EP1325537B1 - Perfectionnement aux sources d'emission / reception d'ondes electromagnetiques pour antenne a multireflecteurs - Google Patents

Perfectionnement aux sources d'emission / reception d'ondes electromagnetiques pour antenne a multireflecteurs Download PDF

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EP1325537B1
EP1325537B1 EP01976390A EP01976390A EP1325537B1 EP 1325537 B1 EP1325537 B1 EP 1325537B1 EP 01976390 A EP01976390 A EP 01976390A EP 01976390 A EP01976390 A EP 01976390A EP 1325537 B1 EP1325537 B1 EP 1325537B1
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EP
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longitudinal
waveguide
source according
source
radiation
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EP01976390A
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Ali Louzir
Philippe Minard
Franck Thudor
Jean-François PINTOS
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Thomson Licensing SAS
Original Assignee
Thomson Licensing SAS
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/28—Combinations of substantially independent non-interacting antenna units or systems
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q11/00—Electrically-long antennas having dimensions more than twice the shortest operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q11/02—Non-resonant antennas, e.g. travelling-wave antenna
    • H01Q11/08—Helical antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/24—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave constituted by a dielectric or ferromagnetic rod or pipe
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/40—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements
    • H01Q5/45—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements using two or more feeds in association with a common reflecting, diffracting or refracting device
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    • H01Q5/47—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements using two or more feeds in association with a common reflecting, diffracting or refracting device with a coaxial arrangement of the feeds

Definitions

  • the present invention relates to a source antenna (E) / reception (R), hereinafter called E / R source which can be placed at the point focal point of an antenna system and more particularly at the focal point of a Cassegrain type double reflector antenna.
  • E source antenna
  • R reception
  • I / O source I / O source
  • the propeller network for reception and the longitudinal radiation source for emission.
  • the losses of the printed supply network affect doubly the link budget.
  • the G / T merit factor of the antenna is reduced on the one hand due to the reduction in the gain G of the antenna, and on the other hand, the increase in the noise temperature T of the system linked to the losses dissipative from the power network.
  • the solution proposed in patent application 00 07424 allows, using a network of propellers rather than a network of patches, to improve the factor G / T of the antenna.
  • the object of the present invention is to remedy this problem by proposing an E / R source structure having its phase center between the main reflector and the secondary reflector without inducing blockage for the functioning of the antenna system with two reflectors. It thus makes possible reduction of the side lobes of the antenna system.
  • the present invention also aims to propose a new E / R source structure which reduces the side lobes of sources of emission and reception.
  • a dual reflector antenna system has a perfectly defined focal point and requires for E / R sources a perfect coincidence of their phase centers.
  • the present invention also aims to provide a E / R source structure which allows to perfectly match the phase centers of emission and reception sources.
  • the subject of the present invention is therefore a source of emission / reception (E / R) of electromagnetic waves for antenna with multi-reflector of the Cassegrain type comprising means with longitudinal radiation operating in a first frequency band and a network of n Traveling wave type radiating elements operating in a second frequency band with the n radiating elements arranged symmetrically around the longitudinal radiation means, the network and the longitudinal radiation means having a phase center substantially common, characterized in that the network of n elements radiating is excited by a waveguide forming a slice-shaped cavity pineapple "of rectangular cross section.
  • the network of n elements radiating is a circular network and the guide forms a cavity in the form of "Pineapple slice".
  • the waveguide is sized to such that, D being the mean diameter of the circular network:
  • n the number of radiating elements and ⁇ g the guided wavelength at the operating frequency.
  • ⁇ g ⁇ 0 [ ⁇ r - ( ⁇ 0 / ⁇ c) 2 ] - 1 ⁇ 2 with ⁇ c the cut-off wavelength of the rectangular guide for the fundamental mode TE01, ⁇ 0 the wavelength in vacuum and ⁇ r the permittivity of the filling dielectric material guide.
  • ⁇ c 2a ( ⁇ r) 1 ⁇ 2 where a is the width of the rectangular guide.
  • D is chosen such that: 1.3 ⁇ 0 ⁇ D ⁇ 1.9 ⁇ 0.
  • the rectangular guide above is excited by a connected probe reception circuits (LNA (Low Noise Amplifier in English), mixer, etc ...) by a coaxial line.
  • LNA Low Noise Amplifier in English
  • a second conical cavity surrounds it.
  • Figure 3 schematically shows a sectional view of the E / R source 10 object of the invention, placed at the focal point FP of a system antenna with double reflector located between the two reflectors 1 and 3.
  • the rear cavities 13 and 14 making it possible to reduce the radiation of the lateral lobes for the "Polyrod" and for the propeller network are conical.
  • the rectangular waveguide 15 in the form of a "slice pineapple ” is excited by a coaxial line 16.
  • the radiating helices 11 are in turn coupled by probe 17 to the cavity in a rectangular guide.
  • FIG. 5 shows the detail and the dimensioning of a propeller 11 excited at 12 GHz mounted on a waveguide 15 of straight section polygonal, more particularly rectangular with dimensions a and b.
  • Figure 6a presents simulations showing the result of the coupling of the rectangular guide to the propellers according to the invention as well as the adaptation of the guide cavity to the central frequency of 12 GHz., in the case of 4 propellers such as 11-2, 11-3, 11-4, 11-5 compared to port A1 ( Figure 6b).
  • equations (I) and (III) allow to deduce a relation between ⁇ g and ⁇ 0 . Taking this relation into account in (II), we deduce a.
  • the height b of the rectangular guide is chosen to be approximately half its width. So let b ⁇ a / 2.
  • the quantities ⁇ , ⁇ and h are adjusted so as to reduce the level of the secondary lobes of the propeller network.
  • the diameter d c is given by the dimensioning of the rectangular guide 15, and more particularly by its width a.
  • the depth d is such that the phase center FP of the "polyrod »12 (which is about 1/3 the length of the polyrod) coincides with the phase center FH of the propeller network 11 (ie in the middle of the propeller network and about 1/3 of the length of l 'propeller).
  • the point Fp is at a height of approximately Lp / 3 where Lp is the total length of the polyrod 12 counted from the origin.
  • the shape of the rear cavity of the central polyrod can be changed.
  • the rear cavity can have a cylindrical or similar shape.
  • FIG. 7 represents a particular embodiment of the source transmission / reception object of the invention.
  • the emission part is made up of polyrod 12 and operates in the 14-14.5 GHz band.
  • the conical cavity allowed for this configuration to get the best result.
  • the adaptation of the polyrod in the target band (14-14.5 GHz) as well as the radiation patterns obtained in the presence of the conical cavity are given in FIG. 8.
  • the source is constituted by a propeller 12 mounted in a conical cavity 13 and coupled by a probe 17 to Tx supply.
  • the polarizations of the sources at transmission and reception are circular and can be from same or opposite direction.
  • the 12 'propeller can be positioned in a cylindrical cavity like the polyrod.

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Description

La présente invention concerne une antenne source d'émission (E) / réception (R), appelée ci-après source E/R pouvant être placée au point focal d'un système d'antenne et plus particulièrement au point focal d'une antenne à double réflecteur de type Cassegrain. Une application possible pour cette source d'E/R se trouve dans les systèmes de communication par satellite utilisant les bandes C, Ku ou Ka.
La demande de brevet européen publiée EP1 162 686 A1 faisant partie de l'état de la technique au sens de l'article 54(3) revendique la priorité de la demande de brevet national français FR2810163 enregistré sous le n° 00 07424.
Dans la demande de brevet français n° 00 07424 déposée le 9 Juin 2000 au nom de THOMSON multimedia avec pour titre « perfectionnement aux antennes-source d'émission/réception d'ondes électromagnétiques », on a proposé une source E/R hybride constituée d'un réseau d'hélices excité par un circuit d'alimentation imprimé, entourant une antenne à rayonnement longitudinal telle qu'une hélice ou un « polyrod ».
Afin de minimiser les interactions entre les sources d'émission et de réception, il est avantageux d'utiliser le réseau d'hélices pour la réception et la source à rayonnement longitudinal pour l'émission. Cependant, en réception les pertes du réseau imprimé d'alimentation affectent doublement le bilan de liaison. En effet, le facteur de mérite G/T de l'antenne est diminué du fait d'une part de la réduction du gain G de l'antenne, et d'autre part, de l'augmentation de la température de bruit T du système liée aux pertes dissipatives du réseau d'alimentation. De ce point de vue, la solution proposée dans la demande de brevet 00 07424 permet, en utilisant un réseau d'hélices de préférence à un réseau de patchs, d'améliorer le facteur G/T de l'antenne.
Par ailleurs, dans la demande de brevet français 00 07424, le substrat sur lequel est gravé le réseau imprimé d'alimentation des hélices et qui inclut les circuits de réception de l'antenne est disposé perpendiculairement à l'axe de rayonnement des hélices. Ainsi, dans une structure Cassegrain, afin d'éviter des blocages par le LNB (Low Noise Block en langue anglaise), il est nécessaire de placer le foyer du système à double réflecteur au sommet du réflecteur principal. Cette contrainte sur la géométrie du système Cassegrain nécessite l'usage d'une source trop directive qui a pour effet d'augmenter le niveau des lobes secondaires du système d'antenne.
En effet, comme illustré sur la figure 1 qui représente schématiquement une structure Cassegrain comportant un réflecteur principal 1, une source 2 et un réflecteur secondaire 3 face à la source 2, les lobes secondaires proviennent principalement :
  • i) de la diffraction par le réflecteur secondaire 3. L'énergie diffractée a un niveau absolu en dB égal à (G-Edge). G est le gain de la source primaire défini essentiellement par sa directivité. Pour un fonctionnement optimal du système d'antenne à double réflecteur, Edge est de l'ordre de 20 dB. Le niveau des lobes secondaires issus de cette diffraction est de l'ordre de la valeur de (G-Edge),
  • ii) des lobes secondaires I rayonnés par la source même 2 et n'interceptant pas le réflecteur secondaire 3. Si la source primaire 1 présente un niveau de lobes secondaires égal en dB à SLL, alors le niveau absolu des lobes secondaires du système d'antenne issus des lobes secondaires de la source primaire est égal à (G-SLL).
    • Une solution pour réduire les lobes d'un système Cassegrain est de réduire G. Cependant, comme illustré en figure 2, pour réduire G et maintenir une valeur de Edge optimale ( de l'ordre de 20 dB ), il faut que la focale 2' du système d'antenne soit située entre le réflecteur principal 1 et le réflecteur secondaire 3.
    La présente invention a pour but de remédier à ce problème en proposant une structure de source E/R ayant son centre de phase entre le réflecteur principal et le réflecteur secondaire sans induire de blocage pour le fonctionnement du système d'antenne à deux réflecteurs. Elle rend ainsi possible une réduction des lobes secondaires du système d'antenne.
    D'autre part, la réduction du niveau SLL des lobes secondaires de la source primaire permet aussi de réduire les lobes secondaires du système d'antenne.
    La présente invention a aussi pour but de proposer une nouvelle structure de source E/R qui permet de réduire les lobes secondaires de sources d'émission et de réception.
    De plus, contrairement à un système de focalisation à base de lentille homogène, un système d'antenne à double réflecteur présente un point focal parfaitement défini et nécessite pour les sources E/R une coïncidence parfaite de leurs centres de phase.
    Ainsi, la présente invention a encore pour but de proposer une structure de source E/R qui permet de faire coïncider parfaitement les centres de phase des sources d'émission et de réception.
    La présente invention a donc pour objet une source d'émission / réception (E/R) d'ondes électromagnétiques pour antenne à multiréflecteur du type Cassegrain comportant des moyens à rayonnement longitudinal fonctionnant dans une première bande de fréquences et un réseau de n éléments rayonnants du type à ondes progressives fonctionnant dans une seconde bande de fréquences avec les n éléments rayonnants disposés symétriquement autour des moyens à rayonnement longitudinal, le réseau et les moyens à rayonnement longitudinal ayant un centre de phase sensiblement commun, caractérisée en ce que le réseau de n éléments rayonnants est excité par un guide d'ondes formant une cavité en forme de "tranche d'ananas" de section droite rectangulaire.
    Selon un mode de réalisation, le réseau de n éléments rayonnants est un réseau circulaire et le guide forme une cavité en forme de « tranche d'ananas ». Dans ce cas, le guide d'ondes est dimensionné de telle sorte que, D étant le diamètre moyen du réseau circulaire :
    D = nλg/2 où n représente le nombre d'éléments rayonnants et λg la longueur d'onde guidée à la fréquence de fonctionnement.
    λg = λ0[εr - (λ0/λc)2] - ½ avec λc la longueur d'onde de coupure du guide rectangulaire pour le mode fondamental TE01, λ0 la longueur d'onde dans le vide et εr la permittivité du matériau diélectrique remplissant le guide.
    λc = 2a(εr) ½ où a est la largeur du guide rectangulaire. Pour obtenir une bonne directivité de la source, D est choisi tel que : 1,3 λ0 < D < 1,9 λ0.
    Le guide rectangulaire ci-dessus est excité par une sonde reliée aux circuits de réception ( LNA (Low Noise Amplifier en langue anglaise), mélangeur, etc...) par une ligne coaxiale.
    Par ailleurs, pour l'émission, l'antenne à rayonnement longitudinal qui peut être constituée soit par un « polyrod » excité par un guide circulaire ou carré soit par une hélice longue excitée par une ligne coaxiale, située au centre du réseau présente une sorte de cavité arrière qui permet :
  • 1) de réduire les lobes secondaires et arrières de l'antenne à rayonnement longitudinal,
  • 2) de faire coïncider les centres de phase des sources d'émission et de réception, et
  • 3) d'améliorer les performances d'isolation entre les sources d'émission et de réception.
    • Enfin pour réduire les lobes secondaires du réseau d'hélices, une deuxième cavité conique entoure celui-ci.
    D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaítront à la lecture de la description faite ci-après de différents modes de réalisation, cette description étant faite avec référence aux dessins ci-annexés dans lesquels :
  • figure 1 déjà décrite est une représentation schématique d'un système Cassegrain selon l'art antérieur,
  • figure 2 déjà décrite est une représentation schématique correspondant à celle de la figure 1 et expliquant un des problèmes que cherche à résoudre l'invention,
  • figure 3 est une représentation schématique d'un système Cassegrain comportant une source conforme à la présente invention,
  • figures 4a et 4b représentent respectivement une vue en coupe et une vue de dessus d'un système-source selon un mode de réalisation de la présente invention,
  • figure 5 est une vue en coupe de détail d'une hélice utilisée dans le système des figures 4,
  • figure 6 est une courbe donnant les résultats du couplage du guide rectangulaire aux hélices en fonction de la fréquence,
  • figure 7 est une vue identique à celle de la figure 4a représentant le système réalisé pour simulation,
  • figures 8,9 et10 sont des courbes donnant des résultats de simulations réalisées avec le système-source de la figure 7, et
  • figure 11 représente une autre mode de réalisation d'un système-source selon la présente invention.
    • Pour simplification, dans les figures les mêmes éléments portent les mêmes références.
    On décrira maintenant avec référence aux figures 3 à 11 différents modes de réalisation de la présente invention.
    La Figure 3 montre schématiquement une vue en coupe de la source E/R 10 objet de l'invention, placée au foyer FP d'un système d'antenne à double réflecteur situé entre les deux réflecteurs 1 et 3.
    L'antenne source d'émission/réception objet de l'invention bénéficie, par rapport aux solutions plus conventionnelles utilisant la technologie guide d'onde, des avantages suivants, à savoir :
  • un encombrement, un poids et un coût réduits en même temps qu'une bonne isolation électrique entre les voies d'émission et de réception grâce à une isolation physique entre les deux voies.
    • De plus, par rapport au système décrit dans la demande de brevet français 00 07424 :
  • i) Elle permet de réduire encore les pertes de la source constituée du réseau d'hélices grâce aux très faibles pertes de son réseau d'alimentation utilisant un guide rectangulaire monomode, connu pour ces pertes minimales, et dont la longueur est réduite en moyenne au demi-périmètre du réseau circulaire.
  • ii) Elle apporte une solution à faible coût au problème des lobes secondaires trop élevés des antennes à double réflecteur de type Cassegrain :
    • en permettant de placer le centre de phase du système source hybride entre le réflecteur principal et le réflecteur secondaire
    • en réduisant les lobes secondaires des sources primaires d'émission et de réception.
  • iii) Elle permet de faire parfaitement coïncider les centres de phase des sources d'émission et de réception et permet ainsi de positionner la source primaire de manière optimale en émission et en réception.
    • On décrira maintenant de manière plus détaillée, avec référence aux figures 4 à 10, un mode de réalisation préférentiel de la présente invention.
    Les figures 4a et 4b présentent respectivement une vue en coupe et une vue de dessus du système source objet de l'invention. Dans ce cas particulier :
    • le réseau de n éléments rayonnants du type à ondes progressives est constitué de huit hélices 11. Elles sont placées sur la circonférence d'un cercle de diamètre D fonctionnant dans une seconde bande de fréquences. Elles sont montées sur la face supérieure 15a d'un guide d'onde 15 en forme de « tranche d'ananas ».
    • l'antenne à rayonnement longitudinal située au milieu du réseau est un « polyrod » 12,
    Comme représenté sur les figures 4a et 7, les cavités arrières 13 et 14 permettant de réduire le rayonnement des lobes latéraux pour le « polyrod » et pour le réseau d'hélices sont coniques.
    Le guide d'onde 15 rectangulaire en forme de « tranche d'ananas » est excité par une ligne coaxiale 16. Les hélices rayonnantes 11 sont à leur tour couplées par sonde 17 à la cavité en guide rectangulaire.
    Pour une excitation optimale des hélices, celles-ci sont placées au milieu de la section droite du guide dans des plans de champ maximum, à savoir les plans de circuits ouverts.
    La figure 5 montre le détail et le dimensionnement d'une hélice 11 excitée à 12 GHz montée sur un guide d'onde 15 de section droite polygonale, plus particulièrement rectangulaire avec des dimensions a et b.
    La figure 6a présente des simulations montrant le résultat du couplage du guide rectangulaire aux hélices selon l'invention ainsi que l'adaptation de la cavité en guide, à la fréquence centrale de 12 GHz., dans le cas de 4 hélices telles que 11-2, 11-3, 11-4, 11-5 par rapport au port A1 (figure 6b).
    Ainsi, le dimensionnement du guide rectangulaire 15 se fait de la manière suivante :
    • Figure 00070001
      ( dans le cas d'un réseau de 8 hélices 11) ; λg est la longueur d'onde guidée à la fréquence de fonctionnement ;
      Figure 00070002
      λc est la longueur d'onde de coupure du guide rectangulaire pour le mode TE10 et λ0 est la longueur d'onde dans le vide ;
         λc = 2a(εr)1/2; a est la largeur du guide rectangulaire
         εr = permittivité du matériau diélectrique remplissant le guide
    • Par ailleurs pour un éclairement optimal du réflecteur secondaire, la directivité de la source primaire varie entre +/- 20° et +/- 30° à -20 dB. Ces valeurs de directivité sont obtenues pour des diamètres moyens D tels que :
      Figure 00080001
      λ0 étant la longueur d'onde dans le vide
    Pour D fixé par la directivité de la source, les équations (I) et (III) permettent de déduire une relation entre λg et λ0. En tenant compte de cette relation dans (II), on en déduit a. Pour minimiser les pertes dans le guide rectangulaire, la hauteur b du guide rectangulaire est choisie égale à environ la moitié de sa largeur. Soit donc b ∼a/2.
    En général, pour minimiser les pertes et le coût, le guide est choisi vide (εr = 1). Cependant si le guide est trop large, ou s'il y a besoin de dégager plus d'espace au milieu pour le placement du polyrod 12 avec sa cavité arrière 13, il suffit de remplir le guide d'un matériau diélectrique de permittivité εr> 1. La largeur du guide est réduite d'un facteur (εr)-1/2.
    Pour le dimensionnement de la cavité extérieure, les grandeurs Δ, α et h sont ajustées de manière à réduire le niveau des lobes secondaires du réseau d'hélices.
    Pour la cavité intérieure 13, le diamètre dc est donné par le dimensionnement du guide rectangulaire 15, et plus particulièrement par sa largeur a.. Comme représenté sur la figure 7, la profondeur d est telle que le centre de phase FP du « polyrod » 12 ( qui se trouve environ au 1/3 de la longueur du polyrod ) coïncide avec le centre de phase FH du réseau d'hélices 11 ( soit au milieu du réseau d'hélices et environ au 1/3 de la longueur de l'hélice ). Ainsi, en faisant référence à la figure 7, et à partir d'une origine située sur la base et au centre de la cavité conique de profondeur d, le point Fp se trouve à une hauteur d'environ Lp/3 où Lp est la longueur totale du polyrod 12 comptée à partir de l'origine. Pour faire coïncider les centres de phase, il faut que les points Fh soient à la même hauteur que Fp, ce qui se traduit par la relation : d + Lh/3 = Lp/3 soit donc d = (Lp - Lh)/3 ; où
       Lh est la longueur de chacune des hélices 11.
    Les dimensions de chacune des hélices 11 fonctionnant en mode longitudinal à la fréquence centrale, ainsi que celles du polyrod central en fonction des directivités recherchées, sont données par des formules classiques connues de l'homme de l'art.
    Enfin la forme de la cavité arrière du polyrod central peut être modifiée. Ainsi, à la place d'une forme conique 13, la cavité arrière peut avoir une forme cylindrique ou similaire.
    La figure 7 représente une réalisation particulière de la source d'émission/réception objet de l'invention. La partie émission est constituée du polyrod 12 et fonctionne dans la bande 14-14,5 GHz. La partie réception fonctionne dans la bande 11.7-12.5 GHz et est constituée d'un réseau de 8 hélices 11 situées sur un cercle de diamètre D = 42 mm soit environ 1,7λ0 où λ0 représente la longueur d'onde dans le vide à la fréquence centrale de la bande de réception soit donc λ0 = 24,7 mm.
    Pour cette réalisation, la forme du polyrod 12 a tout d'abord été optimisée. Puis les trois types de cavités intérieures (à savoir une cavité cylindrique , une cavité cylindrique avec pièges et une cavité conique ), toutes de profondeur d = 30 mm (soit donc environ (Lp-Lh)/3 = (110-30)/3 = 26,6 mm) de manière à faire coïncider les centres de phase des deux sources ont été simulées. La cavité conique a permis pour cette configuration d'obtenir le meilleur résultat. L'adaptation du polyrod dans la bande visée (14-14,5 GHz) ainsi que les diagrammes de rayonnement obtenus en présence de la cavité conique sont donnés en figure 8.
    On a ensuite réalisé l'optimisation de l'angle ∝ et de la hauteur h de la cavité conique extérieure 14, vis-à-vis des lobes secondaires du polyrod. Le meilleur résultat est alors obtenu pour ∝ = 45° et h = 25 mm. La figure 9 montre les résultats de simulation de la courbe d'adaptation et les diagrammes de rayonnement obtenus pour ces valeurs de ∝ et h. On peut noter une réduction significative des lobes secondaires en présence de la cavité extérieure.
    Enfin, la figure 10 montre les diagrammes de rayonnement du réseau de huit hélices toutes de longueur 30 mm régulièrement espacés sur un cercle de diamètre D = 42 mm soit environ 1.7λ0 où λ0 représente la longueur d'onde dans le vide à la fréquence centrale de la bande de réception.
    L'optimisation des lobes secondaires de la source de réception par la cavité extérieure aboutit à des valeurs optimales de h = 25mm et ∝ = 40°. Ces valeurs sont légèrement différentes de celles obtenues pour l'optimisation des lobes secondaires de la source d'émission (h = 25 mm et ∝ = 45°). Ce sont les valeurs obtenues pour la source d'émission qui ont été privilégiées, compte-tenu des contraintes plus fortes sur le diagramme d'émission.
    Sur la figure 11, on a représenté une variante de réalisation de la source à rayonnement longitudinal. Dans ce cas, la source est constituée par une hélice 12 montée dans une cavité conique 13 et couplée par une sonde 17 à l'alimentation Tx.
    Dans les modes de réalisation représentés, les polarisations des sources à l'émission et à la réception sont circulaires et peuvent être de même sens ou de sens opposé.
    De manière évidente pour l'homme de l'art, l'hélice 12' peut être positionnée dans une cavité cylindrique comme le polyrod.
    La présente invention peut être modifiée de nombreuses manières sans sortir du cadre des revendications ci-après.

    Claims (9)

    1. Source d'émission / réception (E/R) d'ondes électromagnétiques pour antenne à multiréflecteur du type comportant des moyens à rayonnement longitudinal (12,12') fonctionnant dans une première bande de fréquences et un réseau de n éléments rayonnants (11) du type à ondes progressives fonctionnant dans une seconde bande de fréquences avec les n éléments rayonnants disposés symétriquement autour des moyens à rayonnement longitudinal, le réseau et les moyens à rayonnement longitudinal ayant un centre de phase sensiblement commun, caractérisée en ce que le réseau de n éléments rayonnants est excité par' un guide d'ondes (15) formant une cavité en forme de "tranche d'ananas" de section droite polygonale.
    2. Source selon la revendication 1, caractérisée en ce que le réseau de n éléments rayonnants est un réseau circulaire.
    3. Source selon les revendications 1 et 2, caractérisée en ce que le guide d'ondes (15) est dimensionné de telle sorte que, D étant le diamètre moyen du réseau circulaire :
      D = nλg/2 où n représente le nombre d'éléments rayonnants et λg la longueur d'onde guidée à la fréquence de fonctionnement.
      λg = λ0[εr - (λ0/λc)2] - ½ avec λc la longueur d'onde de coupure du guide rectangulaire pour le mode fondamental TE01, λ0 la longueur d'onde dans le vide et sr la permittivité du matériau diélectrique remplissant le guide.
      λc = 2a(εr) ½ où a est la largeur du guide rectangulaire.
    4. Source selon la revendication 3, caractérisée en ce que D est choisi tel que : 1,3 λ0 < D < 1,9 λ0.
    5. Source selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisée en ce que le guide est rempli d'un matériau diélectrique de permittivité ≥ 1.
    6. Source selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisée en ce que les éléments rayonnants du type à ondes progressives sont des hélices (11).
    7. Source selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que les moyens à rayonnement longitudinal sont constitués par une tige de diélectrique à rayonnement longitudinal ou "polyrod" (12) d'axe confondu avec l'axe de rayonnement, excitée par des moyens comportant un guide d'ondes.
    8. Source selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que les moyens à rayonnement longitudinal sont constitués par un dispositif en hélice (12') d'axe confondu avec l'axe de rayonnement excité par des moyens comportant une ligne coaxiale.
    9. Source selon l'une quelconque des revendications 7 et 8, caractérisée en ce que les moyens à rayonnement longitudinal sont entourés par une cavité (14) réduisant les lobes secondaires.
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