EP1864381A2 - Commande de transistors mos - Google Patents

Commande de transistors mos

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Publication number
EP1864381A2
EP1864381A2 EP06726119A EP06726119A EP1864381A2 EP 1864381 A2 EP1864381 A2 EP 1864381A2 EP 06726119 A EP06726119 A EP 06726119A EP 06726119 A EP06726119 A EP 06726119A EP 1864381 A2 EP1864381 A2 EP 1864381A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
transistors
phase
switching assembly
mode
during
Prior art date
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Ceased
Application number
EP06726119A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Pierre Sardat
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
Original Assignee
Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
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Filing date
Publication date
Application filed by Valeo Equipements Electriques Moteur SAS filed Critical Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
Publication of EP1864381A2 publication Critical patent/EP1864381A2/fr
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters

Definitions

  • the present invention relates to the control of transistors and more particularly of MOSFETs.
  • a MOS transistor is included in an electrical conversion bridge, for example a voltage rectifier bridge.
  • an electrical conversion bridge for example an inverter
  • Such an electrical conversion bridge can be used reversibly.
  • it is known to operate as an alternator an electric motor controlled by a reversible inverter comprising
  • MOSFETs using the internal diode of the MOSFETs as a rectifying element. This amounts to using the inverter as a diode bridge.
  • each MOS transistor is switched in the on state when a reverse current (negative current) flows between its drain and its source (Phase I), and in the off state the rest of the time (Phase II). .
  • the present invention is intended to overcome these disadvantages.
  • a first aspect of the invention provides a method of controlling a switching assembly comprising a plurality of parallel connected transistors having: a linear operating mode in which the internal resistance of the transistors is controllable within a given range of values; a mode of operation in a closed switch, in which the internal resistance is equal to a minimum value; and, a blocked operating mode, wherein the internal resistance is equal to a maximum value.
  • the method comprises: a first phase of operation during which a current flows from a source terminal to a drain terminal of the transistors; a second phase of operation during which no current flows.
  • the method comprises the steps according to which, successively: (a) controlling the transistors of the switch assembly in a closed switch mode during at least a portion of the first phase;
  • the transistors are linearly controlled at the end of the first phase for at least a first predetermined period
  • the mode-locked transistors are commonly controlled during at least a portion of the second phase.
  • step (d) prior to step (a), during which each transistor is controlled in linear mode during at least a portion of the first phase;
  • the first duration is greater than or equal to 5% of the first phase
  • a drain / source voltage Uds increases during the second phase, and reaches a maximum rise slope, and each transistor of the switching assembly has a low parasitic capacitance discharge time so that a gate / source voltage Ugs is substantially less than a threshold value determined when the drain / source voltage Uds reaches said maximum rise slope; the process is implemented in an electrical conversion bridge;
  • the electric conversion bridge is connected to a rotating electrical machine that can alternately operate alternator or motor;
  • the method is implemented to control a switch.
  • a second aspect of the invention proposes a device for controlling a transistor comprising means for implementing the method according to the first aspect.
  • Such a device advantageously comprises a comparator and adjustment means comprising: a capacitance and a series resistance connected between an output of the comparator and an input of the comparator, a resistor connected between said comparator output and the gate terminal of the comparator; switching assembly, and a resistor connected between said comparator input and the drain terminal of the switching assembly.
  • FIG. 1 is a diagram of a device according to the second aspect of the invention
  • FIG. 2 is a timing diagram showing the evolution over time of the source / drain voltage and the current in a switching assembly comprising MOS transistors during the implementation of the method according to the first aspect of the invention
  • FIG. 3 is a timing diagram showing in more detail the evolution as a function of time of the source / drain voltage and of the gate / source voltage of the switching assembly
  • FIG. 4 represents a switching assembly in an exemplary implementation of the invention.
  • a control circuit of a switching unit 1 comprising MOS parallel connected transistors may for example comprise an error amplifier 2, which may be implemented with an operational amplifier 2.
  • the voltage at the terminals drain / source of the switching assembly (noted Uds in the following and in the figures) can be compared to a reference voltage 3 (noted Uref in the following and in the figures), for example negative.
  • the error amplifier drives the switching assembly 1 for example by simultaneously applying a voltage to the gate of each transistor of the assembly.
  • this control circuit comprises a feedback loop, preferably comprising a capacitor C1 and two resistors R1 and R2.
  • the switching assembly In operation, when the drain / source voltage becomes negative, the switching assembly is controlled by applying a positive voltage on its gate. It is thus possible to vary the internal resistance of the transistors so that the drain / source voltage drop due to the passage of current I flowing through the transistors from the source to the drain does not exceed the reference voltage. It is thus possible to maintain constant the voltage across the switching assembly.
  • the product of the intensity of the current flowing through each transistor and the minimum internal resistance of the transistors is greater than the reference voltage value.
  • the voltage applied to the gate by the amplifier is so high that the transistors go into closed switch mode (ON state).
  • the evolution of the voltages and currents at the switching assembly is described by the timing diagram of FIG. 2 in such a case.
  • the first phase (noted I later and in the figures) corresponds to a drain / source voltage negative, and in which current flows through the switching assembly.
  • the second phase corresponds to a positive drain / source voltage in which the switching assembly 1 is supposed to be totally blocked (no current flows).
  • the voltage across the switching assembly 1 becomes negative, it enters the phase I.
  • the duration noted 4 on the curve representing the evolution of the voltage at the drain / source terminals of the set of switching 1 corresponds to the time required for servoing to start driving the transistors. Then, the servocontrol tries to keep the voltage Uds constant by modifying the internal resistance of the transistors. Each transistor can therefore operate linearly for the duration noted (d).
  • the current I represented in dashed lines, reaches a value so high that the internal resistance reaches its minimum value Rdson and the switching unit 1 switches to closed switch mode (ON state). This corresponds to the noted duration (a) of the curve. Since the internal resistance of each transistor 1 becomes substantially constant, the voltage at its terminals becomes proportional to the current flowing through this transistor.
  • each transistor is controlled linearly for the duration noted (b). To do this, it must be ensured that the servocontrol, illustrated by the diagram of FIG. 1, is fast enough to be able to switch the switching assembly back into linear mode as soon as current I passes below a value. determined (Vref / Rdson).
  • the switching assembly may comprise adjustment means.
  • these adjustment means may comprise a capacitance and resistances, in particular formed by the capacitor C1 and the resistors R1, R2, R3.
  • the capacitor C1 is connected between the output of the operational amplifier 2 and a connection of the resistor R1.
  • the other connection of the resistor R1 is connected to the input (-) of the operational amplifier.
  • the resistor R2 is connected between the drain of the switching unit 1 and the inverting input of the amplifier 2.
  • the resistor R3 is connected between the output of the operational amplifier 2 and the gate of the switching assembly 1.
  • the values of the resistance and the capacitance are such that the performance of the servocontrol is improved, in particular when the intensity of the instantaneous current is below a certain value.
  • the speed of the slaving is such that it can control the transistors in fast linear mode until the end of phase I, before the transition to phase II.
  • the duration (b) represents more than 5%, preferably more than 10% of the duration of the phase I. This percentage depends on the values of current flowing in the conversion bridge.
  • the bridge operates periodically, and the phase I is substantially equal to half a period of operation. The electrical charges accumulated in the transistor 1 thus have time to be evacuated before the transition to phase II.
  • phase II the voltage Uds becomes positive, then causing the passage in phase II.
  • phase II the transistors of the switching assembly 1 are blocked and the current flowing through them is substantially zero. This is illustrated by part (c) of the curve of FIG. 2. Since the operation of an electrical conversion bridge is periodic, at the end of phase II, it goes back to phase I.
  • the blocking of the transistors which takes place between the end of phase I and the beginning of phase II, is fast enough not to be hampered by the Miller effect.
  • a parasitic capacitance of the transistors accumulates charges due to the rapid variation of the drain / source voltage across the transistors and causes an increase in the voltage between the gate and the source. This increase, represented by part 8 of the curve of the figure
  • control unit of the switching assembly sufficiently discharges the parasitic capacitances of the transistors before the voltage Uds reaches its maximum rise slope.
  • This discharge time is a function of the resistance R3 and the total charge stored by the transistors in their parasitic capacitances.
  • the control unit In order for the control unit to control the switching unit as quickly as possible, it is possible, for example, to choose an operational amplifier having a slew rate, and high output current capacitors, i.e. the possibility of varying the output voltage of the error comparator very quickly. The latter then ceases to behave as a linear amplifier, to advantageously transform itself into a fast comparator.
  • a switching assembly 1 comprising a plurality of transistors T1, T2 and T3, connected in parallel with each other, is used. It is thus possible to increase the power of the electric conversion bridge, which in fact admits larger currents.
  • the implementation of a plurality of transistors connected in parallel is in principle reserved for devices operating in open / closed switch mode.
  • the use of a plurality of transistors connected in parallel and operating in linear mode leads to an unequal distribution of the currents flowing respectively through each transistor. This results in difficulties in ensuring the linear servo-control of the transistors and the current distribution, requiring the designers to generally insert resistive elements at the source or emitter of each transistor to distribute the current. current consumption, or to provide a linear servo device for each transistor.
  • the first solution would cause significant losses, incompatible with an alternator-starter control device, in which the operation starter imposes currents exceeding 700 amps and a large available torque to start engines.
  • the starter function could not be provided with such a device.
  • the second solution is also not feasible, since it would cause a sharp increase in the cost and size of the device.
  • the equal distribution of the currents is not essential, because of the enslavement of the transistors connected in parallel, which adjusts the voltage Vgs of all the transistors to a single value , forcing the voltage Vds to a regulated value common to all the transistors.
  • the number of transistors in a switching assembly does not affect the performance of the regulation, and in particular the dynamic behavior of the switching assembly.
  • the transfer function, reflecting the frequency behavior of the switching assembly is, against all expectations, little affected by the paralleling of a plurality of identical type transistors even when the currents are poorly distributed.
  • This method and this device can be implemented in any system requiring a rectifying system, such as a rectifier bridge, a simple switch, for example a battery switch or an inverter, for example a reversible inverter connected to a machine. rotating electric.
  • a rectifying system such as a rectifier bridge, a simple switch, for example a battery switch or an inverter, for example a reversible inverter connected to a machine. rotating electric.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

Un procédé de commande d'un ensemble de commutation comprenant une pluralité de transistors connectés en parallèle, ayant un mode de fonctionnement linéaire, un mode de fonctionnement en interrupteur fermé et un mode de fonctionnement bloqué comprend une première phase de fonctionnement au cours de laquelle un courant circule d'une borne source vers une borne drain et une seconde phase de fonctionnement au cours de laquelle aucun courant ne circule. Le procédé comprend les étapes suivant lesquelles, successivement : (a) on commande l'ensemble de commutation en mode interrupteur fermé pendant une partie de la première phase ; (b) on commande l'ensemble de commutation en mode linéaire ; (c) on commande l'ensemble de commutation en mode bloqué pendant une partie de la seconde phase.

Description

COMMANDE D'UN TRANSISTOR MOS
La présente invention concerne la commande de transistors et plus particulièrement de transistors MOS (MOSFETs).
Dans certaines applications, un transistor MOS est inclus dans un pont de conversion électrique, par exemple un pont redresseur de tension. Un tel pont de conversion électrique, par exemple un onduleur, peut être utilisé de manière réversible. Ainsi, il est connu de faire fonctionner en tant qu'alternateur un moteur électrique piloté par un onduleur réversible comportant des
MOSFETs, en utilisant la diode interne des MOSFETs comme élément redresseur. Ceci revient à employer l'onduleur comme un pont de diodes.
Cependant, la chute de tension aux bornes des diodes internes engendre des pertes électriques importantes.
C'est pourquoi, chaque transistor MOS est commuté dans l'état passant lorsqu'un courant inverse (courant négatif) circule entre son drain et sa source (Phase I ), et dans l'état bloqué le reste du temps (Phase II ).
Par ailleurs, afin d'augmenter l'intensité du courant admissible dans chaque unité de commutation, il est connu du brevet US 6,430,071 d'employer des ensembles de commutation comprenant une pluralité de transistors connectés en parallèle. Ces ensembles de commutation utilisés dans des ponts de conversion électrique sont commandés alternativement en mode saturé bloqué et en mode saturé passant. Néanmoins, en raison de la chute de tension aux bornes des diodes internes, des pertes de commutation importantes sont observées.
Il est aussi connu, du document WO-A-2004/034439, de piloter les MOSFETs en mode linéaire dans l'état passant, c'est-à-dire de piloter de manière linéaire leur résistance interne, pour maintenir constante la tension aux bornes drain/source du transistor. Cela est obtenu au moyen d'un asservissement. Cependant, dans le cas de courants de forte amplitude, l'asservissement impose une consigne au transistor telle que celui-ci peut passer en mode interrupteur fermé, la résistance interne du transistor atteignant alors sa valeur minimale (état ON). Lorsque le transistor doit ensuite être commuté dans l'état bloqué (état OFF), la commande doit le faire passer de l'état ON à l'état OFF. A cet effet, il faut évacuer les charges électriques accumulées dans le transistor. En conséquence, on observe en général un retard à la commutation qui engendre l'apparition d'un important courant de recouvrement. Celui-ci peut diminuer les performances du pont de conversion, notamment les interférences Radio-fréquence, les pertes par effet Joules et les ondulations parasites sur le réseau de bord.
La présente invention a notamment pour but de pallier ces inconvénients.
Un premier aspect de l'invention propose un procédé de commande d'un ensemble de commutation comprenant une pluralité de transistors connectés en parallèle ayant : un mode de fonctionnement linéaire dans lequel la résistance interne des transistors est contrôlable dans une plage de valeurs déterminée ; un mode de fonctionnement en interrupteur fermé, dans lequel la résistance interne est égale à une valeur minimale ; et, un mode de fonctionnement bloqué, dans lequel la résistance interne est égale à une valeur maximale.
Le procédé comprend : une première phase de fonctionnement au cours de laquelle un courant circule d'une borne source vers une borne drain des transistors ; une seconde phase de fonctionnement au cours de laquelle aucun courant ne circule.
En outre, le procédé comprend les étapes suivant lesquelles, successivement : (a) on commande de façon commune les transistors de l'ensemble de commutation en mode interrupteur fermé pendant au moins une partie de la première phase ;
(b) on commande de faon commune les transistors en mode linéaire en fin de la première phase pendant au moins une première durée déterminée ;
(c) on commande de façon commune les transistors en mode bloqué pendant au moins une partie de la seconde phase.
Grâce à ces dispositions, on réalise plus facilement la commutation, car le pont de conversion électrique est plus rapide. En effet, en revenant en mode linéaire avant de commuter vers l'état bloqué, la quantité de charges accumulées dans chaque transistor est beaucoup plus faible, et donc plus rapide à évacuer. On assure ainsi une commutation rapide et donc améliorant les performances du pont de conversion électrique. Dans divers modes de réalisation du procédé selon l'invention, on peut éventuellement avoir recours en outre à l'une et/ou à l'autre des dispositions suivantes :
- une étape (d), antérieure à l'étape (a), au cours de laquelle on commande chaque transistor en mode linéaire pendant au moins une partie de la première phase ;
- lorsque le procédé est mis en œuvre dans un pont de conversion électrique fonctionnant de manière périodique, la première durée est supérieure ou égale à 5% de la première phase ;
- une tension drain/source Uds augmente au cours de la deuxième phase, et atteint une pente de montée maximale, et chaque transistor de l'ensemble de commutation présente un temps de décharge de capacité parasite faible de sorte qu'une tension grille/source Ugs est sensiblement inférieure à une valeur de seuil déterminée lorsque la tension drain/source Uds atteint ladite pente de montée maximale ; - le procédé est mis en œuvre dans un pont de conversion électrique ;
- le pont de conversion électrique est connecté à une machine électrique tournante pouvant fonctionner alternativement en alternateur ou en moteur ;
- le procédé est mis en œuvre pour commander un interrupteur.
Par ailleurs, un second aspect de l'invention propose un dispositif de commande d'un transistor comprenant des moyens pour mettre en œuvre le procédé selon le premier aspect.
Un tel dispositif comprend avantageusement un comparateur et des moyens d'ajustement comportant : une capacité et une résistance en série connectées entre une sortie du comparateur et une entrée du comparateur, une résistance connectée entre ladite sortie du comparateur et la borne de grille de l'ensemble de commutation, et une résistance connectée entre ladite entrée du comparateur et la borne de drain de l'ensemble de commutation.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un de ses modes de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif, en regard des dessins joints. Sur les dessins : la figure 1 est un schéma d'un dispositif selon le second aspect de l'invention ; la figure 2 est un chronogramme représentant l'évolution au cours du temps de la tension source/drain et du courant dans un ensemble de commutation comprenant des transistors MOS lors de la mise en œuvre du procédé selon le premier aspect de l'invention ; la figure 3 est un chronogramme représentant de manière plus détaillée l'évolution en fonction du temps de la tension source/drain et de la tension grille/source de l'ensemble de commutation ; et la figure 4 représente un ensemble de commutation dans un exemple de mise en œuvre de l'invention.
Sur les différentes figures, les mêmes références désignent des éléments identiques ou similaires. Comme représenté à la figure 1 , un circuit de commande d'un ensemble de commutation 1 comprenant des transistors connectés en parallèle MOS peut par exemple comprendre un amplificateur d'erreur 2, qui peut être réalisé avec un amplificateur opérationnel 2. La tension aux bornes drain/source de l'ensemble de commutation (notée Uds dans la suite et sur les figures) peut être comparée à une tension de référence 3 (notée Uref dans la suite et dans les figures), par exemple négative. L'amplificateur d'erreur pilote l'ensemble de commutation 1 par exemple en appliquant simultanément une tension à la grille de chaque transistor de l'ensemble. Par ailleurs, ce circuit de commande comporte une boucle de retour, comprenant préférentiellement une capacité C1 et deux résistances R1 et R2.
En fonctionnement, lorsque la tension drain/source devient négative, l'ensemble de commutation est piloté en appliquant une tension positive sur sa grille. On peut ainsi faire varier la résistance interne des transistors de sorte que la chute de tension drain/source due au passage du courant I traversant les transistors de la source vers le drain, n'excède pas la tension de référence. On peut ainsi maintenir constante la tension aux bornes de l'ensemble de commutation.
Cependant, dans le cas de courants de forte amplitude, (par exemple 150A) le produit de l'intensité du courant traversant chaque transistor et de la résistance interne minimale des transistors est supérieur à la valeur de tension de référence. Ainsi, la tension appliquée à la grille par l'amplificateur est si élevée que les transistors passent en mode interrupteur fermé (état ON). L'évolution des tensions et courants au niveau de l'ensemble de commutation est décrite par le chronogramme de la figure 2 dans un tel cas. Dans le cas de la mise en œuvre de ce procédé dans un pont de conversion électrique, on peut distinguer deux phases. La première phase (notée I par la suite et dans les figures) correspond à une tension drain/source négative, et dans laquelle un courant passe dans l'ensemble de commutation. A l'inverse, la seconde phase (notée II par la suite et dans les figures) correspond à une tension drain/source positive dans laquelle l'ensemble de commutation 1 est sensé être totalement bloqué (aucun courant ne passe). Ainsi, lorsque la tension aux bornes de l'ensemble de commutation 1 devient négative, celui-ci entre dans la phase I. La durée notée 4 sur la courbe représentant l'évolution de la tension aux bornes drain/source de l'ensemble de commutation 1 correspond au temps nécessaire à l'asservissement pour commencer à piloter les transistors. Puis, l'asservissement tente de maintenir la tension Uds constante en modifiant la résistance interne des transistors. Chaque transistor peut donc fonctionner de manière linéaire pendant la durée notée (d). Cependant, le courant I, représenté en pointillés atteint une valeur si élevée que la résistance interne atteint sa valeur minimale Rdson et que l'ensemble de commutation 1 passe en mode interrupteur fermé (état ON). Ceci correspond à la durée notée (a) de la courbe. La résistance interne chaque transistor 1 devenant sensiblement constante, la tension à ses bornes devient proportionnelle au courant qui traverse ce transistor.
Ensuite, afin d'assurer une commutation correcte lors du passage de la Phase I à la Phase II au cours de laquelle les transistors sont bloqués, on commande chaque transistor de manière linéaire, pendant la durée notée (b). Pour ce faire, il faut s'assurer que l'asservissement, illustré par le schéma de la figure 1 , soit assez rapide pour pouvoir faire repasser l'ensemble de commutation en mode linéaire dès que le courant I passe au dessous d'une valeur déterminée (Vref/Rdson). A cet effet, l'ensemble de commutation peut comporter des moyens d'ajustement.
Dans un exemple de réalisation, ces moyens d'ajustement peuvent comprendre une capacité et des résistances, notamment formées par le condensateur C1 et les résistances R1 , R2, R3. Le condensateur C1 est connecté entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 2 et une connexion de la résistance R1. L'autre connexion de la résistance R1 est connecté à l'entrée (-) de l'amplificateur opérationnel. La résistance R2 est connectée entre le Drain de l'ensemble de commutation 1 et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 2. La résistance R3 est connectée entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 2 et la grille de l'ensemble de commutation 1. Les valeurs de la résistance et de la capacité sont telles que les performances de l'asservissement sont améliorées, notamment lorsque l'intensité du courant instantané est en dessous d'une valeur déterminée. Ainsi, la rapidité de l'asservissement est telle que celui-ci peut commander les transistors en mode linéaire rapide jusqu'à la fin de la phase I, avant le passage à la phase II.
En conséquence, la tension Uds redevient constante pendant la durée notée (b), de sorte que la commutation des transistors survenant entre la phase I et la phase II est plus rapide.
Dans un mode de réalisation, on s'assure que la durée (b) représente plus de 5%, de préférence plus de 10% de la durée de la phase I. Ce pourcentage dépend des valeurs de courant circulant dans le pont de conversion. Dans le cas d'un pont de redressement, notamment, le pont fonctionne de manière périodique, et la phase I est sensiblement égale à une demie période de fonctionnement. Les charges électriques accumulées dans le transistor 1 ont ainsi le temps d'être évacuées avant le passage à la phase II.
Puis, la tension Uds devient positive, provoquant alors le passage dans la phase II. Durant cette phase II, les transistors de l'ensemble de commutation 1 sont bloqués et le courant les traversant est sensiblement nul. Ceci est illustré par la partie (c) de la courbe de la figure 2. Comme le fonctionnement d'un pont de conversion électrique est périodique, à la fin de la phase II, on repasse en phase I.
De préférence, on s'assure de plus que le blocage des transistors, qui a lieu entre la fin de la phase I et le début de la phase II, est assez rapide pour ne pas être gêné par l'effet Miller. En effet, une capacité parasite des transistors accumule des charges en raison de la variation rapide de la tension drain/source aux bornes des transistors et provoque une augmentation de la tension entre la grille et la source. Cette augmentation, représentée par la partie 8 de la courbe de la figure
3, peut engendrer une commutation de l'ensemble de commutation correspondant à un retour indésiré vers un état transitoire passant. En effet, si la tension grille source Ugs est encore assez élevée lorsque l'augmentation supplémentaire de tension due à l'effet Miller s'ajoute, la tension Ugs peut dépasser la tension de seuil des transistors de l'ensemble de commutation 1 (généralement notée VTH )- En conséquence, l'ensemble de commutation 1 peut à nouveau commuter dans l'état passant.
Pour éviter cela, il est nécessaire que l'unité de commande de l'ensemble de commutation décharge suffisamment les capacités parasites des transistors avant que la tension Uds n'atteigne sa pente de montée maximale. Ce temps de décharge est fonction de la résistance R3 et de la charge totale stockée par les transistors dans leurs capacités parasites. Pour que l'unité de commande pilote l'ensemble de commutation le plus rapidement, il est possible par exemple de choisir un amplificateur opérationnel possédant un « slew rate », et des capacités en courant de sortie élevées, c'est-à-dire la possibilité de faire varier la tension de sortie du comparateur d'erreur de manière très rapide. Ce dernier cessant alors de se comporter comme un amplificateur linéaire, pour se transformer avantageusement en comparateur rapide.
De manière avantageuse, comme représenté à la figure 4, on utilise un ensemble de commutation 1 comprenant une pluralité de transistors T1 , T2 et T3, connectés en parallèle les uns avec les autres. On peut ainsi augmenter la puissance du pont de conversion électrique, qui admet en effet des courants plus importants.
De manière généralement admise, la mise en oeuvre d'une pluralité de transistors connectés en parallèle est en principe réservée à des dispositifs fonctionnant en mode interrupteur ouvert/fermé. En effet, en raison des disparités existant d'un composant à un autre, l'utilisation d'une pluralité de transistors connectés en parallèle et fonctionnant en mode linéaire conduit à une répartition inégale des courants circulant respectivement au travers de chaque transistor. Cela a pour conséquence des difficultés pour assurer l'asservissement en linéaire des transistors et la répartition des courants, imposant aux concepteurs d'insérer généralement des éléments résistifs au niveau de la source ou de l'émetteur de chaque transistor pour répartir la consommation en courant, ou de prévoir un dispositif d'asservissement en linéaire pour chaque transistor.
De toute évidence, la première solution provoquerait des pertes importantes, incompatibles avec un dispositif de commande d'alterno- démarreur, dans lequel le fonctionnement en démarreur impose des courants excédant 700 Ampères et un couple disponible important pour démarrer des moteurs thermiques. La fonction de démarreur ne pourrait être assurée avec un tel dispositif. La seconde solution n'est pas non plus envisageable, puisque cela provoquerait une forte augmentation du coût et de la taille du dispositif. Cependant, en ce qui concerne le dispositif conforme à l'invention, la répartition égale des courants n'est pas indispensable, en raison de l'asservissement des transistors montés en parallèle, qui ajuste la tension Vgs de tous les transistors à une valeur unique, forçant la tension Vds à une valeur régulée commune à tous les transistors. En outre, le nombre de transistors dans un ensemble de commutation n'affecte pas les performances de la régulation, et notamment le comportement dynamique de l'ensemble de commutation. Ainsi, la fonction de transfert, traduisant le comportement fréquentiel de l'ensemble de commutation est, contre toute attente, peu affectée par la mise en parallèle d'une pluralité de transistors de type identique même lorsque les courants sont mal répartis.
En effet, en étude petit signal, on peut considérer que le produit gi.Rdsi (où gi désigne la transconductance d'un MOSFET et Rdsi est la résistance interne entre le drain et la source) pour chaque transistor Ti est constant et approximativement identique d'un transistor à un autre si ces transistors sont de technologie identique et de même taille de puce. Dans ces conditions, les capacités parasites de chaque transistor sont sensiblement identiques dans le cas de petits signaux.
On peut donc évaluer le courant id entrant sur la borne de grille commune à tous les transistors comme suit pour trois transistors T1 , T2 et T3, comme illustré à la figure 4 :
id = id1 + id2 +id3 = -g1.vgs1 - g2.vgs2 - g3.vgs3 soit id = -g1.[ve/(1 + σ1.p)] - g2.[ve/(1 + σ2.p)] - g3.[ve/(1 + σ3.p)] où σi est égale au produit Ri.Ci, ve est la tension sur la borne commune de commande et p est la variable de Laplace. Si les transistors sont de type identique, alors on a C1 ≈ C2 ≈ C3. Par ailleurs, lors de la conception, les résistances d'entrée R1 , R2 et R3, sont choisies identiques. En conséquence, on peut poser σ ≈ σ1 ≈ σ2 ≈ σ 3.
On trouve alors que la fonction de transfert de l'ensemble de commutation est de la forme : vds _ - g.Rds ve (l+ σ.p)
Par conséquent, le comportement général de l'ensemble de commutation est peu modifié vis-à-vis du cas d'un ensemble de commutation avec un seul transistor.
Ce procédé et ce dispositif peuvent être mis en œuvre dans tout système ayant besoin d'un système de redressement, tels qu'un pont redresseur, un simple interrupteur par exemple interrupteur pour batterie ou encore un onduleur par exemple un onduleur réversible connecté à une machine électrique tournante.

Claims

R E V E N D I C A T I O N S
1. Procédé de commande d'un ensemble de commutation (1 ) comprenant une pluralité de transistors (T1 , T2, T3) connectés en parallèle, ayant : - un mode de fonctionnement linéaire dans lequel la résistance interne des transistors (T1 , T2, T3) est contrôlable dans une plage de valeurs déterminée ; un mode de fonctionnement en interrupteur fermé, dans lequel la résistance interne est égale à une valeur minimale ; et, - un mode de fonctionnement bloqué, dans lequel la résistance interne est égale à une valeur maximale, ledit procédé comprenant : une première phase de fonctionnement au cours de laquelle un courant circule d'une borne source vers une borne drain desdits transistors (T1 , T2, T3) ; une seconde phase de fonctionnement au cours de laquelle aucun courant ne circule ; ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivant lesquelles, successivement : (a) on commande de façon commune les transistors de l'ensemble de commutation (1 ) en mode interrupteur fermé pendant au moins une partie de la première phase ;
(b) on commande de façon commune les transistors en mode linéaire en fin de la première phase pendant au moins une première durée déterminée ;
(c) on commande de façon commune les transistors en mode bloqué pendant au moins une partie de la seconde phase.
2. Procédé selon la revendication 1 , comprenant en outre une étape (d), antérieure à l'étape (a), au cours de laquelle on commande l'ensemble de commutation(i) en mode linéaire pendant au moins une partie de la première phase.
3. Procédé selon la revendication 1 ou la revendication 2 mis en œuvre dans un pont de conversion électrique fonctionnant de manière périodique, suivant lequel ladite première durée est supérieure ou égale à 5% de la première phase.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, suivant lequel une tension drain/source Uds augmente au cours de la deuxième phase, et atteint une pente de montée maximale, et suivant lequel les transistors de l'ensemble de commutation (1) présentent un temps de décharge de capacité parasite faible de sorte qu'une tension grille/source Ugs est sensiblement inférieure à une valeur de seuil déterminée lorsque la tension drain/source Uds atteint ladite pente de montée maximale.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, suivant lequel mis en œuvre dans un pont de conversion électrique.
6. Procédé selon la revendication 5, suivant lequel le pont de conversion électrique est connecté à une machine électrique tournante pouvant fonctionner alternativement en alternateur ou en moteur.
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 mis en œuvre pour commander un interrupteur.
8. Dispositif de commande d'un ensemble de commutation comprenant une pluralité de transistors connectés en parallèle comprenant des moyens pour mettre en œuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes.
9. Dispositif selon la revendication 8, comprenant en outre un comparateur (2) et des moyens d'ajustement comportant :
une capacité (C1) et une résistance (R1 ) connectées en série entre une sortie du comparateur (2) et une entrée du comparateur, une résistance (R3) connectée entre ladite sortie du comparateur et la borne de grille de l'ensemble de commutation (1), et une résistance (R2) connectée entre ladite entrée du comparateur et la borne de drain de l'ensemble de commutation.
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Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2908945B1 (fr) * 2006-11-16 2009-01-30 Valeo Equip Electr Moteur Element de pont redresseur synchrone, pont redresseur synchrone correspondant et utilisation.
US8130029B2 (en) * 2007-11-19 2012-03-06 Analog Devices, Inc. Circuit for switchably connecting an input node and an output node
US7893751B2 (en) * 2009-01-30 2011-02-22 Infineon Technologies Austria Ag Method and circuit for protecting a MOSFET
WO2013032906A1 (fr) * 2011-08-29 2013-03-07 Efficient Power Conversion Corporation Procédés de connexion en parallèle pour transistors haute performance
JP6104532B2 (ja) * 2012-07-23 2017-03-29 ラピスセミコンダクタ株式会社 半導体装置、駆動機構、及びモータ駆動制御方法
JP6155179B2 (ja) * 2013-12-06 2017-06-28 株式会社日立製作所 整流装置、オルタネータおよび電力変換装置
US10103140B2 (en) * 2016-10-14 2018-10-16 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Switch circuit with controllable phase node ringing
WO2018158726A1 (fr) * 2017-03-02 2018-09-07 HELLA GmbH & Co. KGaA Commande de commutation hybride
US10284112B2 (en) 2017-05-09 2019-05-07 City University Of Hong Kong Circuit arrangement for use in a power conversion stage and a method of controlling a power conversion stage
WO2020242799A1 (fr) 2019-05-24 2020-12-03 Applied Materials, Inc. Chambre de traitement de substrat
US11421324B2 (en) 2020-10-21 2022-08-23 Applied Materials, Inc. Hardmasks and processes for forming hardmasks by plasma-enhanced chemical vapor deposition

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3978393A (en) * 1975-04-21 1976-08-31 Burroughs Corporation High efficiency switching regulator
US4213068A (en) * 1978-01-30 1980-07-15 Rca Corporation Transistor saturation control
US4749876A (en) * 1986-12-22 1988-06-07 Eaton Corporation Universal power transistor base drive control unit
US4837495A (en) * 1987-10-13 1989-06-06 Astec U.S.A. (Hk) Limited Current mode converter with controlled slope compensation
US5586145A (en) * 1993-01-11 1996-12-17 Morgan; Harry C. Transmission of electronic information by pulse position modulation utilizing low average power
US5444309A (en) * 1993-05-14 1995-08-22 Eaton Corporation Reduced wattage PLC interface
US6293942B1 (en) * 1995-06-23 2001-09-25 Gyrus Medical Limited Electrosurgical generator method
EP0843404A4 (fr) * 1996-06-05 2001-05-16 Ntt Data Corp Circuit electrique
FR2765045B1 (fr) * 1997-06-24 1999-09-03 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif d'ajustement du courant de charge d'un condensateur de stockage
US6229370B1 (en) * 1998-04-24 2001-05-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Amplifier
US6614288B1 (en) * 1998-05-20 2003-09-02 Astec International Limited Adaptive drive circuit for zero-voltage and low-voltage switches
US6324042B1 (en) * 1999-03-12 2001-11-27 Lynntech, Inc. Electronic load for the testing of electrochemical energy conversion devices
US6212084B1 (en) * 1999-05-17 2001-04-03 Page Aerospace Limited Active rectifier
US7183834B2 (en) 2002-10-11 2007-02-27 International Rectifier Corporation Method and apparatus for driving a power MOS device as a synchronous rectifier
US6940189B2 (en) * 2003-07-31 2005-09-06 Andrew Roman Gizara System and method for integrating a digital core with a switch mode power supply
DE602004013718D1 (de) * 2004-03-31 2008-06-26 St Microelectronics Srl Emitterschaltungssteuerschaltung zur Reglung der Speicherzeit

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
None *

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