EP1405320A1 - Leitfähige struktur mit verbesserten wechselstromeigenschaften - Google Patents

Leitfähige struktur mit verbesserten wechselstromeigenschaften

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Publication number
EP1405320A1
EP1405320A1 EP02782457A EP02782457A EP1405320A1 EP 1405320 A1 EP1405320 A1 EP 1405320A1 EP 02782457 A EP02782457 A EP 02782457A EP 02782457 A EP02782457 A EP 02782457A EP 1405320 A1 EP1405320 A1 EP 1405320A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
conductor
sub
conductors
conductive structure
substructures
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP02782457A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Matthias Peter
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV filed Critical Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
Publication of EP1405320A1 publication Critical patent/EP1405320A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10W—GENERIC PACKAGES, INTERCONNECTIONS, CONNECTORS OR OTHER CONSTRUCTIONAL DETAILS OF DEVICES COVERED BY CLASS H10
    • H10W20/00—Interconnections in chips, wafers or substrates
    • H10W20/40—Interconnections external to wafers or substrates, e.g. back-end-of-line [BEOL] metallisations or vias connecting to gate electrodes
    • H10W20/497—Inductive arrangements or effects of, or between, wiring layers
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type
    • H01F17/0006—Printed inductances
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
    • H01F27/2804—Printed windings
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10D—INORGANIC ELECTRIC SEMICONDUCTOR DEVICES
    • H10D1/00—Resistors, capacitors or inductors
    • H10D1/20—Inductors

Definitions

  • the present invention relates to conductive structures and, in particular, conductive structures that have improved AC properties with respect to eddy current losses and skin effect.
  • the invention relates to planar conductors of this type which can advantageously be used in coils and transformers of integrated high-frequency circuits (MMICs).
  • a conventional planar coil is shown in FIG. 1 and comprises a coil conductor 10, which in the exemplary embodiment shown has 2% rectangular windings.
  • the coil conductor 10 comprises a conductor start 12 and a conductor end 14.
  • the same is carried out in an underpass area 16 on another level below the remaining coil conductor 10, so that no short circuit arises.
  • a large number of coil shapes are known in the art, the asymmetrical, square coil shown being merely an arbitrarily chosen example, while any other shapes are possible, for example octagonal, round, symmetrical or also stacked coil shapes.
  • a planar coil as shown for example in FIG. 1, is operated at high frequencies, eddy currents are induced in the coil lines by the magnetic field of the coil.
  • the losses of these eddy currents increase the resistance of the coil and the magnetic field generated by the eddy currents lowers the inductance of the coil. These losses are frequency dependent. Starting at low frequencies, the increase in resistance caused by them increases approximately linearly with the frequency in the frequency range of general interest.
  • the mentioned reduction in inductance caused by the eddy currents also increases with frequency, but is mostly negligible. Both effects reduce the quality of the coil. This reduction in quality is particularly troublesome for planar coils that are to be used in integrated circuits.
  • a common measure is to use an internally open coil with a larger radius and fewer windings, since the reduced number of windings means that the magnetic field is lower and thus the eddy currents.
  • the increased space requirement is disadvantageous. From an optimal radius, the resistance increases again with increasing radius, since a longer coil conductor is required because of the lower magnetic coupling.
  • a stripline inductor is known from WO 98/43258, which has one or more stripline windings, with reduced eddy current losses being achieved by dividing the conductor into a plurality of partial conductors.
  • the partial conductors are interchanged in order to further reduce the eddy current losses.
  • a reduction in the skin effect is not achieved with the stripline inductor according to WO 98/43258.
  • DE 19727758 A1 discloses a non-planar structure of a multiple parallel conductor for windings of electrical devices and machines, in which a plurality of individually electrically insulated partial conductors is provided.
  • the partial conductors are bent flat at predetermined intervals by bending, so that their position in the overall cross section of the multiple parallel conductor changes regularly at comparatively short intervals.
  • a printed coil is known from DE 2520934 B2, the inner windings of which have smaller conductor widths than the outer windings.
  • DE 19944741 AI discloses a monolithically integrated transformer, the primary winding and / or secondary Winding are each formed by a plurality of sub-conductors, with sub-conductors of the secondary winding being arranged between respective sub-conductors of the primary winding. Furthermore, the positions of the respective sub-conductors are interchanged by respective crossovers.
  • the object of the present invention is to provide a conductive structure with improved AC properties.
  • the present invention provides a conductive structure with the following features:
  • the positions of the substructures are interchanged by crossovers, so that the effect of the magnetic field generated by the alternating current flow, which affects an alternating current flow through the conductive partial structures, is reduced, or so that the alternating current flow through an external conductor, caused by the conductive structure, is reduced Effect of the magnetic field generated by the alternating current flow through the external conductor is reduced, and
  • the conductive structure has a plurality of at least three substructure positions corresponding to the number of at least three substructures and wherein the positions of the substructures are interchanged in sections are that each substructure occupies each substructure position at least once.
  • the conductive structure can be an alternating current-carrying conductor with a conductor beginning and a conductor end, the substructures representing sub-conductors.
  • the subconductors are preferably connected in an electrically conductive manner at the beginning and end of the conductor.
  • the sub-conductors can also be electrically conductively connected at a distance from the start and end of the conductor, for example via connecting lines and the like. The same applies to the substructures of the conductive structure according to the invention.
  • the present invention is based on the finding that by subdividing a conductor, for example a coil conductor, into subconductors, a significant reduction in eddy current losses can be achieved, since the sum of the losses of the narrow subconductors is less than the loss in / through the original wide ladder.
  • the conductors according to the invention are particularly suitable for high-frequency applications, the present invention being particularly suitable for producing flat coils and transformers.
  • the present invention can significantly reduce eddy current losses even with wide conductors. This enables planar coils with lower resistance at high frequencies and thus coils with a better quality factor.
  • the decrease in inductance that increases with frequency due to eddy currents is reduced, which also improves the quality factor.
  • the current distribution in the overall conductor is more homogeneous, as a result of which the maximum current density in the conductor becomes lower, so that a higher current is permissible for a predetermined maximum current density.
  • planar coils are realized using the conductor according to the invention, it is also possible to reduce the conductor track width of the sub-lines for the inner windings. Since the magnetic field of the coil is stronger inside, the inner windings have a greater inductance per length, which makes it sensible to use somewhat thinner conductors here, taking into account the increasing DC resistance. Eddy current losses in the case of a planar coil can thus be reduced even further.
  • the present invention provides a possibility of reducing the influence of a conductive structure, ie a conductive surface, on an AC-current-carrying conductor located in the vicinity thereof.
  • a conductive structure ie a conductive surface
  • the magnetic field generated by an alternating current flow in a conductor creates eddy currents in the adjacent conductive structure, which in turn increases the resistance in the alternating current conductor.
  • Such conductive structures can be, for example, ground areas present in integrated circuits or MMICs and wide or thick voltage supply lines.
  • the conductors or conductive structures according to the invention are also suitable for use in high-frequency external magnetic fields, since firstly the external magnetic field is less disturbed and secondly there is no increased current density at the conductor edges caused by the external magnetic field.
  • the present invention thus not only makes it possible to reduce the resistance in AC conductors through appropriate structuring thereof, but also enables structuring of non-AC conductive surfaces in order to reduce or eliminate their influence on an AC conductor when such conductors become conductive Area is located within the magnetic field generated by the AC current-carrying conductor.
  • FIG. 1 shows a schematic plan view of a known planar coil
  • FIG. 2 shows a schematic top view of an exemplary embodiment of a planar coil according to the invention
  • FIG. 3 shows a schematic top view of a transformer according to the prior art
  • 4 shows a schematic top view of an exemplary embodiment of a transformer according to the invention
  • 6 and 7 are schematic top views of exemplary embodiments of conductors according to the invention.
  • 8a and 8b are schematic cross-sectional views of conductors according to the invention.
  • FIG. 9 shows a schematic top view of a further exemplary embodiment of a planar coil according to the invention.
  • FIG. 10 shows a schematic plan view of a further exemplary embodiment of a conductor according to the invention or of a conductive structure according to the invention.
  • Fig. 11 is a schematic representation of an embodiment of a planar coil according to the invention. •
  • planar subconductor is to be understood in particular as conductor structures produced using planar technology. Such planar conductor structures can be implemented in a plurality of metallization levels as required in order to be able to cause crossings between conductors without causing short circuits between them.
  • FIG. 2 shows a schematic top view of a coil according to the invention, the number of windings and the shape of the coil substantially corresponding to the coil shown in FIG. 1.
  • the coil conductor is divided into a first sub-conductor 22 and a second sub-conductor 24.
  • a gap 26 is formed between the sub-conductors 22 and 24, it being advantageous to leave the smallest possible gap between the sub-conductors 22 and 24.
  • the two sub-conductors and the gap can together have an overall width which essentially corresponds to that of a corresponding conductor without subdivision, so that no space losses occur. This is particularly possible with modern semiconductor processes, since the minimum realizable distances are very small, which is why the overall width of the coil conductor is only slightly reduced by the subdivision.
  • the sub-conductors 22 and 24 run parallel to one another in sections, whereby it is to be understood here that the sub-conductors per se run parallel to one another, the mutually facing edges of the latter not necessarily having to run parallel to one another.
  • the sub-conductors 22 and 24 are connected to one another in an electrically conductive manner at a coil end 28 and at a coil start 30. Furthermore, the sub-conductors 22 and 24 are interchanged in sections with regard to their position with respect to an imaginary center line of the “overall conductor” formed by them, where the sub-conductors 22 and 24 run essentially parallel to one another.
  • FIG shown embodiment provided at each corner of the coil crossovers, four of which are exemplary with the loading numeral 32a, 32b, 32c and 32d are designated.
  • the crossovers which implement a respective swapping of the sub-conductors, are realized by respective underpasses over a different metal level, so that there is no short circuit.
  • the subconductor 22 is passed under the subconductor 24, while at the crossover points 32b and 32d the subconductor 24 is passed under the subconductor 22. Furthermore, an underpass area 34 is again provided for an underpass over another metal level in order to lead the coil end 30 out of the inside of the coil without short-circuiting.
  • a magnetic flux through the sub-conductors can be greatly reduced, so that in addition to the division of the entire conductor into sub-conductors, additional eddy currents between the sub-conductors are reduced or prevented.
  • the magnetic flux through the surfaces enclosed by the sub-conductors 22 and 24 is reduced.
  • a surface to be considered is formed in each case by two subconductor centers and successive crossovers between subconductors or electrically conductive connections between them.
  • the sub-conductors are exchanged according to the invention, so that the signs of the enclosed areas are reversed and thus the magnetic flux through the total area enclosed by the sub-conductors decreases.
  • the parasitic capacitance that arises at the crossings between the sub-conductors is hardly disadvantageous, since the sub-conductors are at almost the same potential.
  • the described reversal of the signs of the surfaces enclosed by the sub-conductors can in any case Reduction of the magnetic flux can be achieved through the total area. It does not matter whether the swapping takes place at a corner or in a straight line.
  • the magnetic field changes from the inside to the outside, so that it makes sense to choose the distances between the exchanges to be relatively short.
  • at least one "complete exchange” should be provided for each winding, ie revolution, the expression "complete exchange” being understood to mean such an arrangement of the sub-conductors to one another that the magnetic flux is approximately canceled out. Since the magnetic flux is eliminated in the first approximation with each complete swap, it is optionally possible to establish an electrical connection between the sub-conductors with each complete swap.
  • a coil conductor can be divided into N D parallel sub-conductors, where N o is a natural number greater than 1.
  • N ö is chosen to be as small as possible, but so large that the width of each subconductor becomes so narrow that no significant eddy current losses occur. For a conductor at 1 GHz, this would be, for example, 5 ⁇ m, but this is only a rough guide value, which is also dependent on the process used in each case.
  • Correspondingly narrower sub-conductors are suitable for higher frequencies.
  • the width of the lower conductor is in the order of the skin depth, although significant improvements can also be obtained for wider lower conductors.
  • the expression "complete exchange” is understood to mean such an arrangement of sub-conductors, according to which the magnetic flux is abolished in the first approximation or has been extinguished by the opposite sign of the partial areas.
  • the Length 1 which has two sub-conductors, can therefore be completely interchanged by changing the position between the sub-conductors at half length 1/2, so that the subareas then enclosed with the opposite sign have an identical size a single symmetrical interchange with two sub-conductors a complete interchange with an extinction of the magnetic flux through the total area enclosed by the sub-conductors, if a locally constant magnetic field is present.
  • the position de s change of sub conductor, d. H. of the change in the position of the subconductor can be adapted accordingly in order to in turn extinguish the magnetic flux.
  • an extinction related to a locally constant magnetic field is referred to as a zero order extinction
  • an extinction with consideration of a magnetic field gradient is referred to as a first order extinction.
  • the conductor is divided into more than two sub-conductors, it can be completely mixed up in several steps. If the gradient of the magnetic field is also to be observed, ie if 1st-order cancellation is to be effected, a complete reversal in partial steps is even necessary. With a locally constant In the magnetic field, all magnetic fluxes are completely extinguished by all combinations of sub-conductors with a single symmetrical exchange around the center of the conductor if the distances to the start and end of the conductor are the same before and after the exchange.
  • a first possibility is to interchange the sub-conductors at regular intervals, whereby regular here also means intervals that are caused by a regular pattern, for example a respective interchange at the coil corners, as shown in FIG. 2 ,
  • regular also means intervals that are caused by a regular pattern, for example a respective interchange at the coil corners, as shown in FIG. 2
  • the intervals of the exchanges, as shown in Fig. 2 decrease towards the inside.
  • a swap can take place symmetrically around the center of the conductor, with outer sub-conductors placed inside and inner sub-conductors placed outside. In the case of an odd number of subdivisions, the middle conductor then does not need to be interchanged, which results in zero-order cancellation.
  • a swap can be made using a rotation, for example from the inside out, with the outermost subconductor coming in while all the others are pushed out one position. With this procedure, a complete swap after Nrj partial swaps has been achieved.
  • first order cancellation can also be achieved by any other sum of exchanges in which
  • Planar transformers are two or more planar coils that are wrapped around one another or in one another in different ways.
  • a conductor path subdivision according to the invention or a swapping in accordance with preferred exemplary embodiments of the present invention can be applied to each of these individual coils.
  • FIG. 3 An exemplary embodiment of a transformer according to the prior art is shown in FIG. 3, in which a divided primary conductor 36 and a secondary conductor 38 are shown.
  • the secondary conductor 38 is interleaved to improve the magnetic coupling with the divided primary conductor 36, i.e. arranged between sub-conductors 40 and 42 of the primary conductor 36.
  • the subconductors 40 and 42 of the primary conductor 36 are connected to one another in an electrically conductive manner at the primary conductor ends 44 and 46.
  • the conductor end 46 of the primary conductor and the conductor end 50 of the secondary conductor are led out on another metal level by means of an underpass 51, so that no short circuit occurs.
  • a disadvantage of the arrangement shown in FIG. 3, however, is that the parasitic capacitive coupling increases. Since the primary conductor track also encloses a large area, a correspondingly large magnetic flux also flows through, which in turn induces eddy currents.
  • the disadvantages indicated are with regard to The eddy currents are reduced or prevented by interchanging the sub-conductors 40 and 42 of the primary winding, ie the primary conductor, as shown in FIG. 4.
  • the sub-conductor 40 is interchanged with the sub-conductor 42 at the middle corner between the conductor ends 44 and 46.
  • Corresponding underpasses 52 are again provided in order to prevent a short circuit.
  • each individual coil of a transformer that has a conductor according to the invention can be considered separately, wherein each conductor or sub-conductor shown in FIG. 4 can be divided into additional sub-conductors. Both the sub-conductors within each conductor or sub-conductor and the sub-conductors are then subjected to the above exchange rules. Then, for a complete suppression of the eddy currents, each sub-conductor will assume every position within its conductor in equal parts. A subconductor with respect to subconductor 42 would thus assume all subconductor positions within subconductors 40 and 42, which together form the primary conductor.
  • FIGS. 6 and 7 Two exemplary embodiments of such a conductor with skin effect loss suppression are shown in FIGS. 6 and 7, a section of a known conductor being illustrated in FIG. 5 in order to clarify that the conductors according to the invention have a width as a whole which is can essentially correspond to that of the known conductor.
  • the conductor according to the invention comprises four sub-conductors 60, 62, 64 and 66, which are each electrically connected to one another at the conductor ends 68 and 70, respectively.
  • a swap is provided in order to cancel the skin effect over the entire conductor section shown in FIG. 6.
  • an exchange is carried out separately for both halves of the conductor, i. H. the positions of the sub-conductors 60 and 62 are interchanged in the middle of the conductor section, and the positions of the sub-conductors 64 and 66 are interchanged in the center of the illustrated conductor section.
  • Corresponding underpasses 72 using different metallization levels are also shown schematically.
  • each sub-conductor at least once occupies each sub-conductor position of the half of the conductor to which the sub-conductor belongs.
  • the conductor according to the invention likewise comprises four sub-conductors 60, 62, 64 and 66, which in turn are connected to one another in an electrically conductive manner at the ends 68 and 70 of the conductor.
  • Corresponding underpasses 74 are again used to implement the exchanges.
  • the effect is used that the sign of the magnetic field reverses in the middle of the conductor.
  • FIGS. 8a and 8b two exemplary embodiments of lines according to the invention are now described in a vertical connection or arrangement, i. H. a planar arrangement over several metallization levels one above the other.
  • FIG. 8a shows a schematic cross-sectional view of a conductor which has two sub-conductors 80 and 82 which belong to different metallization levels and are therefore separated by an insulating substrate, which is shown schematically at 84.
  • vertical eddy currents can be reduced by corresponding interchanges, so that again a eddy current losses are reduced.
  • the example is disadvantageous in that eddy currents in the lateral direction of the subconductors 80 and 82 are not effectively suppressed.
  • FIG. 8b A more preferred embodiment in this regard is shown in FIG. 8b, in which the parallel conductors 80 and 82 shown in FIG. 8a are again subdivided into subconductors 80a, 80b and 82a, 82b.
  • the conductor 80a can now be interchanged with the conductor 80b and the conductor 82a with the conductor 82b. If the total thickness of a conductor track formed by the four sub-conductors 80a, 80b, 82a, 82b becomes so thick that not only eddy currents interfere in the horizontal but also in the vertical, a swap not only between the conductors of the individual, analogous to what has been described above Metallization levels, but also from top to bottom, i.e. H.
  • FIG. 9 A further exemplary embodiment of an application of the present invention to a planar coil is shown in FIG. 9.
  • FIG. 9 shows an octagonal planar coil in which the conductor with a conductor start 100 and a conductor end 102 between them is divided into three sub-conductors 104, 106 and 108. As shown, this coil is at the exchange points, which in turn are formed by underpasses, which are shown hatched in FIG. 9 and of which three are designated by way of example with the reference symbol 110, the innermost conductor is led outwards in order to achieve a rotation reversal. As shown, eight interchanges are provided so that each of the subconductors 104, 106, and 108 occupies approximately equal portions of each of the subconductor positions to effect substantially complete extinction of the magnetic flux through the areas occupied by the subconductors.
  • the sub-conductors are in turn electrically conductively connected to one another at the conductor start 100 and the conductor end 102, in this example the conductor no longer being in the region of the underpass 112, which is provided in order to lead the conductor end 102 out is divided.
  • FIG. 10 shows a further exemplary embodiment of a conductor structured according to the invention.
  • the conductor shown comprises four sub-conductors 120, 122, 124 and 126, which are connected in an electrically conductive manner at the beginning 128 and end 130.
  • three rotational exchanges 132 are provided, which define four conductor sections of equal length. This results in a complete swapping in the case of four sub-conductors in the conductor section shown, an electrically conductive connection being provided instead of the fourth swapping.
  • the conductor shown in FIG. 10 can now also be regarded as a conductive structure which does not have current flowing through it, for example a ground plane or voltage supply line of an integrated circuit.
  • This conductive structure can now be arranged in the vicinity of a conductor through which AC current flows, such a conductor 140 being indicated in FIG. 10.
  • the conductor 140 points through the provided in the conductive structure subdivisions and exchanges result in lower eddy current losses.
  • conductor 140 may be a portion of a coil.
  • the coil field generates eddy currents in the conductive structure, which can be a conductor that does not flow through alternating current per se or else also a conductor through which alternating current flows, which in turn cause disadvantageous effects in conductor 140.
  • eddy currents in the conductive structure can be a conductor that does not flow through alternating current per se or else also a conductor through which alternating current flows, which in turn cause disadvantageous effects in conductor 140.
  • these can be suppressed.
  • the above-mentioned swap rules can be observed again, with which the skin defect losses of the conductor itself can also be suppressed, for example, an exchange by rotating the conductor positions.
  • the quality factor of the conductor for example the coil
  • conductive surfaces e.g. Ground planes or voltage supply lines closer to AC lines can be provided without significantly affecting the behavior in the AC lines.
  • the current is distributed more evenly, which means that a larger current is permissible for a given maximum current density.
  • the present invention thus enables the implementation of low-loss lines both for use as transmission lines by reducing or suppressing skin effect losses and for use in coils or transformers by reducing or suppressing eddy current losses occurring there.
  • the present invention is particularly suitable for the realization of planar coils and transformers which are structured by be produced in a multi-layer structure, for example also in MCM-D technology.
  • the present invention is also suitable for the production of planar coils and transformers in integrated circuits, for example CMOS structures, BiCMOS structures, bipolar structures in silicon, GaAs or SiGe.
  • the present invention is suitable for the production of planar coils and transformers for high-frequency applications, for example in a frequency range from 1 GHz to 50 GHz.
  • the present invention is furthermore suitable for lines which are produced by structuring in multilayered layer structures, for example lines in integrated circuits of the abovementioned technologies, ie CMOS technologies, BiCMOS technologies and bipolar technologies in silicon, GaAs, AlGaAs or SiGe.
  • FIG. 11 Another embodiment of the present invention is shown in FIG. 11.
  • the planar coil shown there has a plurality of windings, namely 2 H, and corresponds in this respect to the known coil shown in FIG. 1. 11, however, the coil conductor is divided into two sub-conductors 200 and 202.
  • the subconductors 200 and 202 are electrically conductively connected at the coil start 204 and 206, but can also be electrically conductively connected externally using connecting conductors.
  • the subdivision of the coil conductor into subconductors is preferably carried out in such a way that the width defined by the two subconductors and the gap 208 between them essentially corresponds to the width of the original, undivided, coil conductor, as shown in FIG. 1.
  • the magnetic field of the coil shown in FIG. 11 has a first direction in the middle thereof, while it has an opposite direction in the outer region. This means that the sign of the magnetic flux changes from the inside out. So there is a reduction of the flow only by dividing the coil conductor without interchanging and / or connecting between sub-conductors.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Coils Or Transformers For Communication (AREA)

Abstract

Eine leitfähige Struktur umfasst einen Strukturanfang (128) und ein Strukturende (130). Einer Mehrzahl von planaren Teilstrukturen (120 - 124) zwischen dem Strukturanfang und dem Strukturende ist vorgesehen, die auf zumindest einem isolierenden Substrat zumindest abschnittsweise parallel zueinander verlaufend angeordnet sind. Die Positionen der Teilstrukturen sind abschnittsweise durch Überkreuzungen (132) vertauscht sind, so dass die einen Wechselstromfluss durch die leitfähigen Teilstrukturen beeinträchtigende Wirkung des von dem Wechselstromfluss erzeugten Magnetfelds reduziert wird, oder so dass die den Wechselstromfluss durch einen externen Leiter beeinträchtigende, durch die leitfähige Struktur bedingte Wirkung des von dem Wechselstromfluss durch den externen Leiter erzeugten Magnetfelds reduziert wird. Die leitfähige Struktur weist eine Mehrzahl von zumindest drei Teilstrukturpositionen entsprechend der Anzahl von zumindest drei Teilstrukturen auf, wobei die Positionen der Teilstrukturen abschnittsweise derart vertauscht sind, dass jede Teilstruktur zumindest einmal jede Teilstrukturposition einnimmt.

Description

Leitfähige Struktur mit verbesserten Wechselstromeigenschaften
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf leitfähige Strukturen und insbesondere leitfähige Strukturen, die verbesserte Wechselstromeigenschaften bezüglich Wirbelstromverlusten und Skineffekt aufweisen. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf planare derartige Leiter, die vorteilhaft in Spulen und Transformatoren integrierter Hochfrequenzschaltungen (MMICs) einsetzbar sind.
Eine herkömmliche planare Spule ist in Fig. 1 dargestellt und umfaßt einen Spulenleiter 10, der bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel 2 % rechteckige Wicklungen aufweist. Der Spulenleiter 10 umfaßt einen Leiteranfang 12 und ein Leiterende 14. Um das Leiterende 14 aus dem Inneren der Spule herauszuführen, ist dasselbe in einem Unterführungs- bereich 16 auf einer anderen etallebene unter dem restlichen Spulenleiter 10 durchgeführt, so daß kein Kurzschluß entsteht. In der Technik ist eine Vielzahl von Spulenformen bekannt, wobei die gezeigte unsymmetrische, viereckige Spule lediglich ein willkürlich gewähltes Beispiel darstellt, während beliebige andere Formen möglich sind, beispielsweise oktagonale, runde, symmetrische oder auch gestapelte Spulenformen.
Wird eine planare Spule, wie sie beispielsweise in Fig. 1 gezeigt ist, bei hohen Frequenzen betrieben, so werden durch das Magnetfeld der Spule in den Spulenleitungen Wirbelströme induziert. Die Verluste dieser Wirbelströme erhöhen den Widerstand der Spule und das durch die Wirbelströme erzeugte Magnetfeld erniedrigt die Induktivität der Spule. Diese Verluste sind frequenzabhängig. Beginnend bei niedrigen Frequenzen wächst die durch sie verursachte Widerstandserhöhung in dem im allgemeinen interessierenden Frequenzbereich näherungsweise linear mit der Frequenz an. Auch die genannte durch die Wirbelströme verursachte Induktivitätserniedrigung wächst mit der Frequenz an, ist jedoch meist noch zu vernachlässigen. Durch beide genannten Effekte wird jedoch die Qualität der Spule gemindert. Insbeson- dere stört diese Qualitätsminderung bei planaren Spulen, die in integrierten Schaltungen verwendet werden sollen.
Bei makroskopischen, nicht-planaren Spulen ist es bekannt, zur Verringerung der Wirbelstromverluste ein Transformator- blech für den magnetischen Kern vorzusehen und statt dicker Drähte mehradrige, verzwirbelte Drähte zu verwenden.
Wirbelstromverluste von planaren Spulen in integrierten Schaltungen wurden lange Zeit nicht ausreichend wahrgenom- men, da der Schwerpunkt von Untersuchungen zunächst auf den parasitären Kapazitäten solcher planarer Spulen lag. In jüngerer Zeit wurden jedoch einige Maßnahmen vorgenommen, um die Wirbelstromverluste bei der Spulenentwicklung zu berücksichtigen und einzudämmen.
Eine gebräuchliche Maßnahme besteht darin, eine innen offene Spule mit größerem Radius und weniger Wicklungen zu verwenden, da durch die verringerte Anzahl der Wicklungen das Magnetfeld geringer ist und somit auch die Wirbelströme. Nachteilig ist jedoch der erhöhte Platzbedarf. Ab einem optimalen Radius nimmt ferner mit wachsendem Radius der Widerstand wieder zu, da wegen der geringeren magnetischen Kopplung ein längerer Spulenleiter benötigt wird.
Ferner besteht eine gebräuchliche Maßnahme darin, Spulen mit vergrößertem Leiterbahnabstand herzustellen, wodurch ebenfalls das magnetische Feld verringert wird, jedoch wiederum ein längerer Spulenleiter benötigt wird. Überdies können dünnere Leiterbahnen verwendet werden, da mit der Leiterbahnbreite die Wirbelstromverluste stark abnehmen. Jedoch nimmt der Gleichstromwiderstand mit abnehmender Leiterbahnbreite ab, so daß wiederum ein Optimum existiert. Schließlich gehen bekannte Lösungsansätze dahin, Spulen mit variabler Leiterbahnbreite zu verwenden, wobei für die inneren Wicklungen dünnere und für die äußeren Wicklungen breitere Leiter verwendet werden. Da im Inneren die Magnet- felder am stärksten sind, werden -hier die dünnsten Leiterbahnen verwendet, um die Wirbelstromverluste einzugrenzen. Diesbezüglich sei beispielsweise auf den Artikel von J.M. Lopez-Villegas u. a., „Improvement of the Quality Factor of RF Integrated Inductors by Layout Optimization", IEEE RFIC Symp. Dig. 1998, S. 169 - 172, verwiesen. Ferner ist eine solche Technik, bei der innere Wicklungen eine geringere Leiterbahnbreite aufweisen, in der EP 1085538 AI beschrieben.
Aus der WO 98/43258 ist ein Streifenleitungsinduktor bekannt, der eine oder mehrere Streifenleitungswicklungen aufweist, wobei verringerte Wirbelstromverluste durch Aufteilen des Leiters in mehrere Teilleiter erreicht werden. Ferner sind Vertauschungen der Teilleiter vorgesehen, um die Wirbelstromverluste weiter zu reduzieren. Eine Reduzierung des Skin-Effekts wird bei dem Streifenleitungsinduktor gemäß der WO 98/43258 nicht erreicht.
Aus der DE 19727758 AI ist eine nicht-planare Struktur ei- nes Mehrfachparallel-Leiters für Wicklungen elektrischer Geräte und Maschinen bekannt, bei dem eine Mehrzahl von jeweils einzeln elektrisch isolierten Teilleitern vorgesehen ist. Die Teilleiter sind in vorbestimmten Abständen durch Abbiegen flach gekröpft, so dass sich ihre Lage im Gesamt- querschnitt des Mehrfachparallel-Leiters in vergleichsweise kurzen Abständen regelmäßig ändert.
Aus der DE 2520934 B2 ist eine gedruckte Spule bekannt, deren innere Wicklungen geringere Leiterbreiten aufweisen als deren äußere Wicklungen.
Die DE 19944741 AI offenbart einen monolithisch integrierten Transformator, dessen Primärwicklung und/oder Sekundär- Wicklung jeweils durhc mehrere Unterleiter gebildet sind, wobei zwischen jeweiligen Unterleitern der Primärwicklung Unterleiter der Sekundärwicklung angeordnet sind. Ferner sind die Positionen jeweiliger Unterleiter durch jeweilige Überkreuzungen vertauscht.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine leitfähige Struktur mit verbesserten Wechselstromeigenschaften zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch eine leitfähige Struktur gemäß Anspruch 1 gelöst.
Die vorliegende Erfindung schafft eine leitfähige Struktur mit folgenden Merkmalen:
einem Strukturanfang und einem Strukturende;
einer Mehrzahl von planaren Teilstrukturen zwischen dem Strukturanfang und dem Strukturende, die auf zumindest einem isolierenden Substrat zumindest abschnittsweise parallel zueinander verlaufend angeordnet sind,
wobei abschnittsweise die Positionen der Teilstrukturen durch Überkreuzungen vertauscht sind, so daß die einen Wechselstromfluß durch die leitfähigen Teilstrukturen beeinträchtigende Wirkung des von dem Wechselstromfluß erzeugten Magnetfelds reduziert wird, oder so daß die den Wechselstromfluß durch einen externen Leiter beeinträchti- gende, durch die leitfähige Struktur bedingte Wirkung des von dem Wechselstromfluß durch den externen Leiter erzeugten Magnetfelds reduziert wird, und
wobei die leitfähige Struktur eine Mehrzahl von zumindest drei Teilstrukturpositionen entsprechend der Anzahl von zumindest drei Teilstrukturen aufweist und wobei die Positionen der Teilstrukturen abschnittsweise derart vertauscht sind, daß jede Teilstruktur zumindest einmal jede Teilstrukturposition einnimmt.
Die leitfähige Struktur kann ein wechselstro durchflossener Leiter mit einem Leiteranfang und einem Leiterende sein, wobei die Teilstrukturen Unterleiter darstellen.
Vorzugsweise sind die Unterleiter am Leiteranfang und am Leiterende elektrisch leitfähig verbunden. Jedoch können die Unterleiter auch beabstandet vom Leiteranfang und vom Leiterende elektrisch leitfähig verbunden sein, beispielsweise über Verbindungsleitungen und dergleichen. Gleiches gilt für die Teilstrukturen der erfindungsgemäßen leitfähigen Struktur.
Durch die abschnittsweise Vertauschung der Positionen der Unterleiter durch Überkreuzungen wird der magnetische Fluß durch den Leiter verringert und im Idealfall ausgelöscht.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, daß durch ein Unterteilen eines Leiters, beispielsweise eines Spulenleiters, in Unterleiter eine deutliche Reduktion von Wirbelstromverlusten erreicht werden kann, da die Summe der Verluste der schmalen Unterleiter geringer ist als der Ver- lust im/durch den ursprünglichen breiten Leiter. Durch das entsprechende Vertauschen der Unterleiter, d. h. ein abschnittsweises Vertauschen der Positionen derselben, wird ferner ein magnetischer Fluß durch die durch die Unterleiter eingeschlossenen Flächen reduziert bzw. ausgelöscht, so dass Wirbelströme zwischen den Unterleitern reduziert bzw. verhindert werden können, wodurch negative Effekte durch die Verbindung der Unterleiter zu einem Gesamtleiter reduziert bzw. verhindert werden.
Die erfindungsgemäßen Leiter eignen sich insbesondere für hochfrequente Anwendungen, wobei sich die vorliegende Erfindung insbesondere zur Erzeugung planer Spulen und Transformatoren eignet. Durch die vorliegende Erfindung können Wirbelstromverluste auch bei breiten Leitern deutlich reduziert werden. Dadurch sind planare Spulen mit geringerem Widerstand bei hohen Frequenzen und damit Spulen mit- besserem Qualitätsfaktor möglich. Darüberhinaus wird die durch die Wirbelströme mit der Frequenz zunehmende Abnahme der Induktivität verringert, was ebenfalls den Qualitätsfaktor verbessert. Durch die Verringerung der Wirbelstromverluste ist es möglich, Spulen mit mehr Wicklungen und damit kleinerem Radius zu realisieren. Somit sinkt der erforderliche Platzbedarf. Ferner wird erfindungsgemäß die Stromverteilung im Gesamtleiter homogener, womit die maximale Stromdichte im Leiter geringer wird, so daß bei vorgegebener maximaler Stromdich- te ein höherer Strom zulässig ist.
Werden planare Spulen unter Verwendung des erfindungsgemäßen Leiters realisiert, ist es ferner möglich, die Leiterbahnbreite der Unterleitungen für die inneren Wicklungen zu verringern. Da das Magnetfeld der Spule im Innern derselben stärker ist, haben die inneren Wicklungen eine größere Induktivität pro Länge, wodurch es auch unter Berücksichtigung des steigenden Gleichstromwiderstands sinnvoll ist, hier etwas dünnere Leiter zu verwenden. Somit können Wir- belstromverluste im Falle einer planaren Spule noch weiter reduziert werden.
Gemäß einem zweiten Aspekt schafft die vorliegende Erfindung eine Möglichkeit, den Einfluß einer leitfähigen Struk- tur, d.h. einer leitfähigen Fläche, auf einen in der Nähe derselben befindlichen wechselstromdurchflossenen Leiter zu reduzieren. Durch das durch einen Wechselstromfluß in einem Leiter erzeugte Magnetfeld werden in der benachbarten leitfähigen Struktur Wirbelströme erzeugt, die wiederum eine Erhöhung des Widerstands in dem wechselstromdurchflossenen Leiter erhöhen. Durch die erfindungsgemäße Strukturierung einer solchen leitfähigen Struktur durch Unterteilungen und Vertauschungen kann dieser Widerstandserhöhung in dem wech- selstromdurchflossenen Leiter reduziert bzw. verhindert werden.
Bei derartigen leitfähigen Strukturen kann es sich bei- spielsweise um in integrierten Schaltungen bzw. MMICs vorliegende Masseflächen und breite bzw. dicke Spannungszuleitungen handeln.
Die erfindungsgemäßen Leiter bzw. leitfähigen Strukturen eignen sich darüber hinaus zur Verwendung in hochfrequenten externen Magnetfeldern, da dann erstens das externe Magnetfeld weniger gestört wird und zweitens keine durch das externe Magnetfeld verursachte erhöhte Stromdichte an den Leiterrändern auftritt.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht somit nicht nur eine Verringerung des Widerstands in wechselstromdurchflossenen Leitern durch eine entsprechende Strukturierung derselben, sondern ermöglicht ferner eine Strukturierung von nicht wechselstromdurchflossenen leitfähigen Flächen, um deren Einfluß auf einen wechselstromdurchflossenen Leiter zu verringern bzw. zu beseitigen, wenn sich eine solche leitfähige Fläche innerhalb des durch den wechselstromdurchflossenen Leiter erzeugten Magnetfelds befindet.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 Schematisch eine Draufsicht einer bekannten planaren Spule;
Fig. 2 eine schematische Draufsicht eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer planaren Spule;
Fig. 3 eine schematische Draufsicht eines Transformators gemäß dem Stand der Technik; Fig. 4 eine schematische Draufsicht eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Transformators;
Fig. 5 eine schematische Draufsicht eines bekannten Lei- ters;
Fig. 6 und 7 schematische Draufsichten von Ausführungsbeispielen erfindungsgemäßer Leiter;
Fig. 8a und 8b schematische Querschnittsansichten erfindungsgemäßer Leiter;
Fig. 9 eine schematische Draufsicht eines weiteren Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen plana- ren Spule;
Fig. 10 eine schematische Draufsicht eines weiteren Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Leiters bzw. einer erfindungsgemäßen leitfähigen Struk- tur; und
Fig. 11 eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen planaren Spule. •
Bevor bezugnehmend auf die Zeichnungen nun bevorzugte Ausführungsbeispiele näher beschrieben werden, sei darauf hingewiesen, daß erfindungsgemäß unter dem Ausdruck „planarer Unterleiter" insbesondere unter Verwendung der Planartechnik hergestellte Leiterstrukturen zu verstehen sind. Derar- tige planare Leiterstrukturen können nach Bedarf in einer Mehrzahl von Metallisierungsebenen realisiert sein, um Kreuzungen zwischen Leitern bewirken zu können, ohne Kurzschlüsse zwischen denselben zu verursachen.
Ferner wird darauf hingewiesen, daß, da Wirbelströme durch zeitlich veränderliche Magnetfelder hervorgerufen werden, im folgenden nur solche Magnetfelder betrachtet werden. Somit sind im folgenden Formulierungen wie „konstantes Mag- netfeld" als örtlich konstant und nicht zeitlich konstant zu verstehen.
In Fig. 2 ist eine schematische Draufsicht einer erfin- dungsgemäßen Spule gezeigt, deren- Wicklungszahl und Spulenform im wesentlichen der in Fig. 1 gezeigten Spule entspricht. Erfindungsgemäß ist der Spulenleiter in einen ersten Unterleiter 22 und einen zweiten Unterleiter 24 unterteilt. Zwischen den Unterleitern 22 und 24 ist ein Spalt 26 gebildet, wobei es vorteilhaft ist, einen möglichst kleinen Spalt zwischen den Unterleitern 22 und 24 zu belassen. Die beiden Unterleiter und der Spalt können zusammen eine Gesamtbreite aufweisen, die im wesentlichen der eines entsprechenden Leiters ohne Unterteilung entspricht, so dass keine Raumverluste auftreten. Dies ist besonders bei modernen Halbleiterprozessen gut möglich, da hier die minimal realisierbaren Abstände sehr gering sind, weshalb die Gesamtbreite des Spulenleiters durch die Unterteilung nur geringfügig verringert wird. Durch diese Verringerung der Ge- samtbreite erhöht sich der Gleichstromwiderstand der Spule, was jedoch durch die erfindungsgemäß erreichte Verringerung der Wirbelstromverluste überkompensiert wird. Die Unterleiter 22 und 24 verlaufen wie dargestellt abschnittsweise parallel zueinander, wobei darunter hierin zu verstehen ist, dass die Unterleiter an sich parallel zueinander verlaufen, wobei die einander zugewandten Ränder derselben nicht zwingend parallel zueinander verlaufen müssen.
Wie in Fig. 2 gezeigt ist, sind die Unterleiter 22 und 24 an einem Spulenende 28 und an einem Spulenanfang 30 elektrisch leitfähig miteinander verbunden. Ferner sind die Unterleiter 22 und 24 hinsichtlich ihrer Position bezüglich einer gedachten Mittellinie des durch dieselben gebildeten „Gesamtleiters", dort wo die Unterleiter 22 und 24 im we- sentlichen parallel zueinander verlaufen, abschnittsweise vertauscht. Zu diesem Zweck sind bei dem in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel an jeder Ecke der Spule Überkreuzungen vorgesehen, von denen vier beispielhaft mit den Be- zugszeichen 32a, 32b, 32c und 32d bezeichnet sind. Die Ü- berkreüzungen, die ein jeweiliges Vertauschen der Unterleiter implementieren, sind durch jeweilige Unterführungen ü- ber eine andere Metallebene, damit kein Kurzschluß ent- steht, realisiert. An den Kreuzungspunkten 32a und 32c ist der Unterleiter 22 unter dem Unterleiter 24 durchgeführt, während an den Kreuzungspunkten 32b und 32d der Unterleiter 24 unter dem Unterleiter 22 hindurchgeführt ist. Ferner ist wiederum ein Unterführungsbereich 34 für eine Unterführung über eine andere Metallebene vorgesehen, um das Spulenende 30 ohne eine Kurzschlussbildung aus dem Spuleninneren herauszuführen.
Durch die Vertauschungen der Unterleiter, kann ein magneti- scher Fluß durch die Unterleiter stark reduziert werden, so daß neben der Aufteilung des Gesamtleiters in Unterleiter zusätzliche Wirbelströme zwischen den Unterleitern reduziert bzw. verhindert werden.
Durch die Vertauschung der Unterleiter wird der magnetische Fluß durch die durch die Unterleiter 22 und 24 umschlossenen Flächen reduziert. Im Sinne einer vereinfachten Betrachtungsweise sei davon ausgegangen, daß eine zu betrachtende Fläche dabei jeweils von zwei Unterleitermitten und aufeinanderfolgenden Überkreuzungen zwischen Unterleitern bzw. elektrisch leitfähigen Verbindungen zwischen denselben gebildet ist. Um nun den magnetischen Fluß durch die durch die Unterleiter gebildete Gesamtfläche zu verringern, werden erfindungsgemäß die Unterleiter vertauscht, so daß sich die Vorzeichen der umschlossenen Flächen umdrehen und damit der magnetische Fluß durch die Gesamtfläche, die durch die Unterleiter umschlossen wird, abnimmt. Die parasitäre Kapazität, die an den Über reuzungen zwischen den Unterleitern entsteht, ist kaum nachteilig, da die Unterleiter auf nahe- zu gleichem Potential sind.
Durch die beschriebene Umkehr der Vorzeichen der von den Unterleitern umschlossenen Flächen kann in jedem Fall eine Reduzierung des magnetischen Flusses durch die Gesamtfläche erreicht werden. Es ist dabei gleichgültig, ob die Vertauschung an einer Ecke oder in einer Geraden erfolgt. Bei einer Spule, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist, ändert sich das magnetische Feld von innen nach außen, so daß es sinnvoll ist, die Abstände zwischen den Vertauschungen relativ kurz zu wählen. Beispielsweise sollte pro Wicklung, d. h. Umdrehung, mindestens eine „komplette Vertauschung" vorgesehen sein, wobei unter dem Ausdruck „komplette Vertauschung" ei- ne solche Anordnung der Unterleiter zueinander verstanden wird, die eine näherungsweise Aufhebung des magnetischen Flusses bewirkt. Da bei jeder kompletten Vertauschung in erster Näherung der magnetische Fluß aufgehoben wird, ist es optional möglich, bei jeder kompletten Vertauschung eine elektrische Verbindung zwischen den Unterleitern herzustellen.
Obwohl in Fig. 2 eine Spule mit zwei Unterleitern dargestellt ist, kann erfindungsgemäß ein Spulenleiter in ND pa- rallele Unterleiter aufgeteilt werden, wobei Nö eine natürliche Zahl größer als 1 ist. Nö wird möglichst klein, aber so groß gewählt, daß die Breite jedes Unterleiters so schmal wird, daß keine wesentlichen Wirbelstromverluste mehr auftreten. Für einen Leiter bei 1 GHz wären dies bei- spielsweise 5 μm, was jedoch lediglich einen groben Richtwert darstellt, der darüber hinaus vom jeweilig verwendeten Prozeß abhängig ist. Für höhere Frequenzen eignen sich entsprechend schmälere Unterleiter. Im Idealfall liegt die Unterleiterbreite in der Größenordnung der Skintiefe, wobei jedoch deutliche Verbesserungen auch bereits für breitere Unterleiter erhalten werden können. Ferner kann es vorteilhaft sein, den Leiter einer erfindungsgemäßen planaren Spule im Bereich der inneren Wicklungen öfter zu unterteilen als im Bereich der äußeren Wicklungen, da dort das magneti- sehe Feld stärker ist. Eine Veränderung der Anzahl von Unterleitern, d. h. eine Nu-Veränderung, kann an den oben beschriebenen optionalen Verbindungspunkten zwischen den Un- terleitern bei einer jeweiligen kompletten Vertauschung erfolgen.
Wie oben dargelegt wurde, wird unter dem Ausdruck „komplet- te Vertauschung" eine solche Anordnung von Unterleitern verstanden, nach der in erster Näherung der magnetische Fluß aufgehoben ist bzw. sich durch die umgekehrten Vorzeichen der Teilflächen ausgelöscht hat. Im Falle eines erfindungsgemäßen Leiters der Länge 1, der zwei Unterleiter auf- weist, kann eine komplette Vertauschung folglich erreicht werden, indem ein Positionswechsel zwischen den Unterleitern bei halber Länge 1/2 erfolgt, so daß die dann jeweils umschlossenen Teilflächen mit umgekehrtem Vorzeichen eine identische Größe besitzen. Somit kann durch eine einzige symmetrische Vertauschung bei zwei Unterleitern eine komplette Vertauschung mit einer Auslöschung des magnetischen Flusses durch die von den Unterleitern eingeschlossene Gesamtfläche bewirkt werden, wenn ein örtlich konstantes Magnetfeld vorliegt. Unterscheidet sich das Magnetfeld in den Teilbereichen des geraden Leiters, so kann die Position des Unterleiterwechsels, d. h. des Unterleiterpositionswechsels, entsprechend angepaßt werden, um wiederum eine Auslöschung des magnetischen Flusses zu erreichen.
Im folgenden wird eine Auslöschung bezogen nur auf ein örtlich konstantes Magnetfeld als Auslöschung 0. Ordnung bezeichnet, während eine Auslöschung mit Beachtung eines Magnetfeldgradienten als Auslöschung 1. Ordnung bezeichnet wird. An dieser Stelle sein angemerkt, daß in jedem Fall bereits eine Auslöschung 0. Ordnung eine wesentliche Verbesserung hinsichtlich der Wirbelstromverluste liefert.
Wenn der Leiter in mehr als zwei Unterleiter unterteilt wird, kann eine komplette Vertauschung in mehreren Teil- schritten erfolgen. Soll auch der Gradient des Magnetfelds beachtet werden, d. h. soll eine Auslöschung 1. Ordnung bewirkt werden, ist eine komplette Vertauschung in Teilschritten dann sogar notwendig. Bei einem örtlich konstan- ten Magnetfeld wird eine komplette Auslöschung aller magnetischen Flüsse durch alle Kombinationen von Unterleitern bereits mit einer einzigen symmetrischen Vertauschung um die Leitermitte erreicht, wenn die Abstände zum Leiteran- fang bzw. Leiterende vor und nach der Vertauschung gleich sind. Gibt es jedoch einen Gradienten im Magnetfeld, der senkrecht auf der Leiterrichtung steht, so kann eine komplette Auslöschung aller magnetischen Flüsse durch alle Kombinationen von Unterleitern erreicht werden, indem N0 Teilvertauschungen vorgenommen werden, durch die jeder Unterleiter genau einmal jede der Nu-Unterleiterpositionen des Leiters einnimmt. Eine komplette Vertauschung ist dann mit der Nö-ten Teilvertauschung erreicht.
Im folgenden werden einige exemplarische Beispiele dafür gegeben, wie eine Vertauschung konkret erfolgen kann. Bei jeder Vertauschung werden die Unterleiter dabei auf verschiedene Metallisierungsebenen gebracht, damit keine e- lektrische Verbindung entsteht. Darüber hinaus kann, wie oben angegeben wurde, wahlweise bei jeder kompletten Vertauschung eine elektrische Verbindung zwischen den Unterleitern realisiert sein, so dass an diesen Punkten keine Unterführung über verschiedene Metallisierungsebenen notwendig ist.
Eine erste Möglichkeit besteht darin, die Unterleiter in regelmäßigen Abständen zu vertauschen, wobei unter regelmäßig hier auch Abstände zu verstehen sind, die durch ein regelmäßiges Muster bedingt sind, beispielsweise eine jewei- lige Vertauschung an den Spulenecken, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist. Die Abstände der Vertauschungen, wie sie in Fig. 2 gezeigt sind, nehmen nach innen hin ab. Eine Vertauschung kann dabei jeweils symmetrisch um die Leitermitte erfolgen, wobei außenliegende Unterleiter nach innen und innenliegen- de Unterleiter nach außen gelegt werden. Bei einer ungeraden Unterteilungszahl braucht der mittlere Leiter dann nicht vertauscht zu werden, wobei sich eine Auslöschung 0. Ordnung ergibt. Um eine Auslöschung 1. Ordnung zu errei- chen, kann eine Vertauschung unter Verwendung einer Rotation durchgeführt werden, beispielsweise von innen nach außen, wobei der äußerste Unterleiter nach innen kommt, während alle anderen um eine Position nach außen geschoben werden. Bei dieser Vorgehensweise ist eine komplette Vertauschung nach Nrj-Teilvertauschungen erreicht. Eine Auslöschung 1. Ordnung kann jedoch auch durch jede andere Summe aus Vertauschungen erreicht werden, bei der jeder Unterleiter jede der Nα Unterleiterpositionen gleich lange besetzt.
Im Falle aufeinandergestapelter Spulen, wobei unter aufein- andergestapelten Spulen planare Spulen zu verstehen sind, bei denen in zwei oder mehr Schichten übereinander seriell verbundene Teilspulen eine Gesamtspule bilden, genügt es, eine Vertauschung beim Schichtwechsel vorzunehmen, um eine Auslöschung 0. Ordnung zu erreichen. Dieser Sonderfall entsteht dadurch, daß hier der Mittelpunkt der Gesamtspule ausgezeichnet ist.
Auch im Falle symmetrischer Spulen reicht genau eine symmetrische Vertauschung in der Mitte aus, um eine Auslöschung 0. Ordnung zu erreichen, da durch die Symmetrie dann die Flächen und damit magnetischen Flüsse auf beiden Seiten umgekehrt gleich groß sind.
Zur Erreichung einer Auslöschung 0. Ordnung kann jeweils genau eine symmetrische Vertauschung gezielt so plaziert werden, daß sich die magnetischen Flüsse aufheben, wie es oben beispielsweise anhand eines geraden Leiters der Länge 1 dargelegt wurde. Um nun eine Auslöschung erster Ordnung zu realisieren, kann es notwendig sein, eine komplette Vertauschung nicht in regelmäßigen Abständen, wie es oben beschrieben wurde, sondern gezielt zu setzten. Somit ist eine wirklich komplette Auslöschung möglich, d. h. sowohl ein Magnetfeldgradient senkrecht zum Leiter als auch ein Magnetfeldgradient längs zum Leiter kann berücksichtigt werden, wobei solche Gradienten insbesondere bei unsymmetrischen Spulen auftreten. Ist der Magnetfeldgradient nicht bekannt, so kann das Verhalten bezüglich eines Magnetfeldgradienten ohne genaue Untersuchung desselben dadurch verbessert werden, dass möglichst viele Vertauschungen plaziert werden. Darüber hinaus kann durch die angegebene ge- zielte Plazierung unter Berücksichtigung des ortsabhängigen Magnetfelds eine weitere Verbesserung des Verhaltens bis hin zu einer kompletten Auslöschung erreicht werden.
Bezugnehmend auf die Fig. 3 und 4 werden nun Ausführungs- beispiele einer Anwendung des erfindungsgemäßen Leiters bezüglich planarer Transformatoren beschrieben. Bei planaren Transformatoren handelt es sich um zwei oder mehr auf verschiedene Arten umeinander oder ineinander gewickelte planare Spulen. Auf jede dieser Einzelspulen kann eine erfin- dungsgemäße Leiterbahnunterteilung bzw. eine Vertauschung entsprechend bevorzugter Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung angewendet werden.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Transformator gemäß dem Stand der Technik ist in Fig. 3 gezeigt, in der ein unterteilter Primärleiter 36 und ein Sekundärleiter 38 gezeigt sind. Der Sekundärleiter 38 ist zur Verbesserung der magnetischen Kopplung mit dem unterteilten Primärleiter 36 ineinander gelegt, d.h. zwischen Unterleitern 40 und 42 des Primärleiters 36 angeordnet. An den Primärleiterenden 44 und 46 sind die Unterleiter 40 und 42 des Primärleiters 36 elektrisch leitfähig miteinander verbunden. Das Leiterende 46 des Primärleiters und das Leiterende 50 des Sekundärleiters sind mittels einer Unterführung 51 auf einer anderen Metallebene herausgeführt, damit kein Kurzschluß entsteht. Nachteilig an der in Fig. 3 gezeigten Anordnung ist jedoch, daß die parasitäre kapazitive Kopplung steigt. Da von der Primärleiterbahn ferner eine große Fläche umschlossen wird, fließt auch ein entsprechend großer magnetischer Fluß hin- durch, der wiederum Wirbelströme induziert.
Bei einem erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel eines Transformators sind die angegebenen Nachteile hinsichtlich der Wirbelströme vermindert bzw. verhindert, indem die Unterleiter 40 und 42 der Primärwicklung, d. h. des Primärleiters, vertauscht werden, wie in Fig. 4 gezeigt ist. Der Unterleiter 40 ist bei dem in Fig. 4 gezeigten Ausführungs- beispiel an der mittleren Ecke zwischen den Leiterenden 44 und 46 mit dem Unterleiter 42 vertauscht. Wiederum sind entsprechende Unterführungen 52 vorgesehen, um einen Kurzschluß zu verhindern. Bei diesem Beispiel eines Transformators ist es vorteilhaft, möglichst wenige Vertauschun- gen vorzunehmen, beispielsweise eine Vertauschung pro Wicklung, da die parasitäre Kapazität zur Sekundärwicklung 38 einen negativen Einfluß hat. Allgemein kann jede Einzelspule eines Transformators, der einen erfindungsgemäßen Leiter aufweist, getrennt betrachtet werden, wobei jeder in Fig. 4 dargestellte Leiter bzw. Unterleiter in zusätzliche Subleiter aufgeteilt werden kann. Es werden dann sowohl die Subleiter innerhalb jedes Leiters bzw. Unterleiters als auch die Unterleiter den obigen Vertauschungsregeln unterworfen. Für eine vollständige Unterdrückung der Wirbelströme wird dann jeder Subleiter jede Position innerhalb seines Leiters zu gleichen Teilen einnehmen. Ein Subleiter bezüglich des Unterleiters 42 würde also alle Subleiterpositionen innerhalb der Unterleiter 40 und 42, die gemeinsam den Primärleiter bilden, einnehmen.
Bezugnehmend auf die Fig. 5 bis 7 werden nun zwei beispielhafte Ausführungsformen eines erfindungsgemäßen Leiters beschrieben. Die erfindungsgemäße Aufteilung eines Leiters in Unterleiter und die Vertauschung ist auch für reine Über- tragungsleitungen sinnvoll. Auch in einer reinen Übertragungsleitung erzeugt das durch einen in der Leitung fließenden Strom erzeugte Magnetfeld Wirbelströme, die als Skineffekt bekannt sind. Diese Skineffektverluste können durch Aufteilen in Unterleitungen und Vertauschen dieser Unterleitungen stark unterdrückt werden. Dabei ist darauf zu achten, daß sich das Vorzeichen des magnetischen Flusses bei der Leitermitte umdreht. Es gibt also kein konstantes Magnetfeld und damit ist eine symmetrische Vertauschung, wie sie für eine Auslöschung 0. Ordnung benutzt wird, wirkungslos. Allgemein sind die Ausführungen zur Auslöschung 1. Ordnung anzuwenden. Nachfolgend werden Sonderfälle beschrieben, die Leiterbesonderheiten zur Vereinfachung nut- zen.
Zwei Ausführungsbeispiele eines solchen Leiters mit Skinef- fektverlustunterdrückung sind in den Fig. 6 und 7 gezeigt, wobei in Fig. 5 ein Abschnitt eines bekannten Leiters dar- gestellt ist, um zu verdeutlichen, daß die erfindungsgemäßen Leiter in der Gesamtheit eine Breite aufweisen, die im wesentlichen der des bekannten Leiters entsprechen kann.
Bei dem in Fig. 6 gezeigten Ausführungsbeispiel umfaßt der erfindungsgemäße Leiter vier Unterleiter 60, 62, 64 und 66, die jeweils an den Leiterenden 68 bzw. 70 elektrisch miteinander verbunden sind. Ferner ist gemäß Fig. 6 eine Vertauschung vorgesehen, um den Skineffekt über das gesamte in Fig. 6 gezeigte Leiterstück auszulöschen. Gemäß dem Ausfüh- rungsbeispiel in Fig. 6 wird eine Vertauschung getrennt für beide Hälften des Leiters vorgenommen, d. h. die Positionen der Unterleiter 60 und 62 werden in der Mitte des Leiterstücks vertauscht, und die Positionen der Unterleiter 64 und 66 werden in der Mitte des dargestellten Leiterstücks vertauscht. Entsprechende Unterführungen 72 unter Verwendung unterschiedlicher Metallisierungsebenen sind ebenfalls schematisch dargestellt. Obwohl in Fig. 6 lediglich zwei Unterleiter pro Leiterhälfte gezeigt sind, können drei oder mehr Unterleiter pro Leiterhälfte vorgesehen sein, die so vertauscht sind, dass jeweils jeder Unterleiter zumindest einmal jede Unterleiterposition der Leiterhälfte, zu der der Unterleiter gehört, einnimmt.
Bei dem in Fig. 7 dargestellten Ausführungsbeispiel umfaßt der erfindungsgemäße Leiter ebenfalls vier Unterleiter 60, 62, 64 und 66, die wiederum an den Enden 68 bzw. 70 des Leiters elektrisch leitfähig miteinander verbunden sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden bei der mittig ange- ordneten Vertauschung die Positionen der oberen beiden Unterleiter 60, 62 mit den Positionen der unteren beiden Unterleiter 64 und 66 vertauscht. Zur Realisierung der Vertauschungen sind wiederum entsprechende Unterführungen 74 verwendet. Bei dem in Fig. 7 gezeigten Ausführungsbeispiel wird der Effekt ausgenutzt, daß sich das Vorzeichen des Magnetfelds in der Leitermitte umdreht. Obwohl in Fig. 7 nur zwei Unterleitergruppen gezeigt sind, die jeweils aus zwei Unterleitern 60 und 62 bzw. 64 und 66 bestehen, können drei oder mehr Unterleitergruppen vorgesehen sein, die derart vertauscht sind, dass jede Unterleitergruppe zumindest einmal jede Unterleiterposition einnimmt.
Beide in den Fig. 6 und 7 beschriebenen Ausführungsbeispie- le vernachlässigen ein von anderen Leitern erzeugtes Magnetfeld. Im Gegensatz zu den oben beschriebenen Beispielen der vorliegenden Erfindung bei Anwendung auf eine Spule sind für einfache Leitungen auch größere Unterleiterabstän- de bezüglich der magnetischen Eigenschaften eher vorteil- haft. Bei dem erfindungsgemäßen Leiter bzw. der erfindungsgemäßen Leitung unter Verwendung mehrerer Unterleiter mit entsprechenden Vertauschungen zur Unterdrückung von Skinef- fektverlusten steigt der Leitungswiderstand bei hohen Frequenzen geringer an.
Bezugnehmend auf die Fig. 8a und 8b werden nun noch zwei Ausführungsbeispiele erfindungsgemäßer Leitungen bei einer vertikalen Verschaltung bzw. Anordnung, d. h. einer planaren Anordnung über mehrere Metallisierungsebenen übereinan- der, beschrieben.
In Fig. 8a ist eine schematische Querschnittsansicht eines Leiters gezeigt, der zwei Unterleiter 80 und 82 aufweist, die unterschiedlichen Metallisierungsebenen angehören und somit durch ein isolierendes Substrat, das schematisch bei 84 gezeigt ist, getrennt sind. Bei dem in Fig. 8a gezeigten Beispiel können durch entsprechende Vertauschungen vertikale Wirbelströme verringert werden, so daß wiederum eine Re- duzierung von Wirbelstromverlusten erfolgt. Das Beispiel ist jedoch nachteilig dahingehend, daß Wirbelströme in lateraler Richtung der Unterleiter 80 und 82 nicht wirksam unterdrückt werden.
Ein diesbezüglich bevorzugteres Ausführungsbeispiel ist in Fig. 8b gezeigt, bei der die in Fig. 8a gezeigten parallelen Leiter 80 und 82 nochmals in Unterleiter 80a, 80b bzw. 82a, 82b unterteilt sind. An entsprechenden Vertauschungs- punkten können nun der Leiter 80a mit dem Leiter 80b und der Leiter 82a mit dem Leiter 82b vertauscht sein. Wird die Gesamtdicke einer durch die vier Unterleiter 80a, 80b, 82a, 82b gebildeten Leiterbahn so dick, daß nicht nur Wirbelströme in der Horizontalen, sondern auch in der Vertikalen stören, kann analog zu dem oben Beschriebenen eine Vertauschung nicht nur zwischen den Leitern der einzelnen Metallisierungsebenen, sondern auch von oben nach unten, d. h. zwischen den Leitern 80a und 82a bzw. 80b und 82b, erfolgen. Die möglichen Vertauschungen sind in Fig. 8b durch Pfeile angezeigt. Somit können sowohl vertikale als auch horizontale Wirbelströme verringert werden, wobei die vertikale Vertauschung und die horizontale Vertauschung unabhängig voneinander erfolgen können. Eine vollständige Reduzierung der Wirbelstromverluste in allen Richtungen wird erreicht, wenn alle Unterleiter durch Vertauschung jeweils gleich lang an jeden Ort gelegt werden, d.h. zu gleichen Teilen jede Unterleiterposition besetzen.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Anwendung der vor- liegenden Erfindung auf eine planare Spule ist in Fig. 9 gezeigt.
Fig. 9 zeigt eine achteckige planare Spule, bei der der Leiter mit einem Leiteranfang 100 und einem Leiterende 102 zwischen denselben in drei Unterleiter 104, 106 und 108 unterteilt ist. Wie dargestellt ist, ist bei dieser Spule an den Vertauschungsstellen, die wiederum durch Unterführungen gebildet sind, die in Fig. 9 schraffiert dargestellt sind und von denen drei beispielhaft mit dem Bezugszeichen 110 bezeichnet sind, jeweils der innerste Leiter nach außen geführt, um eine Rotationsvertauschung zu erreichen. Wie dargestellt ist, sind acht Vertauschungen vorgesehen, so dass jeder der Unterleiter 104, 106 und 108 näherungsweise zu gleichen Teilen jede der Unterleiterpositionen besetzt, um eine im wesentlichen vollständige Auslöschung des magnetischen Flusses durch die von den Unterleitern besetzten Teilflächen zu bewirken.
Bei der in Fig. 9 dargestellten Spule sind an dem Leiteranfang 100 bzw. dem Leiterende 102 die Unterleiter wiederum elektrisch leitfähig miteinander verbunden, wobei bei diesem Beispiel der Leiter im Bereich der Unterführung 112, die vorgesehen ist, um das Leiterende 102 herauszuführen, nicht mehr unterteilt ist.
In Fig. 10 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel für einen erfindungsgemäß strukturierten Leiter dargestellt. Der ge- zeigte Leiter umfasst vier Unterleiter 120, 122, 124 und 126, die am Leiteranfang 128 und am Leiterende 130 elektrisch leitfähig verbunden sind. Bei diesem Leiter sind drei Rotationsvertauschungen 132 vorgesehen, die vier gleich lange Leiterabschnitte definieren. Somit ergibt sich bei dem dargestellten Leiterabschnitt eine komplette Vertauschung bei vier Unterleitern, wobei eine elektrisch leitfähige Verbindung statt der vierten Vertauschung vorgesehen ist.
Der in Fig. 10 dargestellte Leiter kann nun auch als leitfähige Struktur betrachtet werden, die an sich nicht strom- durchflossen ist, beispielsweise eine Massefläche oder Spannungszuführungsleitung einer integrierten Schaltung. Diese leitfähige Struktur kann nun in der Nähe eines wech- selstromdurchflossenen Leiters angeordnet sein, wobei ein solcher Leiter 140 in Fig. 10 angedeutet ist. Der Leiter 140 weist durch die in der leitfähigen Struktur vorgesehe- nen Unterteilungen und Vertauschungen geringere Wirbelstromverluste auf.
Der Leiter 140 kann beispielsweise ein Abschnitt einer Spu- le sein. Durch das Spulenfeld werden Wirbelströme in der leitfähigen Struktur, die ein an sich nicht wechselstrom- durchflossener Leiter oder aber auch ein ebenfalls wechsel- stromdurchflossener Leiter sein kann, erzeugt, die wiederum nachteilige Effekte in dem Leiter 140 verursachen. Durch die Anwendung von Unterteilung und Vertauschung auf die leitfähige Struktur können diese unterdrückt werden. Generell können dabei wieder die oben aufgeführten Vertau- schungsregeln beachtet werden, mit denen auch die Skinef- fektverluste des Leiters selbst unterdrückt werden können, beispielsweise eine Vertauschung durch Rotation der Leiterpositionen.
Erfindungsgemäß können somit eine Anzahl von Verbesserungen erreicht werden. Zum einen wird der Qualitätsfaktor des Leiters, beispielsweise der Spule, verbessert und zum anderen ist es möglich, Leitungen dichter an Spulen vorbei zu führen, wodurch eine höhere Packungsdichte erreicht wird. Darüber hinaus können leitfähige Flächen, wie z.B. Masseebenen oder Spannungszuführungsleitungen, näher an wechsel- stromführenden Leitungen vorgesehen werden, ohne das Verhalten in den wechselstromführenden Leitungen wesentlich zu beeinträchtigen. Außerdem ist der Strom gleichmäßiger verteilt, wodurch bei vorgegebener maximaler Stromdichte ein größerer Strom zulässig ist.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht somit die Realisierung verlustarmer Leitungen sowohl für die Verwendung als Übertragungsleitungen durch Reduzierung bzw. Unterdrückung von Skineffektverlusten als auch für die Verwendung in Spulen bzw. Transformatoren durch Reduzierung bzw. Unterdrückung von dort auftretenden Wirbelstromverlusten. Die vorliegende Erfindung eignet sich insbesondere zur Realisierung von planaren Spulen und Transformatoren, die durch Strukturie- rung in einer mehrlagigen Schichtstruktur hergestellt werden, beispielsweise auch in der MCM-D-Technologie. Ferner eignet sich die vorliegende Erfindung zur Herstellung pla- narer Spulen und Transformatoren in integrierten Schaltun- gen, beispielsweise CMOS-Strukturen, BiCMOS-Strukturen, bipolaren Strukturen in Silizium, GaAs oder SiGe. Die vorliegende Erfindung eignet sich dabei zur Herstellung planarer Spulen und Transformatoren für Hochfrequenzanwendungen, beispielsweise in einem Frequenzbereich von 1 GHz bis 50 GHz. Wie beschrieben, eignet sich die vorliegende Erfindung darüber hinaus für Leitungen, die in mehrlagigen Schichtstrukturen durch Strukturierung hergestellt werden, beispielsweise Leitungen in integrierten Schaltungen der oben genannten Technologien, d. h. CMOS-Technologien, BiCMOS- Technologien und bipolaren Technologien in Silizium, GaAs, AlGaAs oder SiGe.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 11 gezeigt. Die dort dargestellte planare Spule weist eine Mehrzahl von Wicklungen auf, nämlich 2 H, und entspricht diesbezüglich der in Fig. 1 gezeigten bekannten Spule. Jedoch ist gemäß Fig. 11 der Spulenleiter in zwei Unterleiter 200 und 202 unterteilt. Die Unterleiter 200 und 202 sind am Spulenanfang 204 und 206 elektrisch leitfähig verbunden, können jedoch auch extern unter Verwendung von Verbindungsleitern elektrisch leitfähig verbunden sein. Die Unterteilung des Spulenleiters in Unterleiter erfolgt vorzugsweise so, daß die durch die beiden Unterleiter und den Zwischenraum 208 zwischen denselben definierte Breite im wesentlichen der Breite des ursprünglichen, nicht unterteilten, Spulenleiters, wie er in Fig. 1 gezeigt ist, entspricht .
Das Magnetfeld der in Fig. 11 gezeigten Spule besitzt in der Mitte derselben eine erste Richtung, während es im äußeren Bereich eine entgegengesetzte Richtung aufweist. Das bedeutet, daß sich das Vorzeichen des magnetischen Flusses von innen nach außen ändert. Somit findet eine Reduzierung des Flusses allein durch eine Unterteilung des Spulenleiters ohne Vertauschung und/oder Verbindung zwischen Unterleitern statt.

Claims

Patentansprüche
1. Leitfähige Struktur mit folgenden Merkmalen:
einem Strukturanfang (28; 44; 68; 100; 128) und einem Strukturende (30; 46; 70; 102; 130);
einer Mehrzahl von planaren Teilstrukturen (24, 26; 40, 42; 60 - 66; 80, 82; 80a, 80b, 82a, 82b; 104 - 110; 120 - 124) zwischen dem Strukturanfang und dem Strukturende, die auf zumindest einem isolierenden Substrat zumindest abschnittsweise parallel zueinander verlaufend angeordnet sind,
wobei abschnittsweise die Positionen der Teilstrukturen durch Überkreuzungen (32a, 32b, 32c, 32d; 52; 72; 74; 110; 132) vertauscht sind, so daß die einen Wechselstromfluß durch die leitfähigen Teilstrukturen beeinträchtigende Wirkung des von dem Wechselstromfluß erzeugten Magnetfelds reduziert wird, oder so daß die den Wechselstromfluß durch einen externen Leiter (140) beeinträchtigende, durch die leitfähige Struktur bedingte Wirkung des von dem Wechselstromfluß durch den externen Leiter erzeugten Magnetfelds reduziert wird, und
wobei die leitfähige Struktur eine Mehrzahl von zumindest drei Teilstrukturpositionen entsprechend der Anzahl von zumindest drei Teilstrukturen aufweist und wobei die Positionen der Teilstrukturen abschnittsweise derart vertauscht sind, daß jede Teilstruktur zumindest einmal jede Teilstrukturposition einnimmt.
2. Leitfähige Struktur gemäß Anspruch 1, bei der die Teilstrukturen an dem Strukturanfang und dem Strukturende elektrisch leitfähig verbunden sind.
3. Leitfähige Struktur gemäß einem der Ansprüche 1 und 2, bei dem die Teilstrukturbreite im Bereich der Skintiefe bei einer Frequenz, bei der die leitfähige Struktur oder der externe Leiter (140) betrieben wird, liegt.
4. Leitfähige Struktur gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Überkreuzungen angeordnet sind, um einen Ortsgradienten des Magnetfelds zu berücksichtigen.
5. Leitfähige Struktur gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Mehrzahl von planaren Teilstrukturen (60, 62) eine erste Mehrzahl von planaren Teilstrukturen darstellt und die ferner eine zweite Mehrzahl von planaren Teilstrukturen (64, 66) aufweist, wobei entspre- chende Vertauschungen für die erste Mehrzahl von planaren Teilstrukturen (60, 62) und für die zweite Mehrzahl von planaren Teilstrukturen (64, 66) separat ausgeführt sind.
6. Leitfähige Struktur gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der eine planare Teilstruktur eine Gruppe aus zumindest zwei zueinander benachbarten Unterstrukturen aufweist.
7. Planare Spule, die als Spulenleiter (20) eine leitfähige Struktur gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6 aufweist, die in der Form einer oder mehrerer Wicklungen ausgestaltet ist.
8. Planare Spule gemäß Anspruch 7, bei der innere Wicklungen geringere Unterleiterbreiten aufweisen als äußere Wicklungen.
9. Planare Spule gemäß Anspruch 7, bei der der Spulenlei- ter im Bereich innerer Wicklungen eine größere Anzahl von Unterleitern aufweist als im Bereich äußerer Wicklungen.
10. Transformator, bei dem eine Primärwicklung und/oder eine Sekundärwicklung einen Leiter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6 aufweisen.
11. Transformator gemäß Anspruch 10, bei dem die Primärwicklung einen Leiter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6 aufweist und bei dem die Sekundärwicklung (38) zwischen den Unterleitern (40, 42) der Primärwicklung angeordnet ist.
12. Wechselstromleiter mit einer leitfähigen Struktur nach einem der Ansprüche 1 bis 6.
13. Leitfähige Struktur nach einem der Ansprüche 1 bis 6 als Massefläche oder breite Spannungszuführung zur
Verwendung in integrierten Schaltungen, um die den Wechselstromfluß in der Schaltung beeinträchtigende Wirkung der in dieser Massefläche oder breiten Spannungszuführung erzeugten Wirbelströme zu verhindern.
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