JP2008535350A - Mosトランジスタ制御 - Google Patents
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Abstract
本発明は、線形動作モード、閉スイッチ動作モード、およびオフ動作モードを有し、電流がソース端子からドレイン端子へ流れる第1動作段階および電流が流れない第2動作段階を含む、並列に接続された複数のトランジスタを備えるスイッチングアセンブリを制御する方法に関する。この方法は、次の連続する段階を含む。(a)スイッチングアセンブリを第1段階の一部の間に閉スイッチモードで制御する段階、(b)スイッチングアセンブリを線形モードで制御する段階、および(c)アセンブリを第2段階の一部の間にオフモードで制御する段階。
【選択図】 図2
【選択図】 図2
Description
本発明は、トランジスタの制御、より詳細には、MOSトランジスタ(MOSFET)に関する。
ある種の応用例では、MOSトランジスタは、電圧整流ブリッジのような電気変換ブリッジに含まれる。このような電気変換ブリッジ、例えばインバータを可逆的に使用できる。従って、MOSFETの内部ダイオードを整流素子として用いる、MOSFETを備える可逆インバータによって制御される電動機を交流発電機として機能させる方法は、知られている。これは、インバータをダイオードブリッジとして用いることを意味する。しかしながら、内部ダイオードの端子における電圧降下は、大きな電気損失を生じる。
このことが、各MOSトランジスタは、逆電流(負の電流)がドレインとソースとの間を流れるとき、オン状態に切り換えられ(段階I)、残りの期間では、オフ状態に切り換えられる(段階II)理由である。
さらに、各スイッチングユニットの許容電流の強さを増大させるために、並列に接続された複数のトランジスタを備えるスイッチングアセンブリを用いる方法が、特許文献1から公知である。電気変換ブリッジで用いられるこのスイッチングアセンブリは、オフ飽和モード、およびオン飽和モードで、交互に制御される。それにもかかわらず、内部ダイオードの端子における電圧降下のために、大きなスイッチング損失が観測される。
MOSFETを、オン状態において線形モードで制御する、すなわち、トランジスタのドレイン/ソース端子の電圧を一定に保つために、その内部抵抗を直線的に制御する方法が、特許文献2により公知である。これは、コントローラを用いて達成される。
米国特許第6430071号公報
国際公開第A2004/034439号パンフレット
しかしながら、大きい振幅の電流の場合には、トランジスタは閉スイッチモードになり、次に、トランジスタの内部抵抗がその最小値に達する(オン状態)ように、コントローラは、命令をトランジスタに課す。次に、トランジスタを非導通状態(オフ状態)に切り換える必要がある場合に、コマンドは、それをオン状態からオフ状態へ変える。このために、トランジスタに蓄積された電荷を放電することが必要である。その結果、通常、大きい重複電流の生じるスイッチングにおいて、遅延が観測される。これは、変換ブリッジの性能、特に搭載システムにおける無線妨害、ジュール効果による損失、および漂遊リップルを低下させる。
本発明の目的は、これらの欠点を緩和することである。
本発明の第1態様は、次の動作モードを有する、並列に接続された複数のトランジスタを備えるスイッチングアセンブリを制御する方法を提案する。
−トランジスタの内部抵抗を、所定の範囲の値内で制御することができる線形動作モード、
−内部抵抗が最小値に等しい閉スイッチ動作モード、および
−内部抵抗が最大値に等しいオフ動作モード。
−トランジスタの内部抵抗を、所定の範囲の値内で制御することができる線形動作モード、
−内部抵抗が最小値に等しい閉スイッチ動作モード、および
−内部抵抗が最大値に等しいオフ動作モード。
この方法は、次の動作段階を含んでいる。
−電流がトランジスタのソース端子から、ドレイン端子へ流れる第1動作段階、および
−電流が流れない第2動作段階。
−電流がトランジスタのソース端子から、ドレイン端子へ流れる第1動作段階、および
−電流が流れない第2動作段階。
さらに、この方法は、次の連続する段階を含んでいる。
(a)スイッチングアセンブリのトランジスタは、第1段階の少なくとも一部の間に、閉スイッチモードにおいて普通の方法で制御される段階。
(b)トランジスタは、少なくとも第1所定期間に、第1段階の終端で線形モードにおいて、普通の方法で制御される段階。
(c)トランジスタは、第2段階の少なくとも一部の間に、オフモードにおいて普通の方法で制御される段階。
(a)スイッチングアセンブリのトランジスタは、第1段階の少なくとも一部の間に、閉スイッチモードにおいて普通の方法で制御される段階。
(b)トランジスタは、少なくとも第1所定期間に、第1段階の終端で線形モードにおいて、普通の方法で制御される段階。
(c)トランジスタは、第2段階の少なくとも一部の間に、オフモードにおいて普通の方法で制御される段階。
これらの段階によって、電気変換ブリッジが高速になるので、スイッチングは、より容易に達成される。これは、オフ状態に切り換わる前に、線形モードに戻ることによって、各トランジスタに蓄積された電荷の量はかなり少なくなり、従って放電が速くなるからである。このようにして、高速スイッチング、従って電気変換ブリッジの性能の改善が確保される。
本発明による方法の種々の実施形態では、必要に応じ、次の準備の1つ、または他のもの、または両方に頼ることがある。
−段階(a)に先立って段階(d)で、各トランジスタは、第1段階の少なくとも一部の間に、線形モードで制御される。
−この方法が周期的に機能する電気変換ブリッジで実施される場合に、第1期間は、第1段階の5%以上である。
−ドレイン/ソース電圧Udsは第2段階中に増大し、最大上昇勾配に達し、そしてドレイン/ソース電圧Udsが前記最大上昇勾配に達すると、ゲート/ソース電圧Ugsが所定の閾値よりかなり小さくなるように、スイッチングアセンブリの各トランジスタは小さい漂遊容量放電時間を有する。
−この方法は、電気変換ブリッジで実施される。
−電気変換ブリッジは、交流発電機または電動機として交互に機能できる回転電気機械に接続される。
−この方法は、スイッチを制御するために用いられる。
−段階(a)に先立って段階(d)で、各トランジスタは、第1段階の少なくとも一部の間に、線形モードで制御される。
−この方法が周期的に機能する電気変換ブリッジで実施される場合に、第1期間は、第1段階の5%以上である。
−ドレイン/ソース電圧Udsは第2段階中に増大し、最大上昇勾配に達し、そしてドレイン/ソース電圧Udsが前記最大上昇勾配に達すると、ゲート/ソース電圧Ugsが所定の閾値よりかなり小さくなるように、スイッチングアセンブリの各トランジスタは小さい漂遊容量放電時間を有する。
−この方法は、電気変換ブリッジで実施される。
−電気変換ブリッジは、交流発電機または電動機として交互に機能できる回転電気機械に接続される。
−この方法は、スイッチを制御するために用いられる。
さらに、本発明の第2態様は、第1態様による方法を実施する手段を備えるトランジスタ制御装置を提案するのである。
このような装置は、次のコンデンサおよび抵抗を備える比較器、および調整手段を備えていることが有利である。
比較器の出力と比較器の入力との間に直列に接続されるコンデンサ、および抵抗、比較器の前記出力とスイッチングアセンブリのゲート端子との間に接続される抵抗、ならびに比較器の前記入力とスイッチングアセンブリのドレイン端子との間に接続される抵抗。
比較器の出力と比較器の入力との間に直列に接続されるコンデンサ、および抵抗、比較器の前記出力とスイッチングアセンブリのゲート端子との間に接続される抵抗、ならびに比較器の前記入力とスイッチングアセンブリのドレイン端子との間に接続される抵抗。
本発明の他の特徴および利点については、添付図面に示す非制限的な例によって説明する、実施形態の1つの次の説明により明らかになると思う。
各図において、同じ符号は、同一または類似の素子を示す。
図1に示すように、並列に接続されたMOSトランジスタを備えるスイッチングアセンブリ1の制御回路は、例えば、演算増幅器2を用いて構築できる誤差増幅器2を備えることができる。スイッチングアセンブリのドレイン/ソース端子の電圧(以後および図でUdsと示す)は、基準電圧3(以後および図でUrefと示す)、例えばマイナスと比較することができる。誤差増幅器は、例えば、アセンブリの各トランジスタのゲートに電圧を同時に供給することによって、スイッチングアセンブリ1を制御する。さらに、この制御回路は、コンデンサC1および2つの抵抗R1とR2から優先的に成るリターンループを備えている。
動作時、ドレイン/ソース電圧が負になると、スイッチングアセンブリは、正の電圧をそのゲートに加えることによって制御される。このようにして、ソースからドレインへトランジスタを通過する電流Iの通過に因るドレイン/ソース電圧降下が、基準電圧を超えないように、トランジスタの内部抵抗を変化させることが可能である。従って、スイッチングアセンブリの端子電圧を一定に保つことが可能である。
しかし、大きい振幅の電流(例えば150A)の場合には、各トランジスタを通過する電流の強さと、トランジスタの最小内部抵抗の積は、基準電圧値よりも大きい。従って、増幅器によってゲートに加えられる電圧は非常に高く、トランジスタは、閉スイッチモード(オン状態)になる。このような場合におけるスイッチングアセンブリの電圧および電流の変化について、図2のタイミング図によって説明する。
この方法を、電気変換ブリッジで実施する場合には、2つの段階を経る。第1段階(以後および図でIと示す)では、負のドレイン/ソース電圧に対応し、電流はスイッチングアセンブリを流れる。反対に、第2段階(以後および図でIIと示す)では、正のドレイン/ソース電圧に対応し、スイッチングアセンブリ1は完全にオフであると見なされる(電流は全く流れない)。従って、スイッチングアセンブリ1の端子の電圧が負になると、スイッチングアセンブリ1は段階Iに移る。スイッチングアセンブリ1のドレイン/ソース端子における電圧の変化を示す曲線に4で示される期間は、コントローラがトランジスタを制御し始めるのに必要な時間に対応する。次にコントローラは、トランジスタの内部抵抗を変更することによって、電圧Udsを一定に保とうとする。従って各トランジスタは(d)で示される期間で直線的に機能する。しかし、内部抵抗がその最小値Rdsonに達すると、破線で示す電流Iは高い値に達し、スイッチングアセンブリ1は閉スイッチモード(オン状態)に入る。これは曲線に(a)で示される期間に対応する。各トランジスタ1の内部抵抗は、ほぼ一定になり、その端子における電圧は、このトランジスタを通過する電流に比例する。
次に、段階Iから段階IIへ移るときに正確なスイッチングを確保するために、この間トランジスタはオフであり、(b)で示される期間中、各トランジスタは直線的に制御される。これを行うために、図1に図示するコントローラは、電流Iが所定の値(Uref/Rdson)未満になるとすぐに、スイッチングアセンブリを線形モードに十分に速く戻すことを確かにすることが必要である。この目的を達成するために、スイッチングアセンブリは調整手段を備えている。
実施形態の一例では、この調整手段は、コンデンサC1および抵抗R1、R2、R3によって形成される容量および抵抗を備えている。コンデンサC1は、演算増幅器2の出力と抵抗R1の接続部との間に接続される。抵抗R1の他の接続部は、演算増幅器の入力(−)に接続される。抵抗R2は、スイッチングアセンブリ1のドレインと演算増幅器2の反転入力との間に接続される。抵抗R3は、演算増幅器2の出力とスイッチングアセンブリ1のゲートとの間に接続される。抵抗および容量の値は、特に瞬間電流の強さが所定の値未満である場合に、制御性能が改善されるように設定される。従って、コントローラの速度は、これがトランジスタを段階IIへ移る前に、段階Iの最後まで急速線形モードで制御できるようになる。
その結果、電圧Udsは(b)で示される期間中に再び一定になり、そのため、段階Iと段階IIとの間で起こるトランジスタのスイッチングは、より急速である。
一実施形態では、期間(b)が、段階Iの期間の5%超、好ましくは10%超を表わす。このパーセンテージは、変換ブリッジで循環する電流レベルによって決まる。ブリッジ整流器の場合には、ブリッジは周期的に機能し、段階Iは、動作期間の半分とほぼ等しい。従って、トランジスタ1に蓄積された電荷は、段階IIへ移る前に放電される時間を有する。
次に、電圧Udsは正になり、段階IIへ移る。この段階II中、スイッチングアセンブリ1のトランジスタはオフであり、それらを通る電流は、ほぼゼロである。これは、図2に曲線の部分(c)によって示されている。電気変換ブリッジが周期的に機能するとき、段階IIの最後で再び段階Iへ移る。
段階Iの最後と、段階IIの最初との間で起こるトランジスタのスイッチングオフは、ミラー効果によって妨害されないため、かなり急速であることも好ましい。これは、トランジスタの端子におけるドレイン/ソース電圧の急速な変化のために、トランジスタの漂遊容量が電荷を蓄積し、ゲートとソースとの間の電圧の増大を起こすためである。
図3に、曲線の部分8によって表わされている、この増大は、過渡導通状態への不要なリターンに対応するスイッチングアセンブリのスイッチングを引き起こす。これは、ミラー効果に因る電圧の追加増大が追加されるときに、ゲート・ソース電圧Ugsがまだかなり高い場合には、電圧Ugsはスイッチングアセンブリ1のトランジスタの閾値電圧(通常、VTHによって示される)を超えるためである。その結果として、スイッチングアセンブリ1がオン状態に再度切り換わる可能性がある。
これを防止するために、スイッチングアセンブリの制御ユニットが、電圧Udsがその最大上昇傾斜に達する前に、トランジスタの漂遊容量を十分に放電することが必要である。この放電時間は、抵抗R3およびトランジスタによって、その漂遊容量に蓄積された全電荷の関数である。制御ユニットがスイッチングアセンブリを可能な限り急速に制御することができるように、例えば、高「スルーレート」および出力電流の大きい容量、すなわち、誤差比較器の出力電圧を非常に急速に変化させる可能性を有する演算増幅器を選ぶことが可能である。そのとき誤差比較器は、高速比較器に有利に変換するために、線形増幅器として機能するのを停止する。
有利なことに、図4に示すように、互いに並列に接続された複数のトランジスタТ1、Т2、およびТ3を備えるスイッチングアセンブリ1が使用される。このようにして、より大きい電流を実際に可能にする電気変換ブリッジの電力を増大させることが可能である。
通常認められているように、並列に接続された複数のトランジスタの使用は、原則として、開/閉スイッチモードで機能する装置に確保されている。これは、部品毎の差異のせいで、並列に接続され、線形モードで機能する複数のトランジスタの使用は、各トランジスタをそれぞれ流れる電流の不均衡な分配を生じるためである。その結果、電流消費を分配するために、または線形モード制御装置を各トランジスタに設けるために、設計者は、通常各トランジスタのソースまたはエミッタに抵抗素子を挿入する必要があり、トランジスタの線形モードにおける制御および電流の分配を確保するのは困難である。
明らかに、第1解決策は、オルタネータ始動装置の制御装置と不適合である大きな損失を引き起こし、始動モードにおける機能は、熱機関を始動させるために700アンペアを超える電流、および大きい利用可能トルクを必要とする。始動装置の機能は、このような装置を備えることができない。これは、装置のコストおよびサイズの大きい増加を引き起こすので、第2解決策もまた予想できない。
しかしながら、本発明による装置に関しては、すべてのトランジスタの電圧Vgsを単一値に調整する、並列に接続されたトランジスタのコントローラが、電圧Vgsをすべてのトランジスタに共通の調整値に強制的に設定するので、電流の均等な分配は、絶対に必要であるということではない。
さらに、スイッチングアセンブリのトランジスタの数は、調整の性能、特にスイッチングアセンブリの動的動作に影響を及ぼさない。従って、スイッチングアセンブリの周波数動作を表わす伝達関数は、あらゆる予期に反して、同一の型の複数のトランジスタを並列にすることによって、電流が不適切に分配されてもほとんど影響を受けない。
これは、小信号研究では、これらのトランジスタが、同一の技術によって製作され、同じチップサイズである場合は、各トランジスタТiについての積gi×Rdsi(giは、MOSFETの相互コンダクタンスを示し、Rdsiは、ドレインとソースとの間の内部抵抗である)は一定であり、トランジスタ間で大体同一であると考えられるためである。これらの情況では、各トランジスタの漂遊容量は小信号の場合はほぼ同一である。
従って、すべてのトランジスタに共通であるゲート端子に入る電流idは、図4に示す3つのトランジスタТ1、Т2、およびТ3について次のように求められる。
その結果、σ≒σ1≒σ2≒σ3である。
そのとき、スイッチングアセンブリの伝達関数は次式になる。
その結果、スイッチングアセンブリの通例の動作は、単一トランジスタを備えるスイッチングアセンブリの場合と比べて、ほとんど変更されない。
この方法および装置は、ブリッジ整流器、簡単なスイッチ、例えば電池用スイッチ、またはインバータ、例えば回転電気機械に接続される可逆インバータのような整流システムを必要とする、任意のシステムで実施することができる。
1 スイッチングアセンブリ
2 演算増幅器
3 基準電圧
4 期間
8 図3の曲線の部分
I 第1段階
II 第2段階
C1 コンデンサ
C2 コンデンサ
C3 コンデンサ
I 電流
R1 抵抗
R2 抵抗
R3 抵抗
Rdsi ドレインとソースとの間の内部抵抗
Rdson 内部抵抗の最小値
Т1 トランジスタ
Т2 トランジスタ
Т3 トランジスタ
Тi トランジスタ
Uds ドレイン/ソース電圧
Ugs ゲート/ソース電圧
Uref 基準電圧
VTH 閾値電圧
gi 相互コンダクタンス
id 電流
p ラプラス変数
ve 共通制御端子の電圧
(a) 期間
(b) 期間
(c) 図2の曲線の部分
(d) 期間
2 演算増幅器
3 基準電圧
4 期間
8 図3の曲線の部分
I 第1段階
II 第2段階
C1 コンデンサ
C2 コンデンサ
C3 コンデンサ
I 電流
R1 抵抗
R2 抵抗
R3 抵抗
Rdsi ドレインとソースとの間の内部抵抗
Rdson 内部抵抗の最小値
Т1 トランジスタ
Т2 トランジスタ
Т3 トランジスタ
Тi トランジスタ
Uds ドレイン/ソース電圧
Ugs ゲート/ソース電圧
Uref 基準電圧
VTH 閾値電圧
gi 相互コンダクタンス
id 電流
p ラプラス変数
ve 共通制御端子の電圧
(a) 期間
(b) 期間
(c) 図2の曲線の部分
(d) 期間
Claims (9)
- 並列に接続された複数のトランジスタ(T1、T2、T3)を備えるスイッチングアセンブリ(1)を制御する方法であって、
前記トランジスタ(T1、T2、T3)の内部抵抗が所定の範囲の値内で制御され得る線形動作モードと、
前記内部抵抗が最小値に等しい閉スイッチ動作モードと、
前記内部抵抗が最大値に等しいオフ動作モードと、
を有し、
電流が前記トランジスタ(T1、T2、T3)のソース端子からドレイン端子へ流れる第1動作段階と、
電流が流れない第2動作段階、
とを含み、
(a)前記スイッチングアセンブリ(1)の前記トランジスタは、前記第1段階の少なくとも一部の間に、閉スイッチモードにおいて普通の方法で制御される段階と、
(b)前記トランジスタは、少なくとも第1所定期間に、前記第1段階の終端で、線形モードにおいて普通の方法で制御される段階と、
(c)前記トランジスタは、前記第2段階の少なくとも一部の間に、オフモードにおいて、普通の方法で制御される段階、
とを連続して含むことを特徴とする方法。 - 段階(a)に先立って、スイッチングアセンブリ(1)が第1段階の少なくとも一部の間に線形モードで制御される段階(d)も含む請求項1に記載の方法。
- 周期的に機能する電気変換ブリッジで実施され、第1期間が第1段階の5%以上である請求項1または2に記載の方法。
- ドレイン/ソース電圧Udsが第2段階中に増大し、最大上昇勾配に達し、そして前記ドレイン/ソース電圧Udsが前記最大上昇勾配に達すると、ゲート/ソース電圧Ugsが所定の閾値よりかなり小さくなるように、前記スイッチングアセンブリ(1)のトランジスタが短い漂遊容量放電時間を有する請求項1〜3のいずれか一項に記載の方法。
- 電気変換ブリッジで実施される請求項1〜4のいずれか1項に記載の方法。
- 電気変換ブリッジが、交流発電機または電動機として交互に機能できる回転電気機械に接続される請求項5に記載の方法。
- スイッチを制御するために実施される請求項1〜4のいずれか一項に記載の方法。
- 請求項1〜7のいずれか1項に記載の方法を実施する手段を備え、並列に接続された複数のトランジスタを備えるスイッチングアセンブリを制御する装置。
- 比較器(2)および調整手段も備える請求項8に記載の装置であって、コンデンサ(C1)および抵抗(R1)は、前記比較器(2)の出力と前記比較器の入力との間に直列に接続され、抵抗(R3)は、前記比較器の前記出力とスイッチングアセンブリ(1)のゲート端子との間に接続され、そして抵抗(R2)は、前記比較器の前記入力と前記スイッチングアセンブリのドレイン端子との間に接続されている装置。
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