EP1494505A2 - Verfahren und Einrichtung zur Leistungsregulierung von Induktionskochherden - Google Patents

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EP1494505A2
EP1494505A2 EP04405263A EP04405263A EP1494505A2 EP 1494505 A2 EP1494505 A2 EP 1494505A2 EP 04405263 A EP04405263 A EP 04405263A EP 04405263 A EP04405263 A EP 04405263A EP 1494505 A2 EP1494505 A2 EP 1494505A2
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EP
European Patent Office
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inductor
energy
control
period
tmax
Prior art date
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EP04405263A
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EP1494505A3 (de
EP1494505B1 (de
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Heinrich Weder
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Elatronic AG
Original Assignee
Elatronic AG
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Publication date
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Publication of EP1494505A3 publication Critical patent/EP1494505A3/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like
    • H05B6/065—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like using coordinated control of multiple induction coils

Definitions

  • the present invention relates to a method for power regulation of Induction hobs with at least one hob, each one of them Cooking points has an inductor, and a means for implementation this procedure.
  • a cooking device generally has at least two juxtaposed Induction hotplates, each of which includes an inductor.
  • the heating or heating of the Gefässes with the food is known by induction of eddy currents in a vessel.
  • One of the basic conditions for the induction of eddy currents in the vessel is an electromagnetic alternating field.
  • This is in the cooking area an induction cooker by means of a time-varying electrical Power generated by the cooking area inductor, which is one of the constituents represents an electrical resonant circuit.
  • This resonant circuit is stimulated by a clock source and he generates the for the induction of eddy currents in the vessel necessary alternating current.
  • the cooking or cooking operations require that different amounts be supplied by energy to the adjacent cooking vessels. Therefore, known induction cookers also have the option of Control the amount of energy supplied to the cooking vessels.
  • These Power control can basically be done in two ways. On the one hand, the power control or regulation by changes in the Frequency of the current flowing in the inductor resonant circuit electrical current achieved become. The range of these frequencies is usually between 22KHz and 45KHz, i. in an area which is above the audible range Frequencies lies. On the other hand, the power control or Regulation by changes in the duration or length or width of the by the Inducer flowing current pulses can be effected.
  • the object of the present invention is the mentioned disadvantage as well still eliminate other disadvantages of the known induction cookers.
  • Fig. 1 shows schematically and in plan view an induction hob 1, which suitable for carrying out the present process.
  • This stove has a stove plate 2, which in the case shown in Fig. 1 four induction cookers 3 are assigned.
  • the respective hob 3 includes an induction hotplate 5.
  • the induction hotplate 5 includes an inductor 13 ( Figure 2), which is located on a base plate 12, wherein the inductor 13 of the bottom the stove plate 2 is assigned in a manner known per se.
  • the inductor 13 is wound from a strand of copper, for example.
  • the base plate 12 is preferably made of a heat-resistant material, such as for example, ceramic.
  • the respective cooking point 3 further comprises a drive device or a power source 4 for the induction hotplate 5 ( Figure 2).
  • This driving device 4 includes an inverter 8 and a control device 9 for the Inverter 8.
  • the inductor 13 of each of the juxtaposed Hobs 3 is connected to its own and controllable source 4, from which the inductor 13 can be energized.
  • control device 9 is inter alia a microprocessor 10, in which among other programs can be stored, which the Course of the respectively applied cooking. or cooking process can control.
  • the operation of the microprocessor 10 can only by means of a in Fig. 2 schematically indicated control device 23 are influenced.
  • These Device 23 includes, among other things, a component above which values for the desired cooking by the operator to be entered can.
  • Corresponding keypads are available on the market and they belong to the state of the art. As a rule, potentiometers or tiptasts used with an electronic control logic for such function.
  • microprocessor 10 with a technical interface 24 for the Connection of other devices (not shown) provided by which the microprocessor 10 can be programmed, for example.
  • the technical Interface 24 is designed as a bidirectional communication interface. This interface can conform to a valid standard such as RS-232, RS-485, Ethernet, USB or similar work.
  • RS-232, RS-485, Ethernet, USB or similar work can conform to a valid standard such as RS-232, RS-485, Ethernet, USB or similar work.
  • Control lines available via which synchronization points, Alarm signals or control signals of the method can be queried.
  • the microprocessor 10 is connected via a control bus 22 to a device 20 for Processing of the output from the microprocessor 10 control signals connected.
  • the signal processing device 20 may be a standard module be executed in which a custom electronic circuit is programmed. Preference is given to a PGA or it may be an equivalent Block be used. This processing device 20 is via control lines 7A and 7B with the corresponding inputs A and B of the inverter 8 connected.
  • the inverter 8 provides a controlled power level of the present device This means that the inverter 8 the current flow through the inductor 13th due to the pulses supplied to it by the microprocessor 10 can control.
  • the induction coil 13 and the capacitor 15 and 16 are designed so that the parameters the same are not changeable. These parameters are chosen that the resonant frequency of this resonant circuit for all areas of power regulation well below the working frequency of 22kHz of the present submission is.
  • the resonant frequency of the resonant circuit can in Range between 16 and 20 kHz.
  • the inductor 13 thus provides a central Part of the inverter 8, by means of which energy to the cooking vessels 6 can be transmitted.
  • the inductor resonant circuit is similar to a bridge educated.
  • One of the branches of this bridge is the series-connected capacitors 15 and 16.
  • the free electrode of the first capacitor 15 is on the positive terminal of a source DC is connected to the supply voltage.
  • the free electrode of the other capacitors 16 is connected to the negative Terminal of the source DC of the supply voltage connected.
  • the opposite branch of the bridge form two series-connected power switching elements 25 and 26, which also belong to the resonant circuit and which are transistors in the illustrated case.
  • the collector of the first Transistor 25 is in the illustrated case to the positive terminal of the voltage source DC connected.
  • At the base of this first transistor 25 is the first and the signal processing device 20 incoming control line 7A connected.
  • the emitter of this first transistor 25 is connected to the collector of the second transistor 26 connected.
  • To the base of this second transistor 26 is the second and incoming from the signal processing device 20 Control line 7B connected.
  • the emitter of this second transistor 26 is connected to the negative terminal of the voltage source DC.
  • the series-connected capacitors 15 and 16 have a tapping point 18, which between the interconnected electrodes of the capacitors 15 and 16 lies. At this center tap point 18 is one of the ends or connecting conductor 14 of the inductor coil 13 connected. Between the emitter of the first power semiconductor 25 and the collector of the second Power semiconductor 26 is another point 19 available. At this Center tap point 19 is the second end and the second connection conductor 17, respectively the inductor coil 13 connected.
  • the power semiconductors 25 and 26 designed as bipolar transistors. In particular, however Also versions with related power semiconductors conceivable, such e.g. IGBTs (Insulated gate bipolar transistors), MOS-FET transistors, thyristors, GTO's and triacs.
  • inverter 8 In the inverter 8 are further sensors for temperature monitoring of Power electronics and the vessel 6 and devices for measuring the Current through the inductor 13 and the current performance of the inductor 5 integrated (not shown). Those supplied by these monitors Results are returned to the microprocessor 10 via the test leads 11.
  • These measuring leads 11 are signal lines connecting the inverter 8 connect to the microprocessor 10 and which are designed so that either digital or analog measurements from the inverter 8 in the microprocessor 10 can be transmitted.
  • These signal lines 11 can be dedicated Wires and a digital control bus include.
  • the supply of the respective inductor 13 with energy is pulse-like and periodically. This means that energy the inductor 13 in the form of pulses is fed and that these pulses within successive or repetitive periods or time windows.
  • This situation is in Fig. 3, 4 and 5 illustrated by diagrams.
  • On the X-axis of each Chart is plotted time t.
  • the individual periods or Time windows of the energy supply to the inductors 13 are superimposed in all three lying Fig. 3 to 5 by means of perpendicular to the X-axis and superimposed lines L separated from each other.
  • a period or a time window is therefore referred to below as LL.
  • the time slots LL have the same length or width for all inductors 13. In addition, the beginnings and ends of the time windows are practically in the same Time L.
  • the length or width of the repeating time slots LL is referred to as Tmax ( Figure 4).
  • the length of the time window Tmax is at all Cooking zones 3 equal, so that the repetition frequency of the feed of the adjacent Inductors 13 with energy at all inductors 13 practically the same is.
  • the Tmax is also constant for all inductors 13, i. invariable and moreover chosen so that the length of Tmax of the period the frequency of about 22kHz. This frequency corresponds to the working frequency of about 22kHz of the inductor resonant circuit in the inverter 8.
  • the Inductors 13 of all cooking zones 3 are in this frequency or frequency with supplied with the energy pulses.
  • the actual control of the power of the inductors 13, as already done was mentioned by a pulse-like conduction of current I through the inductors 13 of the cooking zones 3 within the time slots LL.
  • the at the respective Inductor 13 delivered electrical power is not only from the Size of the current flowing through the coil 13 current I determines but also by that time period during which this current I through the coil 13th flows.
  • the time period during which the current I through the inductor 13 flows is virtually identical to that period during which the relevant controllable switch 25 and 26 in the inverter 8 is conductive. therefore the time course of the current I through the inductor 13 in connection with the time course of those pulses or those voltages A and B will be described, which control the opening of the switching elements 25 and 26.
  • the pulse A in Fig. 3 to 5 shows the time course of that control voltage US during a time slot LL, which via the line 7A to the base of first, transistor 25 is applied.
  • the drive signals A and B are practically rectangular signals.
  • the size of the control voltages US lies between 0 volts and a maximum appropriate drive voltage US, which for the operation of the switches 25 and 26 is appropriate.
  • These control pulses A and B have the same polarity.
  • the generation of the first control pulse A begins always at the beginning or shortly after the beginning of the respective time window LL or the respective period Tmax, i. at time 0 of the time window LL or shortly thereafter, regardless of how long pulses A and B last.
  • the control pulse B is generated only after the pulse A, and only after the expiration of a short period of time, which is between these two pulses and which is related to the discharge times in the switches 25 and 26.
  • Fig. 3 shows the length TA and TB of the control pulses A and B for the maximum Feeding of the inductor 13 with energy.
  • Fig. 5 shows the length TA and TB of Control pulses A and B for a minimum energization of the inductor 13 with energy.
  • Fig. 4 shows the length TA and TB of the control pulses A and B for a Average power range of the inductor 13.
  • Tmax which corresponds to the length of the time window LL.
  • the Sum S of the two durations TA and TB is always smaller than Tmax.
  • the first control pulse A makes the transistor 26 conductive and the current I flows in this case from the negative terminal DC- through this transistor 26, the center tap 19 located between the transistors 25 and 26, the coil 13, between the capacitors 15 and 16 lying center tap 18 and the capacitors 15 and 16 to the positive terminal DC + the DC voltage source DC.
  • a pulse B arrives via the line 7B to the base of the other transistor 25 and makes this conductive.
  • the current I now flows from the positive terminal DC + through this transistor 25, the transistor means tap 19, the coil 13, but now in the opposite Direction, the capacitor center tap 18 and the capacitors 15 and 16 to the negative terminal DC DC power source DC.
  • TA or TB could be practically counteracted for power regulation Go zero. However, for technical reasons, this choice does not make much sense.
  • a sum S of TA and TB is preferred, which is the period length Tmin corresponds to a frequency which is about 44 kHz.
  • the present method offers besides the advantage that the performance in each Cooking area 3 can be individually regulated, even the important advantage that the supply network for the electrical energy is not pulsed but continuous is charged. This is because the TA and TB are simultaneous and always be extended or shortened by the same amount. This is important because because the hobs 3 at their peak power several amps of electricity usually taken from the supply network.
  • the present method can also be carried out in a controlled manner, by supplying measurement signals via the measuring lines 11 to the microprocessor 10 become.
  • the microprocessor 10 controls in this case based on Measured values from the measuring lines 11, the size of the inductor current I, his Zero crossing, the timing of the switching of the control lines 7A and 7B, etc.
  • the entire cooking process can be monitored in this way and be regulated. So requires a large saucepan 6 filled with water another type of operation of the cooking area 3 as, for example, a frying pan with a fried egg. In particular, no cooking process may be started, if other metallic objects such as e.g. a fork or a Cooking spoons are on the stove.
  • An extension of the present method is that via measuring pulses the nature of the vessel 6 is continuously detected on the stove top 2.
  • the control pulses A and B for the switches 25 and 26 pulses upstream (not shown), whose length is smaller than the length of the control pulses A and B.
  • These measurement pulses arrive in the way described for the control pulses A and B to the inductor thirteenth the stove plate 2, on which the cooking vessel 6 rests. According to the texture This cooking vessel 6, the measuring pulses are influenced and such an answer then passes via one of the measuring lines 11 to the microprocessor 10, which among other things controls the operation of the inverter 8.
  • Fig. 8 two diagrams concerning this situation are superimposed played.
  • the control voltage US for the switches 25 and 26 discharged.
  • the size of this Phase shift depends on the type or quality of the vessel or on the stove top 2 located subject dependent.
  • the size of the phase shift is determined by the time difference DT between the zero crossing of Control voltage US and the zero crossing of the current IS through the inductor 13 determined. The smaller this time difference DT, the better the quality of the vessel 6, so that a cooking process by the inverter 8 are started can.
  • time difference DT is adjustable in the control device 9 Exceeds minimum limit for the quality, then is a cooking process no longer effectively possible. This, for example, because the Vessel 6 is made of a material which is not suitable for induction heating is suitable. In such a case, the control device 9 takes the inverter 8 and thus also plate 5 is not in operation or it switches the inverter 8 and thus also this hob 3 off.
  • Step responses stored in the memory of the microprocessor 10.
  • a series of temporally changeable time intervals TA respectively.
  • TB stored in the memory of the microprocessor. So can operations such as. a large heating power for searing followed by Stewing individually adapted to the food by the microprocessor and be managed
  • the information about the food, the cooking progress, etc. are about the Test leads 11 supplied to the microprocessor 10. It also external Sensors used such. an external temperature sensor 27, which in the food can be inserted and which so the status of the cooking process via a corresponding measuring line 11 to the microprocessor 10 reports.
  • the relevant parameters of the method for the different forms of the vessels and the food be changed or extended at any time.
  • the method of a foreign system such as a parent control device, from an external diagnostic device or from a workstation to diagnose, control, etc.
  • Fig. 6 shows an embodiment of a feeding device 30 for the inductor 13, when feeding it with energy from a three-phase Supply network is to be made.
  • the feeding device 30 includes, among others three phase connections L1, L2 and L3 to the supply network.
  • a rectifier 28 is connected, which is designed as a three-phase bridge rectifier. This is changing the AC voltage from the supply network in a DC voltage, which at the output terminals DC + and DC- of this feeding device 30 can appear.
  • a smoothing capacitor C Between the output terminals DC + and DC- of the three-phase bridge rectifier 28 is a smoothing capacitor C.
  • To the Output terminals DC + and DC- of the bridge rectifier 28 becomes the DC voltage tapped for the inductor 13 and by the LC resonant circuit or supplied to the inductor 13 through the bridge in the inverter 8.
  • the feeding device 30 may also be used to limit the present invention Set up the network power to be set up. These Power limitation is necessary to increase the consumption of the stove to energy as part of the energy extraction permitted during building installation to be able to hold.
  • a current measuring device is connected to one of the phase conductors L1 29, which precedes the bridge rectifier 28 is.
  • the output of the current measuring device 29 is at one of the inputs the control device 9 connected.
  • maximum allowable currents in the control device 9 are corresponding maximum allowable currents in the control device 9 as control parameters adjustable.
  • the control device 9 regulates the maximum power consumption of the inductor 13 in such a way that the maximum power received by the building installation is still permissible Value does not exceed.
  • the present device can also be powered from a single-phase network be supplied.
  • the feeder 31 has via a single-phase bridge rectifier 32, which via terminals N and L can be connected to the single-phase supply network.
  • the current measuring device 29 is in this case in the connection conductor L.
  • the method according to the invention offers, inter alia, the possibility that the size of the power of the individual hobs 3 in an induction cooker 1 can be controlled simultaneously and individually, without being audible and usually due to interference between adjacent inductors 13 caused noises, such as whistling, arise. consequently may be arranged side by side cooking zones 3 in an induction cooker 1 operated with different services, without the mentioned Noises arise.
  • the present method offers under other benefits that the power grid for electrical energy without Power surges is charged and that the cooking process is uniform.
  • the Method can also be applied in the case when as supply voltage for the inverter 8 is intended to serve a multi-phase AC voltage.

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Abstract

Das Verfahren dient zur Leistungsregulierung eines Induktionskochherdes mit Kochstellen (3), wobei jede dieser Kochstellen (3) einen Induktor (13) aufweist. Die einzelnen Induktoren (13) werden aus autonomen, d.h. einzelnen, voneinander getrennten, an den jeweiligen Induktor (13) angeschlossenen und nur diesem gehörenden steuerbaren Quellen (4) während aufeinander folgenden Perioden (LL) mit Energie versorgt. Die Dauer (Tmax) der Perioden der Ansteuerung ist bei allen Induktoren (13) praktisch gleich gross. Die Energie wird zum jeweiligen Induktor (13) als eine Folge aus gleich langen Impulsen (A,B) innerhalb einer der Perioden (LL) geliefert wird. Die Steuerung der Menge der dem jeweiligen Induktor (3) während einer Periode (LL) zugeführten Energie wird durch gleich grosse Änderungen der Länge der Steuerimpulse (A,B) durchgeführt.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Leistungsregulierung von Induktionskochherden mit mindestens einer Kochstelle, wobei jede dieser Kochstellen einen Induktor aufweist, sowie eine Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens.
Eine Kocheinrichtung weist im allgemeinen zumindest zwei nebeneinander angeordnete Induktionskochplatten auf, von welchen je eine einen Induktor umfasst. Bei einem Induktionskochherd erfolgt die Erwärmung oder Erhitzung des Gefässes mit dem Gargut bekanntlich durch Induktion von Wirbelströmen in einem Gefäss. Eine der Grundbedingungen für die Induktion von Wirbelströmen im Gefäss ist ein elektromagnetisches Wechselfeld. Dieses wird in der Kochstelle eines Induktionskochherdes mittels einem sich zeitlich ändernden elektrischen Strom durch den Kochstelleninduktor erzeugt, welcher einen der Bestandteile eines elektrischen Schwingkreises darstellt. Dieser Schwingkreis wird durch eine Taktquelle angeregt und er erzeugt den für die Induktion von Wirbelströmen im Gefäss notwendigen Wechselstrom.
Die Koch- bzw. Garvorgänge erfordern, dass unterschiedlich grosse Mengen von Energie den nebeneinander stehenden Kochgefässen zugeführt werden. Deswegen weisen bekannte Induktionskocherde auch die Möglichkeit einer Steuerung der Menge der den Kochgefässen zugeführten Energie auf. Diese Leistungssteuerung bzw.- Regelung kann grundsätzlich auf zwei Arten erfolgen. Zum einen kann die Leistungssteuerung bzw. -regelung durch Änderungen der Frequenz des im Induktor-Schwingkreis fliessenden elektrischen Stromes erreicht werden. Der Bereich dieser Frequenzen liegt meistens zwischen 22KHz und 45KHz, d.h. in einem Bereich, welcher oberhalb des Bereiches der hörbaren Frequenzen liegt. Zum anderen kann die Leistungssteuerung bzw. - regelung durch Änderungen der Dauer bzw. Länge bzw. Breite der durch den Induktor fliessenden Stromimpulse bewirkt werden.
Während des Betriebes der vorbekannten Kochherde kommt es oft vor, dass je ein Kochtopf auf dem jeweiligen Induktor steht, wobei diese Induktoren aus einer gemeinsamen Energiequelle gespeist werden. Wenn die Leistung der einzelnen Kochstellen durch Änderung der Frequenz des durch die Schwingkreise fliessenden Stromes gesteuert wird, dann können sich die Frequenzen der Induktoren in den benachbarten Kochstellen voneinander subtrahieren, sodass ein hörbarer und sehr unangenehmer Pfeifton entstehen kann.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, den genannten Nachteil sowie noch weitere Nachteile der bekannten Induktionskochherde zu beseitigen.
Diese Aufgabe wird beim Verfahren der eingangs genannten Gattung in der Weise gelöst, wie dies im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 definiert ist.
Die genannte Aufgabe wird auch durch eine Einrichtung gelöst, welche im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 5 definiert ist.
Nachstehend werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
  • Fig. 1 in einer Draufsicht und schematisch einen Induktionskochherd mit vier Induktionskochstellen,
  • Fig. 2 eine erste Ausführung einer der Kochstellen gemäss Fig. 1 mit einem Induktor,
  • Fig. 3 ein Diagramm, welches die Ansteuerung der Speisung des Induktors bei voller Leistung zeigt,
  • Fig. 4 ein Diagramm, welches die Ansteuerung der Speisung des Induktors bei einer mittleren Leistung zeigt,
  • Fig. 5 ein Diagramm, welches die Ansteuerung der Speisung des Induktors bei einer niedrigen Leistung zeigt,
  • Fig. 6 ein Schaltschema einer Speisung der vorliegenden Einrichtung aus einem dreiphasigen Versorgungsnetz,
  • Fig. 7 ein Schaltschema einer Speisung der vorliegenden Einrichtung aus einem einphasigen Versorgungsnetz und
  • Fig. 8 ein zeitliches Verhalten von Spannung und Strom im Induktor für eine gegebene Güte eines auf dem Induktor aufgestellten Gefässes.
    • Fig. 1 zeigt schematisch und in Draufsicht einen Induktionskochherd 1, welcher zur Durchführung des vorliegenden Verfahrens geeignet ist. Dieser Kochherd besitzt eine Herdplatte 2, welcher im in Fig. 1 dargestellten Fall vier Induktionskochstellen 3 zugeordnet sind. Die jeweilige Kochstelle 3 umfasst eine Induktionskochplatte 5. Zur Induktionskochplatte 5 gehört ein Induktor 13 (Fig. 2), welcher sich auf einer Grundplatte 12 befindet, wobei der Induktor 13 der Unterseite der Herdplatte 2 in einer an sich bekannten Weise zugeordnet ist. Der Induktor 13 ist aus einer Litze gewickelt, welche beispielsweise aus Kupfer ist. Die Grundplatte 12 ist vorzugsweise aus einem hitzebeständigen Material, wie beispielsweise aus Keramik.
    Die jeweilige Kochstelle 3 umfasst ferner eine Ansteuerungsvorrichtung bzw. eine Energiequelle 4 für die Induktionskochplatte 5 (Fig. 2). Diese Ansteuerungsvorrichtung 4 enthält einen Inverter 8 und eine Regelvorrichtung 9 für den Inverter 8. Der Induktor 13 der jeweiligen der nebeneinander angeordneten Kochstellen 3 ist an eine eigene und steuerbare Quelle 4 angeschlossen, aus welcher der Induktor 13 mit Energie versorgt werden kann.
    In der Regelvorrichtung 9 befindet sich unter anderem ein Mikroprozessor 10, in welchem unter anderem Programme gespeichert sein können, welche den Verlauf des jeweils angewandten Gar-. bzw. Kochverfahrens steuern können. Die Arbeitsweise des Mikroprozessors 10 kann mit Hilfe einer in Fig. 2 nur schematisch angedeuteten Bedienvorrichtung 23 beeinflusst werden. Diese Vorrichtung 23 umfasst unter anderem einen Bestandteil, über welchen Werte für den gewünschten Garvorgang vom Bedienungspersonal eingegeben werden können. Entsprechende Bedienteile sind auf dem Markt erhältlich und sie gehören zum Stand der Technik. In der Regel werden Potentiometer oder Tiptasten mit einer elektronischen Ansteuerungslogik für solche Funktion eingesetzt.
    Ferner ist der Mikroprozessor 10 mit einer technischen Schnittstelle 24 für den Anschluss weiterer Geräte (nicht dargestellt) versehen, durch welche der Mikroprozessor 10 beispielsweise programmiert werden kann. Die technische Schnittstelle 24 ist als eine bidirektionale Kommunikationsschnittstelle ausgebildet. Diese Schnittstelle kann nach einem gültigen Standard wie RS-232, RS-485, Ethernet, USB oder ähnlichem funktionieren. Zusätzlich stehen noch proprietäre Steuerleitungen zur Verfügung, über welche Synchronisationspunkte, Alarmsignale oder Steuersignale des Verfahrens abgefragt werden können.
    Der Mikroprozessor 10 ist über einen Steuerbus 22 mit einer Vorrichtung 20 zur Aufarbeitung der vom Mikroprozessor 10 abgegebenen Steuersignale verbunden. Die Signal-Aufarbeitungsvorrichtung 20 kann als ein Standardbaustein ausgeführt sein, in welchem eine kundenspezifische elektronische Schaltung programmiert ist. Bevorzugt wird dabei ein PGA oder es kann ein äquivalenter Baustein verwendet werden. Diese Aufarbeitungsvorrichtung 20 ist über Steuerleitungen 7A und 7B mit den entsprechenden Eingängen A und B des Inverters 8 verbunden.
    Vom Inverter 8, an welchen andererseits der Induktor 13 angeschlossen ist, führen Leitungen 11 zum Mikroprozessor 10 zurück, auf welchen Messdaten vom Inverter 8 sowie vom Induktor 13 zum Mikroprozessor 10 übertragen werden können. Diese Daten können dem Mikroprozessor 10 Auskunft über die Bedingungen des Betriebes der vorliegenden Einrichtung anhand von entsprechenden Daten liefern.
    Der Inverter 8 stellt eine gesteuerte Leistungsstufe der vorliegenden Einrichtung dar. Dies bedeutet, dass der Inverter 8 den Stromfluss durch den Induktor 13 aufgrund der ihm vom Mikroprozessor 10 zugeleiteten Impulse steuern kann. Der Induktor 13, welcher als eine Spule ausgeführt ist, bildet zusammen mit zumindest einem Kondensator 15 bzw. 16 einen Schwingkreis. Die Induktionsspule 13 und der Kondensator 15 bzw. 16 sind so ausgeführt, dass die Parameter derselben nicht veränderbar sind. Diese Parameter sind so gewählt, dass die Resonanzfrequenz dieses Schwingkreises für alle Bereiche der Leistungsregulierung deutlich unterhalb der Arbeitsfrequenz von 22kHz der vorliegenden Einreichung liegt. Die Resonanzfrequenz des Schwingkreises kann im Bereich zwischen 16 und 20 kHz liegen. Der Induktor 13 stellt somit einen zentralen Bestandteil des Inverters 8 dar, mittels welchem Energie an die Kochgefässe 6 übertragen werden kann.
    Im in Fig. 2 dargestellten Beispiel ist der Induktor-Schwingkreis brückenähnlich ausgebildet. Einer der Äste dieser Brücke bilden die in Serie geschalteten Kondensatoren 15 und 16. Die freie Elektrode des ersten Kondensators 15 ist an die positive Klemme einer Quelle DC der Versorgungsspannung angeschlossen. Die freie Elektrode des anderen Kondensatoren 16 ist an die negative Klemme der Quelle DC der Versorgungsspannung angeschlossen.
    Den gegenüberliegenden Ast der Brücke bilden zwei in Serie geschaltete Leistungsschaltelemente 25 und 26, welche ebenfalls zum Schwingkreis gehören und welche im dargestellten Fall Transistoren sind. Der Kollektor des ersten Transistors 25 ist im dargestellten Fall an die positive Klemme der Spannungsquelle DC angeschlossen. An die Basis dieses ersten Transistors 25 ist die erste und von der Signal-Aufarbeitungsvorrichtung 20 ankommende Steuerleitung 7A angeschlossen. Der Emitor dieses ersten Transistors 25 ist an den Kollektor des zweiten Transistors 26 angeschlossen. An die Basis dieses zweiten Transistors 26 ist die zweite und von der Signal-Aufarbeitungsvorrichtung 20 ankommende Steuerleitung 7B angeschlossen. Der Emitor dieses zweiten Transistors 26 ist an die negative Klemme der Spannungsquelle DC angeschlossen.
    Die in Serie verbundenen Kondensatoren 15 und 16 weisen einen Abgriffspunkt 18 auf, welcher zwischen den miteinander verbundenen Elektroden der Kondensatoren 15 und 16 liegt. An diesen Mittelabgriffspunkt 18 ist eines der Enden bzw. Anschlussleiter 14 der Induktorspule 13 angeschlossen. Zwischen dem Emitter des ersten Leistungshalbleiter 25 und dem Kollektor des zweiten Leistungshalbleiters 26 ist ein weiterer Angriffspunkt 19 vorhanden. An diesen Mittelabgriffspunkt 19 ist das zweite Ende bzw. der zweite Anschlussleiter 17 der Induktorspule 13 angeschlossen. Im dargestellten Fall sind die Leistungshalbleiter 25 und 26 als Bipolar-Transistoren ausgeführt. Insbesondere sind jedoch auch Ausführungen mit artverwandten Leistungshalbleitern denkbar, wie z.B. IGBTs (Insulated gate bipolar transistors), MOS-FET-Transistoren, Thyristoren, GTO's und Triacs.
    Im Inverter 8 sind des weiteren Sensoren für die Temperaturüberwachung der Leistungselektronik und des Gefässes 6 sowie Vorrichtungen zur Messung des Stromes durch den Induktor 13 und der aktuellen Leistung des Induktors 5 integriert (nicht dargestellt). Die durch diese Überwachungsvorrichtungen gelieferten Resultate werden über die Messleitungen 11 zum Mikroprozessor 10 zurückgeführt. Diese Messleitungen 11 sind Signalleitungen, welche den Inverter 8 mit dem Mikroprozessor 10 verbinden und die so ausgeführt sind, dass entweder digitale oder analoge Messwerte aus dem Inverter 8 in den Mikroprozessor 10 übertragen werden können. Diese Signalleitungen 11 können dedizierte Drahtleitungen und einen digitalen Steuerbus umfassen.
    Die Versorgung des jeweiligen Induktors 13 mit Energie erfolgt impulsartig und periodisch. Dies bedeutet, dass Energie dem Induktor 13 in Form von Impulsen zugeführt wird und dass diese Impulse innerhalb aufeinander folgenden bzw. sich wiederholenden Perioden bzw. Zeitfenstern liegen. Diese Situation ist in Fig. 3, 4 und 5 anhand von Diagrammen dargestellt. Auf der X-Achse des jeweiligen Diagramms ist die Zeit t aufgetragen. Die einzelnen Perioden bzw. Zeitfenster der Energiezuleitung zu den Induktoren 13 sind in allen drei übereinander liegenden Fig. 3 bis 5 mit Hilfe von zur X-Achse senkrecht stehenden und übereinander liegenden Linien L voneinander getrennt. Eine Periode bzw. ein Zeitfenster wird im Nachstehenden daher mit LL bezeichnet.
    Die Zeitfenster LL weisen für alle Induktoren 13 dieselbe Länge bzw. Breite auf. Ausserdem liegen die Anfänge bzw. Enden der Zeitfenster praktisch in demselben Zeitpunkt L. Die Länge bzw. Breite der sich wiederholenden Zeitfenster LL wird als Tmax (Fig. 4) bezeichnet. Die Länge des Zeitfensters Tmax ist bei allen Kochstellen 3 gleich, sodass die Wiederholungsfrequenz der Speisung der benachbarten Induktoren 13 mit Energie bei allen Induktoren 13 praktisch dieselbe ist. Die Tmax ist für allen Induktoren 13 ausserdem auch konstant, d.h. unveränderlich, und zudem noch so gewählt, dass die Länge von Tmax der Periode der Frequenz von etwa 22kHz entspricht. Diese Frequenz entspricht der Arbeitsfrequenz von etwa 22kHz des Induktor-Schwingkreises im Inverter 8. Die Induktoren 13 aller Kochstellen 3 werden in dieser Häufigkeit bzw. Frequenz mit den Energieimpulsen versorgt.
    Die Verwendung der genannten Arbeitsfrequenz bzw. der genannten Häufigkeit der impulsartigen Zuführung von Energie zu den Induktoren 13 schafft Voraussetzungen dafür, dass der jeweilige Inverter 8 die diesem zugeordnete Induktionsspule 13 mit maximaler Menge von Energie versorgen kann. Dies deswegen, weil der praktisch grösstmögliche und noch zulässige elektrische Strom bei der genannten Arbeitsfrequenz durch den Induktor-Schwingkreis fliessen kann. Bei diesem Verfahren werden störende Pfeiftöne deswegen eliminiert, weil alle Induktoren 13 in einem Kochherd mit derselben Häufigkeit gesteuert werden. Die Taktgeneratoren der einzelnen Energiequellen 4, welche einen der Bestandteile des Mikroprozessors 10 darstellen können, arbeiten somit auf im wesentlichen derselben Frequenz. Sie brauchen jedoch nicht miteinander synchronisiert zu sein. Denn wenn es dennoch Differenzfrequenzen zwischen zwei benachbarten Induktoren 13 geben sollte, dann würde die Frequenz dieser Töne im Bereich von etwa 2Hz liegen. Solche Töne liegen unterhalb der Hörschwelle des Menschen, sodass man solche Töne gar nicht hören würde.
    Die eigentliche Steuerung der Leistung der Induktoren 13 erfolgt, wie dies bereits erwähnt wurde, durch eine impulsartige Leitung von Strom I durch die Induktoren 13 der Kochstellen 3 innerhalb der Zeitfenster LL. Die an den jeweiligen Induktor 13 abgegebene elektrische Leistung ist dabei nicht nur von der Grösse des durch die Spule 13 fliessenden Stromes I bestimmt sondern auch durch jene Zeitspanne, während welcher dieser Strom I durch die Spule 13 fliesst. Die Zeitspanne, während welcher der Strom I durch den Induktor 13 fliesst, ist praktisch identisch mit jener Zeitspanne, während welcher der betreffende steuerbare Schalter 25 bzw. 26 im Inverter 8 leitend ist. Deswegen kann der zeitliche Verlauf des Stromes I durch den Induktor 13 im Zusammenhang mit de zeitlichen Verlauf jener Impulse bzw. jener Spannungen A und B beschrieben werden, welche das Öffnen der Schaltelemente 25 und 26 steuern. Auf der Y-Achse der Diagramme in Fig. 3 bis 5 ist die Grösse jener Spannung US ausgetragen, welche das Öffnen der Transistoren 25 und 26 steuert. Unter anderem auch die Parameter des Inverters 8 bestimmen dann, wie gross der Strom I ist, welcher während der Zeitspanne TA und TB durch den Induktor 13 fliesst, nachdem der betreffende Schalter 25 bzw. 26 leitend gemacht worden ist. Der Verlauf der dem Induktor 13 zugeführten Leistung ist in Fig. 5 mit der Linie W dargestellt. In Fig. 3 und 4 könnten entsprechende Linien W eingezeichnet sein. Der Strom I kann während der Zeitspannen TA und TB im vorliegenden Fall einen konstanten Wert haben.
    Der Impuls A in Fig. 3 bis 5 zeigt den zeitlichen Verlauf jener Steuerspannung US während einem Zeitfenster LL, welche über die Leitung 7A an die Basis des erstens Transistors 25 angelegt wird. Der Impuls B in Fig. 3 bis 5, welcher auf den ersten Impuls A folgt, zeigt den zeitlichen Verlauf jener Steuerspannung US während einem Zeitfenster LL, welche über die Leitung 7B an die Basis des zweiten Transistors 26 angelegt wird. Die Ansteuerungssignale A und B sind praktisch Rechtecksignale. Die Grösse der Steuerspannungen US liegt zwischen 0 Volt und einer maximalen zweckmässigen Ansteuerspannung US, welche für den Betrieb der Schalter 25 und 26 zweckmässig ist. Diese Steuerimpulse A und B haben dieselbe Polarität.
    Die Zeitdauern TA und TB der Steuersignale A und B, welche während einem Zeitfenster LL bzw. Tmax dem Inverter 8 zugeführt werden, bleiben sich im vorliegenden Verfahren einander immer gleich, und zwar unabhängig von der absoluten Länge der Zeitdauer TA und TB. D.h., wenn die Länge eines der Impulse A bzw. B um einen bestimmten Betrag verlängert oder verkürzt wird, dann wird die Länge des anderen Steuerimpulses B bzw. A um denselben Betrag ebenfalls verlängert oder verkürzt. Dabei gilt, dass dem Induktor um so mehr elektrische Energie zugeführt wird, je länger die Zeiten TA und TB der Impulse A und B sind, und umgekehrt.
    Zweckmässigerweise beginnt die Generierung des ersten Steuerimpulses A immer am Anfang oder kurz nach dem Anfang des jeweiligen Zeitfensters LL bzw. der jeweiligen Periode Tmax, d.h. im Zeitpunkt 0 des Zeitfensters LL oder kurz danach, und zwar unabhängig davon, wie lang die Impulse A und B dauern. Der Steuerimpuls B wird erst nach dem Impuls A generiert, und zwar erst nach dem Ablauf einer kurzen Zeitspanne, welche zwischen diesen zwei Impulsen liegt und welche mit den Entladezeiten in den Schaltern 25 und 26 zusammenhängt.
    Fig. 3 zeigt die Länge TA und TB der Steuerimpulse A und B für die maximale Speisung des Induktors 13 mit Energie. Fig. 5 zeigt die Länge TA und TB der Steuerimpulse A und B für eine minimale Speisung des Induktors 13 mit Energie. Fig. 4 zeigt die Länge TA und TB der Steuerimpulse A und B für einen mittleren Leistungsbereich des Induktors 13. Jede der Zeitdauern TA bzw. TB ist kleiner als Tmax, welche der Länge des Zeitfensters LL entspricht. Die Summe S aus den beiden Zeitdauern TA und TB ist immer kleiner als Tmax.
    Wenn die Summe S aus TA und TB kleiner ist als Tmax (Fig. 4 und 5), dann ergibt sich daraus eine Differenzzeit Tdif zwischen dem Ende der genannten Summe S, d.h. zwischen dem Ende des zweiten Steuerimpulses B und der Tmax. (Fig. 4). Während dieser Tdif fliesst kein Strom durch den Induktor 13. Durch eine Variierung des Verhältnisses zwischen der Länge der Summe S und der Länge der Tdif kann die Leistung des Induktors 13 variiert werden. Je höher die an die Spule 13 abgegeben Leistung sein soll, um so breiter werden die Steuerimpulse A und B gemacht und um so kürzer wird die Tdif, bis die Tdif bei der maximalen Leistung des Induktors 13 beinahe 0 ist (Fig. 3). In diesem Fall gleicht die Summe S der Zeitintervalle TA + TB praktisch der Tmax bzw. der Länge des Zeitfensters LL.
    Der erste Steuerimpuls A macht den Transistor 26 leitend und der Strom I fliesst in diesem Fall von der Minusklemme DC- durch diesen Transistor 26, den zwischen den Transistoren 25 und 26 liegenden Mittelabgriff 19, die Spule 13, den zwischen den Kondensatoren 15 und 16 liegenden Mittelabgriff 18 und die Kondensatoren 15 und 16 zur Plusklemme DC+ der Gleichspannungsquelle DC. Mit einer bestimmten und erforderlichen Verzögerung gelangt ein Impuls B über die Leitung 7B zur Basis des anderen Transistors 25 und macht diesen leitend. Der Strom I fliesst jetzt von der Plusklemme DC+ durch diesen Transistor 25, den Transistormittelabgriff 19, die Spule 13, jetzt allerdings in der entgegengesetzten Richtung, den Kondensatormittelabgriff 18 und die Kondensatoren 15 und 16 zur Minusklemme DC- der Gleichspannungsquelle DC.
    Die Zeitdauer TA bzw. TB könnte für die Leistungsregulierung praktisch gegen Null gehen. Allerdings ist aus technischen Gründen diese Wahl nicht sehr sinnvoll. Für die Regulierung der Leistung des Induktors 13 im Bereich der minimalen Leistungen wird eine Summe S aus TA und TB bevorzugt, welche der Periodenlänge Tmin einer Frequenz entspricht, welche bei ca. 44 kHz liegt.
    Das vorliegende Verfahren bietet neben dem Vorteil, dass die Leistung in jeder Kochstelle 3 individuell geregelt werden kann, auch den wichtigen Vorteil, dass das Zuleitungsnetz für die elektrische Energie nicht pulsartig sondern kontinuierlich belastet wird. Dies deswegen, weil die TA und TB gleichzeitig und immer um denselben Betrag verlängert oder verkürzt werden. Dies ist deswegen wichtig, weil die Kochstellen 3 bei ihren Spitzenleistungen mehrere Ampere Strom dem Versorgungsnetz normalerweise entnehmen.
    Das vorliegende Verfahren kann auch in geregelter Weise durchgeführt werden, indem Messsignale über die Messleitungen 11 dem Mikroprozessor 10 zugeleitet werden. Der Mikroprozessor 10 steuert in diesem Fall basierend auf Messwerten aus den Messleitungen 11 die Grösse des Induktorstromes I, seinen Null-Durchgang, den Zeitpunkt für die Schaltung der Steuerleitungen 7A und 7B usw. Auch der gesamte Garvorgang kann auf diese Weise überwacht und geregelt werden. So erfordert ein grosser Kochtopf 6 gefüllt mit Wasser eine andere Art wie von Betrieb der Kochstelle 3 als beispielsweise eine Bratpfanne mit einem Spiegelei. Insbesondere darf kein Garvorgang gestartet werden, wenn sich andere metallische Gegenstände wie z.B. eine Gabel oder ein Kochlöffel auf dem Herd befinden.
    Eine Erweiterung des vorliegenden Verfahrens besteht darin, dass über Messimpulse die Art des Gefässes 6 auf der Herdplatte 2 laufend detektiert wird. Zur Feststellung der Güte des Gefässes 6 werden den Steuerimpulsen A und B für die Schalter 25 und 26 Impulse (nicht dargestellt) vorgelagert, deren Länge kleiner ist als die Länge der Steuerimpulse A und B. Diese Messimpulse gelangen im für die Steuerimpulse A und B beschriebenen Weg bis zum Induktor 13 der Herdplatte 2, auf welcher das Kochgefäss 6 ruht. Entsprechend der Beschaffenheit dieses Kochgefässes 6 werden die Messimpulse beeinflusst und eine solche Antwort gelangt dann über eine der Messleitungen 11 bis zum Mikroprozessor 10, welcher unter anderem die Arbeitsweise des Inverters 8 steuert.
    In Fig. 8 sind zwei Diagramme betreffend diesen Sachverhalt übereinander wiedergegeben. Auf der y-Achse des oben liegenden Diagramms ist die Steuerspannung US für die Schalter 25 bzw. 26 ausgetragen. Auf der y-Achse des unten liegenden Diagramms ist der Strom IS durch den Induktor 13 ausgetragen. Aus Fig. 8 ist ersichtlich, dass es eine Phasenverschiebung zwischen dem Spulenstrom IS und der Steuerspannung US geben kann. Die Grösse dieser Phasenverschiebung ist von der Art bzw. Güte des Gefässes bzw. des sich auf der Herdplatte 2 befindlichen Gegenstandes abhängig. Die Grösse der Phasenverschiebung wird über die Zeitdifferenz DT zwischen dem Nulldurchgang der Steuerspannung US und dem Nulldurchgang des Stromes IS durch den Induktor 13 ermittelt. Je kleiner diese Zeitdifferenz DT ist, um so besser ist die Güte des Gefässes 6, sodass ein Garvorgang durch den Inverter 8 gestartet werden kann. Wenn Zeitdifferenz DT jedoch einen in der Regelungsvorrichtung 9 einstellbaren Mindest-Grenzwert für die Güte überschreitet, dann ist ein Garvorgang nicht mehr wirksam möglich. Dies beispielsweise deswegen, weil das Gefäss 6 aus einem Material ist, welches für die Induktionserwärmung nicht geeigent ist. In einem solchen Fall nimmt die Regelvorrichtung 9 den Inverter 8 und somit auch Platte 5 gar nicht in Betrieb oder sie schaltet den Inverter 8 und somit auch diese Kochstelle 3 aus.
    Zu diesen Auswertungszwecken ist eine Sammlung von entsprechenden Schrittantworten im Speicher des Mikroprozessors 10 gespeichert. Abhängig von den Vorgaben des Bedienteiles 9, der Beschaffenheit des Gefässes 6 und des Gargutes wird durch das Verfahren eine eigens im Speicher des Mikroprozessors vorgegebene zeitlich abhängig geregelte Leistungsregelung des Garvorganges durchgeführt. Insbesondere ist für entsprechende Kombinationen von Gefäss 6 und Gargut eine Folge von zeitlich änderbaren Zeitintervallen TA resp. TB im Speicher des Mikroprozessors gespeichert. So können auch Vorgänge wie z.B. eine grosse Heizleistung für das Anbraten mit anschliessendem Schmoren individuell an das Gargut durch den Mikroprozessor angepasst und geregelt werden
    Die Informationen über das Gargut, den Garfortschritt usw. werden über die Messleitungen 11 an den Mikroprozessor 10 geliefert. Dabei werden auch externe Sensoren eingesetzt wie z.B. ein externer Temperatursensor 27, welcher in das Gargut eingesteckt sein kann und welcher so den Status des Garvorganges über eine entsprechende Messleitung 11 an den Mikroprozessor 10 meldet.
    Über die Diagnoseschnittstelle 24 können die relevanten Parameter des Verfahrens für die unterschiedlichen Ausprägungen der Gefässe und des Gargutes jederzeit verändert oder erweitert werden. Mit dieser Schnittstelle 24 ist es möglich, das Verfahren von einem Fremdsystem, wie beispielsweise von einer übergeordneten Steuervorrichtung, von einem externen Diagnosegerät oder von einem Arbeitsplatzrechner zu diagnostizieren, zu steuern usw.
    Fig. 6 zeigt eine Ausführungsform einer Speisungsvorrichtung 30 für den Induktor 13, wenn die Speisung desselben mit Energie aus einem dreiphasigen Versorgungsnetz erfolgen soll. Die Speisungsvorrichtung 30 umfasst unter anderem drei Phasenanschlüsse L1, L2 und L3 an das Versorgungsnetz. An die drei Phasenanschlüsse L1, L2 und L3 ist ein Gleichrichter 28 angeschlossen, welcher als ein Dreiphasen-Brückengleichrichter ausgeführt ist. Dieser wandelt die Wechselspannung aus dem Versorgungsnetz in eine Gleichspannung, welche an den Ausgangsklemmen DC+ und DC- dieser Speisungsvorrichtung 30 erscheinen kann. Zwischen den Ausgangsklemmen DC+ und DC- des Dreiphasen-Brückengleichrichters 28 befindet sich ein Glättungskondensator C. An den Ausgangsklemmen DC+ und DC- des Brückengleichrichters 28 wird die Gleichspannung für den Induktor 13 abgegriffen und durch den LC-Schwingkreis bzw. durch die Brücke im Inverter 8 dem Induktor 13 zugeführt.
    Die Speisungsvorrichtung 30 kann auch zur Begrenzung der durch die vorliegende Einrichtung dem Netz entnommenen Leistung eingerichtet sein. Diese Leistungsbegrenzung ist notwendig, um den Verbrauch des Kochherd an Energie im Rahmen der bei der Gebäudeinstallation zulässigen Energieentnahme halten zu können.
    Dazu ist, wie in Fig. 6 dargestellt, an einem der Phasenleiters L1 eine Strom-Messvorrichtung 29 eingeschaltet, welche dem Brückengleichrichter 28 vorgeschaltet ist. Der Ausgang der Strom-Messvorrichtung 29 ist an einen der Eingänge der Regelungsvorrichtung 9 angeschlossen. Für eine vorgegebene Anschlussleistung sind entsprechende maximal zulässige Stromstärken in der Regelungsvorrichtung 9 als Regelungsparameter einstellbar. Die Regelungsvorrichtung 9 regelt die maximale Leistungsaufnahme des Induktors 13 derart, dass die von der Gebäudeinstallation maximal bezogene Leistung dennoch zulässigen Wert nicht überschreitet.
    Die vorliegende Einrichtung kann auch aus einem einphasigen Netz mit Energie versorgt werden. Wie dies in Fig. 7 gezeigt ist, verfügt die Speisevorrichtung 31 über einen einphasigen Brückengleichrichter 32, welcher über Anschlüsse N und L an das einphasige Versorgungsnetz anschliessbar ist. Die Strom-Messvorrichtung 29 befindet sich in diesem Fall im Anschlussleiter L.
    Das erfindungsgemässe Verfahren bietet unter anderem die Möglichkeit, dass die Grösse der Leistung der einzelnen Kochstellen 3 in einem Induktionskochherd 1 gleichzeitig und individuell gesteuert werden kann, ohne dass dabei hörbare und normalerweise durch Interferenzen zwischen benachbarten Induktoren 13 verursachten Geräusche, beispielsweise Pfeiftöne, entstehen. Folglich können nebeneinander angeordnete Kochstellen 3 in einem Induktionskochherd 1 mit unterschiedlichen Leistungen betrieben werden, ohne dass dabei die erwähnten Geräusche entstehen. Ferner bietet das vorliegende Verfahren unter anderem die Vorteile, dass das Zuleitungsnetz für elektrische Energie ohne Stromstösse belastet wird und dass der Garvorgang gleichmässig erfolgt. Das Verfahren kann auch in dem Fall angewendet werden, wenn als Speisespannung für den Inverter 8 eine mehrphasige Wechselspannung dienen soll.

    Claims (9)

    1. Verfahren zur Leistungsregulierung eines Induktionskochherdes mit zumindest einer Kochstelle (3), wobei jede dieser Kochstellen (3) einen Induktor (13) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren so ausgelegt ist, dass das Zuleitungsnetz für die Versorgung der Kochstellen (3) mit elektrischer Energie kontinuierlich belastet wird.
    2. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die einzelnen Induktoren (13) aus autonomen, d.h. einzelnen, voneinander getrennten, an den jeweiligen Induktor (13) angeschlossenen und nur diesem gehörenden steuerbaren Quellen (4) während aufeinander folgenden Perioden (LL) mit Energie versorgt werden, dass die Dauer (Tmax) der Perioden (LL) der Ansteuerung bei allen Induktoren (13) praktisch gleich gross ist, dass die Energie zum jeweiligen Induktor (13) als eine Folge aus gleich langen Impulsen (A,B) innerhalb einer der Perioden geliefert wird und dass die Steuerung der Menge der dem jeweiligen Induktor (3) während einer Periode zugeführten Energie durch gleich grosse Änderungen der Länge der Steuerimpulse (A,B) durchgeführt wird.
    3. Verfahren nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Energie zum jeweiligen Induktor (13) als ein Paar von gleich langen Impulsen (A,B) innerhalb einer Periode geliefert wird.
    4. Verfahren nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Änderungen der Länge der beiden Impulse (A,B) des jeweiligen Impulspaares gleich gross ist.
    5. Verfahren nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Steuerimpuls (A) bei allen Leistungen des Induktors (13) im Anschluss an den Anfang der Periode (Tmax) beginnt generiert zu werden.
    6. Verfahren nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge (Tmax) der Periode der Ansteuerung des Induktors (13) jener Frequenz entspricht, bei welcher der Induktor (13) mit maximaler Leistung arbeiten kann und dass diese Dauer (Tmax) für alle Leistungsstufen des Induktors (13) zumindest im wesentlichen unverändert bleibt.
    7. Verfahren nach Patentanspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge (TA;TB) des jeweiligen Impulses (A;B), welcher während einer Periode (Tmax) den Induktor (13) mit Energie speisenden Inverter (8) steuern kann, kleiner ist als die Periode (Tmax).
    8. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens gemäss Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass je eine autonome und steuerbare Energiequelle (4) an den Induktor (13) angeschlossen ist.
    9. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens gemäss Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich in zumindest einer Zuleitung zum Gleichrichter (28) eine Strom-Messvorrichtung (29) befindet, und dass dieser Messwert der Regelungsvorrichtung 9 über eine Messleitung (11) zugeführt ist.
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