EP1421675A2 - Schaltungsanordnung zum bereitstellen eines komplexwertigen lokaloszillator-signals und empfänger - Google Patents

Schaltungsanordnung zum bereitstellen eines komplexwertigen lokaloszillator-signals und empfänger

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Publication number
EP1421675A2
EP1421675A2 EP02798676A EP02798676A EP1421675A2 EP 1421675 A2 EP1421675 A2 EP 1421675A2 EP 02798676 A EP02798676 A EP 02798676A EP 02798676 A EP02798676 A EP 02798676A EP 1421675 A2 EP1421675 A2 EP 1421675A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
frequency
signal
circuit arrangement
input
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP02798676A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Christian Grewing
André HANKE
Stefan Van Waasen
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1421675A2 publication Critical patent/EP1421675A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B27/00—Generation of oscillations providing a plurality of outputs of the same frequency but differing in phase, other than merely two anti-phase outputs

Definitions

  • Circuit arrangement for providing a complex-valued local oscillator signal and receiver
  • the present invention relates to a circuit arrangement for providing a complex-valued local oscillator signal and a receiver with the circuit arrangement.
  • the intermediate frequency signal is usually present as a complex signal, which is split into an in-phase and a quadrature component that is 90 degrees out of phase with it.
  • a local oscillator signal is required, which is also a complex-value signal and two signal components that are 90 degrees out of phase with each other having.
  • phase shift of the two complex signal components of the oscillator signal for controlling the frequency converter is usually generated with the aid of a phase shifter.
  • the accuracy of this phase shift has a direct influence on the performance and quality of a mobile radio receiver, particularly with regard to the suppression of the image frequencies.
  • phase shifters are RC nightmares.
  • the phase positions of the I and Q components (in-phase and quadrature components) of the local oscillator signal are subject to greater deviations in mass production, since they are heavily dependent on process tolerances, the adaptation of the all-pass elements to one another and on parasitic capacitances.
  • Another disadvantage of Phase shift with RC all-passes is due to their frequency dependency.
  • RC all-passports require additional, powerful driver stages, which usually require a large amount of current.
  • the object of the present invention is to provide a circuit arrangement for providing a complex-valued local oscillator signal, which ensures a high accuracy of the phase shift of the signal components of 90 degrees and which has a low current requirement, and a receiver with the circuit arrangement.
  • the object with regard to the circuit arrangement is achieved with a circuit arrangement for providing a complex-valued local oscillator signal
  • - a first double mixer for frequency mixing two complex signals, with a first input pair, a second input pair and an output pair
  • - a second double mixer for frequency mixing two complex signals, with a first input pair, a second input pair and an output pair
  • a signal conditioning circuit which is coupled to the input pairs of the double mixer for driving the double mixer in such a way that a complex-value local oscillator signal with a phase shift of 90 degrees is provided at an output of the circuit arrangement which is coupled to the output pairs of the double mixer.
  • the first double mixer usually present in a circuit arrangement for providing a complex-valued local oscillator signal is supplemented according to the present principle by a second double mixer.
  • a second double mixer By suitable control of the two double mixers by means of the signal conditioning circuit, it is possible with the present principle to directly convert the frequency of a reference signal into the desired carrier frequency level of the local oscillator signal. generate with two signal components, namely an in-phase and a square component, which have an exact phase shift of 90 degrees to each other.
  • phase positions of the complex local oscillator signal is no longer dependent on tolerances of the integrated resistors or capacitors, which are usually subject to strong fluctuations in mass production processes. Another advantage is the frequency independence of the phase offset.
  • the two double mixers of the circuit arrangement according to the present principle are preferably designed as up-mixers whose output signal has a higher frequency than the input signals.
  • the double mixers are designed as image frequency suppressing mixers.
  • image frequency suppressing mixers are also referred to as so-called image rejection mixers or IR mixers.
  • Such mixers suppress the undesirable image frequencies that usually occur when frequency mixing two input signals.
  • the output pairs of the double mixers are each coupled to the output of the circuit arrangement via an adding node.
  • One adder node is preferably assigned to a double mixer.
  • the adding node links the two Outputs of the double mixer with each other in a mathematical addition.
  • the in-phase or quadrature component of the local oscillator signal provided by the present circuit arrangement can be tapped off at the output of the adding node.
  • the first input pair of the first double mixer and the first input pair of the second double mixer are connected to one another in order to supply a complex-value reference signal. Accordingly, the two double mixers, for example at their switching inputs, are supplied with the two signal components of a reference signal with a reference frequency, which is provided, for example, by a voltage-controlled oscillator.
  • Frequency mixers usually have so-called switching and so-called linear inputs, depending on their signal processing properties.
  • the second input pair of the first double mixer and the second input pair of the second double mixer are coupled to outputs of a frequency divider to which a signal with the frequency of the reference signal can be fed on the input side.
  • the frequency divider accordingly couples the reference signal input, which is preferably directly connected with the two first input pairs of the two double mixers in terms of frequency, to the second input pairs of the two double mixers.
  • low-pass filters are provided for coupling the frequency divider to the double mixer.
  • the low-pass filters are set with their cut-off frequency in such a way that higher harmonic frequencies that occur due to the frequency division are filtered out of the signal processing chain.
  • the frequency divider is designed as a flip-flop with signal outputs phase-shifted by 90 degrees.
  • the second input pair of the second double mixer is cross-coupled to the outputs of the frequency divider with respect to the second input pair of the first double mixer, an inverter being provided for coupling the second input pair of the second double mixer to an output of the frequency divider ,
  • the second input pair of the second double mixer is cross-coupled to the output of the frequency divider.
  • the connecting lines or connections of the second double mixer for guiding the two mutually orthogonal signal components are accordingly interchanged.
  • one of the usually two connecting lines between the frequency divider and the second input pair of the second double mixer is inverted. Accordingly, only one of the two signal components is inverted. This inversion can be achieved, for example, in the case of symmetrical signal routing, by interchanging the two lines for routing the symmetrical signal component of the frequency-divided signal.
  • the frequency divider is designed such that frequency division is effected by two.
  • the frequency of the reference signal is preferably two thirds of the frequency of the local oscillator signal at the output of the circuit arrangement.
  • the double mixers are therefore preferably connected to the first input pair with a complex signal with two third driven the signal output frequency and applied to their second input pairs with a frequency-divided signal which is derived from the signal with two thirds of the output frequency and whose signal frequency is one third of the output frequency.
  • a receiver is provided with a circuit arrangement according to the principle described, which has a frequency converter which is coupled with a control input to the circuit arrangement for supplying the complex local oscillator signal, the Frequency converter is designed to convert a high-frequency signal into a signal of a low-frequency position.
  • FIG. 1 shows a simplified block diagram of a first exemplary embodiment of the present circuit arrangement
  • Figure 2 shows an exemplary application of the circuit arrangement according to Figure 1 in a mobile radio transceiver.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement for providing a complex-valued local oscillator signal with an in-phase and a quadrature component orthogonal to it.
  • the circuit arrangement according to FIG. 1 is based on an upward mixing principle for generating the local oscillator frequency.
  • the circuit arrangement has a signal input E, E 'for supplying a signal with a reference frequency, a first double mixer Ml, Ml', a second double mixer M2, M2 ', a signal output A, A', which is connected to output pairs of the double mixers Ml, Ml ', M2, M2' is coupled, as well as a signal conditioning circuit 1, which couples the input E, E 'to input pairs of the double mixers Ml, Ml', M2, M2 '.
  • a voltage-controlled oscillator can be coupled to the input E, E ', from which two signal components phase-shifted by 90 degrees to one another are derived, for example by means of a simple phase shifter and an optional frequency divider.
  • the output A, A ' provides a complex signal with an in-phase and a quadrature component, with an exact phase shift of 90 degrees between the signal components, which is suitable for driving frequency converters, for example in mobile radio transmitters or receivers.
  • One of the two signal output components of the local oscillator signal is provided at the output of the addition node 2, which is connected via a driver module 3 to an output terminal A of the output A, A '.
  • the second double mixer M2' Analogous to the wiring of the first double mixer Ml, Ml ', the second double mixer M2, M2' also has an adder node 4 assigned to it, which connects the two output terminals of the mixers M2, M2 'of the second double mixer M2, M2' to one another at its inputs and whose signal output via a further driver module 5 with the other Output terminal A 'of the output A, A' of the circuit arrangement is connected.
  • the signal processing circuit 1 couples the first and the second input pair of the first and second double mixers Ml, Ml ', M2, M2' to the reference signal input E, E '.
  • the signal conditioning circuit 1 is designed such that the first input pair of the first double mixer Ml, Ml 'and the first input pair of the second double mixer M2, M2' are connected to the input E, E ', respectively.
  • the two double mixers are each fed at their first input pair a complex signal with two signal components cos (2 / 3 ⁇ T), sin (2 / 3 ⁇ T) which are phase-shifted by 90 degrees to each other.
  • a frequency divider 6 is provided, which is designed as a flip-flop module with one input and two outputs which provide two signals that are 90 degrees out of phase with each other.
  • the input of the frequency divider 6 is connected to an input terminal E of the input E, E 'of the circuit arrangement.
  • a low-pass filter 7 is connected to the two outputs of the frequency divider 6, which suppresses unwanted signal components that occur during frequency division.
  • the outputs of the low-pass filter 7 are connected to the second input pair of the first double mixer Ml, Ml 'for supplying a signal derived from the reference signal with half the reference frequency cos (l / 3 ⁇ T), sin (l / 3 ⁇ T).
  • the second double mixer is also coupled to the outputs of the low-pass filter 7 via its second input pair.
  • the signal components of the in-phase and quadrature components of the reference signal are interchanged at half the frequency with respect to the first double mixer and with regard to the signal supply to the first input pairs of the double mixer, and one of the signal components is also fed inverted, so that the signal components -sin (l / 3 ⁇ T), cos (l / 3 ⁇ T) are fed to the second double mixer at its second input pair.
  • an inverter 8 is provided which is coupled with its input to one of the low-pass filters 7 and with its output to one of the mixers M2 'of the second double mixer M2, M2'.
  • the inverter 8 can be constructed particularly simply by interchanging the two signal lines for carrying the symmetrical signal.
  • the frequency mixers form the sum and the difference of the
  • the signal control of the double mixer is as follows:
  • the first mixer Ml of the first double mixer is supplied with a signal with the frequency 2/3 ⁇ t with a cosine phase position at its switching input and the signal sin (l / 3 ⁇ t) at its linear signal input.
  • the second mixer Ml 'of the first double mixer has the signal sin (2 / 3 ⁇ t) at its switching input and the signal cos (l / 3 ⁇ t) at its linear input.
  • the signal l / 2sin ( ⁇ t) ⁇ 1 / 2sin (l / 3 ⁇ t) is thus available at the signal output of the first mixer M1, while the signal is available at the signal output of the second mixer M1 'of the first double mixer Ml 'of the first double mixer the signal l / 2sin ( ⁇ t) + l / 2sin (l / 3 ⁇ t) is provided.
  • the addition in the adder node 2 causes the signal sin (cot) to be provided at the output terminal A.
  • the mixer M2 of the second double mixer is supplied with the signal cos (2 / 3 ⁇ t) at its switching input, while its linear input with the signal cos (l / 3 ⁇ t) is acted upon.
  • a mixed signal is thus available at the output of mixer M2, which results in l / 2cos ( ⁇ t) + l / 2cos (l / 3 ⁇ t).
  • the further mixer M2 'of the second double mixer is supplied with a signal sin (2 / 3 ⁇ t) at its switching signal input and with a signal -sin (l / 3 ⁇ t) at its linear input and consequently provides a signal at its output, which is gives l / 2cos ( ⁇ t) -l / 2cos (l / 3 ⁇ t).
  • a cos ( ⁇ t) which can be tapped at the output terminal A'.
  • the circuit according to FIG. 1 offers a simple structure with a high accuracy of the phase offset of 90 degrees at the output A, A '.
  • the local oscillator signal provided at output A, A 'can preferably be used to control frequency converters with a carrier or superimposed frequency in mobile radio receivers or mobile radio transmitters.
  • the local oscillator signal is preferably suitable for mixing down a high-frequency layer into a complex intermediate-frequency plane.
  • the particularly high accuracy of the phase shift of 90 degrees that can be achieved with the present circuit enables a very precise suppression of the image frequency components in a mobile radio receiver.
  • the circuit according to FIG. 1 can also be used in a mobile radio transmitter with a complex intermediate frequency level to control a vector modulator.
  • the described implementation with two image frequency suppressing mixers offers the advantage of largely independence from production-related parameter fluctuations, such as occur with RC all-passports, of largely frequency independence the 9OGrad phase shift of the local oscillator signal and a significant power saving of at least 20 percent.
  • FIG. 2 shows a schematic, greatly simplified view of a mobile radio transceiver, in which the circuit arrangement according to FIG. 1 is used.
  • the transceiver according to FIG. 2 has a transceiver antenna 10 which is connected to a duplex unit 11 which, depending on the duplex principle used, can be designed, for example, as a duplex filter and / or as an active switch.
  • a downmixer 12 is connected to the duplex unit 11 in a reception direction of a reception branch Rx, which converts the high-frequency reception signal into an intermediate frequency signal I, Q, which is present as a complex signal.
  • the downward mixer 12 can be supplied with a complex-value local oscillator signal at a control input as a superimposition signal.
  • a functional unit 13 which corresponds to the circuit according to FIG. 1.
  • the functional unit 13 is also coupled to a vector modulator 14, which converts a signal of a low-frequency intermediate frequency level into a high-frequency position due to the control with a complex-value local oscillator signal.
  • the complex-valued carrier signal which is provided at the output A, A 'of the circuit according to FIG. 1, is modulated by the intermediate frequency signal I, Q.
  • the output of the vector modulator 14 is coupled to an input of the duplexer 11 in a transmission path Tx.
  • the performance in particular with regard to the manufacturing tolerances and the frequency independence of the phase shift in a mobile radio transmitter and mobile radio receiver, is significantly improved.
  • the construction of a receiver or transceiver with a significantly reduced power consumption is made possible.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

Es ist eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals angegeben, welche zwei Doppelmischer (M1, M1', M2, M2') umfasst, die von einer Signalaufbereitungsschaltung (1) mittels eines an einem Eingang (E, E') zuführbaren Bezugssignals so an ihren Eingangspaaren angesteuert werden, dass an den zur Frequenzumsetzung ausgelegten Doppelmischern ausgangsseitig (A, A') eine Inphase- und eine Quadratur-Komponente, welche zueinander eine exakte Phasenverschiebung von 90 Grad aufweisen und gemeinsam ein komplexwertiges Lokaloszillator-Signal bilden, bereitgestellt ist. Die Schaltungsanordnung ist bevorzugt in einem Empfänger zum Ansteuern eines Abwärts-Frequenzumsetzers (12) anwendbar. Das vorliegende Prinzip ermöglicht eine Verringerung der Abhängigkeit der Frequenzverschiebung von 90 Grad von Fertigungstoleranzen, eine verringerte Frequenzabhängigkeit der Phasenverschiebung sowie eine deutlich geringere Stromaufnahme eines Mobilfunkempfängers.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals und Empfänger
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator- Signals und einen Empfänger mit der Schaltungsanordnung.
Bei modernen Sende- und Empfangs-Architekturen zur Übertragung digital codierter Daten über einen Funkkanal liegt das Zwischenfrequenzsignal üblicherweise als komplexwertiges Signal vor, welches in eine Inphase- und eine dazu 90 Grad phasenverschobene Quadraturkomponente aufgespalten ist . Zum An- steuern von Frequenzumsetzern, welche in Senderichtung die Zwischenfrequenzebene auf eine Hochfrequenzebene umsetzen bzw. in Empfangsrichtung ein empfangenes Hochfrequenzsignal in die Zwischenfrequenzebene konvertieren, ist ein Lokaloszillator-Signal erforderlich, welches ebenfalls ein kom- plexwertiges Signal ist und zwei 90 Grad zueinander phasenverschobene Signalanteile aufweist.
Die Phasenverschiebung der beiden komplexwertigen Signalanteile des Oszillatorsignals zur Ansteuerung der Frequenzum- setzer wird üblicherweise mit Hilfe eines Phasenschiebers erzeugt. Die Genauigkeit dieser Phasenverschiebung hat dabei direkten Einfluß auf die Leistungsfähigkeit und Qualität eines Mobilfunkempfängers, insbesondere in Bezug auf die Unterdrückung der Spiegelfrequenzen.
Gebräuchliche schaltungstechnische Realisierungen derartiger Phasenschieber sind RC-Alpässe. Die Phasenlagen der I- und Q- Komponenten (Inphase- und Quadraturkomponente) des Lokaloszillator-Signals sind dabei bei Massenproduktion größeren Ab- weichungen unterworfen, da sie stark von Prozeßtoleranzen, der Anpassung der Allpaß-Elemente untereinander und von parasitären Kapazitäten abhängig sind. Ein weiterer Nachteil der Phasenverschiebung mit RC-Allpässen liegt in deren Frequenzabhängigkeit begründet. Schließlich erfordern RC-Allpässe aufgrund der großen Pegelverluste zusätzliche, leistungsstarke Treiberstufen, welche üblicherweise einen großen Strombe- darf haben.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals, welche eine hohe Genauigkeit der Phasenverschie- bung der Signalkomponenten von 90 Grad gewährleistet und die einen geringen Strombedarf aufweist, sowie einen Empfänger mit der Schaltungsanordnung anzugeben.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich der Schaltungsan- Ordnung gelöst mit einer Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals, aufweisend
- einen ersten Doppelmischer zum Frequenzmischen zweier komplexwertiger Signale, mit einem ersten Eingangspaar, einem zweiten Eingangspaar und einem Ausgangspaar, - einen zweiten Doppelmischer zum Frequenzmischen zweier komplexwertiger Signale, mit einem ersten Eingangspaar, einem zweiten Eingangspaar und einem Ausgangspaar und
- eine Signalaufbereitungsschaltung, die mit den Eingangspaaren der Doppelmischer gekoppelt ist zur Ansteuerung der Doppelmischer derart, daß an einem Ausgang der Schaltungsanordnung, der mit den Ausgangspaaren der Doppelmischer gekoppelt ist, ein komplexwertiges Lokaloszillator-Signal mit einer Phasenverschiebung von 90 Grad bereitgestellt ist.
Der üblicherweise in einer Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals vorhandene erste Doppelmischer ist gemäß vorliegendem Prinzip um einen zweiten Doppelmischer ergänzt. Durch geeignete Ansteuerung der beiden Doppelmischer mittels der Signalaufberei- tungsSchaltung ist es mit vorliegendem Prinzip möglich, direkt bei der Frequenzumsetzung eines Bezugssignals in die gewünschte Trägerfrequenzebene des Lokaloszillator-Signals die- ses mit zwei Signalkomponenten, nämlich einer Inphase- und einer Quadrat rkomponente, zu erzeugen, welche zueinander eine exakte Phasenverschiebung von 90 Grad aufweisen.
Die Genauigkeit der Phasenlagen des komplexwertigen Lokaloszillator-Signals ist dabei nicht mehr von Toleranzen der integrierten Widerstände oder Kapazitäten abhängig, die in Massenherstellungsverfahren üblicherweise starken Schwankungen unterworfen sind. Zudem ergibt sich als weiterer Vorteil die Frequenzunabhängigkeit des Phasenversatzes.
Auch bezüglich des Strombedarfs der Schaltungsanordnung ergibt sich ein weiterer Vorteil durch eine Stromreduzierung der Frequenzumsetzung um mindestens 20 %, da die Stromaufnah- me zweier Doppelmischer normalerweise geringer ist als die eines Doppelmischers und eines zusätzlichen Phasenschiebers.
Die beiden Doppelmischer der Schaltungsanordnung gemäß vorliegendem Prinzip sind bevorzugt als Aufwärtsmischer ausge- bildet, deren Ausgangssignal eine höhere Frequenz als die Eingangssignale aufweist.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die Doppelmischer als Spiegelfrequenzunterdrückende Mischer ausgebildet. Derartige Spiegelfrequenzunterdrückende Mischer werden auch als sogenannte Image-Rejection-Mixer oder IR-Mixer bezeichnet. Derartige Mischer unterdrücken die bei der Frequenzmischung zweier Eingangssignale üblicherweise auftretenden, unerwünschten Spiegelfrequenzen.
In einer weiteren, bevorzugten Ausfü rungsform der vorliegenden Erfindung sind die Ausgangspaare der Doppelmischer über je einen Addierknoten mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung gekoppelt .
Dabei ist bevorzugt je ein Addierknoten je einem Doppelmischer zugeordnet . Der Addierknoten verknüpft dabei die beiden Ausgänge des Doppelmischers miteinander in einer mathematischen Addition. Am Ausgang der Addierknoten ist dabei die Inphase- bzw. die Quadraturkomponente des von vorliegender Schaltungsanordnung bereitgestellten Lokaloszillator-Signals abgreifbar.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind das erste Eingangspaar des ersten Doppel- mischers und das erste Eingangspaar des zweiten Doppelnd.- schers miteinander zur Zuführung eines komplexwertigen Bezugssignals verbunden. Demnach werden den beiden Doppelmischern, beispielsweise an ihren schaltenden Eingängen, die beiden Signalkomponenten eines Bezugssignals mit einer Bezugsfrequenz, welches beispielsweise von einem spannungsge- steuerten Oszillator bereitgestellt wird, zugeführt.
Frequenzmischer weisen üblicherweise jeweils sogenannte schaltende und sogenannte lineare Eingänge, abhängig von deren Signalverarbeitungseigenschaften, auf.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind das zweite Eingangspaar des ersten Doppel- mischers und das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers mit Ausgängen eines Frequenzteilers gekoppelt, dem eingangsseitig ein Signal mit der Frequenz des Bezugssignals zuführbar ist. Der Frequenzteiler koppelt demnach den Bezugssignal-Eingang, der bevorzugt mit den beiden ersten Eingangs- paaren der beiden Doppelmischer bezüglich der Frequenz un- mitttelbar verbunden ist, mit den zweiten Eingangspaaren der beiden Doppelmischer.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind zur Kopplung des Frequenzteilers mit den Doppelmischer Tiefpaß-Filter vorgesehen. Die Tiefpaß-Filter sind mit ihrer Grenzfrequenz dabei so eingestellt, daß durch die Frequenzteilung auftretende, höhere harmonische Frequenzen aus der Signalverarbeitungskette herausgefiltert werden. In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Frequenzteiler als Flip-Flop mit um 90 Grad phasenverschobenen Signalausgängen ausgebildet.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers mit den Ausgängen des Frequenzteilers bezüglich des zweiten Eingangspaares des ersten Doppelmischers über Kreuz gekoppelt, wobei ein Inverter zur Kopplung des zweiten Eingangspaares des zweiten Doppelmischers mit einem Ausgang des Frequenzteilers vorgesehen ist.
Bezüglich der elektrischen Verbindung des Frequenzteileraus- gangs mit dem zweiten Eingangspaar des ersten Doppelmischers ist das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers mit dem Ausgang des Frequenzteilers über Kreuz gekoppelt . Die Verbindungsleitungen oder Anschlüsse des zweiten Doppelmischers zum Führen der beiden zueinander orthgonalen Signal- komponenten sind demnach vertauscht. Zusätzlich ist eine der üblicherweise zwei Verbindungsleitungen zwischen Frequenzteiler und zweitem Eingangspaar des zweiten Doppelmischers invertiert. Invertiert wird demnach lediglich eine der beiden Signalkomponenten. Diese Invertierung kann beispielsweise bei symmetrischer Signalführung durch Vertauschen der beiden Leitungen zum Führen der symmetrischen Signalkomponente des frequenzgeteilten Signals erzielt sein.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen- den Erfindung ist der Frequenzteiler so ausgebildet, daß eine Frequenzteilung durch zwei bewirkt ist . Dabei beträgt die Frequenz des Bezugssignals bevorzugt zwei Drittel der Frequenz des Lokaloszillator-Signals am Ausgang der Schaltungsanordnung.
Die Doppelmischer werden demnach bevorzugt am jeweils ersten Eingangspaar mit einem komplexwertigen Signal mit zwei Drit- teln der Signalausgangsfrequenz angesteuert und an ihren zweiten Eingangspaaren mit einem frequenzgeteilten Signal beaufschlagt, welches vom Signal mit zwei Dritteln der Ausgangsfrequenz abgeleitet ist und dessen Signalfrequenz ein Drittel der Ausgangsfrequenz beträgt.
Bezüglich des Empfängers ist die Aufgabe dadurch gelöst, daß ein Empfänger mit einer Schaltungsanordnung gemäß dem beschriebenen Prinzip vorgesehen ist, der einen Frequenzumset- zer aufweist, der mit einem Steuereingang mit der Schaltungs- anordnung zur Zuführung des komplexwertigen Lokaloszillator- Signals gekoppelt ist, wobei der Frequenzumsetzer ausgebildet ist zur Umsetzung eines Hochfrequenzsignals in ein Signal einer niederfrequenten Lage .
Weitere Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche .
Die Erfindung wird nachfolgend an einem Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines ersten Aus- führungsbeispiels der vorliegenden Schaltungsanordnung und
Figur 2 eine beispielhafte Anwendung der Schaltungsanordnung gemäß Figur 1 in einem Mobilfunk-Transceiver.
Figur 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals mit einer Inphase- und einer dazu orthogonalen Quadratur-Komponente .
Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 1 beruht dabei auf einem Aufwärts-Mischprinzip zur Erzeugung der Lokaloszillatorfrequenz . Die Schaltungsanordnung weist einen Signaleingang E, E' zum Zuführen eines Signals mit einer Bezugsfrequenz, einen ersten Doppelmischer Ml, Ml', einen zweiten Doppelmischer M2 , M2 ' , einen Signalausgang A, A' , der mit Ausgangspaaren der Doppel- mischer Ml, Ml', M2 , M2 ' gekoppelt ist, sowie eine Signalaufbereitungsschaltung 1 auf, welche den Eingang E, E' mit Eingangspaaren der Doppelmischer Ml, Ml', M2, M2 ' koppelt.
An den Eingang E, E' ist beispielsweise ein spannungsgesteuerter Oszillator ankoppelbar, von dem zwei um 90 Grad zueinander phasenverschobene Signalanteile beispielsweise mittels eines einfachen Phasenschiebers und eines optionalen Frequenzteilers abgeleitet sind. Der Ausgang A, A' stellt ein komplexwertiges Signal mit einer Inphase- und einer Quadratur-Komponente bereit, mit einer exakten Phasenverschiebung von 90 Grad der Signalkomponenten zueinander, welches zum Ansteuern von Frequenzumsetzern beispielsweise in Mobilfunksendern oder -empfängern geeignet ist.
Die Doppelmischer Ml, Ml'; M2 , M2 ' weisen jeweils zwei Eingangspaare und ein Ausgangspaar auf . Das Ausgangspaar des ersten Doppelmischers Ml, Ml' ist in einem Addierknoten 2 miteinander verkoppelt, welcher zwei Signaleingänge aufweist, die mit den Mischerausgängen der Mischer Ml, Ml' des ersten Doppelmischers verbunden sind. Am Ausgang des Addierknotens 2, der über einen Treiberbaustein 3 mit einer Ausgangs- klemme A des Ausgangs A, A' verbunden ist, ist eine der beiden Signalausgangskomponenten des Lokaloszillator-Signals be- reitgestellt.
In Analogie zur Beschaltung des ersten Doppelmischers Ml, Ml' weist auch der zweite Doppelmischer M2 , M2 ' einen ihm zugeordneten Addierknoten 4 auf, der die beiden Ausgangsklemmen der Mischer M2 , M2 ' des zweiten Doppelmischers M2 , M2 ' an seinen Eingängen miteinander verbindet und dessen Signalausgang über einen weiteren Treiberbaustein 5 mit der weiteren Ausgangsklemme A' des Ausgangs A, A' der Schaltungsanordnung verbunden ist.
Die Signalaufbereitungsschaltung 1 koppelt jeweils bei erstem und zweitem Doppelmischer Ml, Ml', M2 , M2 ' deren erstes und deren zweites Eingangspaar jeweils mit dem Bezugssignal- Eingang E, E ' .
Die Signalaufbereitungsschaltung 1 ist so ausgebildet, daß das erste Eingangspaar des ersten Doppelmischers Ml, Ml' und das erste Eingangspaar des zweiten Doppelmischers M2 , M2 ' mit dem Eingang E, E' jeweils verbunden sind. Den beiden Doppelmischern wird an ihrem ersten Eingangspaar somit jeweils ein komplexwertiges Signal mit zwei um 90 Grad zueinander phasen- verschobenen Signalanteilen cos(2/3ωT), sin(2/3ωT) zugeführt. Zur Bereitstellung eines frequenzgeteilten, komplexwertigen Signals, welches jeweils dem zweiten Eingangspaar von erstem und zweitem Doppelmischer Ml, Ml', M2 , M2 ' zugeführt wird, ist ein Frequenzteiler 6 vorgesehen, der als Flip-Flop-Baustein mit einem Eingang und zwei Ausgängen ausgebildet ist, welche zwei zueinander um 90 Grad phasenverschobene Signale bereitstellen. Der Eingang des Frequenzteilers 6 ist mit einer Eingangsklemme E des Eingangs E, E' der Schaltungsanordnung verbunden. An die beiden Ausgänge des Frequenzteilers 6 ist je ein Tiefpaß-Filter 7 angeschlossen, welches eine Unterdrückung unerwünschter, bei der Frequenzteilung entstehender Signalanteile' bewirkt . Die Ausgänge der Tiefpaß-Filter 7 sind mit dem zweiten Eingangspaar des ersten Doppelmischers Ml, Ml' zum Zuführen eines vom Bezugssignal abgeleiteten Signals mit halber Bezugsfrequenz cos(l/3ωT), sin(l/3ωT) verbunden. Der zweite Doppelmischer ist über sein zweites Eingangspaar ebenfalls mit den Ausgängen der Tiefpaß- Filter 7 gekoppelt. Allerdings sind bezüglich des ersten Doppelmischers und bezüglich der SignalZuführung zu den ersten Eingangspaaren der Doppelmischer die Signalkomponenten von Inphase- und Quadratur-Komponente des Bezugssignals mit halber Frequenz vertauscht, zudem ist eine der Signalkomponenten invertiert zugeführt, so daß dem zweiten Doppelmischer an seinem zweiten Eingangspaar die Signalkomponenten -sin(l/3ωT), cos(l/3ωT) zugeführt werden. Hierfür ist ein Inverter 8 vorgesehen, der mit seinem Eingang mit einem der Tiefpaß-Filter 7 und mit seinem Ausgang mit einem der Mischer M2 ' des zweiten Doppelmischers M2 , M2 ' gekoppelt ist.
Bei einer bevorzugten Realisierung der Schaltungsanordnung gemäß Figur 1 in symmetrischer Schaltungstechnik zum Führen differenzieller Signale kann der Inverter 8 besonders einfach durch Vertauschen der beiden Signalleitungen zum Führen des symmetrischen Signals aufgebaut sein. Bei der Schaltungsanordnung gemäß vorliegendem Prinzip in dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1 werden die Doppelmischer Ml, Ml'; M2 , M2 ' je- weils an ihrem ersten Eingangspaar mit einem Bezugssignal angesteuert, welches zwei Drittel der Frequenz des Ausgangs- Signals am Ausgang A, A' aufweist sowie an ihren zweiten Eingangspaaren mit jeweils davon abgeleiteten Signalen, deren Frequenz ein Drittel der Ausgangsfrequenz beträgt. Die Fre- quenzmischer bilden jeweils die Summe und die Differenz der
Eingangsfrequenzen, somit die Ausgangsfrequenz ω sowie ein Drittel dieser Frequenz 1/3 ω. In den Addierknoten 2, 4 hebt sich der Signalanteil mit einem Drittel der Ausgangsfrequenz aber gerade weg, so daß die Ausgangsfrequenz selbst übrig bleibt und am Ausgang A, A' als komplexwertiges Signal sin(ωt), cos(ωt) bereitgestellt ist.
Im Einzelnen ist die Signalansteuerung der Doppelmischer wie folgt : Dem ersten Mischer Ml des ersten Doppelmischers wird an seinem schaltenden Eingang ein Signal mit der Frequenz 2/3 ωt mit einer Kosinus-Phasenlage zugeführt und an seinem linearen Signaleingang das Signal sin(l/3ωt) . Der zweite Mischer Ml' des ersten Doppelmischers weist an seinem schaltenden Eingang das Signal sin(2/3ωt) und an seinem linearen Eingang das Signal cos (l/3ωt) auf. Am Signalausgang des ersten Mischers Ml steht damit das Signal l/2sin(ωt)- l/2sin (l/3ωt) bereit, während am Signalausgang des zweiten Mischers Ml' des ersten Doppelmischers das Signal Ml ' des ersten Doppelmischers das Signal l/2sin(ωt) +l/2sin(l/3ωt) bereitgestellt ist. Die Addition im Addierknoten 2 bewirkt, daß an der Ausgangsklemme A das Signal sin (cot) bereitgestellt ist.
Bezüglich des zweiten Doppelmischers ergibt sich folgende Signalansteuerung mit der Schaltung gemäß Figur 1: der Mischer M2 des zweiten Doppelmischers ist an seinem schaltenden Eingang mit dem Signal cos(2/3ωt) beaufschlagt, während sein linearer Eingang mit dem Signal cos(l/3ωt) beaufschlagt ist. Am Ausgang des Mischers M2 steht damit ein gemischtes Signal bereit, welches sich ergibt zu l/2cos (ωt) +l/2cos (l/3ωt) . Der weitere Mischer M2 ' des zweiten Doppelmischers ist an seinem schaltenden Signaleingang mit einem Signal sin(2/3ωt) und an seinem linearen Eingang mit einem Signal -sin(l/3ωt) beaufschlagt und stellt folglich an seinem Ausgang ein Signal bereit, welches sich ergibt zu l/2cos (ωt) -l/2cos (l/3ωt) . Am Ausgang des Addierers 4, dem die AusgangsSignale der Mischer M2 , M2 ' zugeführt werden, steht damit ein cos (ωt) bereit, welches an der Ausgangsklemme A' abgreifbar ist.
Bei dem Prinzip gemäß Figur 1 werden die Doppelmischer Ml, Ml'; M2, M2 ' demnach als Spiegelfrequenzunterdrückende Mischer beschaltet und betrieben.
Die Schaltung gemäß Figur 1 bietet einen einfachen Aufbau bei zugleich hoher Genauigkeit des Phasenversatzes von 90 Grad am Ausgang A, A' . Das am Ausgang A, A' bereitgestellte Lokaloszillator-Signal ist bevorzugt zur Ansteuerung von Frequenzum- Setzern mit einer Träger- beziehungsweise Überlagerungsfrequenz in Mobilfunk-Empfängern oder Mobilfunk-Sendern anwendbar. Beispielsweise ist das Lokaloszillator-Signal, bevorzugt zum Abwärtsmischen einer hochfrequenten Lage in eine komplexe Zwischenfrequenzebene geeignet. Die besonders hohe, mit vor- liegender Schaltung erzielbare Genauigkeit der Phasenverschiebung von 90 Grad ermöglicht eine sehr präzise Unterdrük- kung der Spiegelfrequenzanteile in einem Mobilfunk-Empfänger. Ebenso kann die Schaltung gemäß Figur 1 auch in einem Mobil- funk-Sender mit komplexer Zwischenfrequenzebene zur Ansteue- rung eines Vektormodulators verwendet werden. Gegenüber einer üblichen Realisierung der Aufwärtsmischung zur Erzeugung des Lokaloszillator-Signals mit einem IR-Mischer und einem Phasenschieber bietet die beschriebene Realisierung mit zwei Spiegelfrequenzunterdrückenden Mischern den Vorteil der weitgehenden Unabhängigkeit von fertigungsbedingten Parameter- Schwankungen, wie sie bei RC-Allpässen auftreten, der weitgehenden Frequenzunabhängigkeit der 9OGrad-Phasenverschiebung des Lokaloszillator-Signals sowie einer deutlichen Stromeinsparung von mindestens 20 Prozent.
Figur 2 zeigt in einer schematischen, stark vereinfachten Ansicht einen Mobilfunk-Transceiver, bei dem die Schaltungsanordnung gemäß Figur 1 eingesetzt ist. Der Sendeempfänger gemäß Figur 2 weist eine Sende- und Empfangs-Antenne 10 auf, die an eine Duplexeinheit 11 angeschlossen ist, die je nach verwendetem Duplex-Prinzip beispielsweise als Duplex-Filter und/oder als aktiver Schalter ausgebildet sein kann. An die Duplex-Einheit 11 ist in einer Empfangsrichtung eines Empfangszweiges Rx ein Abwärtsmischer 12 angeschlossen, der das hochfrequente Empfangssignal in ein Zwischenfrequenzsignal I, Q, welches als komplexwertiges Signal vorliegt, umsetzt.
Hierfür ist dem Abwärtsmischer 12 ein komplexwertiges Lokaloszillator-Signal an einem Steuereingang als Überlagerungs- signal zuführbar. Dieses wird von einer Funktionseinheit 13 bereitgestellt, welcher der Schaltung gemäß Figur 1 ent- spricht. Die Funktionseinheit 13 ist weiterhin mit einem Vektormodulator 14 gekoppelt, der ein Signal einer niederfrequenten Zwischenfrequenzebene aufgrund der Ansteuerung mit einem komplexwertigen Lokaloszillator-Signal in eine hochfrequente Lage umsetzt. Das komplexwertige Trägersignal, welches am Ausgang A, A' der Schaltung gemäß Figur 1 bereitgestellt ist, wird dabei vom Zwischenfrequenzsignal I, Q moduliert. Der Ausgang des Vektormodulators 14 ist mit einem Eingang des Duplexers 11 in einem Sendepfad Tx gekoppelt.
Aufgrund der beschriebenen, weitgehenden Unabhängigkeit der Phasenlage des Lokaloszillator-Signals ist die Performance, insbesondere bezüglich der Fertigungstoleranzen und der Frequenzunabhängigkeit der Phasenverschiebung in einem Mobil- funksender und Mobilfunkempfänger deutlich verbessert. Zugleich ist der Aufbau eines Empfänger bzw. Transceivers mit deutlich verringerter Stromaufnahme ermöglicht.
Bezugszeichenliste
1 Signalaufbereitungsschaltung
2 Addierer
3 Treiber
4 Addierer
5 Treiber
6 Frequenzteiler
7 Tiefpaßfilter
8 Inverter
A Ausgang
A' Ausgang
E Eingang
E' Eingang
Ml Mischer
Ml' Mischer
M2 Mischer
M2 ' Mischer
10 Antenne
11 Duplexer
12 Abwärtsmischer
13 Schaltungsanordnung
14 Vektormodulator
I Signalkomponente
Q Quadraturkomponente
Tx Sendepfad
Rx Empfangspfad

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals, aufweisend - einen ersten Doppelmischer (Ml, Ml') zum Frequenzmischen zweier komplexwertiger Signale, mit einem ersten Eingangs- paar, einem zweiten Eingangspaar und einem Ausgangspaar,
- einen zweiten Doppelmischer (M2 , M2 ' ) zum Frequenzmischen zweier komplexwertiger Signale, mit einem ersten Eingangs- paar, einem zweiten Eingangspaar und einem Ausgangspaar und
- eine Signalaufbereitungsschaltung (1) , die mit den Eingangspaaren der Doppelmischer (Ml, Ml'; M2 , M2 ' ) gekoppelt ist zur Ansteuerung der Doppelmischer (Ml, Ml'; M2 , M2 ' ) derart, daß an einem Ausgang der Schaltungsanordnung (A, A'), der mit den Ausgangspaaren der Doppelmischer (Ml, Ml'; M2 , M2 ' ) verknüpft ist, ein komplexwertiges Lokaloszillator-Signal mit einer Phasenverschiebung von 90 Grad bereitgestellt ist .
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Doppelmischer (Ml, Ml'; M2 , M2 ' ) als Spiegelfrequenzunterdrückende Mischer ausgebildet sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Ausgangspaare der Doppelmischer (Ml, Ml', M2 , M2 ' ) über je einen Addierknoten (2, 4) mit dem Ausgang (A, A') der Schaltungsanordnung gekoppelt sind.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß das erste Eingangspaar des ersten Doppelmischers (Ml, Ml') und das erste Eingangspaar des zweiten Doppelmischers (M2 , M2 ' ) miteinander und mit einem Eingang (E, E') der Schaltungsanordnung verbunden sind zur Zuführung eines komplexwertigen Bezugssignals .
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß das zweite Eingangspaar des ersten Doppelmischers (Ml, Ml') und das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers (M2, M2 ' ) mit Ausgängen eines Frequenzteilers (6) gekoppelt sind, dem eingangsseitig ein Signal mit der Frequenz des Bezugs- Signals zuführbar ist .
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß zur Kopplung des Frequenzteilers (β) mit den Doppelmischern
(Ml, Ml'; M2, M2 ' ) Tiefpaß-Filter (7) vorgesehen sind.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Frequenzteiler (6) als Flip-Flop mit um 90 Grad phasenverschobenen Signalausgängen gebildet ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers (M2, M2 ' ) mit den Ausgängen des Frequenzteilers (6) bezüglich des zweiten Eingangspaares des ersten Doppelmischers (Ml, Ml') über Kreuz gekoppelt ist, wobei ein Inverter (8) zur Kopplung des zweiten Eingangspaares des zweiten Doppelmischers (M2 , M2 ' ) mit einem Ausgang des Frequenzteilers (6) vorgesehen ist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Frequenzteiler (6) eine Frequenzteilung durch zwei bewirkt und die Frequenz des Bezugssignals zwei Drittel der Frequenz des am Ausgang (A, A') bereitgestellten Lokaloszillator-Signals beträgt.
10. Empfänger mit einer Schaltungsanordnung (13) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, aufweisend einen Frequenzumsetzer (12) zur Umsetzung eines Hochfrequenz- Signals in ein niederfrequentes Signal, wobei der Frequenzumsetzer (12) einen Steuereingang hat, der mit dem Ausgang (A, A') der Schaltungsanordnung (13) gekoppelt ist zur Zuführung des Lokaloszillator-Signals.
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