EP1290777A2 - Schaltwandler - Google Patents

Schaltwandler

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Publication number
EP1290777A2
EP1290777A2 EP01942860A EP01942860A EP1290777A2 EP 1290777 A2 EP1290777 A2 EP 1290777A2 EP 01942860 A EP01942860 A EP 01942860A EP 01942860 A EP01942860 A EP 01942860A EP 1290777 A2 EP1290777 A2 EP 1290777A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
input
series
voltage
winding
switching converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP01942860A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Harald Weinmeier
Andreas Kranister
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG Oesterreich
Original Assignee
Siemens AG Oesterreich
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG Oesterreich filed Critical Siemens AG Oesterreich
Publication of EP1290777A2 publication Critical patent/EP1290777A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/0074—Plural converter units whose inputs are connected in series

Definitions

  • the invention relates to a switching converter for converting a DC input voltage into an DC output voltage, having a transformer which has at least one primary winding which can be connected to a DC voltage in series with a controlled switch, with at least one secondary winding which is connected downstream of a rectifier. and with a control circuit for the at least one controlled switch.
  • Switching converters of this type have become known in a large number of embodiments, be it as flyback converters or flow converters. They are used to power electrical and electronic devices. For this, reference can be made, for example, to Hirschmann / Hauenstein, “Switching Power Supplies”, Verlag Siemens 1990; Thiel, “Professional Switching Power Supply Applications”, Franzis Verlag 1996 or Klingenstein, “Switching Power Supplies in Practice”, Vogel specialist book 1988.
  • the control circuits are described in the Usually implemented largely in IC components, which are produced in large quantities and are commercially available.
  • the DC input voltage is often a so-called DC link voltage, which is obtained by rectifying a mains voltage.
  • the intermediate circuit voltage if one does not use a step-down transformer on the input side, could also be very high, e.g. B. over 500 volts but also 1600 volts. At such high voltages, however, problems arise regarding the dielectric strength of the input (electrolytic) capacitors on the one hand and of the controlled switches, which are mostly switching transistors.
  • a switching converter of the type mentioned at the outset in which at least two primary windings are provided and each primary winding is connected to an input capacitor via at least one controlled switch, the input capacitors and the series circuits of the primary windings being connected in series with the controlled switches the input DC voltage and the control circuit is set up to open or close all controlled switches at the same time.
  • switching converters are created which can work on high input or intermediate circuit voltages, but the costs remain within acceptable ranges, since only a single transformer is required.
  • each primary winding is connected in series with a controlled switch at each winding end, these series circuits in turn are connected in series to the input DC voltage and are bridged by an input capacitor each.
  • each primary winding has a center tap and each input capacitor consists of two partial capacitors connected in series, the center tap of each winding being connected to the connection point of the assigned partial capacitors.
  • the input voltage assigned to each primary winding can be divided up again, so that capacitors with low dielectric strength can be used.
  • the switching converter is designed as a forward converter, it is expedient if the transformer has a demagnetization winding which is connected to the DC input voltage via a blocking diode.
  • control circuit be set up to control the controlled switches while maintaining a duty cycle that is less than 0.5.
  • control circuit has a pulse width modulator which switches the primary winding of a control transformer to an auxiliary direct voltage via a driver switch, the transformer having a number of secondary windings corresponding to the selection of the controlled switches, the number of which Output voltages are used to control the controlled switches.
  • FIG. 1 shows a simplified circuit diagram of a first embodiment of a switching converter designed as a forward converter according to the invention
  • FIG. 2 in a basic circuit diagram and with the control circuit omitted, a second embodiment of the invention, likewise designed as a flow converter, and
  • FIG. 3 shows a control circuit, which is particularly suitable for switching converters according to the invention, in a basic circuit diagram.
  • a switching converter according to the invention has a transformer Tr with four primary windings L1, L2, L3, L4, a secondary winding L5 and a demagnetization winding L a .
  • Each primary winding Ll ... L4 is in series with a controlled switch Tl ... T4 on an input capacitor Cl ... C4, with all these capacitors connected in series to one DC input voltage U E can be laid.
  • the individual series circuits L1-T1, ..., L4-T4 of the primary windings with the switches assigned to them are also connected in series to the DC input voltage U E.
  • the secondary winding L5 is followed by a rectifier Dl with a secondary inductor L6 and an output capacitor C5.
  • the output DC voltage U A of the converter is connected to the latter.
  • a free-wheeling diode D2 leads from ground to the connection point of the rectifier diode Dl with the secondary choke L6.
  • a control circuit AST is used which differs from conventional control circuits only in that in the invention two or more, here four, switches Tl ... T4 are controlled so that they open or close at the same time.
  • the control circuit can be supplied with a corresponding actual signal, as shown here in FIG. B.
  • the output voltage U A - A possible control circuit is explained in more detail below.
  • the above-mentioned demagnetization winding is connected to (primary) ground on the one hand and to the DC input voltage U E via a diode D3 on the other hand.
  • it is used in a known manner to demagnetize the transformer core.
  • the invention can also be implemented as a flyback converter.
  • the secondary choke L6 could be omitted in FIG. 1, likewise the demagnetization winding L_, and the secondary winding L5 would be polarized in opposite directions. In this way, the energy stored in the core is no longer discharged back into the input capacitors C1 ... C4, but rather into the output capacitor C5 or a load LAS.
  • the capacitors are also automatically balanced, ie the input voltage U E is divided equally between the capacitors, here a quarter each. This cascading makes it possible to use switching transistors with lower dielectric strength even when the input DC voltage U E is high.
  • the input capacitors Cl - C4 which then z. B. even with an input voltage of 1200 volts, for example, only have to be dimensioned for 300 volts each, so that electrolytic capacitors can be used without problems.
  • FIG. 2 is also designed as a flux converter and has two primary windings Wl, W2 with center taps ml, m2, with each half-winding Wl 1, W12, W21, W22 a capacitor Cl 1, C12, C21, C22 is assigned.
  • These capacitors which are also referred to here as partial capacitors, are connected in series to the DC input voltage U E.
  • the circuit according to FIG. 2 is also conceivable without center tap, in which case a capacitor C1 ' would be provided instead of the partial capacitors C1, C12 and a capacitor C2' instead of the partial capacitors C21, C22, as shown in brackets in FIG. 2.
  • a controlled switch TU, T12 or T21, T22 connects to each end of the primary windings W1 or W2, and the series circuits T11-W1-T12, T21-W2-T22 are in turn connected in series to the input DC voltage U E.
  • demagnetization diodes DU ... D22 are provided, with one diode, e.g. B. DU or Dl 2, the series connection of the respective primary winding, for. B. Wl, with one of their controlled switches, for. B. TU or T12 bridged.
  • one diode e.g. B. DU or Dl 2
  • the series connection of the respective primary winding for. B. Wl
  • one of their controlled switches for. B. TU or T12 bridged.
  • FIG. 2 corresponds to that according to FIG. 1, but all concepts known to the person skilled in the art can be used here, in particular also a plurality of secondary windings, in order to obtain galvanically isolated, different output voltages.
  • control circuit 2 is a control circuit, such as. B. the below described in connection with Fig. 3, set up to control all four switches TU ... T 22, z. B. field effect transistors to open or close at the same time.
  • a current flow through the diodes Dl 1, D 12 or D21, D22 into the capacitors Cll, C12 or C21, C22 is ensured, so that - as mentioned above - a demagnetization winding is not necessary.
  • the primary inductors are demagnetized to the same voltage with which they were magnetized.
  • the pulse duty factor of the control pulse is expediently chosen to be less than 0.5 from this size.
  • the dielectric strength of the switching transistors does not have to depend exclusively on the level of the input voltage - here divided - but - because of the switch-off voltages - also on the duty cycle and the ratio of the primary to the secondary inductors.
  • the dielectric strength of the switching transistors should be 800 volts, whereas the operating voltage of the capacitors only has to be 400 volts.
  • the reverse voltage of the reflux or demagnetizing diodes DU ... D22 does not have to be higher than 800 - 1000 volts.
  • FIG. 3 shows a control circuit AST which can be used to control the four switches Tl 1 - T22 in FIG. 2.
  • the core of the control circuit is a known pulse width modulator PWM, which is commercially available in many variants and which is fed by an auxiliary voltage U H.
  • the latter can be obtained, for example, by means of an additional winding of the transformer and a rectifier including smoothing agents.
  • the pulse width modulator is supplied with the output voltage U A , a voltage proportional to it and / or an actual current value.
  • the pulse width modulator PWM drives a driver transistor M1, which is connected in series with a primary winding L p of a drive transformer Tr to the auxiliary direct voltage U H.
  • the series connection of a Zener diode DZ with a diode D a is parallel to the primary winding, which means that demagnetization can take place via the Zener diode when it is switched off.
  • the control transformer T a which is used for the electrical isolation of the switching transistors TU - T22, which are at different potentials, from the pulse width modulator PWM, has the required number of secondary windings Lsl ... Ls4, here four.
  • the switching signal is led via a diode Dsl and a resistor Rsl l to the gate of the first switching transistor TU and via a base resistor Rs21 to the base of a transistor Tsl. If the control signal is positive, the input capacitance of the controlled field effect transistor TU is charged via the diode Dsl and the resistor Rsl l.
  • the transistor Tsl Since the demagnetization is slower than the magnetization, the transistor Tsl becomes conductive when the driver transistor Ml is switched off, and the charge of the input capacitance of the field effect transistor TU can be discharged via the collector resistor Rs31 of the transistor Tsl.
  • the shading of the further secondary windings of the drive transformer T a of which only the first and the fourth are shown, are identical, and their function is identical and simultaneous.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Schaltwandler zur Umsetzung einer Eingangsgleichspannung (UE) in eine Ausgangsgleichspannung (UA), bei welchem zumindest zwei Primärwicklungen (L1... L4; W1, W2) eines Übertragers (Tr) vorgesehen sind, und jede Primärwicklung über zumindest einen gesteuerten Schalter (T1... T4; T11... T22) an einem Eingangskondensator (C1... C4; C11 + C12; C21 + C22) liegt, wobei die Eingangskondensatoren ebenso wie die Serienschaltungen der Primärwicklungen mit den gesteuerten Schaltern in Serie geschaltet an der Eingangsgleichspannung (UE) liegen und eine Ansteuerschaltung (AST) dazu eingerichtet ist, alle gesteuerten Schalter gleichzeitig zu öffnen bzw. zu schließen.

Description

SCHALTWANDLER
Die Erfindung bezieht sich auf einen Schaltwandler zur Umsetzung einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung, mit einem Übertrager, der zumindest eine Primärwicklung aufweist, die in Serie mit einem gesteuerten Schalter an eine Gleichspannung legbar ist, mit zumindest einer Sekundärwicklung, der ein Gleichrichter) nachgeschaltet ist, und mit einer Ansteuerschaltung für den zumindest einen gesteuerten Schalter.
Schaltwandler dieser Art sind in einer Vielzahl von Ausführungsformen bekannt geworden, sein es als Sperrwandler, sei es als Durchflusswandler. Sie werden zur Stromversorgung elektrischer und elektronischer Geräte eingesetzt. Dazu kann beispielsweise auf Hirsch- mann/Hauenstein, „Schaltnetzteile", Verlag Siemens 1990; Thiel, „Professionelle Schaltnetzteilapplikationen", Franzis Verlag 1996 oder Klingenstein, „Schaltnetzteile in der Praxis", Vogel-Fachbuch 1988 verwiesen werden. Die Ansteuerschaltungen werden in der Regel zum Großteil in IC-Bausteinen realisiert, die in hohen Stückzahlen produziert werden und im Handel erhältlich sind.
Die Eingangsgleichspannung ist häufig eine sogenannte Zwischenkreisspannung, die durch Gleichrichten einer Netzspannung gewonnen wird. Dabei könnte die Zwischenkreisspannung, falls man eingangsseitig keinen Abwärtstransformator verwendet, auch sehr hoch sein, z. B. über 500 Volt aber auch 1600 Volt betragen. Bei so hohen Spannungen treten aber Probleme bezüglich der Spannungsfestigkeit der Eingangs(elektrolyt)kondensatoren einerseits und der gesteuerten Schalter, die meist Schalttransistoren sind, auf.
Man kann zur Lösung dieser Probleme verschiedene Wege gehen. Beispielsweise kann man mehrere Eingangskondensatoren in Serie schalten, doch muss man z. B. mit energieverzehrenden Widerständen eine Symmetrierung, d. h. gleichmäßige Spannungsaufteilung auf die Kondensatoren herbeiführen. Möglich sind weiters Brückenschaltungen, wie z. B. in U. Tietze, Ch. Schenk, „Halbleiterschaltungstechnik", Springer- Verlag, 8. Auflage, Kapitel 18.7.2 beschrieben. Ausgesuchte, hochsperrende Schalttransistoren sind sehr teuer und bei der Serienschaltung von Schalttransistoren tritt gleichfalls das Problem der Symmetrierung auf.
In der DE 34 41 631 AI sind Lösungsansätze beschrieben, welche eine Anzahl von Transformatoren mit gesteuerten Schaltern primärseitig, z. B. sechs Einzeltransformatoren verwenden, welche eingangsseitig in Serie geschaltet sind. Die gleichgerichteten Ausgänge sind parallelgeschaltet. Die Eingangsgleichspannung ist auf mehrere Eingangskondensatoren aufgeteilt, z. B. auf sechs Kondensatoren. Kombinierte Wandler dieser Art sind zwar für hohe Eingangsgleichspannungen verwertbar, doch ist der Aufwand durch die Verwendung einzelner Transformatoren für jede Wandler-Untereinheit in jeder Hinsicht groß. Da die Toleranzen im Transformatorbau sehr groß sind, ist ein Symmetrieren, d. h. ein annähernd genaues Aufteilen der Teileingangsspannungen auf die einzelnen gesteuerten Schalter aufwändig. Falls Sperrwandler eingesetzt werden, muss für jeden Transformator eine Abmagnetisie- rungswicklung vorgesehen werden.
Eine Aufgabe der Erfindung liegt in der Schaffung eines Schaltwandlers, der auch für hohe Eingangsgleichspannungen einsetzbar ist, ohne jedoch besondere Kosten oder einen großen Schaltungsaufwand zu verursachen, und das unabhängig von dem angewandten Wandlerprinzip.
Diese Aufgabe wird mit einem Schaltwandler der eingangs genannten Art gelöst, bei welchem zumindest zwei Primärwicklungen vorgesehen sind, und jede Primärwicklung über zumindest einen gesteuerten Schalter an einem Eingangskondensator liegt, wobei die Eingangskondensatoren ebenso wie die Serienschaltungen der Primärwicklungen mit den gesteuerten Schaltern in Serie geschaltet an der Eingangsgleichspannung liegen und die Ansteuerschaltung dazu eingerichtet ist, alle gesteuerten Schalter gleichzeitig zu öffnen bzw. zu schließen.
Dank der Erfindung werden Schaltwandler geschaffen, die an hohen Eingangs- bzw. Zwi- schenkreisspannungen arbeiten können, wobei dennoch die Kosten in tragbaren Bereichen bleiben, da lediglich ein einziger Übertrager benötigt wird.
Eine zweckmäßige Variante zeichnet sich dadurch aus, dass jede Primärwicklung an jedem Wicklungsende in Serie mit je einem gesteuerten Schalter geschaltet ist, diese Serienschaltungen ihrerseits in Serie an der Eingangsgleichspannung liegen und von je einem Eingangskondensator überbrückt sind.
Diese Variante benötigt zwar mehr gesteuerte Schalter, doch kann deren Spannungsfestigkeit noch geringer sein. Weiters wirkt sich die Symmetrie der Schaltung positiv auf die Symmetrierung bzw. Aufteilung der Einganggleichspannung aus.
Bei der zuletzt genannten Variante ist es besonders zweckmäßig, wenn jede Primärwicklung eine Mittenanzapfung aufweist und jeder Eingangskondensator aus zwei in Serie geschalteten Teilkondensatoren besteht, wobei die Mittenanzapfung jeder Wicklung mit dem Verbindungspunkt der zugeordneten Teilkondensatoren verbunden ist. Hierdurch lässt sich die jeder Primärwicklung zugeordnete Eingangsspannung nochmals aufteilen, sodass Kondensatoren geringer Spannungsfestigkeit einsetzbar sind. Bei einer Ausbildung des Schaltwandlers als Durchflusswandler ist es zweckmäßig, wenn der Übertrager eine über eine Sperrdiode an der Eingangsgleichspannung liegende Abmagnetisierangswicklung besitzt.
Andererseits kann man das Auslangen ohne Abmagnetisierangswicklung finden, falls jeder Primärwicklung zwei Rückflussdioden zugeordnet sind, wobei je eine Diode die Serienschaltung der jeweiligen Primärwicklung mit einem ihrer gesteuerten Schalter überbrückt.
Zur Vermeidung von Sättigungszuständen des Übertragers empfiehlt es sich, wenn die Ansteuerschaltung dazu eingerichtet ist, die gesteuerten Schalter unter Einhaltung eines Tastver- hältnisses, das kleiner als 0,5 ist, anzusteuern.
Im Hinblick auf eine optimale Aufteilung der Eingangsgleichspannung ist es ratsam, wenn sämtliche Eingangskondensatoren einerseits und Primärwicklungen andererseits gleich dimensioniert sind.
Im Sinne einer spezifisch geeigneten Ansteuerang der Schalter ist eine Ausführung empfehlenswert, bei welcher die Ansteuerschaltung einen Pulsweitenmodulator aufweist, der über einen Treiberschalter die Primärwicklung eines Ansteuerübertragers an eine Hilfsgleichspannung schaltet, wobei der Übertrager eine der Auswahl der gesteuerten Schalter entsprechende Anzahl von Sekundärwicklungen aufweist, deren Ausgangsspannungen zur Ansteuerang der gesteuerten Schalter herangezogen sind.
Die Erfindung samt weiteren Vorteilen ist im folgenden anhand beispielsweiser Ausführungsformen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen
• Fig. 1 in einem vereinfachten Schaltbild eine erste Ausführangsform eines als Durchflusswandler ausgebildeten Schaltwandlers nach der Erfindung,
• Fig. 2 in einem Prinzipschaltbild und unter Weglassung der Ansteuerschaltung eine zweite Ausführangsform der Erfindung, gleichfalls als Durchflusswandler ausgebildet, und
• Fig. 3 eine Ansteuerschaltung, die besonders für Schaltwandler nach der Erfindung geeignet ist, in einem Prinzipschaltbild.
Gemäß Fig. 1 besitzt ein Schaltwandler nach der Erfindung einen Übertrager Tr mit vier Primärwicklungen Ll, L2, L3, L4, einer Sekundärwicklung L5 und einer Abmagnetisierangswicklung La.
Jede Primärwicklung Ll ... L4 liegt in Serie mit einem gesteuerten Schalter Tl ... T4 an einem Eingangskondensator Cl ... C4, wobei alle diese Kondensatoren in Serie geschaltet an eine Eingangsgleichspannung UE legbar sind. Die einzelnen Serienschaltungen Ll-Tl, ..., L4-T4 der Primärwicklungen mit den ihnen zugeordneten Schaltern liegen gleichfalls in Serie an der Eingangsgleichspannung UE.
Der Sekundärwicklung L5 ist ein Gleichrichter Dl mit einer sekundären Drossel L6 und einem Ausgangskondensator C5 nachgeschaltet. An Letzterem liegt die Ausgangsgleichspannung UA des Wandlers. Eine Freilaufdiode D2 führt von Masse zu dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode Dl mit der Sekundärdrossel L6.
Zur Ansteuerang der gesteuerten Schalter Tl ... T4, die beispielsweise als Feldeffekttransistoren realisiert sind, dient eine Ansteuerschaltung AST, die sich von üblichen Ansteuerschal- tungen lediglich dadurch unterscheidet, dass bei der Erfindung zwei oder mehr, hier vier, Schalter Tl ... T4 so angesteuert werden, dass sie gleichzeitig öffnen bzw. schließen. Zur Regelung, z. B. auf konstante Ausgangsspannung, kann der Ansteuerschaltung ein entsprechendes Ist-Signal zugeführt sein, wie hier in Fig. 1 z. B. die Ausgangsspannung UA- Eine mögliche Ansteuerschaltung wird weiter unten etwas näher erläutert.
Die vorhin erwähnte Abmagnetisierangswicklung liegt einerseits an (primärer) Masse und andererseits über eine Diode D3 an der Eingangsgleichspannung UE. Sie dient bei Flusswandlern in bekannter Weise zur Entmagnetisierung des Übertragerkerns.
Für den Fachmann sollte es klar sein, dass die Erfindung auch als Sperrwandler realisierbar ist. In diesem Fall könnte in Fig. 1 die sekundäre Drossel L6 entfallen, ebenso die Abmagnetisierangswicklung L_, und die Sekundärwicklung L5 wäre gegensinnig gepolt. Auf diese Weise wird die im Kern gespeicherte Energie nicht mehr in die Eingangskondensatoren Cl ... C4 zurück entladen, sondern in den Ausgangskondensator C5 bzw. eine Last LAS.
Da die gesteuerten Schalter Tl ... T4 gleichzeitig ein- und ausschalten, wobei jeweils Strom aus den in Serie geschalteten Eingangskondensatoren Cl ... C4 in die Primärwicklungen Ll ... L4 fließt, werden die Kondensatoren auch automatisch symmetriert, d. h. die Eingangsspannung UE teilt sich zu gleichen Teilen, hier je einem Viertel, auf die Kondensatoren auf. Durch diese Kaskadierung ist es möglich, auch bei hoher Eingangsgleichspannung UE Schalttransistoren geringerer Spannungsfestigkeit zu verwenden. Gleiches gilt für die Eingangskondensatoren Cl - C4, die dann z. B. auch bei einer Eingangsspannung von beispielsweise 1200 Volt nur für je 300 Volt dimensioniert werden müssen, sodass ohne Probleme Elektrolytkondensatoren verwendbar sind.
Die Ausführung nach Fig. 2 ist gleichfalls als Flusswandler ausgebildet und besitzt zwei Primärwicklungen Wl, W2 mit Mittenanzapfungen ml, m2, wobei jeder Halbwicklung Wl 1, W12, W21, W22 ein Kondensator Cl l, C12, C21, C22 zugeordnet ist. Diese Kondensatoren, die hier auch als Teilkondensatoren bezeichnet werden, liegen in Serie geschaltet an der Eingangsgleichspannung UE. Die Schaltung nach Fig. 2 ist auch ohne Mittenanzapfung denkbar, wobei dann statt der Teilkondensatoren Cll, C12 ein Kondensator Cl' und statt der Teilkondensatoren C21, C22 ein Kondensator C2' vorgesehen wäre, wie in Fig. 2 in Klammern eingezeichnet.
An jedes Ende der Primärwicklungen Wl bzw. W2 schließt je ein gesteuerter Schalter TU, T12 bzw. T21, T22 an, und die Serienschaltungen T11-W1-T12, T21-W2-T22 liegen ihrerseits in Serie geschaltet an der Eingangsgleichspannung UE.
Zur Abmagnetisierung des Übertragerkerns sind bei der Variante nach Fig. 2 Abmagnetisie- rangsdioden DU ... D22 vorgesehen, wobei je eine Diode, z. B. DU bzw. Dl 2, die Serienschaltung der jeweiligen Primärwicklung, z. B. Wl, mit einem ihrer gesteuerten Schalter, z. B. TU bzw. T12, überbrückt. Durch die Anwendung der Rückflussdioden kann hier eine eigene Abmagnetisierangswicklung entfallen, und es wird sichergestellt, dass die gesteuerten Schalter nicht durch hohe, durch die Streuinduktivität des Übertragers hervorgerufene Abschaltspannungen gefährdet werden.
Sekundärseitig entspricht die Ausführung nach Fig, 2 jener nach Fig. 1, doch können hier alle dem Fachmann bekannten Konzepte verwendet werden, insbesondere auch mehrere Sekundärwicklungen, um galvanisch getrennte, unterschiedliche Ausgangsspannungen zu erhalten.
Auch bei der Ausführung nach Fig. 2 ist eine Ansteuerschaltung, wie z. B. die weiter unten im Zusammenhang mit Fig. 3 beschriebene, dazu eingerichtet, alle vier gesteuerten Schalter TU ... T 22, z. B. Feldeffekttransistoren, gleichzeitig zu öffnen bzw. zu schließen. Beim Sperren der Transistoren ist ein Stromfluss durch die Dioden Dl 1, D 12 bzw. D21, D22 in die Kondensatoren Cll, C12 bzw. C21, C22 gewährleistet, sodass - wie oben erwähnt - eine Abmagnetisierangswicklung nicht nötig ist. Die Primärinduktivitäten werden auf die gleiche Spannung abmagnetisiert, mit der sie aufmagnetisiert wurden. Aus diesem Grande wird zweckmäßigerweise das Tastverhältnis des Ansteuerpulses kleiner als 0,5 gewählt.
Wenngleich es dem Fachmann bekannt ist, soll erwähnt werden, dass sich die Spannungsfestigkeit der Schalttransistoren nicht ausschließlich nach der Höhe der - hier aufgeteilten - Eingangsspannung zu richten hat, sondern - wegen der Abschaltspannungen - auch nach dem Tastverhältnis und dem Verhältnis der Primär- zu den Sekundärinduktivitäten. Bei dem in Fig. 2 gezeigten Beispiel sollte - ausgehend von einer Eingangsgleichspannung UE = 1600 Volt die Spannungsfestigkeit der Schalttransistoren 800 Volt betragen, wogegen die Betriebsspannung der Kondensatoren lediglich 400 Volt betragen muss. Die Sperrspannung der Rückfluss- bzw. Abmagnetisierungsdioden DU ... D22 muss nicht höher als 800 - 1000 Volt sein. In Fig. 3 ist eine Ansteuerschaltung AST gezeigt, die zur Ansteuerang der vier Schalter Tl 1 - T22 der Fig. 2 verwendbar ist. Kern der Ansteuerschaltung ist ein bekannter, in vielen Varianten im Handel erhältlicher Pulsweitenmodulator PWM, der von einer Hilfsspannung UH gespeist wird. Letztere kann beispielsweise mittels einer zusätzlichen Wicklung des Übertragers und eines Gleichrichters samt Glättungsmitteln gewonnen werden. Dem Pulsweitenmodulator ist zum Zwecke der Regelung die Ausgangsspannung UA, eine dieser proportionale Spannung und/oder ein Stromistwert zugeführt.
Der Pulsweitenmodulator PWM steuert einen Treibertransistor Ml an, der in Serie mit einer Primärwicklung Lp eines Ansteuerübertragers Tr an der Hilfsgleichspannung UH Hegt. Parallel zu der Primärwicklung liegt die Serienschaltung einer Zenerdiode DZ mit einer Diode Da, wodurch beim Abschalten ein Abmagnetisieren über die Zenerdiode erfolgen kann.
Der Ansteuerübertrager Ta, welcher zur galvanischen Trennung der auf verschiedenen Potentialen liegenden Schalttransistoren TU - T22 von dem Pulsweitenmodulator PWM dient, besitzt die erforderliche Anzahl von Sekundärwicklungen Lsl ... Ls4, hier vier. Das Schaltsignal wird über eine Diode Dsl und einen Widerstand Rsl l zu dem Gate des ersten Schalttransistors TU geführt und über einen Basiswiderstand Rs21 zu der Basis eines Transistors Tsl geführt. Bei positivem Ansteuersignal wird die Eingangskapazität des angesteuerten Feldeffekttransistors TU über die Diode Dsl und den Widerstand Rsl l aufgeladen. Da das Abmagnetisieren langsamer vor sich geht als das Magnetisieren, wird bei Ausschalten des Treibertransistors Ml der Transistor Tsl leitend, und die Ladung der Eingangskapazität des Feldeffekttransistors TU kann über den Kollektorwiderstand Rs31 des Transistors Tsl entladen werden. Die Beschattung der weiteren Sekundärwicklungen des Ansteuerübertragers Ta, von welchen nur die erste und die vierte gezeigt sind, sind identisch ausgeführt, und auch ihre Funktion erfolgt identisch und simultan.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Schaltwandler zur Umsetzung einer Eingangsgleichspannung (UE) in eine Ausgangsgleichspannung (UA), mit einem Übertrager (Tr), der zumindest eine Primärwicklung (Ll ... L4; Wl, W2) aufweist, die in Serie mit einem gesteuerten Schalter (Tl ... T4, TU ... T22) an eine Gleichspannung legbar ist, mit zumindest einer Sekundärwicklung (L5; W3), der ein Gleichrichter (Dl) nachgeschaltet ist, und mit einer Ansteuerschaltung (AST) für den zumindest einen gesteuerten Schalter,
dadurch gekennzeichnet, dass
zumindest zwei Primärwicklungen (Ll ... L4; Wl, W2) vorgesehen sind, und jede Primärwicklung über zumindest einen gesteuerten Schalter (Tl ... T4; TU ... T22) an einem Eingangskondensator (Cl ... C4; Cl l + C12; C21 + C22) liegt, wobei die Eingangskondensatoren ebenso wie die Serienschaltungen der Primärwicklungen mit den gesteuerten Schaltern in Serie geschaltet an der Eingangsgleichspannung (UE) liegen und die Ansteuerschaltung (AST) dazu eingerichtet ist, alle gesteuerten Schalter gleichzeitig zu öffnen bzw. zu schließen.
2. Schaltwandler nach Ansprach 1, dadurch gekennzeichnet, dass jede Primärwicklung an jedem Wicklungsende in Serie mit je einem gesteuerten Schalter (TU, T12; T21, T22) geschaltet ist, diese Serienschaltungen (T11-W1-T12; T21-W2-T22) ihrerseits in Serie an der Eingangsgleichspannung (UE) liegen und von je einem Eingangskondensator (Cl', C2') überbrückt sind.
3. Schaltwandler nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, dass jede Primärwicklung (Wl, W2) eine Mittenanzapfung (ml, m2) aufweist und jeder Eingangskondensator (Cl', C2') aus zwei in Serie geschalteten Teilkondensatoren (Cll, C12; C21, C22) besteht, wobei die Mittenanzapfung jeder Wicklung mit dem Verbindungspunkt der zugeordneten Teilkondensatoren verbunden ist.
4. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Übertrager (Tr) eine über eine Sperrdiode (D3) an der Eingangsgleichspannung (UE) liegende Abmagnetisierangswicklung (La) besitzt.
5. Schaltwandler nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Primärwicklung (Wl l ... W22) zwei Abmagnetisierangsdioden (DU ... D22) zugeordnet sind, wobei je eine Diode (DU bzw. D12) die Serienschaltung der jeweiligen Primärwicklung (Wl) mit
' einem ihrer gesteuerten Schalter (Tl 1 bzw. T12) überbrückt.
6. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (AST) dazu eingerichtet ist, die gesteuerten Schalter (Tl ... T4; TU ... T22) unter Einhaltung eines Tastverhältnisses, das kleiner als 0,5 ist, anzusteuern.
7. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass sämtliche Eingangskondensatoren (Cl ... C4; Cl l ... C22) einerseits und Primärwicklungen (Ll ... L4; Wl, W2) andererseits gleich dimensioniert sind.
8. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (AST) einen Pulsweitenmodulator (PWM) aufweist, der über einen Treiberschalter (Ml) die Primärwicklung (Lp) eines Ansteuerübertragers (Ta) an eine Hilfsgleichspannung (UH) schaltet, wobei der Übertrager (Ta) eine der Auswahl der gesteuerten Schalter (Tl ... T4; TU ... T22) entsprechende Anzahl von Sekundärwicklungen (LSι ... Ls4) aufweist, deren Ausgangsspannungen zur Ansteuerang der gesteuerten Schalter herangezogen sind.
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