eine besonders kostengünstige Herstellung des Umrichters. Zugleich ist der Span- nungsabfall der Grundschwingung an der Filterdrossel LF klein, so dass bis zum Motor eine geringere Dämpfung durch den induktiven Anteil der Drossel LF auftritt und die Effektivität des Umrichters vergrößert ist, so dass ein vergrößertes Kippmoment des Elektromotors erzielt wird. Es wird zu- dem erzielt, dass der kapazitive Grundschwingungsstrom im
Filterkondensator CF gering ist, wodurch die Gefahr der Übererregung reduziert ist, die bei relativ kleinen Drehzahlen schon erreicht werden könnte.
Alternativ zu dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel könnte insbesondere bei der Zweipunkt-Wechselrichtertechnik die Re- sonanz f requenz fres auch al s f SChait << fres << 2 f schalt oder auch al s 2 f schalt << fres << 3 f schalt gewählt werden .
In einer ersten Ausführungsvariante wird ausschließlich die Raumzeigermodulation verwendet. Hingegen ist in einer zweiten Ausführungsvariante ausschließlich eine Pulsmustermodulation vorgesehen .
Insbesondere bei größeren Aussteuergraden bzw. Grundschwin- gungen werden vorteilhafterweise offline optimierte Pulsmuster einer Pulsmustermodulation eingesetzt. Bei Anwendung optimierter Pulsmuster entstehen ungeradzahlige, nicht durch drei teilbare Vielfache der Grundschwingungsfrequenz fGS . Durch Anwendung von Optimierungskriterien können die PuIs- muster derart bestimmt werden, dass bestimmte Harmonische in den Modulationsprodukten nicht enthalten sind.
Ein Pulsmuster einer Pulsmustermodulation ist beispielhaft in der FIG 6a dargestellt. Die zugehörige FIG 6b zeigt, dass das Pulsmuster durch entsprechende Optimierungskriterien derart abgestimmt ist, dass im Resonanzbereich R der Filterresonanzfrequenz fres nur sehr geringe Amplituden der Modulationsprodukte auftauchen. Demzufolge weist auch die Pulsmustermodulation ein Zwischenfrequenzband ZFB auf, in dem die Modulati- onsprodukte gegenüber einem ersten, niederfrequenteren Frequenzband FB1 und einem zweiten, höherfrequenteren Frequenzband FB2 deutlich reduziert sind, wobei dieses Zwischenfrequenzband ZFB auf den Resonanzbereich R abgestimmt ist. Daher werden im ersten Frequenzband FB1 und im zweiten Frequenzband FB2, also oberhalb und unterhalb des Resonanzbereichs R Harmonische zugelassen.
Selbstverständlich können auch bei kleinen Aussteuerungsgraden bzw. bei kleineren Grundschwingungen optimierte Pulsmus- ter einer Pulsmustermodulation verwendet werden. Wird für eine hohe Stromqualität die Pulsfrequenz fschalt etwa konstant gehalten, steigt die Pulszahl P und damit der Umfang der Tabellen .
Das Zwischenfrequenzband ZFB, das durch entsprechende Opti- mierung von Harmonischen der Modulationsprodukte freigehalten werden kann, hängt wesentlich von der zur Verfügung stehenden Pulsfrequenz fSChait ab • Das freigehaltene Zwischenfrequenzband ZFB kann bei gegebener Grundschwingungsfrequenz fGS ermittelt werden aus :
P ~ fschalt / fGS
Bei Anwendung optimierter Pulsmuster entstehen ungeradzahlige, nicht durch drei teilbare Vielfache der Grundschwingung als Harmonische im Ausgangsspektrum als Modulationsprodukte:
ua = ∑ uv mit v = 6 - ± l; n = l, 2 ...
Mit P Schaltwinkel pro Viertelperiode hat man prinzipiell P Freiheitsgrade bei der Optimierung, wobei ein Freiheitsgrad für die Grundschwingungsfrequenz fGS verwendet werden muss. Mit den verbliebenen Freiheitsgraden können dann P - I Harmonische aus dem Spektrum durch Optimierung "entfernt" werden. Dies entspricht etwa dem Frequenzband:
fGs • [ 6 • ( P - 1 ) ± 1 ] / 2 « 3 • P • fGS = 3 • fschalt
Da nicht immer Lösungen gefunden werden, ist es praxisnah, das Zwischenfrequenzband ZFB, das im Wesentlichen frei von
Modulationsprodukten gehalten werden kann, mit 2 • fSChait abzuschätzen. Die Figuren 6a und 6b zeigen beispielhaft eine Zweigspannung eines Ausgangs des Wechselrichters 2 und das Frequenzspektrum mit den Modulationsprodukten für einen Drei- punkt-Wechselrichter für ein optimiertes Pulsmuster bei P = 15, fGS = 20 Hz, a = 0,4 und fres = 400 Hz. In einer dritten Ausführungsvariante sind das erste Ausführungsbeispiel und das zweite Ausführungsbeispiel vorteilhaft kombiniert, indem bei einem kleinen Aussteuerungsgrad, vorzugsweise bei einem Aussteuerungsgrad von a = 0,4 von der Raumzeigermodulation auf die Pulsmustermodulation für höhere Aussteuerungsgrade a umgeschaltet wird. Hierdurch wird der Vorteil erzielt, dass die Oberschwingungsströme im Umrichter reduziert werden, so dass der Umrichter geringer belastet wird. Durch die Kombination beider Modulationsverfahren ge- lingt eine Abdeckung des gesamten Aussteuerbereichs mit Modulationsverfahren, die der Anforderung genügen, dass in dem Zwischenfrequenzband ZFB keine signifikanten Modulationsprodukte auftreten, die in Zusammenwirkung mit der Resonanzüberhöhung des Filters 1 zu einer Funktionsbeeinträchtigung des Umrichters oder eines betriebenen Elektromotors führen. Das Zwischenfrequenzband ZFB kann hierdurch so gewählt werden, dass für vergleichsweise kleine Pulsfrequenzen fSChait hohe Filterresonanzfrequenzen fres erzielt werden.
Die Erfindung ist nicht auf die verschiedenen Ausführungsbeispiele der FIG 1 bis 6b beschränkt, da der ihr zu Grunde liegende Grundgedanke auf alle Umrichter, insbesondere mit Raumzeigermodulation und/oder Pulsmustermodulation anwendbar ist .

Claims

Patentansprüche
1. Umrichter
- mit Leistungshalbleiterschaltern, - mit einem Ansteuerschaltkreis (4) der zur Modulation mit Leistungshalbleiterschaltern verbunden ist und durch die Modulation Modulationsprodukte in einem ersten Frequenzband (FB1) , in einem zweiten Frequenzband (FB2) und in einem zwischen dem ersten Frequenzband (FB1) und dem zweiten Frequenzband (FB2) ausgebildetes
Zwischenfrequenzband (ZFB) erzeugt, wobei die Modulationsprodukte in dem Zwischenfrequenzband (ZFB) gegenüber den Modulationsprodukten in dem ersten Frequenzband (FB1) und den Modulationsprodukten in dem zweiten Fre- quenzband (FB2) reduziert sind, und
- mit einem mit den Leistungshalbleiterschaltern verbundenen Filter (1), der einen Resonanzbereich (R), einen Durchlassbereich (P) für eine von dem Ansteuerschaltkreis (4) erzeugte Grundschwingung und einen Dämpfungs- bereich (D) aufweist, wobei der Resonanzbereich (R) im Bereich des Zwischenfrequenzbandes (ZFB) ausgebildet ist.
2. Umrichter nach Anspruch 1, bei dem der Ansteuerschaltkreis (4) zur Erzeugung einer Raumzeigermodulation und/oder einer
Pulsmustermodulation ausgebildet ist.
3. Umrichter nach Anspruch 2, bei dem der Ansteuerschaltkreis (4) zur Umschaltung zwischen Raumzeigermodulation und PuIs- mustermodulation in Abhängigkeit von einem Aussteuergrad (a) und/oder einer Grundschwingungsfrequenz (fGs) ausgebildet ist .
4. Umrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das Filter (1) einen Tiefpass, insbesondere einen LC-Tiefpass
2. Ordnung, aufweist.
5. Umrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem Gleichrichter (3) , mit einem mit dem Gleichrichter (3) verbundenen Zwischenkreis und - mit einem mit dem Zwischenkreis und dem Filter (1) verbundenen Wechselrichter (2), der die Leistungshalbleiterschalter aufweist, und wobei das Filter (1) Anschlüsse zur Verbindung mit einem elektromotorischen Antrieb (5) aufweist.
6. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem das Filter zwischen dem Wechselrichter und einem speisenden Drehstromnetz geschaltet ist.
7. Verfahren zur Steuerung eines Umrichters mit Leistungshalbleiterschaltern, mit einem mit den Leistungshalbleiterschaltern verbundenen Filter (1) und mit einem Ansteuerschaltkreis (4), der zur Modulation mit den Leistungshalbleiterschaltern verbunden ist, wobei durch die Modulation - eine Grundschwingung mit einer Grundschwingungsfrequenz (fGS) in einem Durchlassbereich (P) des Filters (1) erzeugt wird,
Modulationsprodukte in einem ersten Frequenzband (FB1) , in einem zweiten Frequenzband (FB2) und in einem zwi- sehen dem ersten Frequenzband (FB1) und dem zweiten
Frequenzband (FB2) ausgebildeten Zwischenfrequenzband (ZFB) erzeugt werden, die Modulationsprodukte in dem Zwischenfrequenzband (ZFB) gegenüber den Modulationsprodukten in dem ersten Frequenzband (FB1) und den Modulationsprodukten in dem zweiten Frequenzband (FB2) reduziert werden, das Zwischenfrequenzband (ZFB) in einem Resonanzbereich (R) einer Resonanzfrequenz (fres) des Filters (1) zwischen dem Durchlassbereich (P) und einem Dämpfungsbe- reich (D) des Filters (1) erzeugt wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem als Modulation eine Raumzeigermodulation und/oder eine Pulsmustermodulation erfolgt.
9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem die Modulation durch unterschiedliche Pulsmuster in Abhängigkeit von dem Aussteuerungsgrad (a) und/oder der Grundschwingungsfrequenz (fGS) erfolgt, wobei jedes Pulsmuster in einem Aussteuerungsgradbereich und/oder in einem Grundschwingungsfrequenz- bereich das Zwischenfrequenzband (ZFB) mit reduzierten Modulationsprodukten im Resonanzbereich (R) des Filters (1) erzeugt .
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem zwischen der Raumzeigermodulation und der Pulsmustermodulation in Abhängigkeit von einem Aussteuergrad (a) und/oder der Grundschwingungsfrequenz (fGs) umgeschaltet wird.
11. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem zwischen der Raum- zeigermodulation und der Pulsmustermodulation bei einem Aussteuerungsgrad von 0,3 bis 0,5 umgeschaltet wird.
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