EP1500185B1 - Integrierte schaltung - Google Patents

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EP1500185B1
EP1500185B1 EP03722270A EP03722270A EP1500185B1 EP 1500185 B1 EP1500185 B1 EP 1500185B1 EP 03722270 A EP03722270 A EP 03722270A EP 03722270 A EP03722270 A EP 03722270A EP 1500185 B1 EP1500185 B1 EP 1500185B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
integrated circuit
circuit
transformer
mixer
amplifier
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP03722270A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP1500185A2 (de
Inventor
Jörg LANGENBERG
Thomas Liebermann
Werner SIMBÜRGER
Marc Tiebout
Hans-Dieter Wohlmuth
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
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Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1500185A2 publication Critical patent/EP1500185A2/de
Application granted granted Critical
Publication of EP1500185B1 publication Critical patent/EP1500185B1/de
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Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1483—Balanced arrangements with transistors comprising components for selecting a particular frequency component of the output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0043—Bias and operating point

Definitions

  • the invention relates to an integrated circuit and more particularly to an integrated circuit having a mixer circuit.
  • a mixer circuit serves as a down converter for frequency conversion of a radio frequency (RF) signal into an intermediate frequency signal (IF) or as a reverse mixer in the reverse direction using a local oscillator signal (LO) for frequency conversion.
  • RF radio frequency
  • IF intermediate frequency
  • LO local oscillator signal
  • An elementary multiplier circuit can already be used as a simple mixer circuit.
  • VCO V oltage c ontrolled o scillator
  • the mixer circuit includes a nonlinear device for frequency conversion.
  • non-linear components diodes or transistors can be used.
  • a transistor mixer is actively operated in order to achieve the highest possible conversion gain of the mixer circuit by means of the amplification of the transistor.
  • a transistor mixer can also be operated passively, in which case the transistor channel is used as a controllable resistor.
  • bipolar transistors are currently favored in mixer applications because of their exponential nonlinear current-voltage characteristics.
  • MOSFET metal-oxide semiconductor field effect transistor
  • mixer circuit The simplest form of mixer circuit is the differential amplifier, which multiplies only in two quadrants of the current-voltage characteristics (see, for example, US 6,184,739 B1). In general, however, mixer circuits are symmetrical in order to multiply in all four quadrants of the current-voltage characteristics. This achieves a more accurate signal conversion.
  • CMOS complementary metal-oxide semiconductor
  • CMOS complementary metal oxide semiconductor
  • the maximum allowable operating voltage for the mixer circuit is reduced and according to the prior art is usually only between 0.9 V and 1.5 V. Since each transistor has an internal resistance, drops in current flow through a transistor at this a certain voltage .DELTA.U , For a series connection of several transistors, a current flow through the transistors Thus, the operating voltage across all the transistors must be greater than the sum of the voltages ⁇ U dropping across the transistors.
  • the operating voltage should be set smaller than the lowest breakdown voltage of the transistors to avoid voltage breakdown in the blocking transistor. Consequently, the breakdown voltage of the transistors limits the permissible level of the operating voltage applied across all the transistors. This also has the consequence that the number of transistors is limited in the design of an integrated circuit with a plurality of series-connected transistors. Thus, the number of stackable transistor levels in an integrated circuit, that is, the number of serially connected transistors, limited, it being noted that multiple transistors may be present in different current paths at the same potential level.
  • mixer circuits are known in which the number of transistor levels is reduced, but not the total number of transistors in the mixer circuit.
  • Such mixer circuits are known as "current-folded" mixer circuits.
  • the mixer circuit is divided into a plurality of subcircuits which are electrically coupled to each other in a suitable manner such that these subcircuits have only a few, for example two, transistor levels, whereby the operating voltage of the mixer circuit can be reduced.
  • the subcircuits, which are electrically coupled to one another in a suitable manner ensure the desired signal flow.
  • FIG. 2 shows a known "current-folded” mixer circuit 200 according to the prior art, which discloses it allows, despite low operating voltage, more transistors than intended transistor levels can be used.
  • the "current-folded” mixer circuit 200 shown in FIG. 2 is a four-quadrant mixer circuit, which is also known by the name “current-folded double-balanced mixer”. The description “double-balanced” indicates that the local oscillator signal is coupled in evenly at several points in the mixer circuit.
  • a high frequency signal RF + is coupled via the base of a first npn transistor T1 and the high frequency signal RF- inverted to the high frequency signal RF + via the base of a second npn transistor T2.
  • the two npn transistors T1, T2 are electrically coupled to one another on the emitter side by means of an electrical resistor R1.
  • the emitter of the npn transistor T1 or T2 is electrically coupled to the collector of a controlling third and fourth npn transistor T3 and T4.
  • a constant control voltage BIAS is applied to the base of the controlling third and fourth npn transistors T3 and T4, respectively, and the collector of the controlling third and fourth npn transistors T3 and T4 is connected to the ground potential via an electrical resistor R2 or R3 electrically coupled.
  • the two npn transistors T1, T2 are electrically coupled to the operating voltage VCC on the collector side by means of an electrical resistor R4 or R5.
  • the base of a sixth npn transistor T6 is electrically coupled, whose collector is in turn electrically coupled to the operating voltage VCC.
  • the emitter of the fifth npn transistor T5 is electrically coupled to the collector and, in parallel therewith, to the base of a seventh npn transistor T7 and to the base of an eighth npn transistor T8.
  • the emitters of the two npn transistors T7, T8 are in each case electrically coupled to the ground potential via an electrical resistor R6, R7.
  • the emitter of the sixth npn transistor T6 is electrically coupled to the collector and, in parallel thereto, to the base of a ninth npn transistor T9 and to the base of a tenth npn transistor T10.
  • the emitters of the two npn transistors T9, T10 are in each case electrically coupled to the ground potential via an electrical resistor R8, R9.
  • the emitters of two npn transistors T11, T12 and T13, T14 are electrically coupled to the collector of the eighth and tenth npn transistors T8 and T10, respectively.
  • At the bases of the two npn transistors T11, T13 is the local oscillator signal LO + and at the bases of the two npn transistors T12, T14 is the local oscillator signal LO + inverted local oscillator signal LO-.
  • the two npn transistors T11, T13 and T12, T14 are electrically coupled to each other at the collector side and to the operating voltage VCC via respective electrical resistors R10 and R11.
  • the intermediate frequency signal IF + can now be tapped off, while at a fourth node KN4 between the collectors of the two npn transistors T11, T14 on the one hand and the electrical resistance R11 on the other hand can be tapped to the intermediate frequency signal IF + inverted intermediate frequency signal IF-.
  • the "current-folded” mixer circuit 200 represents a horizontally-constructed Gilbert mixer.
  • the "current-folded” mixer circuit 200 has the disadvantage that the current mirrors within the "current-folded” mixer circuit 200 are generally slow are. This means that a change of the high-frequency signal RF + (and thus also of the inverted high-frequency signal RF-) causes a time-delayed change of the intermediate frequency signal IF + (and also of the inverted intermediate frequency signal IF-). Consequently, due to the time delay in the "current-folded” mixer circuit 200, the intermediate frequency signal when converted from a high frequency signal may have a frequency that is significantly reduced compared to the actual intermediate frequency to be generated. Since this is undesirable, the "current-folded” mixer circuit 200 can be operated only at low operating frequencies, if a reliable signal conversion and signal transmission is to take place.
  • the invention is therefore based on the problem to provide an integrated circuit in which high-frequency electronic signals can be mixed, although the electronic circuit is operated with respect to the prior art reduced operating voltage.
  • An integrated circuit comprises a mixer circuit and a transformer, wherein the mixer circuit comprises an active mixer unit having a signal amplifying unit, two reference oscillator terminals, two high-frequency terminals and two intermediate frequency terminals and wherein the integrated circuit is arranged such that the transformer two high-frequency connections from the active mixer unit galvanically decoupled.
  • the transformer thus acts as an isolating transformer.
  • This has the advantage that the active mixer unit can be operated without stressing the voltages at the two high-frequency terminals in a separate circuit level.
  • the signal-amplifying element When the mixer circuit of the integrated circuit is used as an up-converter, the signal-amplifying element has a positive gain characteristic. However, when the mixer circuit of the integrated circuit is used as a down mixer, the signal amplifying element has a negative amplification characteristic.
  • An advantage of the integrated circuit is that the integrated circuit is divided at the appropriate place into several circuit sections by means of the transformer. Each of these circuit sections can thus be supplied separately with the full operating voltage. Thus, by means of the transformer, the operating voltage for the integrated circuit can be reduced to half of the total required voltage.
  • Another advantage of the integrated circuit is that the integrated circuit can also convert high frequency signals without significant loss of information. It is also advantageous that the integrated circuit can be produced by means of standard processes in semiconductor technology.
  • the signal-amplifying unit is designed as an input amplifier of the active mixer unit.
  • the integrated circuit preferably has an amplifier circuit between the two high-frequency terminals and the transformer. This has the advantage that the operating voltages in the individual circuit sections can be further reduced.
  • the integrated circuit has at least one filter element.
  • the filter element in turn preferably has a cascode.
  • a cascode reduces parasitic capacitances and thus has the advantage that even higher frequencies can be processed in the integrated circuit and not filtered out unintentionally.
  • the filter element may comprise a bandpass filter.
  • the bandpass filter is preferably realized by means of at least one capacitor.
  • a cascode is preferably connected between the two high-frequency connections and the transformer.
  • a cascode is also connected between the transformer and the active mixer unit.
  • a cascode can be connected between the active mixer unit and the two intermediate frequency terminals.
  • an additional transformer is connected between the active mixer unit and the two intermediate frequency terminals.
  • the transformer is a monolithic transformer monolithically fabricated on the substrate on which the integrated circuit is provided. If an additional transformer is provided in the integrated circuit, this is preferably also produced monolithically.
  • a preferred embodiment of the integrated circuit has a control for adjusting the operating point of the integrated circuit.
  • This control is preferably a controllable, inductive component.
  • the active mixer unit and / or the amplifier circuit and / or the cascode have / has at least one field-effect transistor.
  • the integrated circuit is thus constructed on a transistor basis.
  • the mixer circuit of the integrated circuit may in particular be a Gilbert mixer.
  • FIG. 1 shows an integrated circuit 100 according to a first embodiment of the invention.
  • the integrated circuit 100 has a mixer circuit and a transformer 101.
  • the mixer circuit in turn has an active mixer unit 102 with a signal amplifying unit 103, two reference oscillator terminals LO +, LO-, two high frequency terminals RF +, RF- and two intermediate frequency terminals IF +, IF-.
  • the integrated circuit 100 is set up in such a way that the transformer 101 galvanically decouples the two high-frequency connections RF +, RF- from the active mixer unit 102.
  • the transformer 101 thus illustratively has the function of an isolation transformer.
  • the transformer 101 divides the integrated circuit 100 into a first circuit section 104 and a second circuit section 105.
  • the first circuit section 104 has the primary side of the transformer 101, two high-frequency connections RF +, RF-, one ground connection 106, one operating voltage connection VDD, one control voltage connection BIAS and two filter capacitors C1, C2, two differential amplifiers T11, T12, two amplifier cascodes T9 , T10 and a control unit T13.
  • the second circuit section 105 has the secondary side of the transformer 101, the active mixer unit 102, the signal amplifying unit 103, the two reference oscillator terminals LO +, LO-, the two intermediate frequency terminals IF +, IF-, a ground terminal 106, an operating voltage terminal VDD , an amplifier voltage terminal 107 and two amplifier cascodes T1, T2.
  • the active mixer unit 102 in turn has four mixer transistors T3, T4, T5, T6.
  • the signal-amplifying unit 103 has two amplifier cascodes T7, T8.
  • FET Field effect transistors
  • the gate electrode of the control unit T13 is electrically coupled to the control voltage terminal BIAS. Depending on the applied, usually constant, control voltage, the channel region of the control unit T13 can be made permeable or blocking. As a result, the operating point of the integrated circuit 100 can be adjusted precisely.
  • the control unit T13 can be realized as an alternative instead of by means of a FET by means of a controllable, inductive component. As a controllable, inductive component, for example, an integrated coil can be used, which is controlled by means of a suitable change in their number of turns and described in detail, for example in [5].
  • the source of the control unit T13 is electrically coupled to the ground terminal 106 of the first circuit section 104.
  • the drain of the control unit T13 is electrically coupled to the sources of the two differential amplifiers T11, T12.
  • the two high-frequency connections RF +, RF-, a high-frequency signal via RF + and the high-frequency signal inverted high-frequency signal via RF- to the gate electrodes of the two differential amplifiers T11, T12 are applied and thus coupled into the integrated circuit 100.
  • the drain electrode of the differential amplifier T11 or T12 is electrically coupled to the source electrode of the amplifier cascode T9 or T10.
  • the two amplifier cascodes T9, T10 serve to reduce the Miller capacitances occurring at the two differential amplifiers T11, T12 and thus to increase the permeability to high-frequency electrical signals.
  • the two amplifier cascodes T9, T10 increase the reliability of the two differential amplifiers T11, T12.
  • the drain electrode of the amplifier cascode T9 or T10 is electrically coupled to the secondary side of a filter capacitor C1 or C2 and to the primary positive terminal P + and the primary negative terminal P- of the transformer 101, respectively.
  • the primary center terminal PMA of the transformer 101 is electrically coupled to the primary sides of the two filter capacitors C1, C2, to the gate electrodes of the two amplifier cascodes T9, T10 and to the operating voltage terminal VDD. Between the primary positive terminal P + and the primary center terminal PMA of the transformer 101, a primary positive winding is electrically coupled, while between the primary center terminal PMA and the primary negative terminal P- of the transformer 101, a primary negative winding is electrically coupled.
  • the filter characteristic of this filter unit can be controlled by means of the operating voltage applied to the operating voltage connection VDD.
  • the secondary side of the transformer 101 supplies a current in the amplifier cascade T7 or T8 and thus in
  • the secondary center terminal SMA of the transformer 101 is electrically coupled to the ground potential, while the secondary positive terminal S + of the transformer 101 to the source electrode of the amplifier T7 and the secondary negative terminal S- of the transformer 101 to the source electrode the amplifier cascade T8 is electrically coupled.
  • the gate electrodes of the two amplifier cascodes T7, T8 are electrically coupled to an amplifier voltage terminal 107.
  • the amplifier voltage terminal 107 enables the control of the amplifier characteristics of the two amplifier cascodes T7, T8 by means of an applied, suitable amplifier voltage.
  • the drain electrode of the amplifier cascode T7 or T8 is electrically coupled to the source electrodes of the two mixer transistors T3, T4 and T5, T6.
  • the four mixer transistors T3, T4, T5, T6 form the active mixer unit 102, while the two amplifier cascodes T7, T8 form the signal amplifying unit 103, which thus constitutes an input amplifier for the active mixer unit 102.
  • the signal amplifying unit 103 reduces unwanted parasitic capacitances at the source electrodes of the four mixer transistors T3, T4, T5, T6, whereby a higher resonant frequency in the transformer 101 and ultimately a higher operating frequency of the electronic circuit 100 can be achieved.
  • the gate electrodes of the two mixer transistors T3, T6 are electrically coupled to the reference oscillator terminal LO +, while the gate electrodes of the two mixer transistors T4, T5 are electrically coupled to the reference oscillator terminal LO- inverted to the reference oscillator terminal LO +.
  • the reference oscillator terminal LO + enables the coupling of a reference oscillator signal into the active mixer unit 102, while the inverted reference oscillator terminal LO- enables the reference oscillator signal inverted to the reference oscillator signal to be coupled into the active mixer unit 102.
  • the drain electrodes of the two mixer transistors T3, T5 and T4, T6 are electrically coupled to one another and to the source electrode of an amplifier cascode T1 or T2.
  • the drain electrode of the amplifier cascode T1 is electrically with the intermediate frequency terminal IF + coupled, while the drain electrode of the amplifier CAS T2 is electrically coupled to the intermediate frequency terminal IF- inverted to the IF terminal IF +.
  • the gate electrodes of the two amplifier cascodes T1, T2 are electrically coupled to the operating voltage terminal VDD.
  • the two amplifier cascodes T1, T2 serve to amplify the signals between the two mixer transistors T3, T5 or T4, T6 and the corresponding intermediate frequency connection IF + or IF-.
  • the two amplifier cascodes T1, T2 reduce the maximum voltages between the gate electrodes and the drain electrodes of the four mixer transistors T3, T4, T5, T6, whereby a higher operational reliability for the electronic circuit 100 is achieved.
  • the operating voltage can be reduced and at the same time a frequency conversion at highest frequencies can be achieved.
  • FIG 3 shows an integrated circuit 300 according to a second exemplary embodiment of the invention.
  • the integrated circuit 300 according to the second embodiment of the invention differs only slightly from the integrated circuit 100 according to the first embodiment of the invention. Therefore, like components are designated by like reference numerals. The same components that have already been described for the integrated circuit 100 according to the first embodiment will therefore not be discussed again. For these components, reference is made to the description of FIG.
  • the integrated circuit 300 of the second embodiment is substantially different by the integrated circuit 100 of the first embodiment, that an additional transformer 301 is provided between the active mixer unit 102 and the intermediate frequency terminals IF +, IF-.
  • both the transformer 101 and the additional transformer 301 are monolithically integrated into the integrated circuit 300.
  • the additional transformer 301 allows an additional reduction of the operating voltage for the integrated circuit 300 and clearly functions as an isolation transformer.
  • the second circuit portion 105 of the first embodiment is replaced with the second circuit portion 302, 303 of the second embodiment.
  • the second circuit portion 302, 303 of the second embodiment and the second circuit portion 105 of the first embodiment are identical between the transformer 101 and the source electrodes of the two amplifier cascodes T1, T2.
  • the second circuit section (302, 303) of the second embodiment additionally comprises the additional transformer 301 and two filter capacitors C3, C4.
  • the drain electrode of the amplifier cascode T1 or T2 is electrically coupled to the secondary side of the filter capacitor C3 or C4 and to the primary positive terminal P + and the primary negative terminal P- of the additional transformer 301.
  • the primary center terminal PMA of the additional transformer 301 is electrically coupled to the primary sides of the two filter capacitors C3, C4, to the gate electrodes of the two amplifier cascodes T1, T2 and to the operating voltage terminal VDD. Between the primary positive terminal P + and the primary center terminal PMA of the additional transformer 301, a primary positive winding is electrically coupled while between the primary center terminal PMA and the primary negative terminal P- of the additional transformer 301, a primary negative winding is electrically coupled.
  • the filter characteristic of this filter unit can be controlled by means of the operating voltage applied to the operating voltage connection VDD.
  • the secondary side of the additional transformer 301 supplies a current to the two intermediate frequency terminals IF +, IF-.
  • the primary sides of the filter capacitors C5, C6 are electrically coupled together.
  • the transformer 101 is designed for a maximum frequency to be transmitted of 20 GHz, while the additional transformer 301 is designed for a maximum frequency to be transmitted of 2 GHz.
  • FIG. 4 shows a transformer 101 for the integrated circuits 100, 300 according to the invention.
  • the transformer 101 and analogously the additional transformer 301, is monolithically manufactured and has a spiral arrangement of turns 401, which lie essentially in two parallel planes and have an outer diameter of approximately 200 ⁇ m.
  • Such a monolithic transformer is described in detail in [6].
  • the transformer 301 can be realized in particular by means of a transformer 101, in which only the secondary center terminal SMA remains electrically uncontacted.

Landscapes

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Abstract

Eine integrierte Schaltung (100) weist auf eine Mischerschaltung und einen Transformator (101), wobei die Mischerschaltung eine aktive Mischereinheit (102) mit einer signalverstärkenden Einheit (103), zwei Referenzoszillator-Anschlüsse (LO+, LO-), zwei Hochfrequenz-Anschlüsse (RF+, RF-) und zwei Zwischenfrequenz-Anschlüsse (IF+, IF-) aufweist und wobei die integrierte Schaltung (100) derart eingerichtet ist, dass der Transformator (101) die zwei Hochfrequenz-Anschlüsse (RF+, RF-) von der aktiven Mischereinheit (102) galvanisch entkoppelt.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine integrierte Schaltung und insbesondere eine integrierte Schaltung mit einer Mischerschaltung.
  • Eine Mischerschaltung dient als Abwärtsmischer zur Frequenzumsetzung eines Hochfrequenzsignals (radio frequency = RF) in ein Zwischenfrequenzsignal (intermediate frequency = IF) oder als Aufwärtsmischer in umgekehrter Richtung, wobei ein Lokaloszillatorsignal (LO) zur Frequenzumsetzung verwendet wird. Dabei ergibt sich die Frequenz fIF des Zwischenfrequenzsignals aus der Frequenz fRF des Hochfrequenzsignals und der Frequenz fLO des Lokaloszillatorsignals gemäß fIF = fRF ± fLO. Als einfache Mischerschaltung kann schon eine elementare Multipliziererschaltung verwendet werden.
  • In einem modernen Mobilfunkgerät, beispielsweise in einem Mobiltelefon, welches in der Regel batteriebetrieben ist, wird üblicherweise eine elektronische Schaltung mit einer Mischerschaltung eingesetzt. Bei dieser elektronischen Schaltung ist ein spannungsgesteüerter Lokaloszillator vorgesehen, der neben einer maximierten Rauscharmut wegen des Batteriebetriebs einen minimierten Stromverbrauch sowie eine niedrige Betriebsspannung aufweisen sollte. Spannungsgesteuerte Lokaloszillatoren, welche auch als VCO (voltage controlled oscillator) bezeichnet werden, sind aus dem Stand der Technik, beispielsweise aus [1] bis [3], bekannt.
  • Die Mischerschaltung enthält für die Frequenzumsetzung ein nichtlineares Bauelement. Als nichtlineare Bauelemente können Dioden oder Transistoren benutzt werden.
  • Ein Transistormischer wird in der Regel aktiv betrieben, um mittels der Verstärkung des Transistors einen möglichst hohen Konversionsgewinn der Mischerschaltung zu erreichen. Ein Transistormischer kann auch passiv betrieben werden, wobei dann der Transistorkanal als regelbarer Widerstand benutzt wird.
  • Unter den Silizium-Bauelementen werden zur Zeit bipolare Transistoren bei den Mischeranwendungen auf Grund ihrer exponentiell verlaufenden nichtlinearen Strom-Spannungs-Kennlinie bevorzugt verwendet. Bei einer Mischerschaltung mit Feldeffekttransistoren auf der Basis von Metalloxid-Halbleitern (MOSFET = metal-oxide semiconductor field effect transistor) ergeben sich durch eine quadratische Funktion charakterisierte nichtlineare Strom-Spannungs-Kennlinien, wie dies in [4] beschrieben ist.
  • Die einfachste Form einer Mischerschaltung ist der Differenzverstärker, welcher nur in zwei Quadranten der Strom-Spannungs-Kennlinien multipliziert (siehe z.B. US 6 184 739 B1). Im Allgemeinen sind Mischerschaltungen jedoch symmetrisch aufgebaut, um in allen vier Quadranten der Strom-Spannungs-Kennlinien multiplizieren zu können. Dadurch wird eine exaktere Signalumsetzung erreicht.
  • Mischerschaltungen, welche mittels moderner Halbleitertechnik hergestellt werden und beispielsweise CMOS-Transistoren (CMOS = complementary metal-oxide semiconductor = komplementärer Metalloxid-Halbleiter) aufweisen, haben bei hohen umzusetzenden Frequenzen eine reduzierte Durchbruchsspannung. Folglich ist die maximal zulässige Betriebsspannung für die Mischerschaltung reduziert und beträgt gemäß dem Stand der Technik üblicherweise nur zwischen 0,9 V und 1,5 V. Da jeder Transistor einen Innenwiderstand aufweist, fällt bei Stromfluss durch einen Transistor an diesem eine gewisse Spannung ΔU ab. Um bei einer seriellen Aneinanderschaltung mehrerer Transistoren einen Stromfluss durch die Transistoren zu ermöglichen, muss somit die über alle Transistoren anliegende Betriebsspannung größer als die Summe der an den Transistoren abfallenden Spannungen ΔU sein. Wenn jedoch außer einem einzigen, sperrenden Transistor alle anderen Transistoren durchlässig sind, liegt die gesamte Betriebsspannung an dem sperrenden Transistor an. Deshalb sollte die Betriebsspannung kleiner als die niedrigste Durchbruchsspannung der Transistoren gewählt werden, um einen Spannungsdurchbruch in dem sperrenden Transistor zu vermeiden. Folglich begrenzt die Durchbruchspannung der Transistoren die zulässige Höhe der über alle Transistoren angelegten Betriebsspannung. Dies hat weiterhin zur Folge, dass beim Entwurf einer integrierten Schaltung mit mehreren in Serie geschalteten Transistoren die Anzahl der Transistoren begrenzt ist. Somit ist auch die Anzahl der stapelbaren Transistorebenen in einer integrierten Schaltung, d.h. die Anzahl der seriell hintereinandergeschalteten Transistoren, begrenzt, wobei anzumerken ist, dass mehrere Transistoren in verschiedenen Strompfaden auf gleicher Potentialstufe vorhanden sein können.
  • Gemäß dem Stand der Technik sind Mischerschaltungen bekannt, bei denen die Anzahl an Transistorebenen reduziert ist, jedoch nicht die Gesamtanzahl an Transistoren in der Mischerschaltung. Solche Mischerschaltungen sind unter der Bezeichnung "current-folded"-Mischerschaltung bekannt. Bei "current-folded"-Mischerschaltungen ist die Mischerschaltung derart in mehrere in geeigneter Weise miteinander elektrisch gekoppelte Teilschaltungen aufgeteilt, dass diese Teilschaltungen jeweils nur wenige, beispielsweise zwei, Transistorebenen aufweisen, wodurch die Betriebsspannung der Mischerschaltung reduziert werden kann. Die in geeigneter Weise miteinander elektrisch gekoppelten Teilschaltungen gewährleisten den gewünschten Signalfluss.
  • In Fig.2 ist eine bekannte "current-folded"-Mischerschaltung 200 gemäß dem Stand der Technik dargestellt, welcher es ermöglicht, dass trotz geringer Betriebsspannung mehr Transistoren als vorgesehene Transistorebenen eingesetzt werden können. Es handelt sich bei der in Fig.2 dargestellten "current-folded"-Mischerschaltung 200 um eine Vier-Quadranten-Mischerschaltung, welche auch unter der englischen Bezeichnung "current-folded double-balanced mixer" bekannt ist. Die Beschreibung "double-balanced" weist dabei darauf hin, dass das Lokaloszillatorsignal gleichmäßig an mehreren Stellen in der Mischerschaltung eingekoppelt wird.
  • In der "current-folded"-Mischerschaltung 200 werden ein Hochfrequenzsignal RF+ über die Basis eines ersten npn-Transistors T1 sowie das zum Hochfrequenzsignal RF+ invertierte Hochfrequenzsignal RF- über die Basis eines zweiten npn-Transistors T2 eingekoppelt. Die beiden npn-Transistoren T1, T2 sind emitterseitig mittels eines elektrischen Widerstandes R1 elektrisch miteinander gekoppelt. Der Emitter des npn-Transistors T1 bzw. T2 ist mit dem Kollektor eines steuernden dritten bzw. vierten npn-Transistors T3 bzw. T4 elektrisch gekoppelt. An der Basis des steuernden dritten bzw. vierten npn-Transistors T3 bzw. T4 liegt eine konstante Steuerspannung BIAS an und der Kollektor des steuernden dritten bzw. vierten npn-Transistors T3 bzw. T4 ist über einen elektrischen Widerstand R2 bzw. R3 mit dem Massepotential elektrisch gekoppelt. Die beiden npn-Transistoren T1, T2 sind kollektorseitig mittels eines elektrischen Widerstandes R4 bzw. R5 mit der Betriebsspannung VCC elektrisch gekoppelt.
  • Mit einem ersten Knoten KN1 zwischen dem elektrischen Widerstand R4 und dem Kollektor des ersten npn-Transistors T1 ist außerdem die Basis eines fünften npn-Transistors T5 elektrisch gekoppelt, dessen Kollektor ebenfalls mit der Betriebsspannung VCC elektrisch gekoppelt ist. Analog dazu ist mit einem zweiten Knoten KN2 zwischen dem elektrischen Widerstand R5 und dem Kollektor des zweiten npn-Transistors T2 die Basis eines sechsten npn-Transistors T6 elektrisch gekoppelt, dessen Kollektor wiederum mit der Betriebsspannung VCC elektrisch gekoppelt ist. Der Emitter des fünften npn-Transistors T5 ist mit dem Kollektor und parallel dazu mit der Basis eines siebten npn-Transistors T7 sowie mit der Basis eines achten npn-Transistors T8 elektrisch gekoppelt. Die Emitter der beiden npn-Transistoren T7, T8 sind jeweils über einen elektrischen Widerstand R6, R7 mit dem Massepotential elektrisch gekoppelt. In vergleichbarer Weise ist der Emitter des sechsten npn-Transistors T6 mit dem Kollektor und parallel dazu mit der Basis eines neunten npn-Transistors T9 sowie mit der Basis eines zehnten npn-Transistors T10 elektrisch gekoppelt. Die Emitter der beiden npn-Transistoren T9, T10 sind jeweils über einen elektrischen Widerstand R8, R9 mit dem Massepotential elektrisch gekoppelt.
  • An den Kollektor des achten bzw. zehnten npn-Transistors T8 bzw. T10 sind die Emitter zweier npn-Transistoren T11, T12 bzw. T13, T14 elektrisch gekoppelt. An den Basen der beiden npn-Transistoren T11, T13 liegt das Lokaloszillatorsignal LO+ an und an den Basen der beiden npn-Transistoren T12, T14 liegt das zum Lokaloszillatorsignal LO+ invertierte Lokaloszillatorsignal LO- an. Die beiden npn-Transistoren T11, T13 bzw. T12, T14 sind kollektorseitig miteinander und über jeweils einen elektrischen Widerstand R10 bzw. R11 mit der Betriebsspannung VCC elektrisch gekoppelt. An einem dritten Knoten KN3 zwischen den Kollektoren der beiden npn-Transistoren T12, T13 einerseits und dem elektrischen Widerstand R10 andererseits kann nun das Zwischenfrequenzsignal IF+ abgegriffen werden, während an einem vierten Knoten KN4 zwischen den Kollektoren der beiden npn-Transistoren T11, T14 einerseits und dem elektrischen Widerstand R11 andererseits das zu dem Zwischenfrequenzsignal IF+ invertierte Zwischenfrequenzsignal IF- abgegriffen werden kann.
  • Anschaulich stellt die "current-folded"-Mischerschaltung 200 einen horizontal aufgebauten Gilbert-Mischer dar. Die "current-folded"-Mischerschaltung 200 weist jedoch den Nachteil auf, dass die Stromspiegel innerhalb der "current-folded"-Mischerschaltung 200 im Allgemeinen langsam sind. Dies bedeutet, dass eine Veränderung des Hochfrequenzsignals RF+ (und damit auch des invertierten Hochfrequenzsignals RF-) eine zeitlich verzögerte Änderung des Zwischenfrequenzsignals IF+ (und auch des invertierten Zwischenfrequenzsignals IF-) verursacht. Folglich kann auf Grund der zeitlichen Verzögerung in der "current-folded"-Mischerschaltung 200 das Zwischenfrequenzsignal bei Umsetzung aus einem Hochfrequenzsignal eine Frequenz aufweisen, welche im Vergleich zur tatsächlich zu erzeugenden Zwischenfrequenz erheblich reduziert ist. Da dies unerwünscht ist, kann die "current-folded"-Mischerschaltung 200 nur mit geringen Betriebsfrequenzen betrieben werden, wenn eine zuverlässige Signalumsetzung sowie Signalübertragung erfolgen soll.
  • Der Erfindung liegt somit das Problem zugrunde, eine integrierte Schaltung anzugeben, bei der hochfrequente elektronische Signale gemischt werden können, obwohl die elektronische Schaltung mit gegenüber dem Stand der Technik reduzierter Betriebsspannung betrieben wird.
  • Das Problem wird durch eine integrierte Schaltung mit den Merkmalen gemäß dem unabhängigen Patentanspruch gelöst.
  • Eine integrierte Schaltung weist auf eine Mischerschaltung und einen Transformator, wobei die Mischerschaltung eine aktive Mischereinheit mit einer signalverstärkenden Einheit, zwei Referenzoszillator-Anschlüssen, zwei Hochfrequenz-Anschlüssen und zwei Zwischenfrequenz-Anschlüssen aufweist und wobei die integrierte Schaltung derart eingerichtet ist, dass der Transformator die zwei Hochfrequenz-Anschlüsse von der aktiven Mischereinheit galvanisch entkoppelt.
  • Anschaulich wirkt der Transformator somit als Trenntransformator. Dies hat den Vorteil, dass die aktive Mischereinheit ohne Belastung der Spannungen an den zwei Hochfrequenz-Anschlüssen in einer eigenständigen Stromkreis-Ebene betrieben werden kann.
  • Wenn die Mischerschaltung der integrierten Schaltung als Aufwärtsmischer verwendet wird, weist das signalverstärkende Element eine positive Verstärkungscharakteristik auf. Wird die Mischerschaltung der integrierten Schaltung jedoch als Abwärtsmischer verwendet, weist das signalverstärkende Element hingegen eine negative Verstärkungscharakteristik auf.
  • Ein Vorteil der integrierten Schaltung ist, dass die integrierte Schaltung mittels des Transformators an geeigneter Stelle in mehrere Schaltkreisabschnitte aufgeteilt wird. Jeder dieser Schaltkreisabschnitte kann somit separat mit der vollen Betriebsspannung versorgt werden. Somit kann mittels des Transformators die Betriebsspannung für die integrierte Schaltung auf die Hälfte der insgesamt benötigten Spannung reduziert werden.
  • Ein weiterer Vorteil der integrierten Schaltung ist, dass die integrierte Schaltung auch hochfrequente Signale ohne wesentlichen Informationsverlust umsetzen kann. Vorteilhaft ist außerdem, dass die integrierte Schaltung mittels Standardprozessen in der Halbleitertechnik hergestellt werden kann.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform der integrierten Schaltung ist die signalverstärkende Einheit als Eingangsverstärker der aktiven Mischereinheit ausgebildet.
  • Die integrierte Schaltung weist bevorzugt eine Verstärkerschaltung zwischen den zwei Hochfrequenz-Anschlüssen und dem Transformator auf. Dies hat den Vorteil, dass die Betriebsspannungen in den einzelnen Schaltungsabschnitten weiter reduziert werden können.
  • Vorzugsweise weist die integrierte Schaltung mindestens ein Filterelement auf. Das Filterelement seinerseits weist bevorzugt eine Kaskode auf. Eine Kaskode reduziert parasitäre Kapazitäten und bietet somit den Vorteil, dass auch höhere Frequenzen in der integrierten Schaltung verarbeitet werden können und nicht unbeabsichtigt herausgefiltert werden. Zusätzlich oder alternativ kann das Filterelement einen Bandpassfilter aufweisen. Der Bandpassfilter ist bevorzugt mittels mindestens eines Kondensators verwirklicht.
  • In der integrierten Schaltung ist bevorzugt zwischen die zwei Hochfrequenz-Anschlüsse und den Transformator eine Kaskode geschaltet. Vorzugsweise ist auch zwischen den Transformator und die aktive Mischereinheit eine Kaskode geschaltet. Außerdem kann zwischen die aktive Mischereinheit und die zwei Zwischenfrequenz-Anschlüsse eine Kaskode geschaltet sein.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform der integrierten Schaltung ist zwischen die aktive Mischereinheit und die zwei Zwischenfrequenz-Anschlüsse ein zusätzlicher Transformator geschaltet.
  • Vorzugsweise ist der Transformator ein monolithischer Transformator, welcher monolithisch auf dem Substrat, auf welcher die integrierte Schaltung vorgesehen ist, hergestellt wurde. Wenn ein zusätzlicher Transformator in der integrierten Schaltung vorgesehen ist, wird dieser bevorzugt ebenfalls monolithisch erzeugt.
  • Eine bevorzugte Ausführungsform der integrierten Schaltung weist ein Steuerelement zum Einstellen des Arbeitspunktes der integrierten Schaltung auf. Dieses Steuerelement ist dabei vorzugsweise ein steuerbares, induktives Bauteil.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform der integrierten Schaltung weisen/weist die aktive Mischereinheit und/oder die Verstärkerschaltung und/oder die Kaskode mindestens einen Feldeffekttransistor auf. Anschaulich ist die integrierte Schaltung somit auf Transistorbasis aufgebaut.
  • Bei der Mischerschaltung der integrierten Schaltung kann es sich insbesondere um einen Gilbert-Mischer handeln.
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Figuren dargestellt und werden im Folgenden näher erläutert.
  • Es zeigen
    • Figur 1
    eine integrierte Schaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
    Figur 2
    eine "current-folded"-Mischerschaltung gemäß dem Stand der Technik;
    Figur 3
    eine integrierte Schaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung; und
    Figur 4
    eine perspektivische Draufsicht auf einen Transformator für die erfindungsgemäße integrierte Schaltung.
  • Fig.1 zeigt eine integrierte Schaltung 100 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
  • Die integrierte Schaltung 100 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung weist eine Mischerschaltung und einen Transformator 101 auf. Die Mischerschaltung weist seinerseits eine aktive Mischereinheit 102 mit einer signalverstärkenden Einheit 103, zwei Referenzoszillator-Anschlüsse LO+, LO-, zwei Hochfrequenz-Anschlüsse RF+, RF- und zwei Zwischenfrequenz-Anschlüsse IF+, IF- auf. Die integrierte Schaltung 100 ist dabei derart eingerichtet, dass der Transformator 101 die zwei Hochfrequenz-Anschlüsse RF+, RF- von der aktiven Mischereinheit 102 galvanisch entkoppelt.
  • Der Transformator 101 hat somit anschaulich die Funktion eines Trenntransformators. Gemäß dem Ausführungsbeispiel sind alle aktiven Bauelemente der integrierten Schaltung 100 mittels Feldeffekttransistoren (= FET) in 120 nm CMOS-Technologie verwirklicht. Außerdem ist die Mischerschaltung der integrierten Schaltung 100 gemäß dem HIPERLAN-Standard (HIPERLAN = high performance radio local area network = lokales Hochleistungsnetzwerk) sowie erfindungsgemäß als Gilbert-Mischer aufgebaut, mit welchem eine Frequenzumsetzung im Bereich von 17 GHz bis 20 GHz erreicht werden kann.
  • Anschaulich teilt der Transformator 101 die integrierte Schaltung 100 in einen ersten Schaltungsabschnitt 104 sowie einen zweiten Schaltungsabschnitt 105 auf. Dabei weist der erste Schaltungsabschnitt 104 die Primärseite des Transformators 101, zwei Hochfrequenz-Anschlüsse RF+, RF-, einen Masse-Anschluss 106, einen Betriebsspannungsanschluss VDD, einen Steuerspannungsanschluss BIAS sowie zwei Filterkondensatoren C1, C2, zwei Differenzverstärker T11, T12, zwei Verstärkerkaskoden T9, T10 und eine Steuerungseinheit T13 auf. Der zweite Schaltungsabschnitt 105 weist die Sekundärseite des Transformators 101, die aktive Mischereinheit 102, die signalverstärkende Einheit 103, die zwei Referenzoszillator-Anschlüsse LO+, LO-, die zwei Zwischenfrequenz-Anschlüsse IF+, IF-, einen Masse-Anschluss 106, einen Betriebsspannungsanschluss VDD, einen Verstärkerspannungsanschluss 107 sowie zwei Verstärkerkaskoden T1, T2 auf. Die aktive Mischereinheit 102 weist ihrerseits vier Mischertransistoren T3, T4, T5, T6 auf. Die signalverstärkende Einheit 103 weist hingegen zwei Verstärkerkaskoden T7, T8 auf.
  • Die sechs Verstärkerkaskoden T1, T2, T7, T8, T9, T10, die vier Mischertransistoren T3, T4, T5, T6, die zwei Differenzverstärker T11, T12 und die Steuerungseinheit T13 sind gemäß dem Ausführungsbeispiel mittels Feldeffekttransistoren (= FET) in CMOS-Technologie verwirklicht.
  • Die Gate-Elektrode der Steuerungseinheit T13 ist mit dem Steuerspannungsanschluss BIAS elektrisch gekoppelt. In Abhängigkeit von der anliegenden, meist konstanten, Steuerspannung kann der Kanalbereich der Steuerungseinheit T13 durchlässig oder sperrend gemacht werden. Dadurch lässt sich der Arbeitspunkt der integrierten Schaltung 100 genau einstellen. Die Steuerungseinheit T13 kann als Alternative statt mittels eines FET auch mittels eines steuerbaren, induktiven Bauteils verwirklicht werden. Als steuerbares, induktives Bauteil kann beispielsweise eine integrierte Spule verwendet werden, welche mittels geeigneter Veränderung ihrer Windungszahl steuerbar und im Detail beispielsweise in [5] beschrieben ist. Die Source-Elektrode der Steuerungseinheit T13 ist mit dem Masse-Anschluss 106 des ersten Schaltungsabschnitts 104 elektrisch gekoppelt. Die Drain-Elektrode der Steuerungseinheit T13 ist mit den Source-Elektroden der zwei Differenzverstärker T11, T12 elektrisch gekoppelt.
  • Mittels der zwei Hochfrequenz-Anschlüsse RF+, RF- kann ein Hochfrequenzsignal über RF+ sowie das zu dem Hochfrequenzsignal invertierte Hochfrequenzsignal über RF- an die Gate-Elektroden der beiden Differenzverstärker T11, T12 angelegt und somit in die integrierte Schaltung 100 eingekoppelt werden. Die Drain-Elektrode des Differenzverstärkers T11 bzw. T12 ist mit der Source-Elektrode der Verstärkerkaskode T9 bzw. T10 elektrisch gekoppelt. Die beiden Verstärkerkaskoden T9, T10 dienen einer Reduzierung der an den beiden Differenzverstärkern T11, T12 auftretenden Miller-Kapazitäten und somit zur Erhöhung der Durchlässigkeit für elektrische Signale mit hohen Frequenzen. Somit erhöhen die beiden Verstärkerkaskoden T9, T10 die Zuverlässigkeit der beiden Differenzverstärker T11, T12.
  • Die Drain-Elektrode der Verstärkerkaskode T9 bzw. T10 ist elektrisch mit der Sekundärseite eines Filterkondensators C1 bzw. C2 sowie mit dem primären Positivanschluss P+ bzw. dem primären Negativanschluss P- des Transformators 101 gekoppelt. Der primäre Mittenanschluss PMA des Transformators 101 ist mit den Primärseiten der beiden Filterkondensatoren C1, C2, mit den Gate-Elektroden der beiden Verstärkerkaskoden T9, T10 sowie mit dem Betriebsspannungsanschluss VDD elektrisch gekoppelt. Zwischen den primären Positivanschluss P+ und den primären Mittenanschluss PMA des Transformators 101 ist eine primäre Positivwicklung elektrisch eingekoppelt, während zwischen den primären Mittenanschluss PMA und den primären Negativanschluss P- des Transformators 101 eine primäre Negativwicklung elektrisch eingekoppelt ist.
  • Die Verstärkerkaskode T9 bzw. T10 bildet zusammen mit dem Filterkondensator C1 bzw. C2 sowie der primären Positivwicklung bzw. der primären Negativwicklung jeweils eine Filtereinheit, welche als Bandpass-Filter wirkt. Dabei kann die Filtercharakteristik dieser Filtereinheit mittels der am Betriebsspannungsanschluss VDD anliegenden Betriebsspannung gesteuert werden.
  • Beim Anliegen eines Hochfrequenzsignals am ersten Schaltungsabschnitt 104 sowie entsprechend durchgeschalteter Steuerungseinheit T13, durchgeschaltetem Differenzverstärker T11 bzw. T12 sowie durchgeschalteter Verstärkerkaskode T9 bzw. T10 in dem ersten Schaltungsabschnitt 104 liefert die Sekundärseite des Transformators 101 einen Strom in die Verstärkerkaskode T7 bzw. T8 und somit in den zweiten Schaltungsabschnitt 105. Dazu ist der sekundäre Mittenanschluss SMA des Transformators 101 elektrisch mit dem Massepotential gekoppelt, während der sekundäre Positivanschluss S+ des Transformators 101 mit der Source-Elektrode der Verstärkerkaskode T7 und der sekundäre Negativanschluss S- des Transformators 101 mit der Source-Elektrode der Verstärkerkaskode T8 elektrisch gekoppelt ist.
  • Die Gate-Elektroden der beiden Verstärkerkaskoden T7, T8 sind mit einem Verstärkerspannungsanschluss 107 elektrisch gekoppelt. Der Verstärkerspannungsanschluss 107 ermöglicht die Steuerung der Verstärkercharakteristik der beiden Verstärkerkaskoden T7, T8 mittels einer anliegenden, geeigneten Verstärkerspannung. Die Drain-Elektrode der Verstärkerkaskode T7 bzw. T8 ist mit den Source-Elektroden der beiden Mischertransistoren T3, T4 bzw. T5, T6 elektrisch gekoppelt. Die vier Mischertransistoren T3, T4, T5, T6 bilden die aktive Mischereinheit 102, während die beiden Verstärkerkaskoden T7, T8 die signalverstärkende Einheit 103 bilden, welche somit einen Eingangsverstärker für die aktive Mischereinheit 102 darstellt. Die signalverstärkende Einheit 103 reduziert unerwünschte parasitäre Kapazitäten an den Source-Elektroden der vier Mischertransistoren T3, T4, T5, T6, wodurch eine höhere Resonanzfrequenz in dem Transformator 101 und letztendlich eine höhere Betriebsfrequenz der elektronischen Schaltung 100 erreicht werden kann.
  • Die Gate-Elektroden der beiden Mischertransistoren T3, T6 sind elektrisch mit dem Referenzoszillator-Anschluss LO+ gekoppelt, während die Gate-Elektroden der beiden Mischertransistoren T4, T5 elektrisch mit dem zum Referenzoszillator-Anschluss LO+ invertierten Referenzoszillator-Anschluss LO- gekoppelt sind. Der Referenzoszillator-Anschluss LO+ ermöglicht das Einkoppeln eines Referenzoszillatorsignals in die aktive Mischereinheit 102, während der invertierte Referenzoszillator-Anschluss LO- das Einkoppeln des zu dem Referenzoszillatorsignal invertierten Referenzoszillatorsignals in die aktive Mischereinheit 102 ermöglicht.
  • Die Drain-Elektroden der beiden Mischertransistoren T3, T5 bzw. T4, T6 sind elektrisch miteinander sowie mit der Source-Elektrode einer Verstärkerkaskode T1 bzw. T2 gekoppelt. Die Drain-Elektrode der Verstärkerkaskode T1 ist elektrisch mit dem Zwischenfrequenz-Anschluss IF+ gekoppelt, während die Drain-Elektrode der Verstärkerkaskode T2 elektrisch mit dem zu dem Zwischenfrequenz-Anschluss IF+ invertierten Zwischenfrequenz-Anschluss IF- gekoppelt ist. Die Gate-Elektroden der beiden Verstärkerkaskoden T1, T2 sind mit dem Betriebsspannungsanschluss VDD elektrisch gekoppelt. Entsprechend der über den Betriebsspannungsanschluss VDD eingekoppelten Betriebsspannung dienen die beiden Verstärkerkaskoden T1, T2 einer Verstärkung der Signale zwischen den beiden Mischertransistoren T3, T5 bzw. T4, T6 und dem entsprechenden Zwischenfrequenz-Anschluss IF+ bzw. IF-. Dadurch reduzieren die beiden Verstärkerkaskoden T1, T2 die maximalen Spannungen zwischen den Gate-Elektroden und den Drain-Elektroden der vier Mischertransistoren T3, T4, T5, T6, wodurch eine höhere Betriebszuverlässigkeit für die elektronische Schaltung 100 erreicht wird.
  • Folglich können in der elektronischen Schaltung 100 im Vergleich zum Stand der Technik die Betriebsspannung reduziert und gleichzeitig eine Frequenzumsetzung bei höchsten Frequenzen erreicht werden.
  • In Fig.3 ist eine integrierte Schaltung 300 gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt.
  • Die integrierte Schaltung 300 gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung unterscheidet sich nur geringfügig von der integrierten Schaltung 100 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Deshalb sind gleiche Komponenten mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Auf gleiche Komponenten, welche für die integrierte Schaltung 100 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel bereits beschrieben wurden, wird deshalb nicht erneut eingegangen. Für diese Komponenten sei auf die Beschreibung zu Fig.1 verwiesen.
  • Die integrierte Schaltung 300 des zweiten Ausführungsbeispiels unterscheidet sich im Wesentlichen dadurch von der integrierten Schaltung 100 des ersten Ausführungsbeispiels, dass zwischen der aktiven Mischereinheit 102 und den Zwischenfrequenz-Anschlüssen IF+, IF- ein zusätzlicher Transformator 301 vorgesehen ist. Gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel sind sowohl der Transformator 101 als auch der zusätzliche Transformator 301 monolithisch in die integrierte Schaltung 300 integriert. Der zusätzliche Transformator 301 ermöglicht eine zusätzliche Reduzierung der Betriebsspannung für die integrierte Schaltung 300 und funktioniert anschaulich als Trenntransformator. Folglich wird der zweite Schaltungsabschnitt 105 des ersten Ausführungsbeispiels durch den zweiten Schaltungsabschnitt 302, 303 des zweiten Ausführungsbeispiels ersetzt. Dabei sind der zweite Schaltungsabschnitt 302, 303 des zweiten Ausführungsbeispiels und der zweite Schaltungsabschnitt 105 des ersten Ausführungsbeispiels zwischen dem Transformator 101 und den Source-Elektroden der beiden Verstärkerkaskoden T1, T2 identisch.
  • Der zweite Schaltungsabschnitt (302, 303) des zweiten Ausführungsbeispiels weist zusätzlich den zusätzlichen Transformator 301 sowie zwei Filterkondensatoren C3, C4 auf.
  • Die Drain-Elektrode der Verstärkerkaskode T1 bzw. T2 ist elektrisch mit der Sekundärseite des Filterkondensators C3 bzw. C4 sowie mit dem primären Positivanschluss P+ bzw. dem primären Negativanschluss P- des zusätzlichen Transformators 301 gekoppelt. Der primäre Mittenanschluss PMA des zusätzlichen Transformators 301 ist mit den Primärseiten der beiden Filterkondensatoren C3, C4, mit den Gate-Elektroden der beiden Verstärkerkaskoden T1, T2 sowie mit dem Betriebsspannungsanschluss VDD elektrisch gekoppelt. Zwischen den primären Positivanschluss P+ und den primären Mittenanschluss PMA des zusätzlichen Transformators 301 ist eine primäre Positivwicklung elektrisch eingekoppelt, während zwischen den primären Mittenanschluss PMA und den primären Negativanschluss P- des zusätzlichen Transformators 301 eine primäre Negativwicklung elektrisch eingekoppelt ist.
  • Die Verstärkerkaskode T1 bzw. T2 bildet zusammen mit dem Filterkondensator C3 bzw. C4 sowie der primären Positivwicklung bzw. der primären Negativwicklung jeweils eine Filtereinheit, welche als Bandpass-Filter wirkt. Dabei kann die Filtercharakteristik dieser Filtereinheit mittels der am Betriebsspannungsanschluss VDD anliegenden Betriebsspannung gesteuert werden.
  • Beim Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals aus der aktiven Mischereinheit 102 sowie entsprechend durchgeschalteter Verstärkerkaskode T1 bzw. T2 in dem zweiten Schaltungsabschnitt (302, 303) des zweiten Ausführungsbeispiels liefert die Sekundärseite des zusätzlichen Transformators 301 einen Strom an die zwei Zwischenfrequenz-Anschlüsse IF+, IF-. Dazu ist der sekundäre Positivanschluss S+ des zusätzlichen Transformators 301 mit dem Zwischenfrequenz-Anschluss IF+ sowie mit der Sekundärseite des Filterkondensators C5 und der sekundäre Negativanschluss S- des zusätzlichen Transformators 301 mit dem zu dem Zwischenfrequenz-Anschluss IF+ invertierten Zwischenfrequenz-Anschluss IF- sowie mit der Sekundärseite des Filterkondensators C6 elektrisch gekoppelt. Außerdem sind die Primärseiten der Filterkondensatoren C5, C6 elektrisch miteinander gekoppelt.
  • Gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel ist der Transformator 101 für eine maximal zu übertragende Frequenz von 20 GHz ausgelegt, während der zusätzliche Transformator 301 für eine maximal zu übertragende Frequenz von 2 GHz ausgelegt ist.
  • Fig.4 zeigt einen Transformator 101 für die erfindungsgemäßen integrierten Schaltungen 100, 300.
  • Der Transformator 101, und in analoger Weise der zusätzliche Transformator 301, ist monolithisch hergestellt und weist eine spiralförmige Anordnung von Windungen 401 auf, welche im Wesentlichen in zwei parallelen Ebenen liegen und einen Außendurchmesser von rund 200 µm aufweisen. Ein solcher monolithischer Transformator ist im Detail in [6] beschrieben.
  • Zusätzlich ist in Fig.4 das dem Transformator 101 entsprechende Ersatzschaltbild 402 in gleicher Orientierung wie der Transformator 101 dargestellt.
  • Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass der Transformator 301 insbesondere mittels eines Transformators 101 verwirklicht sein kann, bei dem lediglich der sekundäre Mittenanschluss SMA elektrisch unkontaktiert bleibt.
  • In diesem Dokument sind folgende Veröffentlichungen zitiert:
    • [1] Cranickx J., Steyaert M.S.J.: "A 1.8-GHz Low-Phase-Noise CMOS VCO Using Optimized Hollow Spiral Inductors" in IEEE J. of Solid-State Circuits, Vol. 32, No. 5, pp. 736-744 (1997)
    • [2] Zannoth M., Kolb B., Fenk J., Weigel R.: "A Fully Integrated VCO at 2 GHz" in IEEE J. of Solid-State Circuits, Vol. 33, No. 12, pp. 1987-1991 (1998)
    • [3] Tiebout M.: "Low-Power Low-Phase-Noise Differentially Tuned Quadrature VCO Design in Standard CMOS" in IEEE J. of Solid-State Circuits, Vol. 36, No. 7, pp. 1018-1024 (2001)
    • [4] Meinke H.H., Grundlach F.W.: "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik" Springer Verlag, 5. Auflage, Band 1, S. G18-G21 (1992)
    • [5] DE-Patentanmeldung, amtliches Aktenzeichen 101 62 263.5, Anmelder: Infineon Technologies AG, Erfinder: Tiebout M.
    • [6] Simbürger W., Wohlmuth H.D., Weger P., Heinz A.: "A Monolithic Transformer Coupled 5-W Silicon Power Amplifier with 59% PAE at 0.9 GHz" in IEEE J. of Solid-State Circuits, Vol. 34, No. 12, pp. 1881-1892 (1999)
    Bezugszeichenliste
    • 100
    Integrierte Schaltung gemäß erstem Ausführungsbeispiel der Erfindung
    101
    Transformator
    102
    aktive Mischereinheit
    103
    signalverstärkende Einheit
    104
    erster Schaltungsabschnitt
    105
    zweiter Schaltungsabschnitt
    106
    Masse-Anschluss
    107
    Verstärkerspannungsanschluss
    RF+
    Hochfrequenz-Anschluss
    RF-
    invertierter Hochfrequenz-Anschluss
    LO+
    Referenzoszillator-Anschluss
    LO-
    invertierter Referenzoszillator-Anschluss
    IF+
    Zwischenfrequenz-Anschluss
    IF-
    invertierter Zwischenfrequenz-Anschluss
    BIAS
    Steuerspannungsanschluss
    VDD
    Betriebsspannungsanschluss
    T1 bis T13
    Feldeffekttransistor in CMOS-Technologie
    T1, T2
    Verstärkerkaskode
    T7 bis T10
    Verstärkerkaskode
    T3 bis T6
    Differenzverstärker
    T11, T12
    Differenzverstärker
    T13
    Steuerungseinheit
    C1, C2
    Filterkondensator
    PMA
    primärer Mittenanschluss von Transformator 101
    SMA
    sekundärer Mittenanschluss von Transformator 101
    P+
    primärer Positivanschluss von Transformator 101
    P-
    primärer Negativanschluss von Transformator 101
    S+
    sekundärer Positivanschluss von Transformator 101
    S-
    sekundärer Negativanschluss von Transformator 101
    200
    "Current-folded"-Mischer gemäß dem Stand der Technik
    RF+
    Hochfrequenzsignal
    RF-
    invertiertes Hochfrequenzsignal
    LO+
    Lokaloszillatorsignal
    LO-
    invertiertes Lokaloszillatorsignal
    IF+
    Zwischenfrequenzsignal
    IF-
    invertiertes Zwischenfrequenzsignal
    BIAS
    konstante Steuerspannung
    VCC
    Betriebsspannung
    T1 bis T14
    npn-Transistor
    R1 bis R11
    elektrischer Widerstand
    KN1 bis KN4
    Knoten
    300
    Integrierte Schaltung gemäß zweitem Ausführungsbeispiel der Erfindung
    301
    zusätzlicher Transformator
    (302, 303)
    zweiter Schaltungsabschnitt
    C3 bis C6
    Filterkondensator
    401
    spiralförmige Windungen
    402
    Ersatzschaltbild für Transformator 101

Claims (17)

  1. Integrierte Schaltung (100, 300)
    • mit einer Mischerschaltung, welche einen ersten Schaltkreisabschnitt (104) und einen zweiten Schaltkreisabschnitt aufweist (105; 302, 303), und
    • mit einem Transformator (101)
    • wobei der erste Schaltkreisabschnitt eine Schaltung mit zwei Hochfrequenz-Anschlüsse (RF+, RF-) aufweist,
    • wobei der zweite Schaltkreisabschnitt zwei Referenzoszillator-Anschlüsse (LO+, LO-), eine aktive Mischereinheit (102) mit einer signalverstärkenden Einheit (103) und zwei Zwischenfrequenz-Anschlüsse (IF+, IF-) aufweist,
    • wobei die aktive Mischereinheit (102) und die signalverstärkende Einheit (103) einen gemeinsamen Strompfad aufweisen, und
    • wobei die integrierte Schaltung derart eingerichtet ist, dass der Transformator 101 die zwei Hochfrequenz-Anschlüsse (RF+, RF-) von der aktiven Mischereinheit galvanisch entkoppelt und dass der Transformator den ersten Schaltkreisabschnitt (104) und den zweiten Schaltkreisabschnitt (105; 302, 303) derart zusammenkoppelt, dass jeder der beiden Schaltkreisabschnitte separat mit der vollen Betriebsspannung (VDD) der integrierten Schaltung versorgt wird.
  2. Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 1,
    bei welcher die signalverstärkende Einheit (103) ein Eingangsverstärker der aktiven Mischereinheit (102) ist.
  3. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 2, welche eine Verstärkerschaltung (T9-T12) zwischen den zwei Hochfrequenz-Anschlüssen und dem Transformator aufweist.
  4. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, welche mindestens ein Filterelement (C1, C2, T9, T10; C3, C4, T1, T2) aufweist.
  5. Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 4,
    bei welcher das Filterelement eine Kaskode (T9, T10; T1, T2) aufweist.
  6. Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 4 oder 5,
    bei welcher das Filterelement einen Bandpassfilter aufweist.
  7. Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 6,
    bei welcher der Bandpassfilter durch mindestens einen Kondensator (C1-C4) verwirklicht ist.
  8. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7,
    bei welcher zwischen die zwei Hochfrequenz-Anschlüsse und den Transformator eine Kaskode (T9, T10) geschaltet ist.
  9. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8,
    bei welcher zwischen den Transformator und die aktive Mischereinheit eine Kaskode (T7, T8) geschaltet ist.
  10. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9,
    bei welcher zwischen die aktive Mischereinheit (102) und die zwei Zwischenfrequenz-Anschlüsse eine Kaskode (T1, T2) geschaltet ist.
  11. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10,
    bei welcher der Transformator (101) ein monolithischer Transformator (401) ist.
  12. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11,
    bei welcher zwischen die aktive Mischereinheit (102) und die zwei Zwischenfrequenz-Anschlüsse ein zusätzlicher Transformator (301) geschaltet ist.
  13. Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 12,
    bei welcher der zusätzliche Transformator (103) ein monolithischer Transformator (401) ist.
  14. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, welche ein Steuerelement (T13) zum Einstellen des Arbeitspunktes der integrierten Schaltung aufweist.
  15. Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 14,
    bei welcher das Steuerelement ein steuerbares, induktives Bauteil ist.
  16. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 15,
    bei welcher die aktive Mischereinheit und/oder die Verstärkerschaltung und/oder die Kaskode mindestens einen Feldeffekttransistor aufweisen/aufweist.
  17. Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16,
    bei welcher die Mischerschaltung ein Gilbert-Mischer ist.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6115426A (ja) * 1984-06-29 1986-01-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd ミキサ装置
US5361409A (en) * 1991-03-12 1994-11-01 Watkins Johnson Company FET mixer having transmission line transformer
US5826183A (en) * 1997-03-05 1998-10-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Circuit for simultaneous frequency doubler and mixer
US6184739B1 (en) * 1998-12-04 2001-02-06 Intel Corporation Advanced near ideal mixer
US6807407B2 (en) * 2000-09-11 2004-10-19 Scientific Components, Inc. Dual double balanced mixer

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