EP1495295A2 - Messverstärkervorrichtung - Google Patents

Messverstärkervorrichtung

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Publication number
EP1495295A2
EP1495295A2 EP03725012A EP03725012A EP1495295A2 EP 1495295 A2 EP1495295 A2 EP 1495295A2 EP 03725012 A EP03725012 A EP 03725012A EP 03725012 A EP03725012 A EP 03725012A EP 1495295 A2 EP1495295 A2 EP 1495295A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit
measuring
carrier frequency
values
modulated
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP03725012A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Michael Altwein
Manfred Kreuzer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hottinger Bruel and Kjaer GmbH
Original Assignee
Hottinger Baldwin Messtechnik GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hottinger Baldwin Messtechnik GmbH filed Critical Hottinger Baldwin Messtechnik GmbH
Publication of EP1495295A2 publication Critical patent/EP1495295A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
    • G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
    • G01L9/02—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning
    • G01L9/04—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in ohmic resistance, e.g. of potentiometers, electric circuits therefor, e.g. bridges, amplifiers or signal conditioning of resistance-strain gauges
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01G—WEIGHING
    • G01G3/00—Weighing apparatus characterised by the use of elastically-deformable members, e.g. spring balances
    • G01G3/12—Weighing apparatus characterised by the use of elastically-deformable members, e.g. spring balances wherein the weighing element is in the form of a solid body stressed by pressure or tension during weighing
    • G01G3/14—Weighing apparatus characterised by the use of elastically-deformable members, e.g. spring balances wherein the weighing element is in the form of a solid body stressed by pressure or tension during weighing measuring variations of electrical resistance
    • G01G3/142—Circuits specially adapted therefor
    • G01G3/147—Circuits specially adapted therefor involving digital counting
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
    • G01L1/00—Measuring force or stress, in general
    • G01L1/20—Measuring force or stress, in general by measuring variations in ohmic resistance of solid materials or of electrically-conductive fluids; by making use of electrokinetic cells, i.e. liquid-containing cells wherein an electrical potential is produced or varied upon the application of stress
    • G01L1/22—Measuring force or stress, in general by measuring variations in ohmic resistance of solid materials or of electrically-conductive fluids; by making use of electrokinetic cells, i.e. liquid-containing cells wherein an electrical potential is produced or varied upon the application of stress using resistance strain gauges

Definitions

  • the invention relates to a measuring amplifier device for measuring bridge circuits according to the preamble of patent claim 1 and a carrier frequency measuring method according to the preamble of patent claim 10.
  • Measuring amplifier devices and thus measuring methods to be carried out in carrier frequency technology have been known for a long time and allow better interference suppression than comparable direct voltage measuring methods.
  • higher accuracy and resolution can be achieved with carrier frequency measuring methods than with measuring methods with direct voltage supply.
  • Both frequency and sinusoidal carrier frequency voltages are used in the carrier frequency measuring method.
  • demodulators are used for the in-phase rectification of the measuring voltages and downstream low-pass filters for smoothing the demodulated measuring voltage.
  • the circuitry involved in carrier frequency amplifiers and here in particular in the methods with sinusoidal supply is considerable. Rectangular feeding methods are somewhat less complex, but have greater zero point drifts due to the steeper! Measuring signal edges during the switchover of the demodulator.
  • Such a measuring amplifier circuit with a rectangular carrier frequency is known from the specialist book E. Schrüfer, Electrical Measurement Technology, 5th edition, Kunststoff-Vienna, 1992, page 160.
  • An input measuring voltage is modulated by a chopper circuit, then amplified and converted back to a DC voltage using a demodulator. So the zero point of the AC voltage amplifier should be a stable one Exhibit behavior, but that of the modulators are subject to certain changes. For this purpose, it is proposed to stabilize such modulation amplifiers with complex negative feedback circuits.
  • Differential amplifier circuits for transducers in measuring bridges and corresponding measuring amplifier devices for carrier frequency bridges with carrier frequency measuring amplifiers are also known from the Schrüfer, pages 237 to 243.
  • the measuring bridge is fed with a carrier frequency voltage and the modulated measuring voltage is tapped in the measuring path and fed to an alternating current amplifier. After amplification, the modulated signal is demodulated using a controlled rectifier and then smoothed.
  • this carrier frequency circuit works with a sinusoidal carrier frequency voltage that is not always available in DC-powered electronic circuits or that can only be generated with great circuit complexity.
  • a strain gauge pickup and a modulation amplifier for bridge circuits which operate with a rectangular carrier frequency.
  • the strain gauge transducer is supplied with a square-wave voltage, which is generated in a simple manner in an additional circuit from a DC voltage supply, which is directly upstream of the transducer.
  • This additional circuit additionally contains a differential amplifier and a demodulator circuit, as well as filter circuits for smoothing the output measurement voltage, so that an amplified DC voltage measurement signal is present at the output. Since the additional circuit is assigned directly to each pickup circuit, it is preferably provided for integration in a pickup circuit.
  • the object of the invention is therefore to create a carrier frequency measuring amplifier device which is equipped with a extremely low circuit complexity and with the highest measuring accuracy.
  • the invention has the advantage that a demodulation and an additional filter circuit can be saved by the direct acquisition of the measured values from the modulated amplified measurement signals. This is particularly advantageous in the case of a rectangular carrier voltage, since the steep flanks often cause drifts and offset voltages, which lead to measurement errors or can only be prevented by complex circuits.
  • Such a simple circuit design is therefore advantageously suitable for multi-point measurements with up to several thousand measuring points, as a result of which small-volume and light-weight amplifier circuits can be produced inexpensively. It is particularly advantageous that the measurement time can be shortened considerably by saving the demodulator and filter stage, so that the measurement values can be evaluated almost in real time, particularly in the case of such multi-point measurements.
  • the direct sampling of the amplitudes or the direct comparison with a predetermined reference voltage during at least one period of the carrier frequency signal advantageously eliminates drifts and offset phenomena due to the difference formation, so that a high measurement accuracy can also be achieved.
  • the sampling means are used in the form of a commercially available analog-digital converter
  • the measurement signal is immediately available in digital form and without further processing and time delay for further processing or display is present. It is particularly advantageous that the relatively imprecise measurement signal values during the transient process in the area of the carrier rising flank can be disregarded when calculating the difference, as a result of which an excellent measurement accuracy can be achieved. With such a scanning method, many hundreds of measured values per second can be determined and evaluated.
  • this method enables high measuring rates and resolutions to be achieved, even with relatively low supply voltages, so that in addition to the classic force and weight measurements, this also opens up areas of responsibility from material testing.
  • 3 shows a signal voltage curve in the case of multiple sampling by means of an analog-digital converter
  • 4 a pick-up and a measuring amplifier circuit with a comparator and gate circuits as comparison means
  • FIG. 1 of the drawing shows a pickup bridge circuit 1, a square-wave generator 2 and a measuring amplifier device 6, the amplifier device 6 consisting of an amplifier circuit 3 and a subsequent evaluation circuit which contains an amplitude detection 4 and a calculation circuit 5.
  • the pick-up circuit 1 consists of a Wheatstone 'measuring bridge circuit, in which at least one resistor is provided as a variable resistor, which changes in accordance with the physical measured variable to be detected.
  • a pick-up circuit 1 is shown which consists, for example, of four variable resistors which are designed as strain gauges (DMS).
  • DMS strain gauges
  • the measuring bridge is often also connected as a quarter bridge, as in the case of strain measurements in the case of resilient components on automobiles or airplanes and the like, where in some cases up to 1,000 or more measuring points are provided. In such multi-point measurements, it is important to use inexpensive, yet accurate, measuring circuits, since the differences in elongation are often very small and the circuit complexity can be kept low because of the number of measuring points.
  • Such measuring amplifier devices 6 are often also to be integrated into a plurality in one device, so that the costs decrease and the flexibility of the devices increases with little circuit complexity.
  • FIG. 2 of the drawing A signal voltage curve in the circuit according to FIG. 1 is shown in FIG. 2 of the drawing.
  • a measurement signal curve is provided in which the transducer detects a relatively high measurement signal U m and is additionally influenced by an offset voltage ⁇ A.
  • U m At the output of the amplifier circuit 3 there is therefore an amplitude-modulated measuring voltage U m , the phase of which runs synchronously with the rectangular carrier voltage U B and is shown as a solid line.
  • the rectangular carrier voltage U B which runs symmetrically to the zero line, is also shown in dashed lines.
  • the measuring voltage U m is positive during the positive half-wave of the carrier frequency voltage U B and thus represents an expansion.
  • the positive half-wave it has an amplitude A p which is shifted by an offset voltage ⁇ A with respect to the zero point. Therefore, the amplitude A n during the negative carrier frequency half-wave is reduced by the offset voltage ⁇ A compared to the actual amplitude A.
  • the amplified measuring voltage U m is subsequently fed to an evaluation circuit, which is used as the amplitude detection circuit 4 is formed and represents a scanning means.
  • the amplitude detection circuit 4 uses the amplitude detection circuit 4, the amplitude is sampled with at least twice the carrier frequency 2 • f ⁇ and the measured voltage values A p and A n are detected.
  • the sampling frequency f A can also have a multiple of the carrier frequency.
  • a ⁇ A p - A n
  • a p A + ⁇ A
  • a n -A + ⁇ A
  • Such a measuring circuit therefore works very precisely and can therefore also be used for high resolution requirements. Flattening on the steep flanks of the square-wave voltage cannot lead to measurement errors if the sampling takes place only after the settling time and in phase synchronization with the carrier frequency. The measured values determined in this way can then be further processed both analog and digital.
  • a commercially available analog-digital converter is advantageously used in the evaluation circuit 6 as the amplitude detection circuit 4, which converts the measured values and simultaneously digitizes them.
  • Such a scan is shown in Fig. 3 of the drawing.
  • a sampling rate of eight measured values per period T of the carrier frequency voltage U B is provided, at which eight digital measured values A p ⁇ to A n4 can be detected by the A / D converter.
  • These can then be used in the subsequent arithmetic circuit 5, which is designed as a microprocessor, to calculate the measured values according to the formula
  • a ⁇ immediately represents a value for an averaged digital measured value If the A / D converter has a longer settling time of several measuring cycles, the measuring accuracy can be increased by using only measured values A P i and A n i for determining the measured values, which can only be recorded after a predetermined settling time.
  • a / D sampling in FIG. 3 for example, only the digital amplitude values A p4 and A n4 can be further processed in the microprocessor circuit 5 if the A / D settling time, for example is three measuring cycles long. The difference, which immediately represents the digital measured value, is formed from the two amplitude values A P4 and A n4 .
  • Such scanning by means of an A / D converter is always carried out in phase synchronization with the period T of the rectangular carrier frequency U B.
  • an integrating A / D converter can also be used for the scanning, in which an integration time of approximately 90% of half a carrier frequency period is provided. The start of the A / D conversion always starts about 10% after the polarity change of the carrier frequency.
  • FIG. 4 of the drawing Another advantageous embodiment of the measuring circuit is shown in Fig. 4 of the drawing.
  • This embodiment of the measuring amplifier device 6 differs from the embodiments according to FIGS. 1 to 3 only in the design of the evaluation circuit and the counting method in the arithmetic circuit 5.
  • the evaluation circuit consists of a comparator 7 and subsequently three Nand gates 8, 9, 10, represent the means of comparison.
  • the comparator 7 is supplied with the modulated measurement voltage U m on its first input, a sawtooth or triangular voltage U D being present as a reference signal on the second input.
  • such a voltage profile is plotted on the comparator 7 over the time t.
  • a measuring voltage U m is selected, at which the pickup 1 detects positive measured values U m during the period T of the carrier frequency, which are phase-synchronized with the carrier voltage U B.
  • a pulse-width-modulated output voltage U ⁇ P and U Kn is generated at the output of the comparator 7 by the comparison triangle voltage UD. whose time difference represents a measure of the measured value. Since here too at least one pulse U Kp is formed for the positive and one pulse U ⁇ for the negative half-wave of the carrier frequency, offset voltages and the like cancel each other out because the difference between the pulse times formed by U Kp and U K ⁇ remain the same with a zero point shift.
  • the modulated pulses U p and U- ⁇ n thus generated at the output of the comparator 7 are each applied to an input of two Nand gates 9, 10, the second input of which is connected to the carrier frequency voltage U B via a further Nand gate 8.
  • the pulses U Kp and U K ⁇ for the positive and the negative half-wave of the carrier frequency are formed, which is then fed to a computing circuit 5, which acts as a simple counting circuit is trained.
  • the difference time can be counted from the two pulse times of U Kp and U K ⁇ , which then represents a value of the measuring voltage in digital form.
  • the respective pulse widths U Kp and U K aber can also be counted in separate counters and a difference can be formed from the two results in the arithmetic circuit 5, which then also provides a value for the recorded measurement result in digital form.
  • This digitally available measured value can immediately be further processed or displayed without further A / D conversion.
  • the triangular voltage U D advantageously using known integrator circuits from the
  • Rectangular beam voltage U B can be derived.
  • the measuring circuit in turn consists of a square wave generator circuit 2, a pickup bridge circuit 1, an amplifier circuit 3 and a comparator circuit 7 as in FIG. 4 of the drawing.
  • the comparator 7 is also subjected to a triangular voltage UD at its second input, which runs with a constant phase position and with the same frequency f to the carrier voltage U B.
  • a pulse signal UK is thus formed with a 50% pulse width, the phase position of which changes in proportion to the carrier frequency voltage U B with the measuring voltage U m .
  • a positive measuring voltage + U m which is shown as a solid line
  • an elongation and a negative measuring voltage -U m which is shown as a dashed line
  • the bridge is fed with a carrier frequency voltage U B.
  • a voltage curve + U m is then generated at the output of the amplifier circuit 3.
  • This voltage curve + U m is fed to the comparator 7 and compared with the phase-synchronous triangular voltage U D , as a result of which the phase-shifted voltage curve U ⁇ (+ um) is formed at the output of the comparator 7.
  • a modulated pulse signal with a pulse width ratio of 50% always arises at the output of the comparator 7 50%.
  • This pulse signal is now fed to an exclusive AND gate 11 or an exclusive OR gate, which is simultaneously connected to the carrier voltage U B.
  • Fig. 7 of the circuit the measurement voltage curve is shown in dashed lines in the event of a compression, from which there then results a voltage curve U K (-um) at the output of the comparator 7, which also has a pulse width ratio of 50%: 50% and again in its phase position Carrier frequency voltage U B and the measuring voltage + U m is shifted with an expansion.
  • the difference is formed at least during a period T in the subsequent arithmetic circuit 5, which is a directly proportional measured value of the detected elongation, compression or other physical quantity determined. represents, which was detected for example by means of strain gauges.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Messverstärkervorrichtung und ein Messverfahren für rechteckträgerfrequenzgespeiste Meßbrücken, die nach der Verstärkungsschaltung (3) mindestens eine Auswerte- und Rechenschaltung (5) aufweist. Dabei enthält die Auswerteschaltung Abtast- (4) oder Vergleichsmittel (7, 8, 9, 10, 11), die das modulierte Messsignal (Um) mindestens während einer Trägerfrequenzperiode (T) abtasten oder mit einem periodischen Bezugssignal (UD) vergleichen. Für jede Halbwelle einer Trägerfrequenzperiode (T) werden dabei Amplitudenwerte (Ap, An) oder pulsbreitenmodulierte Signale (UKp, UKn,) erzeugt, aus denen in der Rechenschaltung (5) die Differenz gebildet wird, die einen unmittelbaren Wert der erfaßten Messgrösse darstellt.

Description

MeßVerstärkervorrichtung
Die Erfindung betrifft eine Meßverstärkervorrichtung für Meßbrückenschaltungen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie ein Trägerfrequenzmeßverfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 10.
Meßverstärkervorrichtungen und damit durchzuführende Meßverfahren in Trägerfrequenztechnik sind seit langem bekannt und erlauben eine bessere Störspannungsunterdrückung als vergleichbare Gleichspannungsmeßverfahren. Dadurch sind mit Trägerfrequenzmeßverfahren eine höhere Genauigkeit und Auflösung zu erzielen, als mit den Meßverfahren mit Gleichspannungsspeisung. Bei den Trägerfrequenzmeßverfahren werden sowohl sinusförmige als auch rechteckförmige Trägerfrequenzspannungen verwendet. Bei beiden Trägerfrequenzmeßverfahren werden sogenannte Demodulatoren zur phasenrichtigen Gleichrichtung der Meß- Spannungen und nachgeschaltete Tiefpaßfilter zur Glättung der demodulierten Meßspannung eingesetzt. Insgesamt ist der Schaltungsaufwand bei Trägerfrequenzverstärkern und hier insbesondere bei den Verfahren mit sinusförmiger Speisung beträchtlich. Die Verfahren mit einer Rechteckspeisung sind etwas we- niger aufwendig, haben jedoch größere Nullpunktdriften infolge der steiler! Meßsignalflanken während der Umschaltung des Demo- dulators.
Eine derartige Meßverstärkerschaltung mit einer Rechteckträ- gerfrequenz ist aus dem Fachbuch E. Schrüfer, Elektrische Meßtechnik, 5. Auflage, München-Wien, 1992, Seite 160 bekannt. Dabei wird eine Eingangsmeßspannung durch eine Zerhackerschaltung moduliert, anschließend verstärkt und mit einem Demodula- tor wieder zu einer Gleichspannung umgewandelt. So soll der Nullpunkt des Wechselspannungsverstärkers zwar ein stabiles Verhalten aufweisen, aber der der Modulatoren gewissen Änderungen unterworfen sein. Dazu wird vorgeschlagen, derartige Modulationsverstärker mit aufwendigen Gegenkopplungsschaltungen zu stabilisieren.
Aus dem Schrüfer, Seite 237 bis 243 sind auch Differenzverstärkerschaltungen für Aufnehmer in Meßbrücken und entsprechende Meßverstärkervorrichtungen für Trägerfrequenzbrücken mit Trägerfrequenzmeßverstärkern bekannt. Dabei wird die Meß- brücke mit einer Trägerfrequenzspannung gespeist und im Meßpfad die modulierte Meßspannung abgegriffen und einem Wechsel - Stromverstärker zugeführt . Nach der Verstärkung wird das modulierte Signal mittels eines gesteuerten Gleichrichters demoduliert und anschließend geglättet. Allerdings arbeitet diese Trägerfrequenzschaltung mit einer sinusförmigen Trägerfrequenzspannung, die in gleichstromgespeisten elektronischen Schaltungen nicht immer zur Verfügung steht oder nur mit großem Schaltungsaufwand erzeugbar ist.
Aus der EP 0 760 936 Bl ist ein Dehnungsmeßstreifenaufnehmer und ein Modulationsverstärker für Brückenschaltungen bekannt, der mit einer Rechteckträgerf equenz arbeitet. Der Dehnungsmeßstreifenaufnehmer wird mit einer Rechteckspannung gespeist, die auf einfache Weise in einer Zusatzschaltung aus einer Gleichspannungsversorgung erzeugt wird, die unmittelbar dem Aufnehmer vorgelagert ist. Diese Zusatzschaltung beinhaltet zusätzlich noch einen Differenzverstärker und eine Demodula- torschaltung, sowie Filterschaltungen zur Glättung der Ausgangsmeßspannung, so daß am Ausgang ein verstärktes Gleich- spannungsmeßsignal anliegt. Da die Zusatzschaltung unmittelbar jeder Aufnehmerschaltung zugeordnet ist, ist sie vorzugsweise zur Integration in einer Aufnehmerschaltung vorgesehen.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Träger- frequenzmeßverstärkervorrichtung zu schaffen, die mit einem äußerst geringen Schaltungsaufwand auskommt und dies bei höchster Meßgenauigkeit.
Diese Aufgabe wird durch die in Patentanspruch 1 und Patentan- spruch 10 angegebene Erfindung gelöst. Weiterbildungen und vorteilhafte Ausführungsbeispiele sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Erfindung hat den Vorteil, daß durch die direkte Erfassung der Meßwerte aus den modulierten verstärkten Meßsignalen eine Demodulations- und eine zusätzliche Filterschaltung eingespart werden kann. Dies ist bei einer Rechteckträgerspannung besonders vorteilhaft, da durch die steilen Flanken häufig Driften und OffsetSpannungen auftreten, die zu Meßfehlern führen oder nur durch aufwendige Schaltungen verhindert werden können.
Deshalb eignet sich eine derart einfache Schaltungsausbildung vorteilhaft für Vielstellenmessungen mit bis zu mehreren tausend Meßstellen, wodurch kleinvolumige und leichtgewichtige Verstärkerschaltungen kostengünstig herstellbar sind. Dabei ist insbesondere vorteilhaft, daß durch die Einsparung der De- modulator- und Filterstufe sich die Meßzeit erheblich verkürzen läßt, so daß insbesondere bei derartigen Vielstellenmessungen die Meßwerte nahezu in Echtzeit auswertbar sind. Durch die direkte Abtastung der Amplituden oder des direkten Ver- gleichs mit einer vorgegebenen Bezugsspannung während mindestens einer Periode des Trägerfrequenzsignals heben sich vorteilhafterweise Driften und Offseterscheinungen durch die Differenzbildung auf, so daß auch eine hohe Meßgenauigkeit erzielbar ist.
Bei einer besonderen Ausführung der Erfindung, wo die Abtas - mittel in Form eines handelsüblichen Analog-Digital-Wandlers eingesetzt werden, ist vorteilhaft, daß das Meßsignal sogleich in digitaler Form vorliegt und ohne weiteren Bearbeitungsvor- gang und Zeitverzug zur Weiterverarbeitung oder zur Anzeige vorliegt. Dabei ist insbesondere vorteilhaft, daß die verhältnismäßig ungenauen Meßsignalwerte während des Einschwingvorgangs im Bereich der Trägeranstiegsflanke bei der Differenzberechnung unberücksichtigt bleiben können, wodurch eine hervor- ragende Meßgenauigkeit erzielbar ist. Mit einem derartigen Abtastverfahren können viele hundert Meßwerte pro Sekunde ermittelt und ausgewertet werden.
Bei der Dehnungsmessung mit Dehnungsmeßstreifen sind mit die- sem Verfahren, auch bei verhältnismäßig geringen Speisespannungen, hohe Meßraten und Auflösungen erreichbar, so daß sich damit neben den klassischen Kraft- und Gewichtsmessungen auch Aufgabenbereiche aus der Materialprüfung erschließen.
Die Erfindung wird anhand mehrerer Ausführungsbeispiele, die in der Zeichnung dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1: eine Aufnehmer- und eine Meßverstärkerschaltung mit einer Amplitudenerfassungs- und einer Re- chenschaltung;
Fig. 2: einen Signalspannungsverlauf bei einer Abtastung mittels der Amplitudenerfassungsschaltung;
Fig. 3: einen Signalspannungsverlauf bei einer Mehrfachabtastung mittels eines Analog-Digital -Wandlers ; Fig. 4: eine Aufnehmer- und eine Meßverstärkerschaltung mit einem Komparator und Gatterschaltungen als Vergleichsmittel ;
Fig. 5: einen Signalspannungsverlauf bei einer Pulsbreitenmodulation mittels einer vorgegebenen Bezugs- Spannung mit einer Frequenz gleich dem Doppelten der Trägerfrequenz;
Fig. 6: eine Aufnehmer- und eine Meßverstärkerschaltung mit einem Komparator und einem exklusiven Nand- Gatter als Vergleichsmittel, und Fig. 7: einen SignalSpannungsverlauf bei einer Pulsbreitenmodulation mittels einer dreieckförmigen Bezugsspannung mit einer Frequenz gleich der Trägerfrequenz .
In Fig. 1 der Zeichnung ist eine Aufnehmerbrückenschaltung 1, ein Rechteckgenerator 2 und eine Meßverstärkervorrichtung 6 dargestellt, wobei die Verstärkervorrichtung 6 aus einer Verstärkerschaltung 3 und einer nachfolgenden Auswerteschaltung besteht, die eine Amplitudenerfassungs- 4 und eine Rechenschaltung 5 enthält.
Die Aufnehmerschaltung 1 besteht aus einer Wheatstone' sehen Meßbrückenschaltung, bei der mindestens ein Widerstand als veränderlicher Widerstand vorgesehen ist, der sich entsprechend der zu erfassenden physikalischen Meßgröße verändert. Vorliegend ist eine Aufnehmerschaltung 1 dargestellt, die beispielsweise aus vier veränderlichen Widerständen besteht, die als Dehnungsmeßstreifen (DMS) ausgebildet sind. Derartige Auf- nehmerschaltungen 1 werden vorzugsweise in Wägezellen oder Kraftmeßvorrichtungen eingesetzt .
Häufig wird die Meßbrücke auch als Viertelbrücke geschaltet, wie bei Dehnungserfassungen bei belastbaren Bauteilen an Auto- mobilen oder Flugzeugen und dergleichen, wo teilweise bis 1.000 und mehr Meßstellen vorgesehen sind. Bei derartigen Vielstellenmessungen ist es wichtig, preiswerte und dennoch genaue Meßschaltungen zu verwenden, da die Dehnungsunterschiede oft sehr gering sind und der Schaltungsaufwand wegen der Menge der Meßstellen gering zu halten ist. Derartige Meßverstärkervorrichtungen 6 sollen häufig auch zu einer Vielzahl in einem Gerät integriert werden, so daß bei geringem Schaltungs- aufwand die Kosten sinken und die Flexibilität der Geräte zunimmt . Der Speisezweig der Aufnehmerschaltung 1 ist mit einer Geratorschaltung 2 verbunden, die diese mit einer Rechteckträgerspannung UB speist. Vorzugsweise werden Trägerspannungen von 0,5 bis 5 V eingesetzt, die eine Trägerfrequenz von beispiels- weise fτ = 600 Hz aufweisen.
An dem Meßzweig der Brückenschaltung 1 ist eine Verstärkerschaltung 3 geschaltet, die aus einem einfachen Operationsverstärker oder auch aus einem ein- oder mehrstufigen Differenz- Verstärker bestehen kann, der das amplitudenmodulierte Meßsignal zur Weiterverarbeitung um einen vorgegebenen Faktor V von beispielsweise V = 100 verstärkt.
Ein Signalspannungsverlauf in der Schaltung nach Fig. 1 ist in Fig. 2 der Zeichnung dargestellt. Dabei ist beispielsweise ein Meßsignalverlauf vorgesehen, bei dem der Aufnehmer ein relativ hohes Meßsignal Um erfaßt und zusätzlich von einer Offsetspannung ΔA beeinflußt wird. Am Ausgang der Verstärkerschaltung 3 liegt deshalb eine amplitudenmodulierte Meßspannung Um an, de- ren Phase synchron zur Rechteckträgerspannung UB verläuft und als ausgezogene Linie dargestellt ist. Gleichzeitig ist zusätzlich die Rechteckträgerspannung UB gestrichelt dargestellt, die symmetrisch zur Nullinie verläuft. Vorzugsweise wird eine Trägerfrequenzspannung von fτ = 600 Hz verwandt, die eine vor- gegebene Periodenlänge T besitzt. Die Meßspannung Um ist während der positiven Halbwelle der Trägerfrequenzspannung UB positiv und stellt somit eine Dehnung dar. Diese weist während der positiven Halbwelle eine Amplitude Ap auf, die um eine Off- setspannung ΔA gegenüber dem Nullpunkt verschoben ist. Deshalb ist die Amplitude An während der negativen Trägerfrequenzhalbwelle um die Offsetspannung ΔA gegenüber der tatsächlichen Amplitude A vermindert.
Die verstärkte Meßspannung Um wird im Anschluß einer Auswerte- Schaltung zugeführt, die als Amplitudenerfassungsschaltung 4 ausgebildet ist und ein Abtastmittel darstellt. Mittels der Amplitudenerfassungsschaltung 4 wird die Amplitude mit mindestens der zweifachen Trägerfrequenz 2 • fτ abgetastet und deren Meßspannungswerte Ap und An erfaßt. Die Abtastfrequenz fA kann aber auch ein Vielfaches der Trägerfrequenz besitzen. Dabei bestimmt sich die Abtastfrequenz nach der Formel fA=2 • fτ • n, wobei n = 1, 2, 3 oder ein Vielfaches davon sein kann. Durch die Abtastung mit der mindestens zweifachen Trägerfrequenz wird jeweils mindestens ein Amplitudenwert Ap der Meßspannung für die positive Halbwelle und mindestens ein Amplitudenwert An für die negative Halbwelle der Trägerspannungsperiode erfaßt. Diese in der Amplitudenerfassungsschaltung abgetasteten Meßwerte Ap, An werden nachfolgend einer Rechenschaltung 5 zugeführt und daraus die Differenz gebildet, die sogleich einen Wert für die erfaßte physikalische Größe am Aufnehmer 1 darstellt. Mit einer derartigen Schaltung 6 kann auch ohne einen aufwendigen Demodulator direkt aus den abgetasteten Meßwerten ein Wert für die erfaßte Dehnung, die Kraft oder eine andere erfaßte physikalische Größe ermittelt werden. Denn es hat sich überraschenderweise herausgestellt, daß bei einem Rechteckträ- gerfrequenzmeßsystem bei doppelter Abtastfrequenz fA sogleich das Meßergebnis ableitbar ist. So ergibt sich die Amplitude A der Meßspannung aus der Summe
A∑ = Ap - An
wobei
Ap = A + ΔA An = -A + ΔA
so daß
A∑ = (A + ΔA) - (-A + ΔA) A∑ = 2A Dabei hat sich gleichzeitig gezeigt, daß eine derartige Meßschaltung auch Offsetanteile ΔA oder vergleichbare Störspannungsanteile rechnerisch kompensiert. Eine derartige Meßschaltung arbeitet daher sehr genau und ist deshalb auch für hohe Auflösungsanforderungen einsetzbar. Dabei können auch Abflachungen an den steilen Flanken der Rechteckspannung nicht zu Meßfehlern führen, wenn die Abtastung erst nach der Einschwingzeit und phasensynchron mit der Trägerfrequenz erfolgt. Die so ermittelten Meßwerte können dann nachfolgend sowohl analog als auch digital weiterverarbeitet werden.
Bei einer besonderen Ausführung der Meßschaltung ist in der Auswerteschaltung 6 vorteilhafterweise als Amplitudenerfassungsschaltung 4 ein handelsüblicher Analog-Digital-Umsetzer eingesetzt, der die Meßwerte abtastet und gleichzeitig digitalisiert. Eine derartige Abtastung ist in Fig. 3 der Zeichnung dargestellt. Dabei ist beispielsweise eine Abtastrate von acht Meßwerten pro Periode T der Trägerfrequenzspannung UB vorgesehen, bei der sogleich acht digitale Meßwerte Apι bis An4 durch den A/D-Umsetzer erfaßbar sind. Diese können dann in der nachfolgenden Rechenschaltung 5, die als Mikroprozessor ausgebildet ist, zur Meßwertberechnung nach der Formel
1=4 1=4
^x = x pι - 2_,A*
;=l ;=1
verwandt werden, dessen Ergebnis A∑ sogleich einen Wert für einen gemittelten digitalen Meßwert darstellt. Hat der A/D- Umsetzer eine längere Einschwingzeit von mehreren Meßzyklen, so kann die Meßgenauigkeit dadurch erhöht werden, daß nur Meß- werte APi und Ani zur Meßwertermittlung genutzt werden, die erst nach einer vorgegebenen Einschwingzeit erfaßbar sind. Bei der A/D-Abtastung in Figur 3 können beispielsweise nur die digitalen Amplitudenwerte Ap4 und An4 in der Mikroprozessorschaltung 5 weiterverarbeitet werden, wenn die A/D-Einschwingzeit z.B. drei Meßzyklen lang ist. Dabei wird aus den beiden Amplitudenwerten AP4 und An4 die Differenz gebildet, die sogleich den digitalen Meßwert darstellt. Eine derartige Abtastung mittels A/D-Umsetzer erfolgt dabei immer phasensynchron mit der Peri- ode T der Rechteckträgerfrequenz UB. Zur Abtastung kann aber auch ein integrierender A/D-Umsetzer eingesetzt werden, bei dem eine Integrationszeit von etwa 90% einer halben Trägerfrequenzperiode vorgesehen ist. Der Start der A/D-Umsetzung beginnt immer erst etwa 10% nach der Polaritätsumschaltung der Trägerfrequenz.
Eine weitere vorteilhafte Ausführung der Meßschaltung ist in Fig. 4 der Zeichnung dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel der Meßverstärkervorrichtung 6 unterscheidet sich von den Ausführungen nach Fig. 1 bis 3 lediglich durch die Ausbildung der Auswerteschaltung und dem Zählverfahren in der Rechenschaltung 5. Die Auswerteschaltung besteht dabei aus einem Komparator 7 und nachfolgend drei Nand-Gattern 8, 9, 10, die Vergleichsmittel darstellen. Der Komparator 7 wird auf seinem ersten Eingang mit der modulierten Meßspannung Um beaufschlagt, wobei auf dem zweiten Eingang eine Sägezahn- oder Dreieckspannung UD als Bezugssignal anliegt. Dabei wird die Meßspannung Um mit der Dreieck- oder Sägezahnspannung UD mit einer Frequenz fσ = 2 • f-τ • n phasensynchron zur Trägerfrequenz fτ vergli- chen, so daß am Ausgang des Komparators 7 mindestens zwei pulsbreitenmodulierte Spannungsimpulse UKP und Uκn pro Periode T gebildet werden.
In Fig. 5 der Zeichnung ist ein derartiger Spannungsverlauf am Komparator 7 über der Zeit t aufgetragen. Dabei ist wiederum eine Meßspannung Um gewählt, bei der der Aufnehmer 1 während der Periode T der Trägerfrequenz positive Meßwerte Um erfaßt, die phasensynchron zur Trägerspannung UB verlaufen. Durch die Vergleichs-Dreieckspannung UD wird am Ausgang des Komparators 7 eine pulsbreitenmodulierte Ausgangsspannung UκP und UKn erzeugt, deren zeitliche Differenz ein Maß für den Meßwert darstellt. Da auch hier jeweils mindestens ein Puls UKp für die positive und ein Puls UΠ für die negative Halbwelle der Trägerfrequenz gebildet wird, heben sich auch hierbei beispielsweise Offset- Spannungen und dergleichen auf, weil die Differenz der gebildeten Pulszeiten von UKp und UKΠ bei einer Nullpunktverschiebung gleich bleiben. Die so am Ausgang des Komparators 7 erzeugten modulierten Pulse Up und U-<n werden auf jeweils einen Eingang von zwei Nand-Gattern 9, 10 gelegt, deren zweiter Eingang über ein weiteres Nand-Gatter 8 mit der Trägerfrequenzspannung UB verbunden ist. Dadurch werden am Ausgang der beiden mit dem Komparator 7 verbundenen Nand-Gatter 9, 10 jeweils die Pulse UKp und UKΠ für die positive und die negative Halbwelle der Trägerfrequenz gebildet, die dann einer Rechenschaltung 5 zuge- führt wird, die als einfache Zählschaltung ausgebildet ist. Mittels einer Vor- und RückwärtsZählung kann aus den beiden Pulszeiten von UKp und UKΠ die Differenzzeit ausgezählt werden, die dann einen Wert der Meßspannung in digitaler Form darstellt .
Die jeweiligen Pulsbreiten UKp und UKΠ können aber auch in getrennten Zählern ausgezählt und aus den beiden Ergebnissen in der Rechenschaltung 5 eine Differenzbildung durchgeführt werden, die dann auch einen Wert für das erfaßte Meßergebnis in digitaler Form liefert. Dieser digital vorliegende Meßwert kann sogleich ohne weitere A/D-Umsetzung weiterverarbeitet oder angezeigt werden. Dabei muß lediglich die vergleichende Dreieck- UD oder Sägezahnspannung mit der Trägerfrequenz UB phasensynchron gebildet werden, wobei die Dreieckspannung UD vorteilhaft durch bekannte Integratorschaltungen aus der
Rechteckträgerspannung UB ableitbar ist. Die vergleichende Bezugsspannung kann dabei sowohl als Dreieck- UD oder auch als Sägezahnspannung ausgebildet sein, wobei deren Frequenz auch ein Vielfaches n von der doppelten Trägerfrequenz 2fτ sein kann, so daß sich die Sägezahn- oder Dreiecksfrequenz fD aus der Formel f = 2fτ ■ n ergibt. Bei n ≥ 2 werden in Schaltungen gemäß Fig. 4 n-Pulse UKp und n-Pulse Un pro Trägerfrequenzperiode erzeugt, die Trägerfrequenz-Amplituden werden somit normal abgetastet. Diese Art der Auswertung kann Vorteile beim Rausch- verhalten besitzen, da durch die Mehrfachabtastung der positiven und negativen Amplituden einzelne Rauschspannungsstörungen weniger in das Messergebnis eingehen.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 6 der Zeichnung dargestellt. Die Meßschaltung besteht dabei wiederum aus einer Rechteckgeneratorschaltung 2, einer Aufnehmerbrückenschaltung 1, einer Verstärkerschaltung 3 und einer Kom- paratorschaltung 7 wie nach Fig. 4 der Zeichnung. Dabei wird auch der Komparator 7 an seinem zweiten Eingang mit einer Dreieckspannung UD beaufschlagt, die mit konstanter Phasenlage und mit gleicher Frequenz f zur Trägerspannung UB verläuft. Am Ausgang des Komparators 7 wird somit ein Impulssignal UK mit 50% Pulsbreite gebildet, dessen Phasenlage sich zur Trägerfrequenzspannung UB proportional mit der Meßspannung Um verändert.
Die entsprechenden Spannungsverläufe in Abhängigkeit zweier möglicher Meßspannung +Um und -Um sind in Fig. 7 der Zeichnung dargestellt. Dabei würde beispielsweise bei einer Dehnungsmessung mittels DMS eine positive Meßspannung +Um, die als durch- gezogene Linie dargestellt ist, eine Dehnung und eine negative Meßspannung -Um, die als gestrichelte Linie dargestellt ist, eine Stauchung am Aufnehmer bedeuten. Die Brücke wird mit einer Trägerfrequenzspannung UB gespeist. Bei einer positiven Dehnung ε wird dann am Ausgang der Verstärkerschaltung 3 ein Spannungsverlauf +Um erzeugt. Dieser Spannungsverlauf +Um wird dem Komparator 7 zugeführt und mit der phasensynchronen Dreieckspannung UD verglichen, wodurch am Ausgang des Komparators 7 der phasenverschobene Spannungsverlauf Uκ(+um) gebildet wird. Dabei entsteht am Ausgang des Komparators 7 immer ein modu- liertes Pulssignal mit einem Pulsbreitenverhältnis von 50 % zu 50 %. Dieses Pulssignal wird nun einem exklusiven Und-Gatter 11 bzw. einem exklusiven Oder-Gatter zugeführt, das gleichzeitig mit der Trägerspannung UB verbunden ist. Am Ausgang des exklusiven Und-Gatters 11 wird jeweils bei Spannungsgleichheit ein Ausgangssignal Ux = 0 und bei Spannungsverschiedenheit ein Ausgangssignal Ux = 1 gebildet.
Da sich das Pulssignal UK(+um) nach dem Komparator 7 entsprechend der Größe des Meßsignals +Um in seiner Phasenlage propor- tional zur Speisespannung UB verschiebt, wird nach dem exklusiven Und-Gatter 11 ein Meßsignal Ux(+Um) generiert, dessen Breite sich linear zur Meßgröße +Um ändert. Bei einem Meßsignal Ura = 0 ergäbe sich für Ux eine Pulsbreite von 50 %, so daß auch bei dieser Schaltung die OffsetSpannungen von der Meßverstärker- Schaltung 3 und der Komparatorschaltung 7 unterdrückt werden, da die beiden aufeinanderfolgenden Impulse innerhalb der Trägerfrequenzperiode T den Fehler mit umgekehrten Vorzeichen erfassen, so daß bei einer Mittelwertbildung über mindestens einer Trägerfrequenzperiode T die Summe des Fehlers zu null wird.
In Fig. 7 der Schaltung ist der Meßspannungsverlauf bei einer Stauchung gestrichelt dargestellt, daraus ergibt sich am Ausgang des Komparators 7 dann ein Spannungsverlauf UK(-um) ■ der auch ein Impulsbreitenverhältnis von 50% : 50% aufweist und wiederum in seiner Phasenlage zur Trägerfrequenzspannung UB und der Meßspannung +Um bei einer Dehnung verschoben ist. Durch diese beiden Darstellungen ist etwa der Bereich ersichtlich, zwischen dem sich die Phasenlage verschiebt und dessen Puls- breitenverhältnis Ux einen Wert der erfaßten Dehnung oder Stauchung darstellt. Aus diesem Größenverhältnis der Pulsbreiten Uχ(+um) bzw. UX(-um> wird mindestens während einer Periode T in der nachfolgenden Rechenschaltung 5 die Differenz gebildet, die einen direkt proportionalen Meßwert der erfaßten Dehnung, Stauchung oder ermittelten sonstigen physikalischen Größe dar- stellt, die beispielsweise mittels Dehnungsmeßstreifen erfaßt wurde .

Claims

MeßVerstärkervorrichtungPatentansprüche
1. Meßverstärkervorrichtung für eine Meßbrückenschaltung, die von einer rechteckförmigen Trägerfrequenz gespeist wird und in dessen Meßpfad eine Verstärkerschaltung (3) vorgesehen ist und daß das verstärkte modulierte Meßsignal (Um) einer Auswerteschaltung zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung Abtast- (4) oder Vergleichsmittel (7, 8, 9, 10, 11) enthält, die das modulierte Meßsignal (Um) mindestens während einer Trä- gerfrequenzperiode (T) abtasten oder mit einem periodischen Bezugssignal vergleichen und mittels einer Rechenschaltung (5) aus den Abtast- (AP, An) oder Vergleichswerten (UKp, UKn) jeder Periodenhalbwelle einen Differenzwert bilden, der einem unmittelbaren Wert der erfaßten Meßgrö- ße (Um) darstellt.
2. Meßverstärkervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung als Abtastmittel eine Amplitudenerfassungsschaltung (5) oder einen Analog- Digital-Umsetzer enthält, mit der die Amplitudenwerte
(AP, An) des modulierten Meßsignals (Um) innerhalb einer Trägerfrequenzperiode (T) mit der doppelten Abtastfrequenz oder einem vielfachen derselben (fA = 2 • fτ • n) abgetastet wird und deren Werte einer Rechenschaltung 5 zugeführt werden, die aus den Meßsignalwerten (AP, An) oder deren Mittelwerten der ersten und zweiten Halbwelle die Differenz ermittelt.
3. Meßverstärkervorrichtung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Umsetzer eine Abtastfrequenz (fA) aufweist, mit der für jede Halbwelle mindestens zwei oder mehrere Meßwerte (Api, Ap2, Ap3, Ap4 ; Am, An2 , An3, An ) erfaßbar sind, wobei zur Differenzbildung von der nachfolgenden Rechenschaltung 5 nur ein oder mehrere Meßsignalwerte jeder Halbwelle nach dem Einschwingvorgang periodisch ausgewählt werden.
4. Meßverstärkervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschal - tung für einen vorgegebenen Meßzeitraum einer oder mehrerer Periodenlängen mehrere aufeinanderfolgende Meßwerte (Apι, Ap2, Ap3, Ap4; Anl , An2 , An3 , An4) aufsummiert oder deren Mittelwerte bildet.
5. Meßverstärkervorrichtung Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Auswertevorrichtung als Vergleichsmittel eine Komparatorschaltung (7) aufweist, die das modulierte Meßsignal (Um) mit einem phasensynchronen Dreieck oder Sägezahn als Bezugssignal (UD) zur Trägerfrequenz (UB) vergleicht, wobei das periodische Bezugssignal (UD) mindestens die doppelte Frequenz (2fτ) oder ein Vielfaches (2fτ • n) davon in Bezug auf die Trägerfrequenz (fτ) aufweist .
6. Meßverstärkervorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß die Vergleichsmittel (7) aus dem modulierten Meßsignal (Um) jeder Halbwelle mindestens ein puls- breitenmoduliertes Signal (UKp, UKΠ) bilden und mittels der Rechenschaltung (5) aus den Pulsbreiten jeder Halb- welle einer Rechteckperiode (T) deren Differenzwert bzw. aus mehreren Perioden deren Summen- oder Mittewerte bildet .
7. Meßverstärkervorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet , daß die Auswertevorrichtung als Ver- gleichsmittel nach dem Komparator (7) mindestens noch drei Nand-Gatter (8, 9, 10) enthält, durch die die puls- breitenmodulierten Signale (UKp, Uκn) mi den Rechteckträgersignalen (UB) verglichen werden und in der Rechen- Schaltung (5) mittels einer oder mehrerer Zählvorrichtungen (5) ein Differenzwert gebildet wird.
8. Meßverstärkervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswertevorrichtung als Vergleichsmit- tel eine Komparatorschaltung (7) aufweist, die das modulierte Meßsignal (Um) mit einer phasensynchronen Dreieckspannung (UD) als Bezugssignal vergleicht, wobei das Bezugssignal die gleiche Frequenz wie der Träger aufweist.
9. Meßverstärkervorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswertevorrichtung als Vergleichsmittel nach dem Komparator (7) noch ein exklusives And-, Nand-, Or- oder Nor-Gatter aufweist, das die pulsmodulierten Ausgangssignale (Uκ) des Komparators (7) mit dem Trägersignal (UB) vergleicht und deren Ausgangspulse (Ux) einer Rechenschaltung (5) zuführt, die mindestens aus den Pulsen (UX) einer Trägerfrequenzperiode (T) die Differenz bildet und/oder aus den Differenzwerten (Ux) mehrerer Perioden (T) einen Mittelwert errechnet.
10. Meßverfahren mit einer der Vorrichtungen nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Aufnehmerbrückenschaltung (1) zur Speisung mit einer Rechteckwechselspannung (ÜB) beaufschlagt wird, wodurch ein modulierter Meßwert (Um) erfaßbar ist, der nachfolgend verstärkt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenwerte (Ap, An) der modulierten Meßsignale (Um) über mindestens eine Trägerfrequenzperiodenlänge (T) erfaßt oder mit einem Referenzsignal (UD) verglichen werden, wobei das Referenzsignal die gleiche Frequenz (fo=fτ) oder eine Vielfache (fD = fτ • n) der Trägerfrequenz (fτ) besitzt, und aus den Abtast- (Ap, An) oder Vergleichswerten (UKp, UKn) jeder Halbwelle einer Trägerperiode (T) die Differenz gebildet wird.
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