EP1344306A2 - Leistungselektronische schaltung - Google Patents

Leistungselektronische schaltung

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Publication number
EP1344306A2
EP1344306A2 EP01995550A EP01995550A EP1344306A2 EP 1344306 A2 EP1344306 A2 EP 1344306A2 EP 01995550 A EP01995550 A EP 01995550A EP 01995550 A EP01995550 A EP 01995550A EP 1344306 A2 EP1344306 A2 EP 1344306A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
power
electronic circuit
converter
power electronic
self
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP01995550A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Dieter Eckardt
Carsten Rebbereh
Hubert Schierling
Benno Weis
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Publication of EP1344306A2 publication Critical patent/EP1344306A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K2017/6875—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors using self-conductive, depletion FETs

Definitions

  • the invention relates to a power electronic circuit with at least one power semiconductor, the control inputs of which are linked to a control device, and to a power supply which is connected on the output side to connections of the control device and on the input side to a device at which a supply voltage is present.
  • Power electronic circuits include converter circuits, such as self-commutated converter, which is operated as an inverter or rectifier, or DC / DC converter, which is designed as a step-down or step-up converter or as a switching power supply. All these power electronic circuits have in common that they have at least one power semiconductor which is controlled by means of a corresponding control device. For the application of a corresponding control current or control voltage, the control device is connected to outputs of a power supply.
  • the power supply can be connected in one or more phases to a power network or to a voltage intermediate circuit capacitor of a converter circuit.
  • Power electronic circuits are operated in a voltage range above 100 V. Only self-locking semiconductors are used as power semiconductors in this voltage range. What these self-locking semiconductors have in common is that they block at a control voltage of 0 V. This means that the self-locking semiconductor only carries a current when the control voltage exceeds a certain positive value.
  • the self-blocking embodiment of the semiconductors necessitates a not negligible forward voltage, which in operation leads to forward losses and switching losses luste is responsible.
  • This power loss which is partly due to the self-locking embodiment of the semiconductors, must be dissipated by heat dissipation devices. As a result, the construction volume of a power electronic circuit is increased or such a power electronic circuit cannot be installed in the immediate vicinity of devices which generate heat loss.
  • Voltages for example up to 5 kV, are used in commercially available power electronic circuits only self-locking bipolar semiconductor switches made of silicon.
  • a hybrid power MOSFET which has a self-locking n-channel MOSFET, in particular a low-voltage power MOSFET, and a self-conducting n-channel junction FET.
  • This high blocking junction FET is also referred to as a junction field effect transistor (JFET).
  • JFET junction field effect transistor
  • the low-blocking MOSFET of this cascade circuit has an internal bipolar diode which is connected antiparallel to the MOSFET and is generally referred to as an inverse or internal freewheeling diode.
  • the self-blocking n-channel MOSFET of this hybrid power MOSFET is made of silicon, whereas the self-conducting n-channel JFET is made of silicon carbide.
  • This hybrid power MOSFET is designed for a high reverse voltage of over 600 V and still has only slight losses in the pass band. Since this hybrid power MOSFET is a normally-off component, it can replace the bipolar semiconductor switches made of silicon of the aforementioned power electronic circuits without these power electronic circuits having to be modified. Since this hybrid power MOSFET is constructed from two semiconductor chips, the hybrid power MOSFET requires a relatively large area. This not only increases the space requirement of the power electronic circuit, but also increases the costs.
  • the invention is based on the object of further developing the power electronic circuit in such a way that the transmission and switching losses can be reduced further without increasing the costs.
  • the power semiconductor is a self-conducting power semiconductor further reduces the transmission losses and switching losses of the power electronic circuit. Since the number of semiconductor chips used is halved compared to the hybrid power MOSFETs, the space requirement of this power electronic circuit is significantly reduced. The costs are also reduced compared to a power electronic circuit with hybrid power MOSFETs. So that this power electronic circuit can be operated with self-conducting power semiconductors, the device which is connected upstream of the power supply must be designed in such a way that the power supply can be offered a predetermined supply voltage for the control device of the self-conducting power semiconductor immediately after a mains switch is closed.
  • the self-conducting power semiconductor is a highly blocking junction FET made of silicon carbide.
  • This power semiconductor switch can be operated at a high temperature, so that the cost of heat dissipation can be greatly reduced compared to conventional power electronic circuits. This also reduces the space required for the power electronic circuit.
  • the power electronic circuit according to the invention can thereby be arranged in the immediate vicinity of or in devices which generate heat loss. There is thus the possibility of integrating a power electronic circuit according to the invention into a terminal box of an electric motor without its own cooling device.
  • the self-conducting power semiconductor is dimensioned such that it limits the current flow through the self-conducting power semiconductor independently of an applied voltage by means of a saturated characteristic curve, this self-conducting power semiconductor being made of silicon carbide.
  • this self-conducting power semiconductor no device is required for the power supply of the control device of the self-conducting power semiconductor. The transmission losses of a power electronic circuit can thus be reduced in that only the normally-off power semiconductor is replaced by a normally-on power semiconductor.
  • this device has a switch and a rectifier with an auxiliary capacitor on the DC voltage side.
  • the power supply for the control device is electrically connected on the input side in parallel to the auxiliary capacitor, the rectifier being connectable to a supply network by means of the switch.
  • This device ensures that the power electronic circuit can only be put into operation by means of a switch when the power supply to the control device of the self-conducting power semiconductor (s) supplies a predetermined supply voltage, so that the self-conducting one or more Power semiconductors can be blocked.
  • the power electronic circuit can be used unchanged after the self-blocking power semiconductor (s) have been replaced by self-conducting power semiconductors.
  • this device has a switch and an auxiliary capacitor, the auxiliary capacitor being electrically switchable in parallel with a voltage intermediate circuit capacitor by means of the switch.
  • the switch is arranged in a connection between the two electrically connected capacitors.
  • the power supply is electrically connected on the input side in parallel to the auxiliary capacitor. As soon as the power supply has a predetermined supply voltage for the control device of the self-conducting power semiconductor (s), these are blocked. In this embodiment, only a few additional components are required so that a commercially available power electronic circuit after replacing the self- blocking power semiconductors against self-conducting power semiconductors remains operable.
  • FIG. 1 shows a first embodiment of the power electronic circuit according to the invention, in which
  • FIG. 2 shows a block diagram of a preferred embodiment of the power electronic circuit according to the invention
  • FIG. 3 shows temperature-dependent saturation characteristics in an I / U diagram in which
  • FIG. 4 shows an advantageous embodiment of the power electronic circuit according to FIG. 2;
  • FIGS. 5 to 13 each show a block diagram of a further embodiment of the power electronic circuit according to the invention, further embodiments of the power electronic circuit according to the invention being shown in FIGS.
  • This power electronic circuit 2 has at least one self-conducting power semiconductor 4, the control inputs of which correspond to a corresponding control device 6 are connected. Furthermore, this power electronic circuit 2 has a power supply 8 for the control device 6 and a device 10. On the output side, this device 10 is linked to connections of the power supply 8 of the control device 6. In addition, the device 10 is connected to a network 18 by means of a line 12. The power electronic circuit 2 can be connected to this network 18 by means of an ON / OFF switch 16. In this illustration, an n-channel junction FET, in particular a high-blocking device, is shown as the self-conducting power semiconductor 4.
  • this high-blocking n-channel junction FET is referred to as a junction field effect transistor (JFET).
  • this JFET is made of silicon carbide. Since the device 10 ensures that the power supply generates a predetermined supply voltage for the control device 6 of the self-conducting power semiconductor 4, after the self-conducting power semiconductor 4 is blocked, the power electronic circuit can be operated like a commercially available power electronic circuit with self-locking power semiconductors.
  • the use of self-conducting power semiconductors 4 significantly reduces the transmission losses of a power electronic circuit 2.
  • the outlay for the device 10 is minimal, so that the reduction of the transmission losses of the power electronic circuit 2 is created without additional costs.
  • 2 shows a block diagram of a preferred embodiment of the power electronic circuit 2 according to the invention, which here is a voltage intermediate circuit converter.
  • This voltage intermediate circuit converter has a mains-side converter 20 an uncontrolled power converter, also referred to as a rectifier, e ⁇ inen voltage intermediate circuit capacitor Cl and an inverter 22 with six self-conducting power semiconductors 4 at.
  • the network-side converter 20 can be connected to the supply network 18 by means of the ON / OFF switch 16, which is, for example, a contactor, on the AC voltage side.
  • the power supply 8 of the control device 6 is a switched-mode power supply which generates a supply voltage of +/- 25V for the control devices from a plurality of 100V intermediate circuit voltages.
  • JFETs made of silicon carbide are provided as self-conducting power semiconductors 4, which are dimensioned such that the current through the self-conducting power semiconductors 4 is limited regardless of the voltage present. This is achieved in that the JFET has a non-linear current-voltage characteristic curve according to FIG 3 receives, which the current through the self-conducting
  • Power semiconductor 4 limited to a value independent of the applied voltage.
  • the non-linearity can be selected in such a way that the self-conducting power semiconductors 4 only absorb part of the intermediate circuit voltage above a predetermined current value and thus are not noticeable at lower currents and thus cause hardly any losses in continuous operation. Since the self-conducting power semiconductors 4 each have a non-linear current-voltage characteristic, the device 10 for the power supply 8 of the control device 6 is no longer required. Without this nonlinear current-voltage characteristic, the self-conducting power semiconductors 4 short-circuit the voltage intermediate circuit capacitor C1, so that no intermediate circuit voltage can be built up when the voltage intermediate circuit converter is switched on. Without an intermediate circuit voltage, there is also no supply voltage for the control devices 6 of the self-conducting
  • the intermediate circuit voltage is built up by the non-linear current-voltage characteristic curve of each self-conducting power semiconductor 4, a power loss having to be accepted.
  • FIG. 4 shows an advantageous embodiment of the power electronic circuit 2 according to FIG. 2. This representation is restricted to the essential parts of the power electronic circuit 2 according to FIG. 2.
  • this embodiment has a series circuit 24 which has a decoupling diode " D and an auxiliary capacitor C2.
  • This series circuit 24 is electrically connected in parallel to the voltage intermediate circuit capacitor C1.
  • the power supply 8 for the control devices 6 of the The self-conducting power semiconductor 4 is electrically connected in parallel to the auxiliary capacitor C2 on the input side, and the decoupling diode D decouples the two capacitors C1 and C2 from one another.
  • the voltage intermediate circuit capacitor C1 can be discharged by switching on all the power semiconductors 4 of the inverter 22 of the voltage intermediate circuit converter. As soon as the voltage intermediate circuit converter is switched on again, it is immediately ready for operation, since the input voltage for the power supply 8 does not have to be built up first.
  • the value of the capacitance of this auxiliary capacitor C2 depends on the required bridging time.
  • FIG. 5 shows a first embodiment of the device 10 for the power supply 8 of the control device 6 of a self-conducting power semiconductor 4.
  • This device 10 has a switch 26, a rectifier 28 with a DC-side auxiliary capacitor C2 and a sequence control device 30.
  • the switch 26 connects the rectifier 28 on the AC voltage side to the supply network 18, to which the power electronic circuit 2 can be connected by means of the ON / OFF switch 16.
  • the power supply 8 is electrically connected on the input side in parallel to the auxiliary capacitor C2.
  • a DC voltage for the power supply 8 is built up by means of the rectifier 28 and the auxiliary capacitor C2. The generates from this DC input voltage
  • Power supply 8 is a supply voltage for the control circuit 6 of a self-conducting power semiconductor 4. As soon as the supply voltage of the control device 6 is established, the self-conductive power switch 4 of the power electronic circuit 2 is blocked.
  • FIG. 6 shows an advantageous embodiment of the device 10 according to FIG. 1 in more detail.
  • This facility 10 has a switch 32 and an auxiliary capacitor C2.
  • the auxiliary capacitor C2 is electrically connected in parallel to the voltage intermediate circuit capacitor C1, the switch 32 being arranged in a connection between these two capacitors C1 and C2 connected in parallel.
  • the connection in which this switch 32 is arranged is immaterial.
  • the input of the power supply 8 is connected electrically in parallel with the auxiliary capacitor C2.
  • the power supply 8 is connected to connections of a control device 6.
  • the rectifier 28 is saved here since it is already present in a voltage intermediate circuit converter.
  • the voltage intermediate circuit converter has a precharging resistor 52 which can be bridged by means of a switch 54.
  • This bridgeable precharge resistor 52 is arranged in the positive busbar between the grid-side converter 20 and the inverter 32.
  • the device 10 likewise has a series circuit 24 which has a decoupling diode D and an auxiliary capacitor C2. This series circuit 24 is electrically connected in parallel to the output of the line-side converter 20.
  • the power supply 8 of the control device 6 of the self-conducting power semiconductors 4 of the inverter 32 is electrically connected on the input side in parallel to the auxiliary capacitor C2. In addition, this power supply 8 is connected to a control input of the switch 54 by means of a control line 14.
  • This switch 54 is actuated as soon as the voltage intermediate circuit capacitor C1 has exceeded a predetermined voltage value.
  • a thermistor 56 can also be used (FIG. 8).
  • the network 18 is connected to the uncharged voltage intermediate circuit capacitor C1 with a cold thermistor 56, this voltage picks up and limits the current that flows through the still short-circuited inverter 32. Since the voltage for the power supply 8 is tapped before the thermistor 56 seen in the direction of current flow, it can start its work and supply the energy for blocking the self-conducting power semiconductors 4 of the inverter 32. As soon as these self-conducting power semiconductors 4 block, the voltage intermediate circuit capacitor C1 charges.
  • FIG. 9 shows an embodiment in which the short circuit of the voltage intermediate circuit capacitor C1 is immediately removed when the network 18 is switched on. This is achieved in that the thermistor 56 is arranged in the reference rail (ground line) of the voltage intermediate circuit converter between the line-side converter 20 and the inverter 32. In addition to the series connection 24, the device 10 has a resistor 58 for each self-blocking power semiconductor 4 on the lower bridge side of the inverter 32. These self-conducting power semiconductors 4 are electrically conductively connected with a connection to the reference rail.
  • Each resistor 58 is on the one hand with a control connection of a self-conducting power semiconductor 4 and on the other hand by means of two Zener diodes 60 and 62 connected in anti-parallel are connected to the reference rail in the line-side converter 20.
  • the voltage present at the thermistor 56 minus the Zener voltages of the Zener diodes 60, 62 is applied as a negative blocking voltage to the control connections of the self-conducting power semiconductors 4 on the lower bridge side of the inverter 32. Since this voltage can be higher than permitted for the control connections of the self-conducting power semiconductors 4, each control connection is protected by a Zener diode 64 and 66.
  • the resistors 58 are very high-impedance in order to keep the power of the Zener diodes 60 to 64 very low. In continuous operation, the voltage across the resistors 58 is less than 15V.
  • the Zener diodes 60 and 62 prevent the voltage drop across the thermistor 56 from influencing the control of the self-conducting power semiconductors 4 of the inverter 32 in normal operation.
  • FIG. 9 An advantageous embodiment of the device 10 according to FIG. 9 is shown in more detail in FIG.
  • This variant of the device 10 only needs one resistor 58.
  • three diodes 68 are provided, which are connected in such a way that the diodes 68 block in normal operation and the resistor 58 is de-energized.
  • Low-voltage diodes are provided as diodes 68.
  • FIG. 10 A further advantageous embodiment of the device 10 is shown in more detail in FIG.
  • this variant of the device 10 only a resistor 58 and a diode 68 are required.
  • the diode 68 is not linked to a control connection of a self-conducting power semiconductor 4 on the anode side, as in the variant according to FIG. 10, but to the output of the power supply 8.
  • the supply voltage becomes direct the control devices 6 of the self-conducting power semiconductors 4 on the lower bridge side of the inverter 32.
  • FIG. 12 shows a voltage intermediate circuit converter which, as the line-side converter 20, has a semi-controlled thyristor bridge.
  • the negative busbar between the line-side converter 20 and the inverter 32 is connected to ground in this voltage link converter.
  • a control device 70 is provided for controlling the thyristors of the semi-controlled bridge and is connected to an output of the power supply 8 by means of a line 12.
  • the device 10 has a series circuit 24, which is electrically connected in parallel to the output of the line-side converter 20.
  • the connection point of the diode D and the auxiliary capacitor C2 is connected to a mains line by means of a diode 72. If the converter is connected to the network 18 using the ON / OFF switch 16, the voltage intermediate circuit initially remains voltage-free, since the thyristors of the semi-controlled bridge do not yet receive any ignition pulses.
  • the power supply 8 can generate a supply voltage for the control device 6 of the self-conducting power semiconductors 4 of the inverter .32 and for the control device 70 of the thyristors, this is connected on the input side to at least one diode 72 with a power line. Three diodes can also be used.
  • the control angle is based on Inverter end positions slowly reduced to zero. If the intermediate circuit is started up, the power supply 8 receives its energy from the voltage intermediate circuit capacitor C1.
  • a matrix converter can also be provided as the power electronic circuit, the self-blocking power semiconductors of which can be replaced by self-conducting power semiconductors.
  • the device 10 also has a series connection 24 in the case of a matrix converter as a power electronic circuit. Instead of a diode D, this series circuit has three diodes D.
  • the second connection of the auxiliary capacitor C2 is linked with three diodes D 'to the input connections of the matrix converter.
  • the power supply 8 of the control device 6 of the self-conducting power semiconductors 4 of the matrix converter receives its energy from the network 18 before this matrix converter is connected to the network 18 by means of the switch 16. As soon as the self-conducting power semiconductors 4 are blocked, the ON / OFF switch 16 is closed by means of the control line 14.
  • the power supply 8 can be implemented redundantly.
  • each power supply 8 and 34 is provided as the power supply 8 and 34, of which only the input transformer 36 and 38 is shown for reasons of clarity. Since each power supply 8 and 34 six control devices 6 of the six If self-conducting power semiconductors 4 of an inverter 22 of a voltage intermediate circuit converter are supplied with supply energy, the transformers 36 and 38 are each provided with six secondary windings 40 and 42. The primary winding 44 and 46 of the power supply 8 and 34 is electrically connected in parallel to the auxiliary capacitor C2. One output each of the secondary windings 40 and 42 is provided with a decoupling diode 48 and 50, respectively. The outputs of each secondary winding 40, 42 are with a corresponding control device 6 of a self-conducting
  • Power semiconductor switch 4 linked. This redundant configuration of the power supply 8 can ensure that the self-conducting power semiconductor switches 4 of a power electronic circuit 2 are always supplied with control energy for their operation.
  • FIG. 15 shows a further possibility of interconnecting two power supplies 8 and 34.
  • the two power supplies 8 and 34 are not electrically connected in parallel, but rather are respectively assigned to predetermined control devices 6.
  • the outputs of the power supply 8 are connected to the control devices 6 of the 'self-conducting power semiconductors 4 on an upper bridge side of the inverter 22 of a voltage intermediate-circuit converter, whereas the outputs of the power supply 34 are connected to the control devices 6 of the self-conductive power semiconductors 4 on the lower bridge side of the inverter 22. Since each power supply 8 or 34 only has to supply three control devices 6, the input transformer 36 or 38 has only three secondary windings 40 and 42. With this embodiment, an unintentional intermediate circuit short circuit of a voltage intermediate circuit converter can be prevented. However, if a current Power supply 8 or 34 off, the power electronic circuit 2 must be switched off.
  • a self-conducting power semiconductor 4 can be used as a direct replacement for self-locking power semiconductors in commercially available converter circuits in order to reduce the transmission losses at low cost. If self-conducting power semiconductors 4 are used in commercially available converter circuits, the freewheeling diode can also be dispensed with, as a result of which the wiring complexity and the space requirement are also reduced.

Landscapes

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Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf eine leistungselektronische Schaltung (2) mit wenigstens einem Leistungshalbleiter, dessen Steuereingänge mit einer Ansteuereinrichtung (6) verknüpft sind, und mit einer Stromversorgung (8), die ausgangsseitig mit Anschlüssen der Ansteuereinrichtung (6), und eingangsseitig mit einer Einrichtung (10) verbunden sind, an der eine Versorgungsspannung ansteht. Erfindungsgemäss ist als Leistungshalbleiter ein selbstleitender Leistungshalbleiter (4) vorgesehen. Somit werden die Durchlass- und Schaltverluste einer leistungselektronischen Schaltung kostengünstig reduziert.

Description

Beschreibung
Leistungselektronische Öchaltung
Die Erfindung bezieht sich auf eine leistungselektronische Schaltung mit wenigstens einem Leistungshalbleiter, dessen Steuereingänge mit einer Ansteuereinrichtung verknüpft sind, und mit einer Stromversorgung, die ausgangsseitig mit Anschlüssen der Ansteuereinrichtung und eingangsseitig mit ei- ner Einrichtung verbunden ist, an der eine VersorgungsSpannung ansteht.
Zu den leistungselektronischen Schaltungen gehören Stromrichterschaltungen, wie z.B. selbstgeführter Stromrichter, der als Wechsel- bzw. Gleichrichter betrieben wird, oder DC/DC- Wandler, der als Tiefsetz- bzw. Hochsetzsteller oder als Schaltnetzteil ausgeführt ist. Allen diesen leistungselektronischen Schaltungen ist gemeinsam, dass diese zumindest einen Leistungshalbleiter aufweisen, der mittels einer korrespon- dierenden Ansteuereinrichtung gesteuert wird. Für die Aufbringung eines entsprechenden Steuerstromes bzw. Steuerspannung ist die Ansteuereinrichtung mit Ausgängen einer Stromversorgung verbunden. Die Stromversorgung kann ein- oder mehrphasig an ein Stromnetz oder an einem- Spannungszwischen- kreis-Kondensator einer Stromrichterschaltung angeschlossen sein.
Leistungselektronische Schaltungen werden in einem Spannungsbereich über 100 V betrieben. In diesem Spannungsbereich wer- den ausschließlich selbstsperrende Halbleiter als Leistungshalbleiter verwendet. Diesen selbstsperrenden Halbleitern ist gemeinsam, dass diese bei einer SteuerSpannung von 0 V sperren. Das heißt, erst wenn die Steuerspannung einen bestimmten positiven Wert überschreitet, führt der selbstsperrende Halb- leiter einen Strom. Die selbstsperrende Ausführungsform der Halbleiter bedingt eine nicht zu vernachlässigbare Durchlass- spannung, die im Betrieb für Durchlassverluste und Schaltver- ■ luste verantwortlich ist. Diese Verlustleistung, die zum Teil durch die selbstsperrende Ausführungsform der Halbleiter bedingt ist, muss durch Entwärmungseinrichtungen abgeführt werden. Dadurch wird das Bauvolumen einer leistungselektroni- sehen Schaltung vergrößert bzw. kann eine solche leistungselektronische Schaltung nicht in unmittelbarer Nähe von Geräten installiert werden, die Verlustwärme erzeugen.
Die Durchlassverluste und Schaltverluste steigen mit der am Leistungshalbleiter anliegenden Spannung. Bei sehr hohen
Spannungen, beispielsweise bis 5 kV, werden bei im Handel erhältlichen leistungselektronischen Schaltungen nur selbstsperrende bipolare Halbleiterschalter aus Silizium verwendet.
Aus der DE 196 10 135 Cl ist ein Hybrid-Leistungs-MOSFET bekannt, der einen selbstsperrenden n-Kanal-MOSFET, insbesondere einen Niedervolt-Leistungs-MOSFET, und einen selbstleitenden n-Kanal-Sperrschicht-FET aufweist. Dieser hochsperrende Sperrschicht-FET wird auch als Junction-Field-Effect- Transistor (JFET) bezeichnet. Diese beiden FETs sind derart elektrisch in Reihe geschaltet, dass der Source-Anschluss des Sperrschicht-FET mit dem Drain-Anschluss des MOSFET und dass der Gate-Anschluss des Sperrschicht-FET mit dem Source-Anschluss des MOSFET elektrisch leitend verbunden sind. Diese- elektrische Zusammenschaltung zweier Halbleiterbauelemente wird bekanntlich auch als Kaskadenschaltung bezeichnet. Der niedersperrende MOSFET dieser Kaskadenschaltung weist eine interne bipolare Diode auf, die antiparallel zum MOSFET geschaltet ist und allgemein als Invers bzw. interne Freilauf- diode bezeichnet wird. Der selbstsperrende n-Kanal-MOSFET dieses Hybrid-Leistungs-MOSFETs ist aus Silizium, wogegen der selbstleitende n-Kanal-JFET aus Siliziumkarbid besteht. Dieser Hybrid-Leistungs-MOSFET ist für eine hohe Sperrspannung von über 600 V ausgelegt und weist dennoch nur geringe Ver- luste im Durchlassbereich auf. Da dieser Hybrid-Leistungs-MOSFET ein selbstsperrendes Bauelement ist, kann dieser die bipolaren Halbleiterschalter aus Silizium der zuvor genannten leistungselektronischen Schaltungen ersetzen, ohne das diese leistungselektronischen Schaltungen abgeändert werden müssen. Da dieser Hybrid- Leistungs-MOSFET aus zwei Halbleiterchips aufgebaut wird, benötigt der Hybrid-Leistungs-MOSFET relativ viel Fläche. Dadurch wächst nicht nur der Platzbedarf der leistungselektronischen Schaltung, sondern es steigen ebenfalls die Kosten.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, die leistungselektronische Schaltung derart weiterzubilden, dass die Durchlass- und Schaltverluste weiter gesenkt werden können, ohne Erhöhung der Kosten.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit dem kennzeichnenden Merkmal des Anspruchs 1 gelöst.
Dadurch, dass als Leistungshalbleiter ein selbstleitender Leistungshalbleiter ist, werden die Durchlassverluste und Schaltverluste der leistungselektronischen Schaltung weiter reduziert. Da gegenüber den Hybrid-Leistungs-MOSFETs die Anzahl der verwendeten Halbleiterchips halbiert sind, wird der Platzbedarf dieser leistungselektronischen Schaltung deutlich gesenkt. Ebenso verringern sich die Kosten gegenüber einer leistungselektronischen Schaltung mit Hybrid-Leistungs-MOSFETs. Damit diese leistungselektronische Schaltung mit selbstleitenden Leistungshalbleiter betrieben werden kann, muss die Einrichtung, die der Stromversorgung vorgeschaltet ist, derart ausgebildet sein, dass der Stromversorgung eine vorbestimmte VersorgungsSpannung für die Ansteuereinrichtung des selbstleitenden Leistungshalbleiters unmittelbar nach Schließen eines Netzschalters angeboten werden kann. Dadurch besteht die Möglichkeit, dass der selbstleitende Leistungshalbleiter der leistungselektronischen Schaltung zum Einschalten dieser leistungselektronischen Schaltung gesperrt werden kann. Somit erhält man eine leistungselektronische Schaltung, die wie eine leistungselektronische Schaltung mit selbstsperrenden Leistungshalbleiter funktioniert, jedoch erheblich geringere Durchlassverluste und Schaltverluste auf- weist.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der leistungselektronischen Schaltung ist der selbstleitende Leistungshalbleiter ein hochsperrender Sperrschicht-FET aus Siliziumkarbid. Die- ser Leistungshalbleiterschalter kann bei einer hohen Temperatur betrieben werden, -so dass gegenüber handelsüblichen leistungselektronischen Schaltungen der Aufwand an Entwärmung sehr reduziert werden kann. Dadurch reduziert sich ebenfalls der Platzbedarf für die leistungselektronische Schaltung. Au- ßerdem kann dadurch die erfindungsgemäße leistungselektronische Schaltung in unmittelbarer Nähe von bzw. in Geräte angeordnet werden, die Verlustwärme erzeugen. Es besteht somit die Möglichkeit, eine erfindungsgemäße leistungselektronische Schaltung ohne eine eigene Entwärmungseinrichtung in einem Klemmkasten eines Elektromotors zu integrieren.
Bei einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der leistungselektronischen Schaltung ist der selbstleitende Leistungshalbleiter derart bemessen, dass dieser durch eine sät- tigenden Kennlinie unabhängig von einer anliegenden Spannung den Stromfluss durch den selbstleitenden Leistungshalbleiter begrenzt, wobei dieser selbstleitende Leistungshalbleiter aus Siliziumkarbid ist. Mit einem derartigen selbstleitenden Leistungshalbleiter wird keine Einrichtung für die Stromver- sorgung der Ansteuereinrichtung des selbstleitenden Leistungshalbleiters benötigt. Somit können die Durchlassverluste einer leistungselektronischen Schaltung dadurch reduziert werden, dass nur der selbstsperrende Leistungshalbleiter durch einen selbstleitenden Leistungshalbleiter ausgetauscht wird. Bei einer ersten Ausführungsform der Einrichtung für die Stromversorgung der Ansteuereinrichtung der erfindungsgemäßen leistungselektronischen Schaltung weist diese Einrichtung einen Schalter und einen Gleichrichter mit gleichspannungssei- tigen Hilfskondensator auf. Die Stromversorgung für die Ansteuereinrichtung ist eingangsseitig elektrisch parallel zum Hilfskondensator geschaltet, wobei der Gleichrichter mittels des Schalters mit einem Versorgungsnetz verbindbar ist. Mit Hilfe dieser Einrichtung wird dafür gesorgt, dass die leis- tungselektronische Schaltung erst dann mittels eines Schalters in Betrieb genommen werden kann, wenn die Stromversorgung der Ansteuereinrichtung des bzw. der selbstleitenden Leistungshalbleiter (s) eine vorbestimmte Versorgungsspannung liefert, so dass der/die selbstleitenden Leistungshalbleiter gesperrt werden können. Durch die Verwendung der Einrichtung für die Stromversorgung der Ansteuereinrichtung kann die leistungselektronische Schaltung, nachdem der bzw. die selbstsperrenden Leistungshalbleiter durch selbstleitende Leistungshalbleiter ersetzt sind, unverändert verwendet wer- den.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der Einrichtung für die Stromversorgung der Ansteuereinrichtung des selbstleitenden Leistungshalbleiters weist diese Einrichtung einen Schal-- ter und einen Hilfskondensator auf, wobei der Hilfskondensator mittels des Schalters elektrisch parallel zu einem Spannungszwischenkreis-Kondensator schaltbar ist. Der Schalter ist in einer Verbindung der beiden elektrisch parallel geschalteten Kondensatoren angeordnet. Die Stromversorgung ist eingangsseitig elektrisch parallel zum Hilfskondensator geschaltet. Sobald die Stromversorgung eine vorbestimmte Versorgungsspannung für die Ansteuereinrichtung des bzw. der selbstleitenden Leistungshalbleiter aufweist, werden diese gesperrt. Bei dieser Ausführungsfor werden nur noch wenige zusätzliche Bauelemente benötigt, damit eine handelsübliche leistungselektronische Schaltung nach Austausch der selbst- sperrenden Leistungshalbleiter gegen selbstleitende Leistungshalbleiter weiter betreibbar bleibt .
Weitere Ausgestaltungen der leistungselektronischen Schaltung gemäß der Erfindung sind den Unteransprüchen 7 bis 18 zu entnehmen.
Zur näheren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der mehrere Ausführungsformen der erfin- dungsgemäßen leistungselektronischen Schaltung schematisch veranschaulicht sind.
FIG 1 zeigt eine erste Aus ührungsform der leistungselektronischen Schaltung nach der Erfindung, in der
FIG 2 ist ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen leistungselektronischen Schaltung dargestellt, die FIG 3 zeigt temperaturabhängige Sättigungskennlinien in einem I/U-Diagramm, in der
FIG 4 ist eine vorteilhafte Ausführungsform der leistungselektronischen Schaltung nach FIG 2 dargestellt, die FIG 5 bis 13 zeigen jeweils ein Blockschaltbild einer weite- ren Ausführungsform der erfindungsgemäßen leistungselektronischen Schaltung, wobei in den FIG 14 und 15 weitere Ausführungen der erfindungsgemäßen leistungselektronischen Schaltung dargestellt sind.
In der FIG 1 ist eine erste Ausführungsform der leistungselektronischen Schaltung 2 nach der Erfindung dargestellt. Diese leistungselektronische Schaltung 2 weist wenigstens einen selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 auf, dessen Steuer- eingänge mit einer korrespondierenden Ansteuereinrichtung 6 verbunden sind. Weiterhin weist diese leistungselektronische Schaltung 2 eine Stromversorgung 8 für die Ansteuereinrichtung 6 und eine Einrichtung 10 auf. Diese Einrichtung 10 ist ausgangsseitig mit Anschlüssen der Stromversorgung 8 der An- Steuereinrichtung 6 verknüpft. Außerdem ist die Einrichtung 10 mittels einer Leitung 12 mit einem Netz 18 verbunden. Mittels eines EIN-/AUS-Schalters 16 ist die leistungselektronische Schaltung 2 mit diesem Netz 18 verbindbar. In dieser Darstellung ist als selbstleitender Leistungshalbleiter 4 ein n-Kanal-Sperrschicht-FET, insbesondere ein hochsperrender, dargestellt. Dieser hochsperrende n-Kanal-Sperrschicht-FET wird, wie bereits erwähnt, als Junction-Field-Effekt-Tran- sistor (JFET) bezeichnet. Bei einer besonders vorteilhaften Ausführungsform ist dieser JFET aus Siliziumkarbid. Da durch die Einrichtung 10 darauf geachtet wird, dass die Stromversorgung eine vorbestimmte VersorgungsSpannung für die Ansteuereinrichtung 6 des selbstleitenden Leistungshalbleiters 4 generiert, kann, nachdem der selbstleitende Leistungshalbleiter 4 gesperrt ist, die leistungselektronische Schaltung wie eine handelsübliche leistungselektronische Schaltung mit selbstsperrenden Leistungshalbleiter betrieben werden.
Durch die Verwendung von selbstleitenden Leistungshalbleitern 4 werden die Durchlassverluste einer leistungselektronischen Schaltung 2 erheblich reduziert. Der Aufwand für die Einrichtung 10 ist minimal, so dass die Reduzierung der Durchlassverluste der leistungselektronischen Schaltung 2 ohne Mehrkosten geschaffen wird. Gegenüber einer leistungselektronischen Schaltung 2 mit Hybrid-Leistungs-MOSFETs als Leistungs- halbleiter 4 werden nicht nur die Durchlassverluste reduziert, sondern ebenso die Kosten gesenkt. Die FIG 2 zeigt ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen leistungselektronischen Schaltung 2, die hier ein Spannungszwischenkreis-Umrichter ist. Dieser Spannungszwischenkreis-Umrichter weist als netz- seitigen Stromrichter 20 einen ungesteuerten Stromrichter, der auch als Gleichrichter bezeichnet wird, e~inen Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl und einen Wechselrichter 22 mit sechs selbstleitenden Leistungshalbleitern 4 auf. Die Stromversorgung 8 für die AnSteuereinrichtungen 6, die aus Über- siehtlichkeitsgründen hier nicht näher dargestellt ist, ist eingangsseitig elektrisch parallel zum Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl geschaltet. Der netzseitige Stromrichter 20 ist wechselspannungsseitig mittels des EIN-/AUS-Schalters 16, der beispielsweise ein Schütz ist, mit dem Versor- gungsnetznetz 18 verbindbar. Die Stromversorgung 8 der Ansteuereinrichtung 6 ist ein Schaltnetzteil, das aus mehreren 100V ZwischenkreisSpannung, beispielsweise eine Versorgungsspannung von +/-25V für die AnSteuereinrichtungen generiert. Als selbstleitender Leistungshalbleiter 4 sind in dieser Ausführungsform JFETs aus Siliziumkarbid vorgesehen, die derart dimensioniert sind, dass unabhängig von der anstehenden Spannung der Strom durch die selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 begrenzt wird.. Dies wird dadurch erreicht, dass der JFET eine nichtlineare Stromspannung-Kennlinie gemäß der FIG 3 erhält, welche den Strom durch die selbstleitenden
Leistungshalbleiter 4 auf einen von der anliegenden Spannung unabhängigen Wert begrenzt. Die Nichtlinearität kann dabei derart gewählt werden, dass die selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 erst oberhalb eines vorgegebenen Stromwertes- ei- nen Teil der ZwischenkreisSpannung aufnehmen und sich somit bei niedrigeren Strömen nicht bemerkbar machen und somit im Dauerbetrieb kaum Verluste verursachen. Da die selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 jeweils eine nichtlineare Strom-Spannungs-Kennlinie aufweisen wird die Einrichtung 10 für die Stromversorgung 8 der Ansteuereinrichtung 6 nicht mehr benötigt . Ohne diese nichtlineare Strom- Spannungs-Kennlinie schließen die selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 den Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl kurz, so dass beim Einschalten des Spannungszwischenkreis-Umrichters keine ZwischenkreisSpannung aufgebaut werden kann. Ohne ZwischenkreisSpannung existiert auch keine Versorgungsspan- nung für die Ansteuereinrichtungen 6 der selbstleitenden
Leistungshalbleiter 4, so dass diese nicht angesteuert werden können. Durch die nichtlineare Strom-Spannungs-Kennlinie jedes selbstleitenden Leistungshalbleiters 4 wird die Zwischen- kreisspannung aufgebaut, wobei eine Verlustleistung in Kauf genommen werden muss .
In der FIG 4 ist eine vorteilhafte Ausführungsform der leistungselektronischen Schaltung 2 nach FIG 2 dargestellt. Diese Darstellung beschränkt sich auf die wesentlichen Teile der leistungselektronischen Schaltung 2 nach FIG 2, die hier zur
Erläuterung notwendig sind. Gegenüber der Ausführungsform der leistungselektronischen Schaltung 2 nach FIG 2 weist diese Ausführungsform eine Reihenschaltung 24 auf, die eine Entkopplungsdiode "D und einen Hilfskondensator C2 aufweist. Diese Reihenschaltung 24 ist elektrisch parallel zum Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl geschaltet. Die Stromversorgung 8 für die Ansteuereinrichtungen 6 der selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 ist eingangsseitig elektrisch parallel zum Hilfskondensator C2 geschaltet. Die Entkopplungsdiode D entkoppelt die beiden Kondensatoren Cl und C2 von einander.
Dadurch besteht die Möglichkeit, dass beim kurzzeitigen Ausschalten des Spannungszwischenkreis-Umrichters der Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl entladen werden kann, ohne dass die Stromversorgung 8 der Ansteuereinrichtungen 6 ihre Eingangsspannung verliert. Die Entladung des Spannungszwischen- kreis-Kondensators Cl kann durch Einschalten aller Leistungshalbleiter 4 des Wechselrichters 22 des Spannungszwischen- kreis-Umrichters erfolgen. Sobald der Spannungszwischenkreis- Umrichter wieder eingeschaltet wird, ist dieser sofort betriebsbereit, da die EingangsSpannung für die Stromversorgung 8 nicht erst aufgebaut werden muss. Der Wert der Kapazität dieses Hilfskondensators C2 richtet sich nach der erforderlichen Überbrückungszeit .
In der FIG 5 ist eine erste Ausführungsform der Einrichtung 10 für die Stromversorgung 8 der Ansteuereinrichtung 6 eines selbstleitendes Leistungshalbleiters 4 veranschaulicht. Diese Einrichtung 10 weist einen Schalter 26 auf, einen Gleichrichter 28 mit einem gleichspannungsseitigen Hilfskondensator C2 und eine AblaufSteuereinrichtung 30 auf. Der Schalter 26 verbindet den Gleichrichter 28 wechselspannungsseitig mit dem Versorgungsnetz 18, an dem mittels des EIN-/AUS-Schalters 16 die leistungselektronische Schaltung 2 anschließbar ist. Die Stromversorgung 8 ist eingangsseitig elektrisch parallel zum Hilfskondensator C2 geschaltet. Mit Schließen des Schalters 26 wird mittels des Gleichrichters 28 und des Hilfskondensators C2 eine Gleichspannung für die Stromversorgung 8 aufge- baut. Aus dieser Eingangs-Gleichspannung generiert die
Stromversorgung 8 eine VersorgungsSpannung für die Ansteuerschaltung 6 eines selbstleitenden Leistungshalbleiters 4. Sobald die VersorgungsSpannung der Ansteuereinrichtung 6 aufgebaut ist, wird der selbstleitende Leistungsschalter 4 der leistungselektronischen Schaltung 2 gesperrt.
In der FIG 6 ist eine vorteilhafte Ausführungsform der Einrichtung 10 nach FIG 1 näher dargestellt. Diese Einrichtung 10 weist einen Schalter 32 und einen Hilfskondensator C2 auf. Der Hilfskondensator C2 ist elektrisch parallel zum Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl geschaltet, wobei der Schalter 32 in einer Verbindung dieser beiden parallel ge- schalteten Kondensator Cl und C2 angeordnet ist. Es ist unerheblich, in welcher Verbindung dieser Schalter 32 angeordnet ist. Elektrisch parallel zum Hilfskondensator C2 ist der Eingang der Stromversorgung 8 geschaltet. Ausgangsseitig ist die Stromversorgung 8 mit Anschlüssen einer Ansteuereinrich- tung 6 verbunden. Gegenüber der Ausführungsform der Einrichtung 10 nach FIG 5 wird hier der Gleichrichter 28 eingespart, da diese bei einem Spannungszwischenkreis-Umrichter bereits vorhanden ist.
In der Figur 7 weist der Spannungszwischenkreis-Umrichter einen Vorladewiderstand 52 auf, der mittels eines Schalters 54 überbrückbar ist. Dieser überbrückbare Vorladewiderstand 52 ist in der positiven Stromschiene zwischen dem netzseitigen Stromrichter 20 und dem Wechselrichter 32 angeordnet. Die Einrichtung 10 weist bei dieser Ausführungsform des Spannungszwischenkreis-Umrichters ebenfalls eine Reihenschaltung 24 auf, die eine Entkopplungsdiode D und einen Hilfskondensator C2 aufweist. Diese Reihenschaltung 24 ist elektrisch parallel zum Ausgang des netzseitigen Stromrichters 20 geschal- tet. Die Stromversorgung 8 der Ansteuereinrichtung 6 der selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 des Wechselrichters 32 ist eingangsseitig elektrisch parallel zum Hilfskondensator C2 geschaltet. Außerdem ist diese Stromversorgung 8 mittels einer Steuerleitung 14 mit einem Steuereingang des Schalters 54 verbunden. Dieser Schalter 54 wird betätigt, sobald der Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl einen vorbestimmten Spannungswert überschritten hat. Anstelle des überbrückbaren Vorladewiderstand 52 kann auch ein Heißleiter 56 verwendet werden (Fig. 8) . Beim Zuschalten des Netzes 18 auf den ungeladenen Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl bei kaltem Heißleiter 56 nimmt dieser Spannung auf und begrenzt den Strom, der durch den noch kurzgeschlossenen Wechselrichter 32 fließt. Da die Spannung für die Stromversorgung 8 vor dem Heißleiter 56 in Stromflussrichtung gesehen abgegriffen wird, kann diese ihre Arbeit aufnehmen und die Energie zum Sperren der selbstleitenden Leistungs- halbleiter 4 des Wechselrichters 32 liefern. Sobald diese selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 sperren, lädt sich der Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl auf. Bei dieser Ausführung ist wichtig, dass die Stromversorgung 8 der Ansteuereinrichtung 6 schnell betriebsbereit wird, noch bevor der Heiß- leiter 56 durch den Kurzschlussstrom heiß und damit niederohmig geworden ist. Gegenüber der Ausführungsform nach Figur 7 werden ein Schalter 54 und eine Steuerleitung 14 eingespart .
In der Figur 9 ist eine Ausführungsform dargestellt, bei der der Kurzschluss des Spannungszwischenkreis-Kondensators Cl beim Zuschalten des Netzes 18 sofort aufgehoben wird. Dies wird dadurch erreicht, dass der Heißleiter 56 in der Bezugsschiene (Masseleitung) des Spannungszwischenkreis-Umrichters zwischen dem netzseitigen Stromrichter 20 und dem Wechselrichter 32 angeordnet ist. Zusätzlich zur Reihenschaltung 24 weist die Einrichtung 10 jeweils einen Widerstand 58 für jeden selbstsperrenden Leistungshalbleiter 4 der unteren Brückenseite des Wechselrichters 32 auf. Diese selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 sind mit einem Anschluss mit der Bezugsschiene elektrisch leitend verbunden. Jeder Widerstand 58 ist einerseits mit einem Steueranschluss eines selbstleitenden Leistungshalbleiters 4 und andererseits mittels zweier antiparallel geschalteter Zenerdioden 60 und 62 mit der Bezugsschiene im netzseitigen Stromrichter 20 verbunden. Mittels dieser Widerstände 58 wird die am Heißleiter 56 anliegende Spannung abzüglich der ZenerSpannungen der Zenerdioden 60, 62, als negative Sperrspannung an die Steueranschlüsse der selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 der unteren Brückenseite des Wechselrichters 32 gelegt. Da diese Spannung höher sein kann als für die Steueranschlüsse der selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 zulässig, wird jeder Steueran- schluss durch eine Zenerdiode 64 und 66 geschützt. Die Widerstände 58 sind sehr hochohmig, um die Leistung der Zenerdioden 60 bis 64 sehr klein zu halten. Im Dauerbetrieb ist die Spannung an den Widerständen 58 kleiner 15V. Die Zenerdioden 60 und 62 verhindern, dass der Spannungsabfall am Heißleiter 56 im Normalbetrieb die Ansteuerung der selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 des Wechselrichters 32 beeinflusst.
In der Figur 10 ist eine vorteilhafte Ausführungsform der Einrichtung 10 nach Figur 9 näher dargestellt. Diese Variante der Einrichtung 10 kommt nur mit einem Widerstand 58 aus. Dafür sind drei Dioden 68 vorgesehen, die derart verschaltet sind, dass im Normalbetrieb die Dioden 68 sperren und der Widerstand 58 stromlos ist. Als Dioden 68 sind Niederspannungs- dioden vorgesehen.
In der Figur 11 ist eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Einrichtung 10 näher dargestellt. Bei dieser Variante der Einrichtung 10 wird nur ein Widerstand 58 und eine Diode 68 benötigt. Die Diode 68 ist nicht wie bei der Variante nach Figur 10 anodenseitig mit einem Steueranschluss eines selbstleitenden Leistungshalbleiters 4, sondern mit dem Ausgang der Stromversorgung 8 verknüpft. Dadurch wird durch den Spannungsabfall am Heißleiter 56 direkt die VersorgungsSpannung der Ansteuereinrichtungen 6 der selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 der unteren Brückenseite des Wechselrichters 32 aufgebaut .
In der Figur 12 ist ein Spannungszwischenkreis-Umrichter dargestellt, der als netzseitigen Stromrichter 20 eine halbgesteuerte Thyristorbrücke aufweist. Die negative Stromschiene zwischen dem netzseitigen Stromrichter 20 und dem Wechselrichter 32 ist bei diesem Spannungszwischenkreis-Umrichter mit Masse verbunden. Für die Steuerung der Thyristoren der halbgesteuerten Brücke ist eine Ansteuereinrichtung 70 vorgesehen, die mittels einer Leitung 12 mit einem Ausgang der Stromversorgung 8 verbunden ist. Die Einrichtung 10 weist, wie in der Figur 4, eine Reihenschaltung 24 auf, die elektrisch parallel zum Ausgang des netzseitigen Stromrichters 20 geschaltet ist. Gegenüber der Ausführungsform nach Figur 4 ist der Verbindungspunkt der Diode D und des Hilfskondensators C2 mittels einer Diode 72 mit einer Netzleitung verbunden. Wenn der Umrichter mittels des EIN-/AUS-Schalters 16 an Netz 18 gelegt wird, bleibt der Spannungszwischenkreis zunächst spannungsfrei, da die Thyristoren der halbgesteuerten Brücke noch keine Zündimpulse erhalten.
Damit die Stromversorgung 8 eine VersorgungsSpannung für die Ansteuereinrichtung 6 der selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 des Wechselrichters .32 und für die Ansteuereinrichtung 70 der Thyristoren generieren kann, ist diese eingangsseitig mit wenigstens einer Diode 72 mit einer Netzleitung verbunden. Es können auch drei Dioden verwendet werden. Sobald eine Versorgungsspannung generiert ist, werden die selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 des Wechselrichters 32 gesperrt und die Thyristoren angesteuert. Zum Hochfahren des Zwischenkreises des Umrichters wird der Steuerwinkel ausgehend von Wechselrichterendlagen langsam auf Null verkleinert. Ist der Zwischenkreis hochgefahren, erhält die Stromversorgung 8 ihre Energie aus dem Spannungszwischenkreis-Kondensator Cl.
Als leistungselektronische Schaltung kann auch ein Matrixumrichter vorgesehen sein, dessen selbsstsperrende Leistungshalbleiter durch selbstleitende Leistungshalbleiter ersetzt werden können. Auch bei einem Matrixumrichter als Leistungselektronische Schaltung weist die Einrichtung 10 eine Reihen- schaltung 24 auf. Anstelle einer Diode D, weist diese Reihenschaltung drei Dioden D auf. Außerdem ist der zweite Anschluss des Hilfskondensators C2 mit drei Dioden D' mit den Eingangs-Anschlüssen des Matrixumrichters verknüpft. Die Stromversorgung 8 der Ansteuereinrichtung 6 der selbstleiten- den Leistungshalbleiter 4 des Matrixumrichters erhält bevor dieser Matrixumrichter mittels des Schalters 16 ans Netz 18 geschaltet wird, seine Energie aus dem Netz 18. Dazu ist die Stromversorgung 8 eingangsseitig mittels zweier Dioden 72 mit zwei Netzleitungen verbunden. Sobald die selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 gesperrt sind, wird mittels der Steuerleitung 14 der EIN-/AUS-Schalter 16 geschlossen.
Da eine korrekte Versorgung des/der selbstleitenden Leistungshalbleiter (s) einer leistungselektronischen Schaltung 2 mit Ansteuerenergie für den Betrieb außerordentlich wichtig ist, kann die Stromversorgung 8 redundant ausgeführt- werden.
In der FIG 14 ist eine redundante Ausführungsform der Stromversorgung 8 dargestellt. In dieser Darstellung ist als Stromversorgung 8 und 34 jeweils ein Schaltnetzteil vorgesehen, von denen aus Übersichtlichkeitsgründen nur der Eingangstransformator 36 und 38 dargestellt ist. Da jede Stromversorgung 8 und 34 sechs Ansteuereinrichtungen 6 der sechs selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 eines Wechselrichters 22 eines Spannungszwischenkreis-Umrichters mit einer Versorgungsenergie versorgt, sind die Transformatoren 36 und 38 jeweils mit sechs Sekundärwicklungen 40 und 42 versehen. Die Primärwicklung 44 bzw. 46 der Stromversorgung 8 bzw. 34 ist elektrisch parallel zum Hilfskondensator C2 geschaltet. Jeweils ein Ausgang der Sekundärwicklungen 40 bzw. 42 ist mit einer Entkopplungsdiode 48 bzw. 50 versehen. Die Ausgänge einer jeden Sekundärwicklung 40, 42 sind mit einer korrespon- dierenden Ansteuereinrichtung 6 eines selbstleitenden
Leistungshalbleiterschalters 4 verknüpft. Durch diese redundante Ausgestaltung der Stromversorgung 8 kann gewährleistet werden, dass die selbstleitenden Leistungshalbleiterschalter 4 einer leistungselektronischen Schaltung 2 immer mit Ansteuerenergie für deren Betrieb versorgt werden.
In der FIG 15 ist eine weitere Möglichkeit der Verschaltung von zwei Stromversorgungen 8 und 34 dargestellt. Bei dieser Darstellung sind die beiden Stromversorgungen 8 und 34 nicht elektrisch parallel geschaltet, sondern jeweils vorbestimmten Ansteuereinrichtung 6 zugeordnet. Die Ausgänge der Stromversorgung 8 sind mit den Ansteuereinrichtungen 6 der' selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 einer oberen Brückenseite des Wechselrichters 22 eines Spannungszwischenkreis-Umrichters verbunden, wogegen die Ausgänge der Stromversorgung 34 mit den Ansteuereinrichtungen 6 der selbstleitenden Leistungshalbleiter 4 der unteren Brückenseite des Wechselrichters 22 verknüpft sind. Da jede Stromversorgung 8 bzw. 34 nur drei Ansteuereinrichtungen 6 versorgen muss, weist der Eingangs- transformator 36 bzw. 38 nur drei Sekundärwicklungen 40 bzw. 42 auf. Mit dieser Ausführungsform kann ein unbeabsichtigter Zwischenkreiskurzschluss eines Spannungszwischenkreis- Umrichters verhindert werden. Fällt jedoch eine Strom- Versorgung 8 bzw. 34 aus, muss die leistungselektronische Schaltung 2 ausgeschaltet werden.
In Verbindung mit einer Einrichtung 10 kann ein selbst- leitender Leistungshalbleiter 4 als direkter Ersatz für selbstsperrende Leistungshalbleiter in handelsüblichen Stromrichterschaltungen verwendet werden, um kostengünstig die Durchlassverluste zu senken. Bei der Verwendung von selbstleitenden Leistungshalbleitern 4 in handelsüblichen Stromrichterschaltungen kann ebenfalls auf die Freilaufdiode verzichtet werden, wodurch sich der Verschaltungsaufwand und der Platzbedarf ebenfalls verringert.

Claims

Patentansprüche
1. Leistungselektronische Schaltung (2) mit wenigstens einem Leistungshalbleiter, dessen Steuereingänge mit einer Ansteu- ereinrichtung (6) verknüpft sind und mit einer Stromversorgung (8) , die ausgangsseitig mit Anschlüssen der Ansteuereinrichtung (6) und eingangsseitig mit einer Einrichtung (10) verbunden ist, an der eine VersorgungsSpannung ansteht, dadurch gekennzeichnet, dass als Leistungshalb- leiter ein selbstleitender Leistungshalbleiter (4) vorgesehen ist.
2. Leistungselektronische Schaltung (2) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der selbstleitende Leistungshalbleiter (4) aus Siliziumkarbid besteht.
3. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der selbstleitende Leistungshalbleiter (4) ein hochsperrender Sperrschicht-Feldeffekt-Transistor ist.
4. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der selbstleitende Leistungshalbleiter (4) derart bemessen ist, dass dieser durch eine sättigende Kennlinie unabhängig von einer anliegenden Spannung einen Stromfluss begrenzt.
5. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (10) einen Schalter (26 und einen Gleichrichter (28) mit einem gleichspannungsseitigen Hilfskondensator (C2) aufweist, wobei der Schalter (26) den Gleichrichter (28) wechselspannungsseitig mit dem Versorgungsnetz (18) verbindet und wobei die Stromversorgung (8) eingangsseitig mit dem Hilfskondensator (C2) verbunden ist.
6. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, mit einem Spannungszwischenkreis-Kondensator (Cl) und einem netzseitigen ungesteuerten Stromrichter (20) , dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (10) einen Schalter (32) und einen Hilfskondensator (C2) aufweist, wobei der Hilfskondensator (C2) elektrisch parallel zu den gleichspannungsseitigen Ausgängen des netzseitigen Stromrichters (20) geschaltet ist, wobei der Schalter (32) in einer Verbindung der beiden Kondensatoren (Cl, C2) angeordnet ist und wobei die Stromversorgung (8) eingangsseitig mit den gleichspannungsseitigen Ausgängen des netzseitigen Stromrichters (20) verbunden ist.
7. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der An- sprüche 1 bis 4, mit einem Spannungszwischenkreis-Kondensator (Cl) , einem netzseitigen ungesteuerten Stromrichter (20) und mit einem überbrückbaren Vorladewiderstand (52) in einer positiven Verbindung zwischen Stromrichterausgang und Spannungszwischenkreis-Kondensator (Cl), dadurch gekenn- zeichnet, dass die Einrichtung (10) eine Reihenschaltung aus einer Entkopplungsdiode (D) und einem Hilfskondensator (C2) aufweist, wobei diese Reihenschaltung elektrisch parallel zum Ausgang des Stromrichters (20) und die Stromversorgung (8) eingangsseitig elektrisch parallel zum Hilfskonden- sator (C2) geschaltet sind, und dass die Stromversorgung (8) mittels einer Steuerleitung (14) mit einem Schalter (54) des überbrückbaren Vorladewiderstandes (52) verknüpft ist.
8. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der An- sprüche 1 bis 4, mit einem Spannungszwischenkreis-Kondensator (Cl) , einem netzseitigen ungesteuerten Stromrichter (20) und mit einem Heißleiter in einer Masseverbindung zwischen Stromrichterausgang und Spannungszwischenkreis-Kondensator (Cl) , dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (10) eine Reihenschaltung (24) aus einer Entkopplungsdiode ( ) und einem Hilfskondensator (C2), zwei antiparallel geschaltete Zenerdioden und wenigstens einem Widerstand (58) aufweist, wobei diese Reihenschaltung (24) elektrisch parallel zum Ausgang des Stromrichters (20) und die Stromversorgung (8) eingangsseitig elektrisch parallel zum Hilfskondensator (C2) geschaltet sind, und wobei der Widerstand (58) einerseits mit einem Steueranschluss des selbstleitenden Leistungshalbleiters (4) und andererseits mittels der antiparallel geschalteten Zenerdioden (60, 62) mit einem Masseanschluss des netzseitigen Stromrichters (20) verbunden ist.
9. Leistungselektronische Schaltung (2) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen Widerstand (58) und Steueranschluss eines selbstleitenden Leistungshalbleiters (4) eine Entkopplungsdiode (68) geschaltet ist.
10. Leistungselektronische Schaltung (2) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstand anstelle mit einem Steueranschluss des selbstleitenden Leistungshalbleiters (4) mittels einer Entkopplungsdiode (D) mit einem positiven Ausgang der Stromversorgung (8) verbunden ist.
11. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, mit einem Spannungszwischenkreis-Kondensator (Cl) , einem netzseitigen halbgesteuerten Stromrichter (20) mit zugehöriger Ansteuereinrichtung (70) und- mit wenigstens einer Diode (72), dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (10) eine Reihenschaltung (24) aus einer Entkopp- lungsdiode (D) und einem Hilfskondensator C2) aufweist, wobei diese Reihenschaltung (24) elektrisch parallel zum Ausgang des Stromrichters (20) und die Stromversorgung (8) eingangsseitig parallel zum Hilfskondensator (C2) geschaltet ist, • dass der Verbindungspunkt der Entkopplungsdiode (D) und des Hilfskondensators (C2) mittels der Diode (72) von einer Netzleitung entkoppelt ist, und dass die Stromversorgung (8) mittels einer Leitung (12) mit der Ansteuereinrichtung (70) verknüpft ist.
12. Leistungselektronische Schaltung (2) nach Anspruch 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (26, 32) als elektronischer Schalter ausgeführt ist.
13. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgung (8) ein DC/DC-Wandler ist.
14. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der An- sprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromversorgung (8) ein Schaltnetzteil ist.
15. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Kapazitätswert des Hilfskondensators (C2) wesentlich geringer ist, als der Kapazitätswert des Spannungszwisehen- kreis-Kondensators (Cl) .
16. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der An- sprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die leistungselektronische Schaltung (2) ein Wechselrichter (22) ist.
17. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der An- sprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die leistungselektronische Schaltung (2) ein selbstgeführter Netzstromrichter (20) ist.
18. Leistungselektronische Schaltung (2) nach einem der An- sprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die
Leistungselektronische Schaltung (2) ein Matrixumrichter ist.
EP01995550A 2000-12-18 2001-11-29 Leistungselektronische schaltung Withdrawn EP1344306A2 (de)

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Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE50307069D1 (de) * 2002-12-02 2007-05-31 Ebm Papst St Georgen Gmbh & Co Elektronisch kommutierter Elektromotor
WO2005124985A1 (de) * 2004-06-15 2005-12-29 Siemens Aktiengesellschaft Matrixumrichter zur kopplung von drehspannungsnetzen
DE102004035799A1 (de) * 2004-07-23 2006-03-16 Siemens Ag Frequenzumrichter mit einem kondensatorlosen Zwischenkreis
DE102005061845B4 (de) * 2005-12-23 2013-07-18 Siemens Aktiengesellschaft Vorrichtung zur Stromversorgung von Feldgeräten
JP2007288992A (ja) * 2006-03-20 2007-11-01 Hitachi Ltd 半導体回路
JP2007326449A (ja) * 2006-06-07 2007-12-20 Mazda Motor Corp ハイブリッド自動車
DE102006054354B4 (de) * 2006-11-17 2012-09-20 Werner Turck Gmbh & Co. Kg Selbstschützende Crowbar
FR2911736B1 (fr) * 2007-01-23 2009-03-20 Schneider Toshiba Inverter Dispositif de commande d'un interrupteur de puissance et variateur comprenant un tel dipositif.
JP4473294B2 (ja) * 2007-09-05 2010-06-02 矢崎総業株式会社 電源制御装置
DE102008000147A1 (de) * 2008-01-25 2009-07-30 Zf Friedrichshafen Ag Anordnung und Verfahren zum Ansteuern eines elektrischen Antriebes
US7777553B2 (en) * 2008-04-08 2010-08-17 Infineon Technologies Austria Ag Simplified switching circuit
EP2342807B1 (de) 2008-09-24 2015-03-18 SMA Solar Technology AG Wandler mit mindestens einem selbstleitenden schalter
US8022569B2 (en) 2008-10-23 2011-09-20 GM Global Technology Operations LLC Systems and methods for discharging bus voltage using semiconductor devices
FR2937811B1 (fr) * 2008-10-24 2011-10-07 Hispano Suiza Sa Dispositif de protection d'un circuit electronique comportant au moins un transistor de type jfet ou mesfet
ES2353039T3 (es) * 2008-12-23 2011-02-24 Sma Solar Technology Ag Circuito eléctrico con interruptor semiconductor autoconductor.
US8378528B2 (en) 2009-12-07 2013-02-19 GM Global Technology Operations LLC Systems and methods for discharging bus voltage using semiconductor devices
FR2958090B1 (fr) * 2010-03-26 2012-10-12 Valeo Equip Electr Moteur Dispositif de regulation d'une machine electrique tournante de vehicule automobile, et machine comprenant ce dispositif de regulation
US9780716B2 (en) * 2010-11-19 2017-10-03 General Electric Company High power-density, high back emf permanent magnet machine and method of making same
JP5595256B2 (ja) * 2010-12-17 2014-09-24 三菱電機株式会社 半導体回路および半導体装置
EP2525486B1 (de) 2011-05-16 2018-10-17 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Betrieb einer Antriebssteuerungseinrichtung und nach dem Verfahren arbeitende Antriebssteuerungseinrichtung
EP2568560B1 (de) 2011-09-07 2014-12-31 Siemens Aktiengesellschaft Frequenzumrichter sowie Verfahren zum Erkennen und Blockieren eines Fehlerstroms in einem Frequenzumrichter
EP2680421B2 (de) 2012-06-29 2018-08-08 Siemens Aktiengesellschaft Frequenzumrichter mit Zwischenkreiskondensator und Verfahren zum Vorladen desselben
DE102014201581A1 (de) 2014-01-29 2015-07-30 Robert Bosch Gmbh Bordnetztrennschaltung für Gleichspannungswandler und Verfahren zum Trennen eines Bordnetzes von einem Gleichspannungswandler
US10050572B2 (en) 2014-12-19 2018-08-14 Black & Decker Inc. Power tool with electric motor and auxiliary switch path
CN105024536B (zh) * 2015-07-10 2018-01-02 广东美的制冷设备有限公司 逆变电源的供电电路以及具有其的家用电器
JP6285475B2 (ja) 2016-01-29 2018-02-28 ファナック株式会社 放電機能を有するモータ駆動装置
US10411694B2 (en) * 2016-07-22 2019-09-10 Abb Schweiz Ag Solid state switch system
GB2560195B (en) * 2017-03-03 2020-01-08 Ge Energy Power Conversion Technology Ltd Electric circuits and power systems incorporating the same
FR3087064B1 (fr) * 2018-10-09 2020-11-20 Stmicroelectronics Razvoj Polprevodnikov D O O Source d'alimentation a decoupage d'un lecteur du type communication en champ proche
CN109462388B (zh) * 2018-10-22 2022-08-19 京信网络系统股份有限公司 GaN HEMT控制电路
KR102812769B1 (ko) * 2019-07-25 2025-05-26 삼성에스디아이 주식회사 전원공급장치의 제어방법
WO2021050912A1 (en) 2019-09-13 2021-03-18 Milwaukee Electric Tool Corporation Power converters with wide bandgap semiconductors
US11101640B1 (en) 2020-07-29 2021-08-24 Abb Schweiz Solid-state protection for direct current networks

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3740581A (en) * 1972-03-08 1973-06-19 Hughes Aircraft Co Precision switching circuit for analog signals
NL8702847A (nl) * 1987-11-27 1989-06-16 Philips Nv Dc-ac brugschakeling.
US5285369A (en) * 1992-09-01 1994-02-08 Power Integrations, Inc. Switched mode power supply integrated circuit with start-up self-biasing
DE59400108D1 (de) * 1993-03-22 1996-03-21 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Arbeitspunktregelung eines Reihenschwingkreis-Wechselrichters
US5550463A (en) * 1993-05-20 1996-08-27 Coveley; Michael Power supply connected in parallel with solid state switch for phase control of average power to a load
WO1995024055A1 (de) * 1994-03-04 1995-09-08 Siemens Aktiengesellschaft Mis-struktur auf siliciumcarbid-basis mit hoher latch-up-festigkeit
FI96552C (fi) * 1994-05-10 1996-07-10 Nokia Telecommunications Oy Avausfettikytkimen ohjauskytkentä
US6462603B1 (en) * 1995-08-08 2002-10-08 Bryan M. H. Pong Solid-state relay
DE19535541A1 (de) * 1995-09-25 1997-03-27 Siemens Ag Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Depletion-MOSFET
DE19610135C1 (de) * 1996-03-14 1997-06-19 Siemens Ag Elektronische Einrichtung, insbesondere zum Schalten elektrischer Ströme, für hohe Sperrspannungen und mit geringen Durchlaßverlusten
JPH09307070A (ja) * 1996-05-14 1997-11-28 Fuji Electric Co Ltd スイッチング電源用半導体集積回路
DE19702687C1 (de) * 1997-01-25 1998-08-06 Bosch Gmbh Robert Anordnung zum Schutz gegen Übertemperatur eines Steuergeräts für Gasentladungslampen
EP0925711A2 (de) * 1997-05-07 1999-06-30 Koninklijke Philips Electronics N.V. Schaltung zum betrieb einer entladungslampe
JP2000224867A (ja) * 1999-01-28 2000-08-11 Sumitomo Electric Ind Ltd インバータ
US6313482B1 (en) * 1999-05-17 2001-11-06 North Carolina State University Silicon carbide power devices having trench-based silicon carbide charge coupling regions therein
DE20109957U1 (de) * 2001-06-15 2002-07-18 Siemens AG, 80333 München Schaltungsanordnung zum Steuern der einer Last zugeführten Leistung
US6529034B1 (en) * 2001-11-07 2003-03-04 International Rectifier Corporation Integrated series schottky and FET to allow negative drain voltage

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO0250897A2 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN100521493C (zh) 2009-07-29
WO2002050897A3 (de) 2002-08-29
US7327053B2 (en) 2008-02-05
DE10063084A1 (de) 2002-07-11
WO2002050897A2 (de) 2002-06-27
US20040004404A1 (en) 2004-01-08
DE10063084B4 (de) 2009-12-03
CN1518791A (zh) 2004-08-04

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