EP1994637A1 - Oszillatoranordnung und verfahren zum betrieb eines schwingquarzes - Google Patents

Oszillatoranordnung und verfahren zum betrieb eines schwingquarzes

Info

Publication number
EP1994637A1
EP1994637A1 EP07711899A EP07711899A EP1994637A1 EP 1994637 A1 EP1994637 A1 EP 1994637A1 EP 07711899 A EP07711899 A EP 07711899A EP 07711899 A EP07711899 A EP 07711899A EP 1994637 A1 EP1994637 A1 EP 1994637A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
terminal
transistor
oscillator arrangement
input
oscillator
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP07711899A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Josef Kriebernegg
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ams Osram AG
Original Assignee
Austriamicrosystems AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Austriamicrosystems AG filed Critical Austriamicrosystems AG
Publication of EP1994637A1 publication Critical patent/EP1994637A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/364—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/0002—Types of oscillators
    • H03B2200/0012—Pierce oscillator

Definitions

  • the object of the present invention is to provide an oscillator arrangement and a method for operating a quartz crystal, which ensure stable setting of an operating point of the oscillator arrangement.
  • an oscillator arrangement comprises a first and a second connection, between which a quartz crystal can be coupled, and a differential amplifier.
  • the first terminal of the oscillator arrangement can be coupled to a reference potential terminal via a first capacitor.
  • the second terminal of the oscillator arrangement can be coupled to the reference potential terminal via a second capacitor.
  • the differential amplifier has a first and a second input and an output. The first input of the differential amplifier is connected to the first terminal of the oscillator arrangement. The output of the differential amplifier is coupled to the second terminal of the oscillator arrangement.
  • the second input of the differential amplifier a DC voltage can be fed.
  • a stable operating point of the oscillator arrangement is set by means of the differential amplifier and the DC voltage, which is supplied to the second input of the differential amplifier.
  • an input signal which can be tapped off at a connection of the oscillating quartz is preferably applied.
  • the differential amplifier provides an output signal at its output which can be fed to a further connection of the quartz oscillator.
  • the output signal is output from the oscillator arrangement.
  • the first and second capacitors serve to set a phase condition of a control loop, comprising send the crystal oscillator in a forward branch of the control loop and the differential amplifier in a feedback branch of the control loop.
  • a loop gain of the control loop advantageously has at small amplitudes a value greater than 1 for oscillation and the value one for sustaining oscillation.
  • the control loop advantageously satisfies the phase condition for a 360 degree vibration or a multiple of 360 degrees.
  • the first and the second capacitor are set such that the phase condition is fulfilled.
  • the second input of the differential amplifier is preferably connected to the reference potential terminal via a DC voltage source which supplies the DC voltage.
  • the oscillator arrangement thus achieves a stable
  • the oscillator arrangement comprises a resistor which couples the first terminal to the second terminal of the oscillator arrangement.
  • the resistor is used to set DC voltage components of the input signal and the output signal.
  • the resistor can be realized as a thin-film resistor.
  • the resistor may be realized as a metal film resistor or as a polysilicon resistor on a semiconductor body comprising the oscillator arrangement.
  • the resistor may be formed as a diffusion resistor, which is doped according to a well in the semiconductor body.
  • the resistor is designed as a transistor.
  • the resistor has a first transistor which is connected at a first terminal to the first terminal of the oscillator arrangement and at a second terminal to the second terminal of the oscillator arrangement.
  • the area requirement on the semiconductor body for a resistor connected as a first transistor is much lower than for a polysilicon resistor or a diffusion resistor.
  • the first transistor may be formed as a field effect transistor.
  • the first transistor is realized as a metal-oxide semiconductor field effect transistor.
  • the first transistor can be realized as an N-channel field-effect transistor, in which a control connection is connected to a supply potential connection.
  • the first transistor is formed as a P-channel field effect transistor, which is connected to a control terminal to the reference potential terminal.
  • the oscillator arrangement may comprise a voltage divider which is connected between the supply potential terminal and the reference potential terminal and which is connected at a tap to the second input of the differential amplifier for supplying the DC voltage.
  • the voltage divider serves as a DC voltage source.
  • the oscillator arrangement has a second transistor which is connected to a first terminal at the reference potential terminal and to a second terminal at the second input of the differential amplifier.
  • the second The connection of the second transistor is coupled to the supply potential terminal.
  • the second transistor can be realized as a field-effect transistor.
  • the second transistor is formed as a metal-oxide-semiconductor field effect transistor.
  • the second transistor may be provided as a P-channel field-effect transistor which is connected to the reference potential connection at a control connection.
  • the second terminal of the second transistor can be coupled to the supply potential terminal via a resistor.
  • the second terminal of the second transistor is preferably coupled to the supply potential terminal via a second current source.
  • the DC voltage source comprises the second transistor and the second current source, since a space requirement for such a DC voltage source is significantly lower than for a voltage divider comprising two diffusion or two polysilicon resistors.
  • the second transistor has a lower parasitic capacitance than a resistance arranged in or on the semiconductor body.
  • the lower parasitic capacitance has an advantageous effect on the oscillation behavior of the oscillator arrangement.
  • a resistance may be 10 MOhms to achieve a power consumption of the oscillator assembly of 300 nA or less.
  • the first and the second transistor are implemented as field effect transistors of the same conductivity type.
  • the first and the second transistor have the same threshold voltage.
  • the first and the second transistor are realized as P-channel field-effect transistors.
  • the threshold voltage of transistors can usually be used during production. of a complementary metal-oxide-semiconductor integration technique, abbreviated CMOS integration technology, from wafer to wafer or within a wafer.
  • CMOS integration technology complementary metal-oxide-semiconductor integration technique
  • the first and the second transistor are preferably integrated adjacent, so that a deviation of the threshold voltage is very small.
  • the resistance behavior of the first transistor is approximately constant, since the first and the second transistor have approximately the same threshold voltage, even if the absolute values of the threshold voltages of the first and second transistors deviate from a predefined value.
  • the second input of the differential amplifier serves as a DC voltage reference point to set the first transistor in a preferred operating point.
  • the DC voltage supplied to the second input of the differential amplifier is advantageously generated. Since the first and second transistors have similar characteristics, this embodiment of the DC power source enables stable operation of the first transistor as a resistance even at a value of the supply voltage of less than 1 V.
  • the differential amplifier has a first and a second input transistor.
  • the first input transistor is connected to a control terminal to the first input of the differential amplifier.
  • the second input transistor is connected to a control terminal to the second input of the differential amplifier.
  • the two input transistors can be interconnected to form a differential stage.
  • the two input transistors are each connected to a first terminal to a foot of the differential stage.
  • the base of the difference stage can be over a Resistor coupled to the reference potential terminal.
  • the differential amplifier has a first current source, which couples the base point, that is, the two first terminals of the two input transistors, to the reference potential terminal.
  • a second terminal of the first input transistor may be coupled to the output of the differential amplifier.
  • the differential amplifier has a current mirror, via which in each case a second terminal of the two input transistors is coupled to the supply potential terminal.
  • the current mirror has a first and a second current mirror transistor.
  • the number of transistors, which are connected in series in a branch of the differential amplifier between the supply potential connection and the reference potential connection can be kept small.
  • a value of the supply voltage may be sufficient, which has the value of a voltage between the control terminal and another terminal of a transistor plus twice the value of a voltage between the two terminals of the controlled path of a transistor in operation in saturation.
  • the differential amplifier and the entire oscillator arrangement can be operated with a low supply voltage, for example less than one volt.
  • the first and second current mirror transistors have approximately the same current driving capability.
  • the first and second current mirror transistors may have approximately the same channel width and the same channel length.
  • the first and second input transistors may alternatively or additionally show approximately the same current driving capability.
  • the channel width and the channel length of the two input transistors may be approximately equal.
  • the first input transistor, the second input transistor, the first current mirror transistor, and the second current mirror transistor have approximately the same current driving capability.
  • the first input transistor has a first current driving capability and the second input transistor has a second current driving capability smaller than the first current driving capability by a first factor n.
  • the first input transistor may have a channel width to channel length ratio that is approximately greater by a first factor n than a channel width to channel length ratio of the second input transistor.
  • the first input transistor and the first current mirror transistor have approximately the first current driver capability. According to this development, correspondingly, the second input transistor and the second
  • the first current mirror transistor may have a channel width to channel length ratio that is approximately greater by a first factor n than a channel width to channel length ratio of the second current mirror transistor.
  • the first input transistor can also have a ratio of channel width to channel length.
  • ge greater than the first factor n is greater than a ratio of channel width to channel length of the second input transistor.
  • a current flow in a second branch of the differential amplifier is less than a current flow in a first branch of the differential amplifier.
  • the oscillator arrangement can be used to operate a disc-shaped quartz crystal. It can be used to operate quartz crystals with a resonant frequency between one megahertz and 100 megahertz.
  • the oscillator arrangement can likewise be provided for the operation of a low-frequency oscillating quartz.
  • a quartz crystal which is formed according to the tuning fork principle, be coupled.
  • the oscillator arrangement can be used for quartz crystals having a resonance frequency of less than 100 kilohertz.
  • the oscillator arrangement may preferably be used for quartz crystals having a resonant frequency of approximately 32 to 33 kilohertz.
  • the oscillator arrangement can be realized in a bipolar integration technique.
  • the oscillator arrangement can be produced by means of a CMOS integration technique.
  • a semiconductor body may comprise the oscillator arrangement comprising the differential amplifier, the first and second transistors and the second current source.
  • the oscillator arrangement comprising the differential amplifier, the first and second transistors and the second current source.
  • the oscillator arrangement comprises the oscillating quartz, which is connected between the first and the second terminal of the oscillator arrangement.
  • a differential amplified output signal is generated.
  • the difference-amplified output signal is delivered to a quartz crystal.
  • An input signal provided by the crystal oscillator is compared with a DC voltage and amplified to obtain the differential amplified output signal.
  • the quartz crystal is operated in a stable operating point.
  • a resistive coupling is provided parallel to the quartz crystal.
  • the resistive coupling may include a first transistor connected as a resistor.
  • Figure 1 shows an exemplary embodiment of an oscillator arrangement in a block diagram according to the proposed principle and Figures 2A to 2C show further exemplary embodiments of an oscillator arrangement according to the proposed principle.
  • an oscillator arrangement 1 in a block diagram according to the proposed principle, which comprises a differential amplifier 13, which is coupled to a first capacitor 11, a second capacitor 12 and a quartz oscillator 10.
  • the differential amplifier 13 has a first input 14, which is formed as an inverting input, a second input 15, which is designed as a non-inverting input, and an output 16.
  • the differential amplifier 13 is connected to a supply potential connection 9 and a reference potential connection 8 for the energy supply.
  • the output 16 of the differential amplifier 13 is connected to a second terminal 3 of the oscillator arrangement 1 and coupled to the reference potential terminal 8 via the second capacitor 12.
  • Between a first terminal 2 and the second terminal 3 of the oscillator arrangement of the quartz crystal 10 is connected.
  • the first terminal 2 of the oscillator arrangement 1 is connected to the first input 14 of the differential amplifier 13 and coupled to the reference potential terminal 8 via the first capacitor 11.
  • the second input 15 of the differential amplifier 13 is connected to the reference potential terminal 8 via a DC voltage source 21.
  • an output signal XOUT can be tapped, which is fed to the quartz oscillator 10 and which represents an output signal of the oscillator arrangement.
  • an input signal XIN can be tapped off, which is connected to the first input 14 of the differential amplifier. stronger is supplied.
  • the second input 15 of the differential amplifier 13, a DC voltage VC is supplied.
  • the differential amplifier 13 provides the output signal XOUT in response to a difference between the input signal XIN and the DC voltage VC.
  • an operating point of the oscillator arrangement 1 can thus be adjusted by means of the DC voltage VC.
  • a resistor 20 is connected between the first and second terminals 2, 3 of the oscillator arrangement 1.
  • a DC connection in the form of a resistive coupling between the first and the second terminal 2, 3 is thus realized.
  • a DC potential of the output signal XOUT affects a DC potential of the input signal XIN and vice versa.
  • FIG. 2A shows an exemplary embodiment of the oscillator arrangement 1 according to the proposed principle, which represents a refinement of the arrangement according to FIG.
  • the oscillator arrangement 1 comprises the differential amplifier 13 and is coupled to the quartz oscillator 10, the first and the second capacitor 11, 12.
  • the oscillator arrangement 1 comprises the resistor 20, which is connected between the first and the second connection 2, 3.
  • the resistor 20 has a first transistor 4 which is connected at a first terminal 5 to the first terminal 2 of the oscillator arrangement 1 and at a second terminal 6 to the second terminal 3 of the oscillator arrangement 1.
  • the first transistor 4 is connected to the reference potential terminal 8 at a control terminal 7.
  • the oscillator arrangement 1 has a second transistor 80 and a second one Current source 85, which are connected in series with each other and connected between the supply potential terminal 9 and the reference potential terminal 8.
  • a node between the second transistor 80 and the second current source 85 is connected to the second input 15 of the differential amplifier 13.
  • a first terminal 81 and a control terminal 83 of the second transistor 80 are connected to the reference potential terminal 8.
  • a second terminal 82 of the second transistor 80 is connected to the second current source 85.
  • the DC voltage source 21 thus comprises the second transistor 80 and the current source 85.
  • the differential amplifier 13 has a first and a second input transistor 30, 50 which are each connected to one another at a first terminal 31, 51 and are coupled to the reference potential terminal 8 via a first current source 17.
  • a node at which the first terminals 31, 51 of the first and the second input transistors 30, 50 are connected to one another serves as a base point 18 of the difference stage.
  • a control terminal 33 of the first input transistor 30 is connected to the first input 14 and a control terminal 53 of the second input transistor 50 to the second input 15 of the differential amplifier 13.
  • the differential amplifier 13 has a first and a second current mirror transistor 40, 60.
  • the first current mirror transistor 40 couples a second terminal 32 of the first input transistor 30 and the second current mirror transistor 60 connects a second terminal 52 of the second input transistor 50 to the supply potential terminal 9.
  • the second terminal 32 of the first input transistor 30 is connected to the output 16 of the differential amplifier 13 ,
  • the two control terminals of the first and second current mirror transistors 40, 60 are connected to each other and connected to a terminal of the second current mirror transistor.
  • geltransistors 60 connected to form a current mirror.
  • the DC voltage VC is provided, which is fed to the second input 15 of the differential amplifier 13.
  • an input signal XIN can be tapped, which is supplied to the first input 14 of the differential amplifier 13.
  • the differential amplifier 13 provides an output signal XOUT at the output 16 of the differential amplifier 13 and at the second terminal 3, which is formed as a function of the input signal XIN and the DC voltage VC.
  • the oscillating quartz 10 is in turn acted upon by the output signal XOUT, so that the input signal XIN can be tapped off at the first terminal 2 of the oscillator arrangement 1.
  • a supply voltage VDD has a positive value, that is, a potential at the supply potential terminal 9 is higher than a reference potential GND at the reference potential terminal 8.
  • the first transistor 4 serves as a feedback resistor 20.
  • the differential amplifier 13 advantageously ensures a large adjustment range of a DC operating point. Therefore, the control terminal 7 of the first transistor 4 may be connected to the reference potential terminal 8. Since the threshold voltage vth of the second transistor 80 is approximately equal to the threshold voltage vth of the first transistor 4, the first transistor 4 is operated in a resistance region of a transistor characteristic. Advantageously, this is the case even with a supply voltage VDD less than 1 V.
  • the DC voltage setting of the oscillator arrangement 1 is largely independent of process and temperature fluctuations.
  • the first and the second input transistors 30, 50 are formed as n-channel field effect transistors having a first channel width W3, W5 and a first channel length L3, L5.
  • the first and the second current mirror transistor 40, 60 with a second channel width W4, W6 and a second channel length L4, L6 and the first and the second transistor 4, 80 are realized as p-channel field-effect transistors.
  • the current driving capability of transistors 30, 40 in the first branch is equal to the current driving capability of
  • Transistors 50, 60 symmetrically constructed in the second branch of the differential amplifier 13 and thus the differential amplifier.
  • the operating point of the differential amplifier 13 can be set.
  • the supply voltage VDD is negative, that is to say that the potential at the supply potential connection 9 is lower than the reference potential GND at the reference potential connection 8.
  • the first and second transistors 4, 80 and the first and second current mirror transistors 40, 60 are formed as n-channel field-effect transistors. Accordingly, the first and second input transistors 30, 50 are formed as p-channel field effect transistors.
  • FIG. 2B shows a further exemplary embodiment of an oscillator arrangement according to the proposed principle, which represents a refinement of the oscillator arrangement 1 according to FIG. 2A.
  • the differential amplifier 13 according to FIG. 2B has a second input transistor 50 'with a third channel width W5' and a third channel length L5 'and a second current mirror transistor 60' with a fourth channel width W6 '. and a fourth channel length L6 '.
  • the first input transistor 30 exhibits a current driving capability higher by a first factor n than the second input transistor 50 '.
  • the ratio of the first channel width W3 to the first channel length L3 by the first factor n is greater than the ratio of the third channel width W5 'to the third channel length L5'. Accordingly, the first current mirror transistor 40 has a current driving capability higher by the first factor n than the second current mirror transistor 60 '. Therefore, the ratio of the second channel width W4 to the second channel length L4 is greater by the first factor n than the ratio of the fourth channel width W6 'to the fourth channel length L6'.
  • a clock signal converter 90 is connected at the second terminal 3 of the oscillator arrangement 1.
  • the clock signal converter 90 is designed as an inverter.
  • the output signal XOUT is present as an alternating voltage and can be tapped off at the second terminal 3.
  • the clock signal converter 90 is the input side, the output signal XOUT supplied. On the output side, a clock signal XT is provided at the clock signal converter 90.
  • a current I flows through the second branch of the differential amplifier 13, while an n-fold current n * I flows through the first branch of the differential amplifier 13.
  • the first current source 17 is designed to provide a current which is greater than the current I through the second branch of the differential amplifier 13 by a first factor n + 1 increased by 1.
  • a supply voltage VDD may be sufficient, which is the
  • the oscillator arrangement 1 can be operated with a low value for the supply voltage VDD.
  • the power consumption in the oscillator arrangement 1 according to FIG. 2B is lower than in the oscillator arrangement 1 according to FIG. 2A.
  • FIG. 2C shows a further exemplary embodiment of an oscillator arrangement which represents a development of the oscillator arrangement according to FIG.
  • the differential amplifier 13 shown in FIG 2C a first and a second input output transistor 30 '', 50 '', which are implemented as bipolar transistors.
  • An emitter terminal 31 '' of the first input transistor 30 '' is' ⁇ the second to an emitter terminal 51 Input transistor 50 • 'and coupled via the first current source 17 to the reference potential terminal 8.
  • the differential amplifier 13 further comprises a current mirror with a first and a second current mirror transistor 40'',60'', which are formed as bipolar transistors Emitter terminal of the first and an emitter terminal of the second current mirror transistor 40 ", 60 '' are connected to the supply potential terminal 9.
  • a base terminal of the first current mirror transistor 40 "and a base terminal of the second current mirror transistor 60" are connected to each other and to a collector terminal of the second current mirror transistor 60 ".
  • the collector terminal of the second current mirror transistor 60 " is connected to a collector terminal 52" of the second input transistor 50 ".
  • a collector terminal of the first current mirror transistor 40 " is connected to a collector End 32 ⁇ 'of the first input transistor 30''connected.
  • the output 16 of the differential amplifier 13, which is connected to the second terminal 3 of the oscillator arrangement 1 is connected to a node between the first input transistor 30 "and the first current mirror transistor 40".
  • a base terminal 33 "of the first input transistor 30" is connected to the first terminal 2 of the oscillator arrangement 1.
  • a base terminal 53 ⁇ 'of the second input transistor 50'' is connected to the DC voltage source 21st
  • the oscillator arrangement 1 can already be operated with a small supply voltage VDD, since in the differential amplifier 13 only three active elements are connected between the supply potential connection 9 and the reference potential connection 8. These are in the first branch of the first current mirror transistor 40 '', the first input transistor 30 '' and the first current source 17 and in the second branch of the second current mirror transistor 60 '', the second input transistor 50 '' and also the first current source 17th
  • a supply voltage VDD may be sufficient, which has the value of a voltage between the base terminal and the emitter terminal of a transistor plus twice the value of the saturation voltage of a transistor.
  • the oscillator arrangement 1 is advantageous over oscillator arrangements with a plurality of cascaded transistors, in particular at a low value of the supply voltage VDD.
  • the resistor 20 is connected between the first and second terminals 2, 3 of the oscillator arrangement 1. LIST OF REFERENCE NUMBERS

Landscapes

  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)

Abstract

Die Oszillatoranordnung (1) umfasst einen Differenzverstärker (13) sowie einen ersten und einen zweiten Anschluss (2, 3). Der erste Anschluss (2) der Oszillatoranordnung (1) ist über einen Schwingquarz (10) mit dem zweiten Anschluss (3) der Oszillatoranordnung (1) und über einen ersten Kondensator (11) mit einem Bezugspotentialanschluss (8) koppelbar. Der zweite Anschluss (3) der Oszillatoranordnung (1) ist über einen zweiten Kondensator (12) mit dem Bezugspotentialanschluss (8) koppelbar. Der Differenzverstärker (13) ist an einem ersten Eingang (14) mit dem ersten Anschluss (2) der Oszillatoranordnung (1) und an einem Ausgang (16) mit dem zweiten Anschluss (3) der Oszillatoranordnung (1) verbunden. Der zweite Eingang (15) des Differenzverstärkers (13) ist über eine Gleichspannungsquelle (21) mit dem Bezugspotenzialanschluss (8) verbunden.

Description

Beschreibung
Oszillatoranordnung und Verfahren zum Betrieb eines Schwingquarzes
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Oszillatoranordnung, eine Verwendung der Oszillatoranordnung und ein Verfahren zum Betrieb eines Schwingquarzes.
Oszillatoranordnungen finden beispielsweise Einsatz in Rechnern, Digitalkameras, Uhren und Geräten der Mobilkommunikati- on und dienen zur Erzeugung eines Wechselsignals . Aus dem Wechselsignal wird üblicherweise ein Taktsignal generiert, das zur Ansteuerung von Digitalschaltungen dienen kann.
Das Dokument "Halbleiter-Schaltungstechnik", U. Tietze, Ch. Schenk, 12. Auflage, Springer Verlag 2002, Kapitel 14.2.2 "Grundwellen-Oszillatoren" zeigt auf Seite 882 in Abbildung 14.17 einen Pierce-Oszillator mit einem Schwingquarz, zwi- sehen dessen Anschlüssen ein Widerstand geschaltet ist. Ein erster Anschluss des Schwingquarzes ist über einen Inverter mit einem zweiten Anschluss des Schwingquarzes gekoppelt, der den Ausgang der Oszillatoranordnung bildet.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Oszillatoranordnung und ein Verfahren zum Betrieb eines Schwingquarzes bereitzustellen, die eine stabile Einstellung eines Arbeitspunktes der Oszillatoranordnung gewährleisten.
Diese Aufgabe wird mit dem Gegenstand des Patentanspruches 1 sowie dem Verfahren gemäß Patentanspruch 16 gelöst. Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind jeweils Gegenstand der abhängigen Ansprüche . Erfindungsgemäß umfasst eine Oszillatoranordnung einen ersten und einen zweiten Anschluss, zwischen denen ein Schwingquarz koppelbar ist, sowie einen Differenzverstärker. Der erste Anschluss der Oszillatoranordnung ist über einen ersten Konden- sator mit einem Bezugspotenzialanschluss koppelbar. Ebenfalls ist der zweite Anschluss der Oszillatoranordnung über einen zweiten Kondensator mit dem Bezugspotenzialanschluss koppel- bar. Der Differenzverstärker weist einen ersten und einen zweiten Eingang sowie einen Ausgang auf . Der erste Eingang des Differenzverstärkers ist mit dem ersten Anschluss der Oszillatoranordnung verbunden. Der Ausgang des Differenzverstärkers ist mit dem zweiten Anschluss der Oszillatoranordnung gekoppelt .
Dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers ist eine Gleichspannung zuleitbar.
Mit Vorteil wird mittels des Differenzverstärkers und der Gleichspannung, die dem zweiten Eingang des Differenzverstär- kers zugeführt wird, ein stabiler Arbeitspunkt der Oszillatoranordnung eingestellt.
Bevorzugt liegt am ersten Eingang des Differenzverstärkers ein an einem Anschluss des Schwingquarzes abgreifbares Ein- gangssignal an. Der Differenzverstärker stellt in Abhängigkeit von einem Vergleich des Eingangssignals am ersten Eingang und der Gleichspannung am zweiten Eingang ein Ausgangs- signal an seinem Ausgang bereit, das einem weiteren Anschluss des Schwingquarzes zuführbar ist. Das Ausgangssignal wird von der Oszillatoranordnung abgegeben.
Mit Vorteil dienen der erste und der zweite Kondensator zum Einstellen einer Phasenbedingung eines Regelkreises, umfas- send den Schwingquarz in einem Vorwärtszweig des Regelkreises und den Differenzverstärker in einem Rückkoppelzweig des Regelkreises. Eine Schleifenverstärkung des Regelkreises weist vorteilhafterweise bei kleinen Amplituden einen Wert größer 1 zum Anschwingen und den Wert eins zum Aufrechterhalten einer Schwingung auf. Die Regelschleife erfüllt mit Vorteil die Phasenbedingung für eine Schwingung von 360 Grad oder ein Vielfaches von 360 Grad. Mit Vorteil sind der erste und der zweite Kondensator derart eingestellt, dass die Phasenbedin- gung erfüllt ist.
Bevorzugt ist der zweite Eingang des Differenzverstärkers ü- ber eine Gleichspannungsquelle, welche die Gleichspannung bereitstellt, mit dem Bezugspotenzialanschluss verbunden. Mit Vorteil erzielt somit die Oszillatoranordnung eine stabile
Einstellung eines Gleichspannungsarbeitspunktes der Oszillatoranordnung auch bei einer sehr kleinen Versorgungsspannung.
In einer Weiterbildung umfasst die Oszillatoranordnung einen Widerstand, der den ersten Anschluss mit dem zweiten An- schluss der Oszillatoranordnung koppelt. Mit Vorteil dient der Widerstand zum Einstellen von Gleichspannungsanteilen des Eingangssignals und des Ausgangssignals.
Der Widerstand kann als Dünnfilmwiderstand realisiert sein.
Alternativ kann der Widerstand als Metallfilm-Widerstand oder als Polysilizium-Widerstand auf einem Halbleiterkörper, welcher die Oszillatoranordnung umfasst, realisiert sein. Wiederum alternativ kann der Widerstand als Diffusionswiderstand ausgebildet sein, der entsprechend einer Wanne im Halbleiterkörper dotiert ist. Bevorzugt ist der Widerstand als Transistor ausgebildet. Gemäß der bevorzugten Ausführungsform weist der Widerstand einen ersten Transistor auf, der an einem ersten Anschluss mit dem ersten Anschluss der Oszillatoranordnung und an einem zweiten Anschluss mit dem zweiten Anschluss der Oszillatoranordnung verbunden ist. Mit Vorteil ist der Flächenbedarf auf dem Halbleiterkörper für einen als Widerstand geschalteten ersten Transistor viel geringer als für einen Polysilizium- Widerstand oder einen Diffusionswiderstand.
Der erste Transistor kann als Feldeffekttransistor ausgebildet sein. Bevorzugt ist der erste Transistor als Metall-Oxid- Halbleiter Feldeffekttransistor realisiert.
Der erste Transistor kann als N-Kanal Feldeffekttransistor realisiert sein, bei dem ein Steueranschluss mit einem Ver- sorgungspotenzialanschluss verbunden ist.
Bevorzugt ist der erste Transistor als P-Kanal Feldeffekt- transistor ausgebildet, der an einem Steueranschluss mit dem Bezugspotenzialanschluss verbunden ist.
Die Oszillatoranordnung kann einen Spannungsteiler umfassen, der zwischen den Versorgungspotenzialanschluss und den Be- zugspotenzialanschluss geschaltet und der an einem Abgriff mit dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers zur Zuführung der Gleichspannung verbunden ist. Der Spannungsteiler dient dabei als Gleichspannungsquelle.
Bevorzugt weist die Oszillatoranordnung einen zweiten Transistor auf, der mit einem ersten Anschluss am Bezugspotenzialanschluss und mit einem zweiten Anschluss am zweiten Eingang des Differenzverstärkers angeschlossen ist. Der zweite Anschluss des zweiten Transistors ist mit dem Versorgungspo- tenzialanschluss gekoppelt.
Der zweite Transistor kann als Feldeffekttransistor reali- siert sein. Bevorzugt ist der zweite Transistor als Metall- Oxid-Halbleiter Feldeffekttransistor ausgebildet. Der zweite Transistor kann als P-Kanal Feldeffekttransistor vorgesehen sein, der an einem Steueranschluss mit dem Bezugspotenzialan- schluss verbunden ist. Der zweite Anschluss des zweiten Tran- sistors kann über einen Widerstand mit dem Versorgungspoten- zialanschluss gekoppelt sein. Bevorzugt ist der zweite Anschluss des zweiten Transistors über eine zweite Stromquelle mit dem Versorgungspotenzialanschluss gekoppelt. Mit Vorteil umfasst die Gleichspannungsquelle den zweiten Transistor und die zweite Stromquelle, da ein Flächenbedarf für eine derartige Gleichspannungsquelle deutlich geringer als für einen Spannungsteiler ist, der zwei Diffusions- oder zwei Polysili- zium-Widerstände umfasst. Darüber hinaus weist der zweite Transistor eine geringere parasitäre Kapazität als ein im o- der auf dem Halbleiterkörper angeordneter Widerstand auf. Die geringere parasitäre Kapazität wirkt sich vorteilhaft auf das Anschwingverhalten der Oszillatoranordnung aus. In einer Ausführungsform kann ein Widerstandswert beispielsweise 10 MOhm betragen, um einen Stromverbrauch der Oszillatoranordnung von 300 nA oder kleiner zu erzielen.
Mit Vorteil sind der erste und der zweite Transistor als Feldeffekttransistoren vom gleichen Leitungstyp realisiert. Mit Vorteil weisen der erste und der zweite Transistor die gleiche SchwellSpannung auf. In einer bevorzugten Ausführungsform sind der erste und der zweite Transistor als P- Kanal Feldeffekttransistoren realisiert. Die SchwellSpannung von Transistoren kann üblicherweise bei der Herstellung mit- tels einer Complementary-Metal-Oxide-Semiconductor Integrationstechnik, abgekürzt CMOS-Integrationstechnik, von Wafer zu Wafer oder innerhalb eines Wafers schwanken. Der erste und der zweite Transistor werden bevorzugt benachbart integriert, damit eine Abweichung der SchwellSpannung sehr klein ist. Das Widerstandsverhalten des ersten Transistors ist mit Vorteil näherungsweise konstant, da der erste und der zweite Transistor näherungsweise die gleiche Schwellspannung aufweisen, auch wenn die Absolutwerte der Schwellspannungen des ersten und des zweiten Transistors von einem Vorgabewert abweichen. Mit Vorteil dient der zweite Eingang des Differenzverstärkers als Gleichspannungsreferenzpunkt, um den ersten Transistor in einen bevorzugten Arbeitspunkt einzustellen. Mittels des zweiten Transistors und der zweiten Stromquelle wird vorteil- hafterweise die dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers zugeleitete Gleichspannung erzeugt. Da der erste und der zweite Transistor ähnliche Eigenschaften aufweisen, ermöglicht diese Ausführungsform der Gleichspannungsquelle einen stabilen Betrieb des ersten Transistors als Widerstand auch bei einem Wert der VersorgungsSpannung von kleiner 1 V.
In einer Ausführungsform weist der Differenzverstärker einen ersten und einen zweiten Eingangstransistor auf . Der erste Eingangstransistor ist an einem Steueranschluss an den ersten Eingang des Differenzverstärkers angeschlossen. Entsprechend ist der zweite Eingangstransistor an einem Steueranschluss an den zweiten Eingang des Differenzverstärkers angeschlossen. Die beiden Eingangstransistoren können zur Bildung einer Differenzstufe verschaltet sein.
Bevorzugt sind die beiden Eingangstransistoren an jeweils einem ersten Anschluss mit einem Fußpunkt der Differenzstufe verbunden. Der Fußpunkt der Differenzstufe kann über einen Widerstand mit dem Bezugspotenzialanschluss gekoppelt sein. In einer bevorzugten Ausführungsform weist der Differenzverstärker eine erste Stromquelle auf, welche den Fußpunkt, das heißt die beiden ersten Anschlüsse der beiden Eingangstran- sistoren, mit dem Bezugspotenzialanschluss koppelt. Ein zweiter Anschluss des ersten Eingangstransistors kann mit dem Ausgang des Differenzverstärkers gekoppelt sein.
In einer Weiterbildung weist der Differenzverstärker einen Stromspiegel auf, über den jeweils ein zweiter Anschluss der beiden Eingangstransistoren mit dem Versorgungspotenzialan- schluss gekoppelt ist. Der Stromspiegel weist einen ersten und einen zweiten Stromspiegeltransistor auf. Mit Vorteil kann die Anzahl der Transistoren, die in einem Zweig des Dif- ferenzverstärkers in Serie zwischen den Versorgungspotenzial- anschluss und den Bezugspotenzialanschluss geschaltet sind, klein gehalten sein. Zum Betrieb kann ein Wert der Versorgungsspannung ausreichend sein, der den Wert einer Spannung zwischen dem Steueranschluss und einem weiteren Anschluss ei- nes Transistors zuzüglich dem zweifachen des Wertes einer Spannung zwischen den beiden Anschlüssen der gesteuerten Strecke eines Transistors bei Betrieb in Sättigung aufweist. Mit Vorteil kann daher der Differenzverstärker und die gesamte Oszillatoranordnung mit einer niedrigen Versorgungsspan- nung betrieben werden, beispielsweise kleiner ein Volt.
In einer Ausführungsform weisen der erste und der zweite Stromspiegeltransistor näherungsweise die gleiche Stromtreiberfähigkeit auf. Mit Vorteil können der erste und der zweite Stromspiegeltransistor näherungsweise die gleiche Kanalweite und die gleiche Kanallänge aufweisen. Der erste und der zweite Eingangstransistor können alternativ oder zusätzlich näherungsweise die gleiche Stromtreiberfähigkeit zeigen. Mit Vorteil können die Kanalweite und die Kanal- länge der beiden Eingangstransistoren näherungsweise gleich sein.
In einer anderen Ausführungsform haben der erste Eingangs- transistor, der zweite Eingangstransistor, der erste Stromspiegeltransistor und der zweite Stromspiegeltransistor nähe- rungsweise die gleiche Stromtreiberfähigkeit.
In einer Ausführungsform weist der erste Eingangstransistor eine erste Stromtreiberfähigkeit und der zweite Eingangstransistor eine zweite Stromtreiberfähigkeit auf, die um einen ersten Faktor n kleiner als die erste Stromtreiberfähigkeit ist. Mit Vorteil kann der erste Eingangstransistor ein Verhältnis von Kanalweite zu Kanallänge aufweisen, das näherungsweise um den ersten Faktor n größer als ein Verhältnis von Kanalweite zu Kanallänge des zweiten Eingangstransistors ist.
In einer Weiterbildung weisen der erste Eingangstransistor und der erste Stromspiegeltransistor näherungsweise die erste Stromtreiberfähigkeit auf. Gemäß dieser Weiterbildung weisen entsprechend der zweite Eingangstransistor und der zweite
Stromspiegeltransistor die zweite Stromtreiberfähigkeit auf, die um den ersten Faktor n kleiner als die erste Stromtreiberfähigkeit ist. Mit Vorteil kann der erste Stromspiegeltransistor ein Verhältnis von Kanalweite zu Kanallänge auf- weisen, das näherungsweise um den ersten Faktor n größer ist als ein Verhältnis von Kanalweite zu Kanallänge des zweiten Stromspiegeltransistors. Mit Vorteil kann ebenso der erste Eingangstransistor ein Verhältnis von Kanalweite zu Kanallän- - S -
ge aufweisen, das näherungsweise um den ersten Faktor n größer ist als ein Verhältnis von Kanalweite zu Kanallänge des zweiten Eingangstransistors. Somit ist ein Stromfluss in einem zweiten Zweig des Differenzverstärkers geringer als ein Stromfluss in einem ersten Zweig des Differenzverstärkers.
Mit Vorteil kann dadurch ein sehr geringer Leistungsverbrauch realisiert werden.
Die Oszillatoranordnung kann zum Betrieb eines scheibenförmi- gen Schwingquarzes verwendet werden. Sie kann zum Betrieb von Schwingquarzen mit einer Resonanzfrequenz zwischen einem Megahertz und 100 Megahertz eingesetzt werden. Die Oszillatoranordnung kann ebenso zum Betrieb eines niederfrequenten Schwingquarzes vorgesehen werden. Mit der Oszillatoranordnung kann ein Schwingquarz, der gemäß dem Stimmgabel-Prinzip ausgebildet ist, gekoppelt sein. Die Oszillatoranordnung ist für Schwingquarze mit einer Resonanzfrequenz kleiner 100 Kilohertz einsetzbar.
Die Oszillatoranordnung kann bevorzugt für Schwingquarze mit einer Resonanzfrequenz von näherungsweise 32 bis 33 Kilohertz verwendet sein.
Die Oszillatoranordnung kann in einer Bipolar-Integrations- technik realisiert sein. Bevorzugt kann die Oszillatoranordnung mittels einer CMOS-Integrationstechnik hergestellt sein.
Ein Halbleiterkörper kann die Oszillatoranordnung, aufweisend den Differenzverstärker, den ersten und zweiten Transistor und die zweite Stromquelle, umfassen. Alternativ kann der
Halbleiterkörper zusätzlich auch den ersten und den zweiten Kondensator umfassen. In einer Ausführungsform weist die Oszillatoranordnung den Schwingquarz auf, der zwischen den ersten und den zweiten An- schluss der Oszillatoranordnung geschaltet ist.
Erfindungsgemäß sieht ein Verfahren zum Betrieb eines
Schwingquarzes folgende Schritte vor: Ein differenzverstärktes Ausgangssignal wird erzeugt. Das differenzverstärkte Ausgangssignal wird an einen Schwingquarz abgegeben. Ein von dem Schwingquarz bereitgestelltes Eingangssignal wird mit einer Gleichspannung verglichen und verstärkt und so das differenz- verstärkte Ausgangssignal gewonnen.
Mit Vorteil wird somit der Schwingquarz in einem stabilen Arbeitspunkt betrieben.
In einer Weiterbildung ist eine resistive Kopplung parallel zu dem Schwingquarz vorgesehen. Die resistive Kopplung kann einen ersten Transistor umfassen, der als Widerstand geschaltet ist.
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Bauelemente tragen gleiche Bezugs- zeichen. Insoweit sich Schaltungsteile oder Bauelemente in ihrer Funktion entsprechen, wird deren Beschreibung nicht in jeder der folgenden Figuren wiederholt.
Figur 1 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Oszillatoranordnung in einem Block- Schaltbild nach dem vorgeschlagenen Prinzip und Figuren 2A bis 2C zeigen weitere beispielhafte Ausführungsformen einer Oszillatoranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip.
Figur 1 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Oszillatoranordnung 1 in einem Blockschaltbild nach dem vorgeschlagenen Prinzip, die einen Differenzverstärker 13 umfasst, der mit einem ersten Kondensator 11, einem zweiten Kondensator 12 und einem Schwingquarz 10 gekoppelt ist. Der Diffe- renzverstärker 13 weist einen ersten Eingang 14, der als invertierender Eingang ausgebildet ist, einen zweiten Eingang 15, der als nicht-invertierender Eingang ausgeführt ist, und einen Ausgang 16 auf. Der Differenzverstärker 13 ist mit einem Versorgungspotenzialanschluss 9 und einem Bezugspotenzi- alanschluss 8 zur Energieversorgung verbunden. Der Ausgang 16 des Differenzverstärkers 13 ist mit einem zweiten Anschluss 3 der Oszillatoranordnung 1 verbunden und über den zweiten Kondensator 12 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 gekoppelt. Zwischen einen ersten Anschluss 2 und den zweiten Anschluss 3 der Oszillatoranordnung ist der Schwingquarz 10 geschaltet. Der erste Anschluss 2 der Oszillatoranordnung 1 ist mit dem ersten Eingang 14 des Differenzverstärkers 13 verbunden und über den ersten Kondensator 11 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 gekoppelt. Der zweite Eingang 15 des Differenzver- stärkers 13 ist über eine Gleichspannungsquelle 21 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden.
Am Ausgang 16 des Differenzverstärkers 13 und damit am zweiten Anschluss 3 ist ein Ausgangssignal XOUT abgreifbar, wel- ches dem Schwingquarz 10 zugeführt wird und welches ein Ausgangssignal der Oszillatoranordnung darstellt. Am ersten Anschluss 2 der Oszillatoranordnung 1 ist ein Eingangssignal XIN abgreifbar, das dem ersten Eingang 14 des Differenzver- stärkers zugeleitet wird. Dem zweiten Eingang 15 des Differenzverstärkers 13 wird eine Gleichspannung VC zugeführt. Der Differenzverstärker 13 stellt das AusgangsSignal XOUT in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen dem Eingangssignal XIN und der Gleichspannung VC bereit.
Mit Vorteil kann somit mittels der Gleichspannung VC ein Arbeitspunkt der Oszillatoranordnung 1 eingestellt werden.
In einer alternativen Ausführungsform ist ein Widerstand 20 zwischen den ersten und den zweiten Anschluss 2, 3 der Oszillatoranordnung 1 geschaltet. Mit Vorteil ist somit eine gleichspannungsmäßige Verbindung in Form einer resistiven Kopplung zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss 2, 3 realisiert. Ein Gleichspannungspotential des AusgangsSignals XOUT beeinflusst ein Gleichspannungspotential des Eingangssignals XIN und umgekehrt.
Figur 2A zeigt eine beispielhafte Ausführungsform der Oszil- latoranordnung 1 nach der vorgeschlagenen Prinzip, die eine Weiterbildung der Anordnung gemäß Figur 1 darstellt. Die Oszillatoranordnung 1 umfasst den Differenzverstärker 13 und ist mit dem Schwingquarz 10, dem ersten und dem zweiten Kondensator 11, 12 gekoppelt. Darüber hinaus umfasst die Oszil- latoranordnung 1 den Widerstand 20, der zwischen den ersten und den zweiten Anschluss 2, 3 geschaltet ist. Der Widerstand 20 weist einen ersten Transistor 4 auf, der an einem ersten Anschluss 5 mit dem ersten Anschluss 2 der Oszillatoranordnung 1 und an einem zweiten Anschluss 6 mit dem zweiten An- Schluss 3 der Oszillatoranordnung 1 verbunden ist. Der erste Transistor 4 ist an einem Steueranschluss 7 mit dem Bezugspo- tenzialanschluss 8 verbunden. Darüber hinaus weist die Oszillatoranordnung 1 einen zweiten Transistor 80 und eine zweite Stromquelle 85 auf, die in Serie zueinander geschaltet und zwischen den Versorgungspotenzialanschluss 9 und den Bezugs- potenzialanschluss 8 geschaltet sind. Ein Knoten zwischen dem zweiten Transistor 80 und der zweiten Stromquelle 85 ist mit dem zweiten Eingang 15 des Differenzverstärkers 13 verbunden. Ein erster Anschluss 81 und ein Steueranschluss 83 des zweiten Transistors 80 sind mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 verbunden. Ein zweiter Anschluss 82 des zweiten Transistors 80 ist mit der zweiten Stromquelle 85 verbunden. Die Gleich- Spannungsquelle 21 umfasst somit den zweiten Transistor 80 und die Stromquelle 85.
Der Differenzverstärker 13 weist einen ersten und einen zweiten Eingangstransistor 30, 50 auf, die jeweils an einem ers- ten Anschluss 31, 51 miteinander verbunden und über eine erste Stromquelle 17 mit dem Bezugspotenzialanschluss 8 gekoppelt sind. Ein Knoten, an dem die ersten Anschlüsse 31, 51 des ersten und des zweiten Eingangstransistor 30, 50 miteinander verbunden sind, dient als Fußpunkt 18 der Differenzstu- fe. Ein Steueranschluss 33 des ersten Eingangstransistors 30 ist mit dem ersten Eingang 14 und ein Steueranschluss 53 des zweiten Eingangstransistors 50 mit dem zweiten Eingang 15 des Differenzverstärkers 13 verbunden. Der Differenzverstärker 13 weist einen ersten und einen zweiten Stromspiegeltransistor 40, 60 auf. Der erste Stromspiegeltransistor 40 koppelt einen zweiten Anschluss 32 des ersten Eingangstransistors 30 und der zweite Stromspiegeltransistor 60 einen zweiten Anschluss 52 des zweiten Eingangstransistors 50 mit dem Versorgungspotenzialanschluss 9. Der zweite Anschluss 32 des ersten Ein- gangstransistors 30 ist mit dem Ausgang 16 des Differenzverstärkers 13 verbunden. Die beiden Steueranschlüsse des ersten und des zweiten Stromspiegeltransistor 40, 60 sind miteinander verbunden und an einen Anschluss des zweiten Stromspie- geltransistors 60 zur Bildung eines Stromspiegels angeschlossen.
Mittels der zweiten Stromquelle 85 und des zweiten Transis- tors 80 wird die Gleichspannung VC bereitgestellt, die dem zweiten Eingang 15 des Differenzverstärkers 13 zugeleitet wird. Am ersten Anschluss 2 der Oszillatoranordnung 1 ist ein Eingangssignal XIN abgreifbar, das dem ersten Eingang 14 des Differenzverstärkers 13 zugeführt wird. Der Differenzverstär- ker 13 stellt ein Ausgangssignal XOUT am Ausgang 16 des Differenzverstärkers 13 und am zweiten Anschluss 3 bereit, das in Abhängigkeit von dem Eingangssignal XIN und der Gleichspannung VC gebildet wird. Mit dem Ausgangssignal XOUT wird wiederum der Schwingquarz 10 beaufschlagt, sodass am ersten Anschluss 2 der Oszillatoranordnung 1 das Eingangssignal XIN abgreifbar ist. Eine VersorgungsSpannung VDD weist einen positiven Wert auf, das heißt ein Potential am Versorgungspo- tenzialanschluss 9 ist höher als ein Bezugspotential GND am Bezugspotentialanschluss 8. Der erste Transistor 4 dient als Rückkoppelwiderstand 20. Der Differenzverstärker 13 gewährleistet mit Vorteil einen großen Einstellbereich eines Gleichspannungsbetriebspunktes . Daher kann der Steueran- schluss 7 des ersten Transistors 4 mit dem Bezugspotentialanschluss 8 verbunden sein. Da die SchwellSpannung vth des zweiten Transistors 80 näherungsweise gleich der Schwellspannung vth des ersten Transistors 4 ist, wird der erste Transistor 4 in einem Widerstandsbereich einer Transistorkennlinie betrieben. Mit Vorteil ist dies auch bei einer Versorgungsspannung VDD kleiner als 1 V der Fall. Mit Vorteil ist die Gleichspannungseinstellung der Oszillatoranordnung 1 weitgehend von Prozess- und Temperaturschwankungen unabhängig- Der erste und der zweite Eingangstransistor 30, 50 sind als n-Kanal Feldeffekttransistoren mit einer ersten Kanalweite W3, W5 und einer ersten Kanallänge L3 , L5 ausgebildet. Der erste und der zweite Stromspiegeltransistor 40, 60 mit einer zweiten Kanalweite W4 , W6 und einer zweiten Kanallänge L4, L6 sowie der erste und der zweite Transistor 4, 80 sind als p- Kanal Feldeffekttransistoren realisiert.
Mit Vorteil ist die Stromtreiberfähigkeit der Transistoren 30, 40 im ersten Zweig gleich der Stromtreiberfähigkeit der
Transistoren 50, 60 im zweiten Zweig des Differenzverstärkers 13 und somit der Differenzverstärker symmetrisch aufgebaut. Mit Vorteil kann mittels der Gleichspannung VC der Arbeits- punkt des Differenzverstärkers 13 eingestellt werden.
In einer alternativen Ausführungsform ist die Versorgungsspannung VDD negativ, das heißt, dass das Potential am Ver- sorgungspotenzialanschluss 9 niedriger als das Bezugspotential GND am Bezugspotentialanschluss 8 ist. In der alternativen Ausführungsform sind der erste und der zweite Transistor 4, 80 sowie der erste und der zweite Stromspiegeltransistor 40, 60 als n-Kanal Feldeffekttransistoren ausgebildet. Entsprechend sind der erste und der zweite Eingangstransistor 30, 50 als p-Kanal Feldeffekttransistoren ausgebildet.
Figur 2B zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform einer Oszillatoranordnung gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip, die eine Weiterbildung der Oszillatoranordnung 1 gemäß Figur 2A darstellt. Im Unterschied zu der Oszillatoranordnung 1 in Figur 2A weist der Differenzverstärker 13 gemäß Figur 2B einen zweiten Eingangstransistor 50' mit einer dritten Kanalweite W5 ' und einer dritten Kanallänge L5 ' und einen zweiten Stromspiegeltransistor 60 ' mit einer vierten Kanalweite W6 ' und einer vierten Kanallänge L6 ' auf. Der erste Eingangstransistor 30 zeigt eine um einen ersten Faktor n höhere Stromtreiberfähigkeit verglichen mit dem zweiten Eingangstransistor 50'. Daher ist das Verhältnis der ersten Kanalweite W3 zur ersten Kanallänge L3 um den ersten Faktor n größer als das Verhältnis der dritten Kanalweite W5 ' zur dritten Kanallänge L5 ' . Entsprechend weist der erste Stromspiegeltransistor 40 eine um den ersten Faktor n höhere Stromtreiberfähigkeit verglichen mit dem zweiten Stromspiegeltransistor 60' auf. Daher ist das Verhältnis aus zweiter Kanalweite W4 zur zweiten Kanallänge L4 um den ersten Faktor n größer als das Verhältnis aus vierter Kanalweite W6 ' zur vierten Kanallänge L6 ' . Am zweiten Anschluss 3 der Oszillatoranordnung 1 ist ein Taktsignalumsetzer 90 angeschlossen. Der Taktsignalumsetzer 90 ist als Inverter ausgebildet.
Das Ausgangssignal XOUT liegt als Wechselspannung vor und ist am zweiten Anschluss 3 abgreifbar. Dem Taktsignalumsetzer 90 wird eingangsseitig das Ausgangssignal XOUT zugeleitet. Aus- gangsseitig ist am Taktsignalumsetzer 90 ein Taktsignal XT bereitgestellt. Durch den zweiten Zweig des Differenzverstärkers 13 fließt ein Strom I, während durch den ersten Zweig des Differenzverstärkers 13 ein n-facher Strom n*I fließt. Die erste Stromquelle 17 ist dazu ausgelegt, einen Strom be- reitzustellen, der um einen um 1 erhöhten ersten Faktor n+1 größer als der Strom I durch den zweiten Zweig des Differenz- Verstärkers 13 ist.
Zum Betrieb der Oszillatoranordnung gemäß Figuren 2A und 2B kann eine Versorgungsspannung VDD ausreichend sein, die den
Wert einer Spannung zwischen dem Steueranschluss und einem weiteren Anschluss eines Transistors zuzüglich dem zweifachen des Wertes einer Spannung zwischen den beiden Anschlüssen der gesteuerten Strecke eines Transistors bei Betrieb in Sättigung aufweist. Mit Vorteil kann daher die Oszillatoranordnung 1 mit einem niedrigen Wert für die VersorgungsSpannung VDD betrieben werden.
Mit Vorteil ist aufgrund des geringeren Stromflusses im zweiten Zweig des Differenzverstärkers 13 der Energieverbrauch in der Oszillatoranordnung 1 gemäß Figur 2B niedriger als in der Oszillatoranordnung 1 gemäß Figur 2A.
Figur 2C zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform einer Oszillatoranordnung, die eine Weiterbildung der Oszillatoranordnung gemäß Figur 1 darstellt. Der Differenzverstärker 13 gemäß Figur 2C weist einen ersten und einen zweiten Ein- gangstransistor 30' ', 50 "' auf, die als Bipolartransistoren realisiert sind. Ein Emitteranschluss 31' ' des ersten Eingangstransistors 30' ' ist mit einem Emitteranschluss 51' ■ des zweiten Eingangstransistors 50 •' verbunden und über die erste Stromquelle 17 mit dem Bezugspotentialanschluss 8 gekoppelt. Der Differenzverstärker 13 weist darüber hinaus einen Stromspiegel mit einem ersten und einem zweiten Stromspiegeltransistor 40' ', 60' ' auf, die als Bipolar-Transistoren ausgebildet sind. Ein Emitteranschluss des ersten und ein Emitteranschluss des zweiten Stromspiegeltransistors 40", 60' ' sind mit dem Versorgungspotenzialanschluss 9 verbunden. Ein Basis- anschluss des ersten Stromspiegeltransistors 40' ' und ein Ba- sisanschluss des zweiten Stromspiegeltransistors 60' ' sind miteinander und mit einem Kollektoranschluss des zweiten Stromspiegeltransistors 60' ' verbunden. Der Kollektoran- Schluss des zweiten Stromspiegeltransistors 60' ' ist mit einem Kollektoranschluss 52 ' ' des zweiten Eingangstransistors 50' ' verbunden. Entsprechend ist ein Kollektoranschluss des ersten Stromspiegeltransistors 40' ' mit einem Kollektoran- Schluss 32 ■' des ersten Eingangstransistors 30' ' verbunden. Darüber hinaus ist an einen Knoten zwischen dem ersten Eingangstransistor 30' ' und dem ersten Stromspiegeltransistor 40' ' der Ausgang 16 des Differenzverstärkers 13 angeschlos- sen, der mit dem zweiten Anschluss 3 der Oszillatoranordnung 1 verbunden ist. Ein Basisanschluss 33'' des ersten Eingangstransistors 30' ' ist mit dem ersten Anschluss 2 der Oszillatoranordnung 1 verbunden. Ein Basisanschluss 53 ■' des zweiten Eingangstransistors 50' ' ist mit der Gleichspannungsquelle 21 verbunden.
Mit Vorteil ist die Oszillatoranordnung 1 bereits mit einer kleinen VersorgungsSpannung VDD betreibbar, da im Differenzverstärker 13 nur drei aktive Elemente zwischen den Versor- gungspotenzialanschluss 9 und den Bezugspotentialanschluss 8 geschaltet sind. Dies sind im ersten Zweig der erste Stromspiegeltransistor 40' ', der erste Eingangstransistor 30' ' und die erste Stromquelle 17 und im zweiten Zweig der zweite Stromspiegeltransistor 60' ', der zweite Eingangstransistor 50' ' und ebenfalls die erste Stromquelle 17.
Zum Betrieb kann eine Versorgungsspannung VDD ausreichend sein, die den Wert einer Spannung zwischen dem Basisanschluss und dem Emitteranschluss eines Transistors zuzüglich dem zweifachen des Wertes der Sättigungsspannung eines Transistors aufweist. Somit ist die Oszillatoranordnung 1 gegenüber Oszillatoranordnungen mit mehreren kaskadierten Transistoren vorteilhaft, insbesondere bei einem niedrigen Wert der Versorgungsspannung VDD.
In einer alternativen Ausführungsform ist der Widerstand 20 zwischen den ersten und den zweiten Anschluss 2, 3 der Oszillatoranordnung 1 geschaltet. Bezugszeichenliste
1 Oszillatoranordnung
2 erster Anschluss 3 zweiter Anschluss
4 erster Transistor
5 erster Anschluss
6 zweiter Anschluss
7 Steueranschluss 8 Bezugspotentialanschluss
9 Versorgungspotenzialanschluss
10 Schwingquarz
11 erster Kondensator
12 zweiter Kondensator 13 DifferenzVerstärker
14 erster Eingang
15 zweiter Eingang
16 Ausgang
17 erste Stromquelle 18 Fußpunkt
20 Widerstand
21 Gleichspannungsquelle
30, 30' ' erster Eingangstransistor
31, 31' ' erster Anschluss 32, 32 ' • zweiter Anschluss
33, 33' ' Steueranschluss 40, 40' ' erster Stromspiegeltransistor
50, 50' , 50' ' zweiter Eingangstransistor
51, 51' ' erster Anschluss 52, 52' ■ zweiter Anschluss
53, 53' ■ Steueranschluss
60, 60' , 60" zweiter Stromspiegeltransistor
80 zweiter Transistor 81 erster Anschluss
82 zweiter Anschluss
83 Steueranschluss
85 zweite Stromquelle 90 Taktsignalumsetzer
GND Bezugspotential
VC Gleichspannung
VDD VersorgungsSpannung
XIN Eingangssignal XOUT AusgangsSignal
XT Taktsignal

Claims

Patentansprüche
1. Oszillatoranordnung, umfassend einen ersten Anschluss (2) , der über einen Schwingquarz (10) mit einem zweiten Anschluss (3) der Oszillatoranordnung (1) und über einen ersten Kondensator (11) mit einem Bezugspotentialanschluss (8) koppelbar ist, den zweiten Anschluss (3) , der über einen zweiten Kondensator (12) mit dem Bezugspotentialanschluss (8) koppelbar ist, und einen Differenzverstärker (13) mit
- einem ersten Eingang (14) , der mit dem ersten Anschluss (2) der Oszillatoranordnung (1) verbunden ist,
- einem zweiten Eingang (15) , der über eine Gleichspan- nungsquelle (21) mit dem Bezugspotenzialanschluss (8) verbunden ist, und
- einem Ausgang (16) , der mit dem zweiten Anschluss (3) der Oszillatoranordnung (1) verbunden ist.
2. Oszillatoranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Oszillatoranordnung (1) einen Widerstand (20) umfasst, der zwischen den ersten und den zweiten Anschluss (2, 3) der Oszillatoranordnung (1) geschaltet ist.
3. Oszillatoranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstand (20) einen ersten Transistor (4) mit einem ersten Anschluss (5) , der mit dem ersten Anschluss (2) der Oszillatoranordnung (1) verbunden ist, einem zweiten Anschluss (6) , der mit dem zweiten Anschluss (3) der Oszillatoranordnung (1) verbunden ist, und einem Steueranschluss (7) aufweist.
4. Oszillatoranordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Steueranschluss (7) des ersten Transistors (4) mit dem Bezugspotentialanschluss (8) verbunden ist.
5. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichspannungsquelle (21) - einen zweiten Transistor (80) , der an einem Steueranschluss (83) und an einem ersten Anschluss (81) mit dem Bezugspotentialanschluss (8) und an einem zweiten Anschluss (82) mit dem zweiten Eingang (15) des Differenzverstärkers (13) zum Bereitstellen einer Gleichspannung (VC) verbunden ist, und eine zweite Stromquelle (85) , die den zweiten Anschluss (82) des zweiten Transistors (80) mit einem Versorgungspo- tenzialanschluss (9) koppelt, aufweist.
6. Oszillatoranordnung nach Anspruch 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transistor (4) und der zweite Transistor (80) als Feldeffekttransistoren vom gleichen Leitungstyp ausgebildet sind und näherungsweise die gleiche SchwellSpannung aufwei- sen.
7. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker (13) - einen ersten Eingangstransistor (30) , der an einem Steueranschluss (33) mit dem ersten Eingang (14) des Differenzverstärkers (13) verbunden ist, und - einen zweiten Eingangstransistor (50) , der an einem Steuer- anschluss (53) mit dem zweiten Eingang (15) des Differenzverstärkers (13) verbunden ist, aufweist, wobei der erste und der zweite Eingangstransistor (30, 50) zur Bildung ei- ner Differenzstufe verschaltet sind.
8. Oszillatoranordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker (13) eine erste Stromquelle (17) um- fasst, die an einen Fußpunkt (18) der Differenzstufe angeschlossen ist und einen ersten Anschluss (31) des ersten Eingangstransistors (30) und einen ersten Anschluss (51) des zweiten Eingangstransistors (50) mit dem Bezugspotentialan- schluss (8) koppelt.
9. Oszillatoranordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Anschluss (32) des ersten Eingangstransistors (30) mit dem Ausgang (16) der Differenzverstärkers (13) ver- bunden ist.
10. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker (13) einen Stromspiegel (40, 60) mit - einem ersten Stromspiegeltransistor (40) , der einen zweiten Anschluss (32) des ersten Eingangstransistors (30) mit einem Versorgungspotentialanschluss (9) koppelt, und einem zweiten Stromspiegeltransistor (60) , der einen zweiten Anschluss (52) des zweiten Eingangstransistors (50) mit dem Versorgungspotenzialanschluss (9) koppelt und der an einem Steueranschluss und an einem ersten Anschluss mit einem Steueranschluss des ersten Stromspiegeltransistors (40) verbunden ist, umfasst .
11. Oszillatoranordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Eingangstransistor (30) , der zweite Eingangsträn- sistor (50) , der erste Stromspiegeltransistor (40) und der zweite Stromspiegeltransistor (60) näherungsweise die gleiche Stromtreiberfähigkeit aufweisen.
12. Oszillatoranordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Eingangstransistor (30) und der erste Stromspiegeltransistor (40) näherungsweise eine erste Stromtreiberfähigkeit aufweisen sowie der zweite Eingangstransistor (50 ') und der zweite Strom- spiegeltransistor (60 ') eine zweite Stromtreiberfähigkeit aufweisen, welche um einen ersten Faktor n kleiner als die erste Stromtreiberfähigkeit ist.
13. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Oszillatoranordnung (1) den Schwingquarz (10) umfasst, der zwischen den ersten und den zweiten Anschluss (2, 3) der Oszillatoranordnung (1) geschaltet ist.
14. Verwendung der Oszillatoranordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 12 zum Betrieb eines niederfrequenten Schwingquarzes, insbesondere mit einer Resonanzfrequenz kleiner 100 kHz.
15. Verwendung der Oszillatoranordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 12 zum Betrieb eines Schwingquarzes mit einer niedrigen VersorgungsSpannung (VDD) insbesondere einer Versorgungsspannung (VDD) kleiner 1 Volt.
16. Verfahren zum Betrieb eines Schwingquarzes, umfassend folgende Schritte:
- Bereitstellen eines differenzverstärkten Ausgangssignals (XOUT) in Abhängigkeit eines Vergleichs eines Eingangssignals (XIN) und einer Gleichspannung (VC) ,
- Beaufschlagen des Schwingquarzes (10) mit dem differenzverstärkten Ausgangssignal (XOUT) und
- Abgreifen des Eingangssignals (XIN) an dem Schwingquarz (10) .
17. Verfahren nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch
Bereitstellen einer resistiven Kopplung parallel zu dem Schwingquarz (10) .
EP07711899A 2006-03-09 2007-03-09 Oszillatoranordnung und verfahren zum betrieb eines schwingquarzes Withdrawn EP1994637A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102006010978.3A DE102006010978B4 (de) 2006-03-09 2006-03-09 Oszillatoranordnung und Verfahren zum Betrieb eines Schwingquarzes
PCT/EP2007/002107 WO2007101708A1 (de) 2006-03-09 2007-03-09 Oszillatoranordnung und verfahren zum betrieb eines schwingquarzes

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1994637A1 true EP1994637A1 (de) 2008-11-26

Family

ID=38050161

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP07711899A Withdrawn EP1994637A1 (de) 2006-03-09 2007-03-09 Oszillatoranordnung und verfahren zum betrieb eines schwingquarzes

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7928810B2 (de)
EP (1) EP1994637A1 (de)
DE (1) DE102006010978B4 (de)
WO (1) WO2007101708A1 (de)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102008056562B4 (de) 2008-11-10 2016-02-04 Atmel Corp. Schaltung
JP2011120149A (ja) * 2009-12-07 2011-06-16 Oki Semiconductor Co Ltd 発振回路
US10228713B1 (en) * 2017-12-21 2019-03-12 Texas Instruments Incorporated Large range current mirror

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1071082B (de) 1959-12-17
DD107182A1 (de) * 1973-11-02 1974-07-12
US4704587A (en) * 1986-12-04 1987-11-03 Western Digital Corporation Crystal oscillator circuit for fast reliable start-up
JP2666843B2 (ja) * 1987-09-17 1997-10-22 日本電気株式会社 差動増幅回路
JP2716869B2 (ja) 1990-11-29 1998-02-18 株式会社東芝 発振回路
US5113153A (en) * 1991-05-20 1992-05-12 International Business Machines Corporation High-frequency monolithic oscillator structure for third-overtone crystals
US5166645A (en) * 1992-01-15 1992-11-24 Quartzdyne, Inc. Differential mixer oscillator
JPH05289760A (ja) * 1992-04-06 1993-11-05 Mitsubishi Electric Corp 基準電圧発生回路
US5805027A (en) * 1994-09-30 1998-09-08 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. Low current crystal oscillator with fast start-up time
DE19835198A1 (de) * 1998-08-04 2000-02-24 Zentr Mikroelekt Dresden Gmbh Verfahren zur Erzeugung einer Wechselspannung mit eienr quartzstabilisierten Frequenz und Pierce-Oszillatorverstärker zur Durchführung des Verfahrens
GB2349995A (en) * 1999-05-14 2000-11-15 Ericsson Telefon Ab L M An oscillator in which when the frequency is adjusted the level is also adjusted
US7683730B2 (en) * 2004-09-24 2010-03-23 Cypress Semiconductor Corporation Differential crystal oscillator circuit with peak regulation
KR100631049B1 (ko) * 2005-11-15 2006-10-04 한국전자통신연구원 리플리카 바이어스 회로

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2007101708A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
DE102006010978B4 (de) 2015-01-22
US20090219103A1 (en) 2009-09-03
US7928810B2 (en) 2011-04-19
WO2007101708A1 (de) 2007-09-13
DE102006010978A1 (de) 2007-09-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1997227B1 (de) Schaltungsanordnung und verfahren zum bereitstellen eines taktsignals mit einem einstellbaren tastverhältnis
DE112006001356T5 (de) Rauschtoleranter spannungsgesteuerter Oszillator
WO2003047108A2 (de) Temperaturstabilisierter oszillator-schaltkreis
DE102007016522B4 (de) Quarzoszillator-Schaltkreis
DE2502697A1 (de) Cmos-verstaerker, insbesondere fuer niedrige versorgungsspannung
DE102013113989A1 (de) Frequenzabstimmung und Schrittsteuerung eines digital gesteuerten Oszillators
EP1213836A1 (de) Oszillatorschaltung mit umschaltbarer Schwingfrequenz
DE3127588A1 (de) "kristalloszillator"
DE10232861A1 (de) Frequenzverdoppler-Schaltungsanordnung
EP1391030B1 (de) Spannungsgesteuerte oszillatorschaltung
EP0634066A1 (de) OSZILLATOR FÜR EINE FREQUENZ VON 1,6 BIS 3 GHz
DE102004025545B4 (de) CMOS LC-Schwingkreis-Oszillator
EP1994637A1 (de) Oszillatoranordnung und verfahren zum betrieb eines schwingquarzes
DE19724485A1 (de) Rauscharmer Verstärker
WO2002015394A1 (de) Differentieller, komplementärer verstärker
DE3887009T2 (de) Elektronisches Netzwerk zur Nachbildung von Blindwiderständen.
DE69909399T2 (de) Integrierte schaltung mit einem oszillator
DE10345234B3 (de) Oszillatoranordnung mit erhöhter EMI-Robustheit
DE19723942A1 (de) Hochgeschwindigkeitsringoszillator
WO2001067594A1 (de) Schaltungsanordnung zur arbeitspunkteinstellung eines hochfrequenztransistors und verstärkerschaltung
DE102005032468B4 (de) Integrierte Quarzoszillatorschaltung
CH617050A5 (de)
EP0766380B1 (de) Integrierter Mikrowellen-Silizium-Baustein
DE3408393A1 (de) Elektronischer oszillator
EP0370576A2 (de) Oszillator

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20081007

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): DE FR GB

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
RBV Designated contracting states (corrected)

Designated state(s): DE FR GB

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION HAS BEEN WITHDRAWN

18W Application withdrawn

Effective date: 20090522