EP1102235A1 - Générateur de tensions pour un affichage à cristaux liquides avec diviseur de tension, amplificateur différentiel et circuit de commutation - Google Patents

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EP1102235A1
EP1102235A1 EP00403152A EP00403152A EP1102235A1 EP 1102235 A1 EP1102235 A1 EP 1102235A1 EP 00403152 A EP00403152 A EP 00403152A EP 00403152 A EP00403152 A EP 00403152A EP 1102235 A1 EP1102235 A1 EP 1102235A1
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EP
European Patent Office
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voltage
analog
value
switching
control
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP00403152A
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German (de)
English (en)
Inventor
Philippe Messager
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Microchip Technology Nantes
Original Assignee
Atmel Nantes SA
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Filing date
Publication date
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    • G09G3/3685—Details of drivers for data electrodes
    • G09G3/3692—Details of drivers for data electrodes suitable for passive matrices only

Definitions

  • the invention relates to a device for generating an analog voltage for controlling a stable value and with low consumption, more particularly intended for controlling multi-input matrix circuits, such as crystal display screen controller circuits.
  • FIG. 1 relating to art previous ordering crystal display screens liquids includes a DC controller circuit controlled by a ⁇ P microprocessor.
  • This DC controller circuit includes a controller C and a charge pump allowing from a value supply voltage normalized, 5 V for example, to generate voltages of higher amplitude control, up to 9 V.
  • Control voltages are delivered as rectangular voltages of given amplitude, 1.8 V, and switched between the ground voltage and the different successive levels up to the maximum voltage delivered by the charge pump, 6 levels from 0 to 9 volts per step of 1.8 volts, these rectangular level voltages different allowing in fact to adjust the level of contrast as a function of the address of the LCD segments orders.
  • a solution to reduce variations of the contrast applied may consist of using at the output of the value resistance controller circuit which, by increasing the value of the current, reduce the relative variation of contrast.
  • the object of the present invention is to remedy the disadvantages and limitations of controller circuits LCD display screens by the implementation of a device for generating an analog control voltage of stable value and low consumption.
  • Another object of the present invention is also, thanks to the implementation of the device analog value control voltage generator stable and low consumption, the increase by a factor at least equal to 75 of the standby time embedded or portable computer systems equipped LCD liquid crystal display screens.
  • Another object of the present invention is also an elimination of external capacities on the intermediate levels of the divider bridge, which allows, by integration of the latter, a reduction in the number of inputs / outputs and a reduction in the size of the chip.
  • Another object of the present invention is also, due to the very low consumption of the whole, the implementation of a charge pump of reduced size, the external capacities of the pump load can be removed, a reduction corresponding to the size of the chip.
  • an object of the present invention is to reduced integration costs and, because low consumption, increased autonomy and display accuracy.
  • the device generating an analog control voltage of stable value and low consumption, from an analog voltage of determined nominal value, object of the invention is remarkable in that it comprises an input circuit receiving this analog voltage of determined nominal value making it possible to generate an image analog voltage of reduced value in a determined ratio k.
  • a control circuit receives this analog image voltage as a set value and an image signal of the analog control voltage, image signal formed by this analog control voltage reduced in the same determined ratio k.
  • This control circuit comprises at least one differential amplifier supplied by a first constant voltage of amplitude greater than the maximum value of the analog image voltage and by a second constant voltage of determined amplitude and delivers a first synchronous switching control pulse of the setpoint signal and amplitude lower than the first constant voltage and a second control pulse synchronous switching of the setpoint signal but complemented with respect to the first control pulse.
  • a circuit for switching the analog control voltage, supplied by the analog voltage of determined value, is provided, this switch circuit comprising at least a first switching branch formed by an inverter / amplifier, controlled by the first switching control pulse.
  • the device generating an analog voltage stable value control with low consumption, object of the invention finds application to the command of circuits based on control signals of the running type stairs, circuits such as LCD display screens by example, especially when these devices are put implemented in the form of integrated circuits in technology CMOS.
  • the external resistances connected in series and denoted r 2 , r 3 , r 4 , r 5 , r 6 are shown , these resistors connected in series connecting the output of the charge pump delivering the voltage Vlcd. constituting the analog voltage of nominal value determined at the output of a pulse modulator device noted PWM, the resistors in series r 2 to r 6 thus delivering voltages V 2 , V 3 , V 4 , V 5 , V 6 , as shown in FIG. 2 and in FIG. 1, in the form of a pulse of given amplitude comprised between the value zero and a maximum value.
  • the PWM pulse modulator device makes it possible to adjust the contrast applied to the liquid crystal display via the voltages V 2 to V 6 previously mentioned.
  • the device which is the subject of the invention comprises an input circuit 1 receiving the analog voltage Vlcd of given nominal value, as well as of course the voltages V 5 , V 4 , V 3 , V 2 intended to accompany the analog voltage of nominal value in order to obtain the desired contrast at the abovementioned liquid crystal display.
  • the input circuit 1 makes it possible to generate an analog image voltage, denoted Vjp, of reduced value in a determined ratio k.
  • Vjp analog image voltage
  • Vlcd of given nominal value
  • V 2 , V 3 , V 4 , V 5 , V 6 is subject to the same reduction in the ratio k given previously cited.
  • a set of reduced values is thus obtained, which are denoted Vj 6 , Vj 5 , Vj 4 , Vj 3 , Vj 2 , each corresponding to the voltage values V 6 , V 5 , V 4 , V 3 , V 2 respectively.
  • the device which is the subject of the present invention comprises a control circuit 2 receiving the analog image voltage Vjp, that is to say Vj 2 to Vj 6 , this analog image voltage Vjp constituting in fact a set value, denoted V CONS , and an image signal Si of the analog control voltage V SEG0 , this image signal being formed by the aforementioned analog control voltage reduced in the same determined ratio k.
  • the control circuit 2 comprises at least one differential amplifier 20, which in fact receives the set value V CONS and the image signal Si previously mentioned.
  • the differential amplifier 20 is supplied by a first constant voltage, denoted V 21 , and by a second constant voltage, denoted V 22 , of determined amplitude.
  • V 21 a first constant voltage
  • V 22 a second constant voltage
  • the first constant voltage V 21 is greater than the maximum value of the analog image voltage Si previously mentioned.
  • the first constant voltage V 21 is a low voltage which serves as a power supply and which reduces consumption.
  • the input levels of the differential amplifier 20 must be lower than that of the first supply voltage V 21 , hence the reduction by k.
  • the differential amplifier 20 delivers a first switching control pulse, denoted V OUTPLUSP , this first pulse being synchronous with the reference signal V CONS and of amplitude less than the first constant voltage V 21 .
  • the differential amplifier 20 also delivers a second switching control pulse, denoted V OUTMOINSP , synchronous with the reference signal V CONS but supplemented with respect to the first control pulse V OUTMOINSP .
  • the device which is the subject of the invention comprises a circuit 3 for switching the analog control voltage V SEG0 .
  • This circuit is supplied by the analog voltage of determined nominal value Vlcd and comprises at least a first switching branch, denoted SW 1 , formed by an inverter / amplifier, this first switching branch being controlled by the first switching control pulse V OUTPLUSP and delivering a pulse, denoted V -HI-OUT , of amplified auxiliary switching control, the latter being synchronous with the reference signal V CONS .
  • the switching circuit 3 comprises a second switching branch, designated SW 2 , formed by an inverter / amplifier and controlled by the amplified auxiliary switching control pulse V -HI-OUT and by the second control pulse. switching V OUTMOINSP .
  • the second switching branch SW 2 thus delivers the analog control voltage V SEG0 switched to the analog voltage of determined nominal value Vlcd.
  • Figure 2 there is shown the output of the circuit 3 for switching the analog control voltage, constituting in fact the output of the device generating an analog control voltage object of the invention, connected to a capacity of the order of 170 pF to 200 pF representing the input capacity of the segments of the LCD display to be controlled.
  • the input circuit 1 comprises at least one divider bridge Rj, denoted R 2 to R 6 in FIG. 2, only the divider bridges R 6 and R 5 , for reasons of simplification of the drawings, being shown in the above figure.
  • Each divider bridge receives the analog voltage of nominal value Vj, that is to say V 6 , V 3 , V 2 , and delivers the analog voltage image of reduced value in the determined ratio k.
  • Vj 6 , Vj 5 , Vj 4 , Vj 3 and Vj 2 the analog image voltage of reduced value is designated by Vj 6 , Vj 5 , Vj 4 , Vj 3 and Vj 2 , each of these voltages being in fact delivered by the divider bridge R 6 to R 2 corresponding.
  • the input circuit 1 can include, without limitation, an analog gate Pj, in fact a set of elementary gates denoted P 1 to P 6 in FIG. 2, each analog gate Pj having a threshold value corresponding to the value of the analog image voltage of reduced value Vj 2 to Vj 6 , the corresponding analog gate delivering the analog image voltage Vjp of reduced value.
  • an analog gate Pj in fact a set of elementary gates denoted P 1 to P 6 in FIG. 2, each analog gate Pj having a threshold value corresponding to the value of the analog image voltage of reduced value Vj 2 to Vj 6 , the corresponding analog gate delivering the analog image voltage Vjp of reduced value.
  • control circuit 2 includes a divider bridge, denoted R CONS , this divider bridge being a bridge whose division ratio is equal to the ratio k of the determined value mentioned above.
  • the aforementioned divider bridge receives the analog control voltage V SEG0 . and delivers the image signal Si of the above-mentioned analog control voltage.
  • the differential amplifier 20 included in the control circuit 2 comprises a first input of a first stable reference voltage V 21 allowing the supply of the aforementioned differential amplifier.
  • the first stable reference voltage V 21 is chosen at a first voltage level of determined value.
  • the differential amplifier comprises a second input of a second stable reference voltage V 22 , which is chosen at a second voltage level value.
  • the stable reference supply voltages V 21 and V 22 can advantageously be delivered by corresponding circuits 21 and 22, which, from a same stable reference voltage V 0 delivered by a "band gap" type circuit in Anglo-Saxon language, can deliver a first stable reference voltage at an intensity of the order of 200 ⁇ A for circuit 21, and a second stable reference voltage at an intensity of a few ⁇ A for the circuit 22.
  • the reference voltage V 0 supplying the circuits 21 and 22 can be chosen to be equal to 1.25 V, for example from the aforementioned "band gap" type circuits.
  • the differential amplifier 20 supplied under these conditions receives on a positive terminal Vp the image voltage Vjp delivered by the corresponding divider bridge Rj and of course by the corresponding logic gate Pj, and on its negative terminal denoted Vn the image signal Si delivered itself by the divider bridge R CONS previously mentioned in the description.
  • the differential amplifier 20 delivers, on the one hand, the first control pulse switching and, secondly, the second pulse of switching control previously mentioned in the description.
  • the above-mentioned circuit 3 may advantageously include a first inverter / amplifier forming the first switching branch, denoted SW 1 .
  • the first amplifier inverter comprises a PMOS transistor denoted PM 1 and an NMOS transistor denoted NM 1 , these transistors being connected in cascade by their common drain / source point between the analog voltage of nominal value Vlcd and the reference voltage Vref, also designated by ground voltage.
  • the gate electrode of the PMOS transistor PM 1 of the first branch receives a bias voltage equal to a fraction of the analog voltage of nominal value and the gate electrode of this transistor receives the first switching control pulse V OUTPLUSP previously mentioned in the description.
  • the PMOS transistor PM 1 plays the role of a resistor, while the NMOS transistor NM 1 controlled by the first aforementioned control pulse can then play the role of an inverter switch, the common drain / source point between the aforementioned transistors delivering the amplified auxiliary switching control pulse V -HI-OUT previously mentioned in the description.
  • the switching circuit 3 includes the second amplifier inverter forming the second switching branch SW 2 . It includes a PMOS transistor PM 2 and an NMOS transistor NM 2 connected in cascade by their common drain / source point between the analog voltage of determined nominal value Vlcd and the reference voltage Vref.
  • the gate electrode of the PMOS transistor PM 2 receives the amplified auxiliary switching control pulse V -HI-OUT , that is to say the voltage delivered by the common drain / source point of the transistors PM 1 and NM 1 of the first branch SW 1 .
  • the gate electrode of the NMOS transistor NM 2 of the second branch SW 2 receives the second switching control pulse delivered by the differential amplifier 20.
  • the common drain / source point of the PMOS PM 2 transistors and NMOS NM 2 of the second branch SW 2 delivers the analog control voltage V SEG0 of stable value and with low consumption switched to the value of the analog voltage of determined nominal value Vlcd previously mentioned in the description.
  • FIG. 3b the evolution of the first control pulse V OUTPLUSP and of the second control pulse V OUTMOINSP is shown . It can be seen that the aforementioned control pulses are synchronous with the reference signal but substantially complemented, the first control pulse evolving between a low analog value substantially equal to 1 V and a high analog value less than the first constant voltage supplying the differential amplifier 20, this first constant voltage V 21 having been chosen at 2.7 V.
  • the high analog voltage of the first control pulse is of the order of 2.3 V.
  • the second control pulse evolves between a first high analog value substantially equal to 0.3 V and a second low analog voltage substantially equal to 0 V for the complemented parts with respect to the first control pulse.
  • control pulses and in particular the difference between the signals and the respectively low and high analog values of the latter, differences substantially equal to 2.3 V, is then in a way amplified by the first switching branch circuits SW 1 and second switching branch SW 2 constituting the switching circuit 3 under the conditions below.
  • the first control pulse V OUTPLUSP causes by switching of the transistor NM 1 of the first switching branch SW 1 the appearance of the amplified auxiliary control pulse V -HI-OUT by transition between the value 6.8 V and 0 V, this auxiliary control pulse being inverted with respect to the first control pulse. While the first control pulse is at the high analog value while the second control pulse is at the low analog value, the PM 2 transistor is then conductive, the junction point between the PMOS PM 2 transistor and NMOS NM 2 of the second switching branch SW 2 then being switched to the aforementioned nominal voltage analog value Vlcd.
  • the voltage at test point C changes as shown in FIG. 3a with a time constant determined by the value of the load capacity of the segments of the LCD display.
  • the image voltage Si changes accordingly, which makes it possible to reduce the difference at the input of the differential amplitude 20 and thus the switching at equilibrium of the first and second switching control pulses, as shown in FIG. 3b.
  • the transistor PM 2 of the second switching branch SW 2 is turned off and the voltage at the test point C is then established at the load value corresponding to the analog voltage of nominal value Vlcd.
  • the transient switching phenomena are represented in FIG. 3c following the switching of the PM 2 transistor previously mentioned. The segment is then charged to the nominal voltage value previously mentioned.
  • the first switching control pulse V OUTPLUSP then passes in synchronism with the reference signal from a value of 1 V to the value of 0 V, whereas on the contrary the second pulse of the switching control V OUTMOINSP goes from the value 0.3 V to the maximum value 1.8 V. While the analog low level value of the first switching control pulse remains substantially equal to zero during the balancing of the voltages at the input of the differential amplifier 20, the high analog value of the second switching control pulse V OUTMOINSP decreases in a substantially regular manner until the voltages Vp and Vm are balanced at the input of the differential amplifier 20.
  • the transistor PM 2 of the second switching branch SW 2 remains blocked, because it passes from a semi-blocked state close to the blocking value V T (7V) to a state blocked. It is the second control pulse V OUTMOINSP as represented in FIG. 3 which goes to 1.8 volts and therefore to a value greater than the blocking value V T (0.7 V) of the NMOS transistor NM 2 of the second switching branch. The transistor NM 2 is then conductive and the discharge of the output, as shown in FIG. 3f, is carried out.
  • the initial state is then restored, the transistor NM 2 of the second switching branch SW 2 being blocked and the voltage V SEG0 having reached the new analog nominal voltage value Vlcd.
  • the PM 2 transistor is used for charging and the NM 2 transistor for discharging the output.
  • Figure 3g shows different transitions successively in discharge, in charge, transition amplitude of 1.8 V, then under load, transition amplitude of 3.6 V, then again in discharge, 5.4 V amplitude transition, k times the signal of instructions.

Abstract

L'invention concerne un dispositif générateur d'une tension analogique de commande stable à faible consommation. Il comprend un circuit d'entrée (1) recevant une tension analogique de valeur nominale et délivrant une tension analogique image (Vjp) réduite dans un rapport k, un circuit de contrôle (2) recevant la tension analogique image (Vjp) comme signal de consigne et délivrant une première (VOUTPLUSP) et une deuxième (VOUTMOINSP) impulsion de contrôle de commutation, un circuit (3) de commutation alimenté à la tension analogique de valeur nominale comprenant une première branche de commutation (SW1) délivrant une impulsion de commutation auxiliaire amplifiée (V-HI-OUT) et une deuxième branche de commutation (SW2) délivrant à partir de l'impulsion de commutation auxiliaire amplifiée et de la deuxième impulsion de commutation une tension analogique de commande commutée à la tension analogique de valeur nominale déterminée. Application à la commande de segments d'affichage LCD. <IMAGE>

Description

L'invention est relative à un dispositif générateur d'une tension analogique de commande de valeur stable et à faible consommation, plus particulièrement destiné à la commande de circuits matriciels multi-entrées, tels que les circuits contrôleurs d'écrans d'affichage à cristaux liquides LCD, circuits encore appelés "drivers d'écran" LCD.
En référence à la figure 1 relative à l'art antérieur, la commande d'écrans d'affichage à cristaux liquides comprend un circuit contrôleur CC piloté par un microprocesseur µP. Ce circuit contrôleur CC comporte un contrôleur proprement dit C et une pompe de charge permettant à partir d'une tension d'alimentation de valeur normalisée, 5 V par exemple, d'engendrer des tensions de commande d'amplitude supérieure, pouvant atteindre 9 V. Les tensions de commande sont délivrées sous forme de tensions rectangulaires d'amplitude donnée, 1,8 V, et commutées entre la tension de masse et les différents niveaux successifs jusqu'à la tension maximale délivrée par la pompe de charge, 6 niveaux de 0 à 9 volts par pas de 1,8 volts, ces tensions rectangulaires de niveau différent permettant en fait de régler le niveau de contraste en fonction de l'adresse des segments LCD commandés.
Toutefois, en raison de la capacité relativement élevée, 200 pF, des segments LCD, il est nécessaire de prévoir des capacités externes ayant pour objet de lisser les tensions finalement appliquées. Malgré l'adjonction des capacités précitées, il reste toutefois un problème de précision des niveaux de tension appliqués sur les segments LCD, avec une dégradation du contraste finalement appliqué, en particulier pour les valeurs de tension les plus hautes. Le pont diviseur est déséquilibré à partir du moment où un courant est appelé sur un des niveaux intermédiaires de ce dernier, courant permettant de charger les capacités des segments LCD.
Une solution, afin de réduire les variations relatives du contraste appliqué, peut consister à utiliser en sortie du circuit contrôleur des résistances de valeur plus faible, lesquelles, en augmentant la valeur du courant, permettent de réduire la variation relative de contraste.
La solution précitée présente cependant l'inconvénient majeur de provoquer un appel de courant très important sur la pompe de charge, ce qui a pour effet de nécessiter d'augmenter la taille de la pompe de charge et des capacités externes.
La présente invention a pour objet de remédier aux inconvénients et limitations des circuits contrôleurs d'écrans d'affichage LCD par la mise en oeuvre d'un dispositif générateur d'une tension analogique de commande de valeur stable et à faible consommation.
Un autre objet de la présente invention est également, grâce à la mise en oeuvre du dispositif générateur d'une tension analogique de commande de valeur stable et à faible consommation, l'accroissement par un facteur au moins égal à 75 de l'autonomie en mode veille des systèmes informatiques embarqués ou portables équipés d'écrans d'affichage à cristaux liquides LCD.
Un autre objet de la présente invention est également une élimination des capacités extérieures sur les niveaux intermédiaires du pont diviseur, ce qui permet, par intégration de ce dernier, une diminution du nombre d'entrées sorties et une réduction de la taille de la puce.
Un autre objet de la présente invention est également, en raison de la très faible consommation de l'ensemble, la mise en oeuvre d'une pompe de charge de taille réduite, les capacités extérieures de la pompe de charge pouvant être supprimées, une réduction correspondante de la taille de la puce.
Un objet de la présente invention est enfin, du fait d'une diminution des coûts d'intégration et, du fait de la faible consommation, une augmentation de l'autonomie et de la précision de l'affichage.
Le dispositif générateur d'une tension analogique de commande de valeur stable et à faible consommation, à partir d'une tension analogique de valeur nominale déterminée, objet de l'invention, est remarquable en ce qu'il comporte un circuit d'entrée recevant cette tension analogique de valeur nominale déterminée permettant d'engendrer une tension analogique image de valeur réduite dans un rapport k déterminé.
En outre, un circuit de contrôle reçoit cette tension analogique image comme valeur de consigne et un signal image de la tension analogique de commande, signal image formé par cette tension analogique de commande réduite dans le même rapport k déterminé. Ce circuit de contrôle comprend au moins un amplificateur différentiel alimenté par une première tension constante d'amplitude supérieure à la valeur maximale de la tension analogique image et par une deuxième tension constante d'amplitude déterminée et délivre une première impulsion de contrôle de commutation synchrone du signal de consigne et d'amplitude inférieure à la première tension constante et une deuxième impulsion de contrôle de commutation synchrone du signal de consigne mais complémentée vis-à-vis de la première impulsion de contrôle. Un circuit de commutation de la tension analogique de commande, alimenté par la tension analogique de valeur déterminée, est prévu, ce circuit commutateur comportant au moins une première branche de commutation formée par un inverseur/amplificateur, commandée par la première impulsion de contrôle de commutation et délivrant une impulsion de contrôle de commutation auxiliaire amplifiée, synchrone du signal de consigne, et une deuxième branche de commutation, formée par un inverseur/amplificateur, commandée par l'impulsion de contrôle de commutation auxiliaire amplifiée et par la deuxième impulsion de contrôle de commutation et délivrant la tension analogique de commande commutée à la tension analogique de valeur nominale déterminée.
Le dispositif générateur d'une tension analogique de commande de valeur stable et à faible consommation, objet de l'invention, trouve application à la commande de circuits à partir de signaux de commande du type en marche d'escalier, circuits tels qu'écrans d'affichage LCD par exemple, en particulier lorsque ces dispositifs sont mis en oeuvre sous forme de circuits intégrés en technologie CMOS.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description et à l'observation des dessins ci-après dans lesquels, outre la figure 1, relative à l'art antérieur :
  • la figure 2 représente, à titre illustratif, un schéma fonctionnel du dispositif générateur d'une tension analogique de commande de valeur stable et à faible consommation, conforme à l'objet de la présente invention ;
  • les figures 3a à 3c représentent différents chronogrammes aux points de test du dispositif objet de la présente invention, lors d'une transition de charge de la tension analogique de commande d'une valeur intermédiaire à une valeur supérieure d'amplitude déterminée ;
  • les figures 3d à 3f représentent différents chronogrammes aux points de test du dispositif objet de la présente invention, lors d'une transition de décharge de la tension analogique de commande d'une valeur intermédiaire à une valeur inférieure d'amplitude déterminée ;
  • les figures 3g à 3j représentent différents chronogrammes aux points de test du dispositif objet de la présente invention, lors de différentes transitions de charge/décharge ou réciproquement de la tension analogique de commande d'une valeur intermédiaire à une valeur supérieure respectivement inférieure, transitions d'amplitudes différentes.
Une description plus détaillée d'un dispositif générateur d'une tension analogique de commande de valeur stable et à faible consommation, conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2 et les figures suivantes.
En référence à la figure précitée, on a représenté les résistances extérieures connectées en série et notées r2, r3, r4, r5, r6, ces résistances connectées en série reliant la sortie de la pompe de charge délivrant la tension Vlcd constituant la tension analogique de valeur nominale déterminée à la sortie d'un dispositif modulateur d'impulsions noté PWM, les résistances en série r2 à r6 délivrant ainsi des tensions V2, V3, V4, V5, V6, ainsi que représenté en figure 2 et en figure 1, sous forme d'une impulsion d'amplitude donnée comprise entre la valeur zéro et une valeur maximale.
On rappelle que le dispositif modulateur d'impulsions PWM permet le réglage du contraste appliqué à l'afficheur à cristaux liquides par l'intermédiaire des tensions V2 à V6 précédemment mentionnées.
En outre, ainsi que représenté à la figure 2 précitée, on indique que le dispositif objet de l'invention comporte un circuit d'entrée 1 recevant la tension analogique Vlcd de valeur nominale donnée, ainsi que bien entendu les tensions V5, V4, V3, V2 destinées à accompagner la tension analogique de valeur nominale afin d'obtenir le contraste voulu au niveau de l'afficheur à cristaux liquides précité. Le circuit d'entrée 1 permet d'engendrer une tension analogique image, notée Vjp, de valeur réduite dans un rapport k déterminé. A titre d'exemple non limitatif, on indique que le rapport k peut être pris égal à k = 1/5. On comprend en particulier qu'avec la tension analogique Vlcd de valeur nominale donnée, cette valeur ayant une valeur maximale égale à 9 volts par exemple, l'ensemble des valeurs de tension V2, V3, V4, V5, V6 est soumis à la même réduction dans le rapport k donné précédemment cité. On obtient ainsi un ensemble de valeurs réduites, lesquelles sont notées Vj6, Vj5, Vj4, Vj3, Vj2, chacune correspondant aux valeurs de tension V6, V5, V4, V3, V2 respectivement.
En outre, ainsi que représenté à la même figure 2, le dispositif objet de la présente invention comprend un circuit de contrôle 2 recevant la tension analogique image Vjp, c'est-à-dire Vj2 à Vj6, cette tension analogique image Vjp constituant en fait une valeur de consigne, notée VCONS, et un signal image Si de la tension analogique de commande VSEG0, ce signal image étant formé par la tension analogique de commande précitée réduite dans le même rapport k déterminé. Le circuit de contrôle 2 comprend au moins un amplificateur différentiel 20, lequel reçoit en fait la valeur de consigne VCONS et le signal image Si précédemment cité.
Ainsi que représenté sur la figure 2, on indique que l'amplificateur différentiel 20 est alimenté par une première tension constante, notée V21, et par une deuxième tension constante, notée V22, d'amplitude déterminée. D'une manière générale, on indique que la première tension constante V21 est supérieure à la valeur maximale de la tension analogique image Si précédemment mentionnée.
La première tension constante V21 est une tension basse qui sert d'alimentation et qui réduit la consommation. Les niveaux d'entrée de l'amplificateur différentiel 20 doivent être inférieurs à celui de la première tension d'alimentation V21, d'où la réduction par k.
L'amplificateur différentiel 20 délivre une première impulsion de contrôle de commutation, notée VOUTPLUSP, cette première impulsion étant synchrone du signal de consigne VCONS et d'amplitude inférieure à la première tension constante V21. L'amplificateur différentiel 20 délivre également une deuxième impulsion de contrôle de commutation, notée VOUTMOINSP, synchrone du signal de consigne VCONS mais complémentée vis-à-vis de la première impulsion de contrôle VOUTMOINSP.
Enfin, le dispositif objet de l'invention comporte un circuit 3 de commutation de la tension analogique de commande VSEG0. Ce circuit est alimenté par la tension analogique de valeur nominale déterminée Vlcd et comprend au moins une première branche de commutation, notée SW1, formée par un inverseur/amplificateur, cette première branche de commutation étant commandée par la première impulsion de contrôle de commutation VOUTPLUSP et délivrant une impulsion, notée V-HI-OUT, de contrôle de commutation auxiliaire amplifiée, cette dernière étant synchrone du signal de consigne VCONS.
En outre, le circuit 3 de commutation comporte une deuxième branche de commutation, notée SW2, formée par un inverseur/amplificateur et commandée par l'impulsion de contrôle de commutation auxiliaire amplifiée V-HI-OUT et par la deuxième impulsion de contrôle de commutation VOUTMOINSP. La deuxième branche de commutation SW2 délivre ainsi la tension analogique de commande VSEG0 commutée à la tension analogique de valeur nominale déterminée Vlcd. Sur la figure 2, on a représenté la sortie du circuit 3 de commutation de la tension analogique de commande, constituant en fait la sortie du dispositif générateur d'une tension analogique de commande objet de l'invention, connectée à une capacité de l'ordre de 170 pF à 200 pF représentant la capacité d'entrée des segments de l'afficheur LCD à commander.
D'une manière générale, on indique que dans le cas de l'application non limitative selon laquelle la tension analogique de valeur nominale Vlcd a pour valeur l'une des valeurs d'un ensemble de valeurs discrètes, les valeurs V6, V5, V4, V3, V2, ces valeurs discrètes étant comprises entre une valeur maximum VMAX pouvant par exemple être prise égale à 9 volts dans le cas de la commande d'un afficheur LCD, et une valeur de référence telle que la tension de masse égale à 0, le circuit d'entrée 1 comprend au moins un pont diviseur Rj, noté R2 à R6 sur la figure 2, seuls les ponts diviseurs R6 et R5, pour des raisons de simplification du dessins, étant représentés sur la figure précitée. Chaque pont diviseur reçoit la tension analogique de valeur nominale Vj, c'est-à-dire V6, V3, V2, et délivre la tension analogique image de valeur réduite dans le rapport k déterminé. Sur la figure 2, on indique que la tension analogique image de valeur réduite est désignée par Vj6, Vj5, Vj4, Vj3 et Vj2, chacune de ces tensions étant en fait délivrée par le pont diviseur R6 à R2 correspondant.
De préférence, et dans un mode de réalisation non limitatif, on indique que le rapport k peut être pris égal à 1/5 et, pour une valeur maximum VMAX = 9 volts, la valeur de tension maximum de la tension analogique image Vj6 est alors égale à 1,8 volts.
En outre, le circuit d'entrée 1 peut comprendre de manière non limitative une porte analogique Pj, en fait un ensemble de portes élémentaires notées P1 à P6 sur la figure 2, chaque porte analogique Pj présentant une valeur de seuil correspondant à la valeur de la tension analogique image de valeur réduite Vj2 à Vj6, la porte analogique correspondante délivrant la tension analogique image Vjp de valeur réduite.
Sur la figure 2, on a représenté l'ensemble des portes analogiques Pj, placées non pas à l'intérieur du circuit 1 d'entrée mais au contraire dans le circuit 2 de contrôle recevant la tension analogique Vjp. On comprend en particulier que chaque porte analogique Pj délivre la tension analogique correspondante Vjp en fonction de la valeur de seuil appliquée. L'ensemble des portes analogiques précité peut être placé soit à l'intérieur du circuit d'entrée 1, soit au contraire dans le circuit de contrôle 2.
En outre, ainsi que représenté sur la figure 2 précitée, le circuit 2 de contrôle comporte un pont diviseur, noté RCONS, ce pont diviseur étant un pont dont le rapport de division est égal au rapport k de la valeur déterminée précédemment mentionnée. Le pont diviseur précité reçoit la tension analogique de commande VSEG0. et délivre le signal image Si de la tension analogique de commande précitée.
En outre, l'amplificateur différentiel 20 inclus dans le circuit 2 de contrôle comprend une première entrée d'une première tension de référence stable V21 permettant l'alimentation de l'amplificateur différentiel précité. La première tension de référence stable V21 est choisie à un premier niveau de tension de valeur déterminée. En outre, l'amplificateur différentiel comprend une deuxième entrée d'une deuxième tension de référence stable V22, laquelle est choisie à une deuxième valeur de niveau de tension. Les tensions d'alimentation de référence stable V21 et V22 peuvent avantageusement être délivrées par des circuits 21 et 22 correspondants, lesquels, à partir d'une même tension de référence stable V0 délivrée par un circuit de type "band gap" en langage anglo-saxon, peuvent délivrer une première tension de référence stable sous une intensité de l'ordre de 200 µA en ce qui concerne le circuit 21, et d'une deuxième tension de référence stable sous une intensité de quelques µA pour ce qui concerne le circuit 22. La tension de référence V0 alimentant les circuits 21 et 22 peut être choisie égale à 1,25 V par exemple à partir des circuits de type "band gap" précités.
Ainsi, l'amplificateur différentiel 20 alimenté dans ces conditions reçoit sur une borne positive Vp la tension image Vjp délivrée par le pont diviseur Rj correspondant et bien entendu par la porte logique Pj correspondante, et sur sa borne négative notée Vn le signal image Si délivré lui-même par le pont diviseur RCONS précédemment mentionné dans la description.
Dans ces conditions, l'amplificateur différentiel 20 délivre, d'une part, la première impulsion de contrôle de commutation et, d'autre part, la deuxième impulsion de contrôle de commutation précédemment mentionnée dans la description.
Une description plus détaillée du circuit de commutation 3 de la tension analogique de commande VSEG0 à la tension analogique de valeur nominale Vlcd sera maintenant donnée ci-après.
En référence à la figure 2, on indique que le circuit 3 précité peut avantageusement comporter un premier inverseur/amplificateur formant la première branche de commutation, notée SW1. Le premier inverseur amplificateur comporte un transistor PMOS noté PM1 et un transistor NMOS noté NM1, ces transistors étant connectés en cascade par leur point commun drain/source entre la tension analogique de valeur nominale Vlcd et la tension de référence Vref, encore désignée par tension de masse. L'électrode de grille du transistor PMOS PM1 de la première branche reçoit une tension de polarisation égale à une fraction de la tension analogique de valeur nominale et l'électrode de grille de ce transistor reçoit la première impulsion de contrôle de commutation VOUTPLUSP précédemment mentionnée dans la description. On comprend ainsi que le transistor PMOS PM1 dont l'électrode de grille est portée à un potentiel constant joue le rôle d'une résistance, alors que le transistor NMOS NM1 commandé par la première impulsion de commande précitée peut alors jouer le rôle d'un commutateur inverseur, le point commun drain/source entre les transistors précités délivrant l'impulsion de contrôle de commutation auxiliaire amplifiée V-HI-OUT précédemment mentionnée dans la description.
En outre, le circuit 3 de commutation comporte le deuxième inverseur amplificateur formant la deuxième branche de commutation SW2. Il comporte un transistor PMOS PM2 et un transistor NMOS NM2 connectés en cascade par leur point commun drain/source entre la tension analogique de valeur nominale déterminée Vlcd et la tension de référence Vref. L'électrode de grille du transistor PMOS PM2 reçoit l'impulsion de contrôle de commutation auxiliaire amplifiée V-HI-OUT, c'est-à-dire la tension délivrée par le point commun drain/source des transistors PM1 et NM1 de la première branche SW1. Au contraire, l'électrode de grille du transistor NMOS NM2 de la deuxième branche SW2 reçoit la deuxième impulsion de contrôle de commutation délivrée par l'amplificateur différentiel 20. Dans ces conditions, le point commun drain/source des transistors PMOS PM2 et NMOS NM2 de la deuxième branche SW2 délivre la tension analogique de commande VSEG0 de valeur stable et à faible consommation commutée à la valeur de la tension analogique de valeur nominale déterminée Vlcd précédemment mentionnée dans la description.
Le fonctionnement du dispositif, objet de l'invention tel que représenté en figure 2 sera maintenant décrit en liaison avec les chronogrammes relevés aux points de test, ces chronogrammes étant représentés aux figures 3a à 3j.
En ce qui concerne les points de test précités, on indique que ceux-ci sont constitués par :
A :
entrée positive Vp de l'amplificateur différentiel 20 ;
B :
point de jonction drain/source entre les transistors PM1 et NM1 constitutifs de la première branche de commutation SW1 ;
C :
point de jonction entre le transistor PMOS PM2 et le transistor NMOS NM2 constitutifs de la deuxième branche de commutation SW2 délivrant la tension analogique de commande VSEG0.
D :
point milieu du pont diviseur RCONS délivrant le signal analogique image Si.
Transition de charge de 3,6 V à 7,2 V
La transition correspondante est représentée pour un signal de consigne dans un rapport k = 1/5 correspondant en figure 3a au point de test A précité, le signal de consigne et k fois la valeur de ce dernier étant représentés.
Sur la figure 3b, on a représenté l'évolution de la première impulsion de contrôle VOUTPLUSP et de la deuxième impulsion de contrôle VOUTMOINSP. On constate que les impulsions de contrôle précitées sont synchrones du signal de consigne mais sensiblement complémentées, la première impulsion de contrôle évoluant entre une valeur analogique basse sensiblement égale à 1 V et une valeur analogique haute inférieure à la première tension constante alimentant l'amplificateur différentiel 20, cette première tension constante V21 ayant été choisie à 2,7 V. La tension analogique haute de la première impulsion de contrôle est de l'ordre de 2,3 V.
De même, la deuxième impulsion de contrôle évolue entre une première valeur analogique haute sensiblement égale à 0,3 V et une deuxième tension analogique basse sensiblement égale à 0 V pour les parties complémentées vis-à-vis de la première impulsion de contrôle.
Les impulsions de contrôle précitées, et en particulier la différence entre les signaux et les valeurs analogiques haute respectivement basse de ces dernières, différences sensiblement égale à 2,3 V, est alors en quelque sorte amplifiée par les circuits de première branche de commutation SW1 et deuxième branche de commutation SW2 constitutives du circuit 3 de commutation dans les conditions ci-après.
En référence à la figure 3c, on remarque que la première impulsion de contrôle VOUTPLUSP provoque par commutation du transistor NM1 de la première branche de commutation SW1 l'apparition de l'impulsion de contrôle auxiliaire amplifié V-HI-OUT par transition entre la valeur 6,8 V et 0 V, cette impulsion de contrôle auxiliaire étant inversée par rapport à la première impulsion de contrôle. Pendant que la première impulsion de contrôle est à la valeur analogique haute alors que la deuxième impulsion de contrôle est à la valeur analogique basse, le transistor PM2 est alors conducteur, le point de jonction entre le transistor PMOS PM2 et NMOS NM2 de la deuxième branche de commutation SW2 étant alors commuté à la valeur de tension analogique de valeur nominale Vlcd précitée. La tension au point de test C évolue tel que représenté en figure 3a avec une constante de temps déterminée par la valeur de la capacité de charge des segments de l'afficheur LCD.
La tension image Si évolue en conséquence, ce qui permet de réduire la différence en entrée de l'amplitude différentielle 20 et ainsi la commutation à l'équilibre des première et deuxième impulsions de contrôle de commutation, ainsi que représenté en figure 3b. Lorsque la valeur d'équilibre est atteinte sensiblement, le transistor PM2 de la deuxième branche de commutation SW2 est bloqué et la tension au point de test C est alors établie à la valeur de charge correspondant à la tension analogique de valeur nominale Vlcd. Les phénomènes transitoires de commutation sont représentés en figure 3c suite à la commutation du transistor PM2 précédemment mentionné. Le segment est alors chargé à la valeur de tension nominale précédemment mentionnée.
Décharge de 3,6 V à 1,8 V par transition du signal de consigne d'une valeur correspondante
Cette situation est représentée par les chronogrammes des figures 3d, 3e et 3f.
Dans cette situation, en figure 3d, on a représenté la transition correspondant au signal de consigne et à k fois la transition de ce dernier.
En référence à la figure 3e, on indique que la première impulsion de contrôle de commutation VOUTPLUSP passe alors en synchronisme avec le signal de consigne d'une valeur de 1 V à la valeur de 0 V, alors qu'au contraire la deuxième impulsion de contrôle de commutation VOUTMOINSP passe de la valeur 0,3 V à la valeur maximale 1,8 V. Alors que la valeur analogique de niveau bas de la première impulsion de contrôle de commutation reste sensiblement égale à zéro pendant l'équilibrage des tensions en entrée de l'amplificateur différentiel 20, la valeur analogique haute de la deuxième impulsion de contrôle de commutation VOUTMOINSP décroít de manière sensiblement régulière jusqu'à l'équilibrage des tensions Vp et Vm à l'entrée de l'amplificateur différentiel 20.
Dans ces conditions, ainsi que représenté en figure 3f, le transistor PM2 de la deuxième branche de commutation SW2 reste bloqué, car il passe d'un état semi-bloqué proche de la valeur de blocage VT(7V) à un état bloqué. C'est la deuxième impulsion de contrôle VOUTMOINSP telle que représentée en figure 3e qui passe à 1,8 volts et donc à une valeur supérieure à la valeur de blocage VT(0,7 V) du transistor NMOS NM2 de la deuxième branche de commutation. Le transistor NM2 est alors conducteur et la décharge de la sortie, telle que représentée en figure 3f, est réalisée.
Lorsque l'équilibre a été rétabli par l'intermédiaire du signal image Si au niveau des valeurs d'entrée Vp et Vm de l'amplificateur différentiel 20, l'état initial est alors retrouvé, le transistor NM2 de la deuxième branche de commutation SW2 étant à bloqué et la tension VSEG0 ayant atteint la nouvelle valeur de tension nominale analogique Vlcd. Le transistor PM2 sert à la charge et le transistor NM2 à la décharge de la sortie.
Différentes transitions successives par valeurs multiples de 1,8 V en charge ou en décharge
Ces situations sont représentées en figures 3g, 3h, 3i et 3j.
La figure 3g montre différentes transitions successivement en décharge, en charge, transition d'amplitude de 1,8 V, puis en charge, transition d'amplitude de 3,6 V, puis à nouveau en décharge, transition d'amplitude 5,4 V, de k fois le signal de consigne.
Sur la figure 3h, on a représenté les valeurs de tension correspondant aux transitions représentées en figure 3g, d'une part au point de test A, c'est-à-dire la tension au point Vp borne d'entrée positive de l'amplificateur différentiel 20 recevant la tension analogique image Vjp comme valeur de consigne et d'autre part, au point de test D auquel est délivré le signal image Si, c'est-à-dire sur l'entrée négative Vn de l'amplificateur différentiel 20. On constate en particulier que l'évolution des tensions aux points précités est sensiblement affine de celle des tensions de la figure 3g, le rapport d'affinité d'axe des temps étant égal à k.
Sur la figure 3h, on a représenté l'évolution de la tension analogique image et du signal image Si à l'entrée positive Vp respectivement négative Vm de l'amplificateur différentiel 20.
Sur la figure 3i, on a représenté la première impulsion de contrôle de commutation VOUTPLUSP et la deuxième impulsion de contrôle de commutation VOUTMOINSP.
De l'observation des chronogrammes représentés en figures 3h et 3i, on constate que la différence d'amplitude Δ entre la tension analogique image Vp, constituant le signal de consigne, et le signal image Si sur la borne d'entrée Vm, est amplifiée AΔ par la deuxième impulsion de contrôle de commutation, pour atteindre un équilibre correspondant à une différence d'amplitude nulle Δ = 0, la tension analogique de commande VSGE0 ayant été commutée à sa valeur finale, c'est-à-dire à la valeur de la tension analogique de valeur nominale Vlcd.
Enfin, sur la figure 3j, on a représenté l'impulsion de contrôle de commutation auxiliaire amplifiée V-H-IN-OUT correspondante.

Claims (6)

  1. Dispositif générateur d'une tension analogique de commande (VSEG0) de valeur stable et à faible consommation, à partir d'une tension analogique (Vlcd) de valeur nominale déterminée, caractérisé en ce que celui-ci comporte :
    un circuit d'entrée (1) recevant ladite tension analogique de valeur nominale déterminée et permettant d'engendrer une tension analogique image (Vjp) de valeur réduite dans un rapport k déterminé ;
    un circuit de contrôle (2) recevant ladite tension analogique image (Vjp) comme valeur de consigne et un signal image (Si) de ladite tension analogique de commande, ce signal image (Si) étant formé par cette tension analogique de commande (VSEG0) réduite dans le même rapport k déterminé, ledit circuit de contrôle comprenant au moins un amplificateur différentiel (20) alimenté par une première tension constante (V21) d'amplitude supérieure à la valeur maximale de ladite tension analogique image et par une deuxième tension constante (V22) d'amplitude déterminée et délivrant une première impulsion de contrôle de commutation (VOUTPLUSP) synchrone dudit signal de consigne et d'amplitude inférieure à ladite première tension constante et une deuxième impulsion de contrôle de commutation (VOUTMOINSP) synchrone dudit signal de consigne mais complémentée vis-à-vis de la première impulsion de contrôle ;
    un circuit de commutation (3) de ladite tension analogique de commande, alimenté par ladite tension analogique de valeur nominale déterminée, ce circuit de commutation (3) comprenant au moins :
    une première branche de commutation (SW1), formée par un inverseur/amplificateur, commandée par ladite première impulsion de contrôle de commutation (VOUTPLUSP) et délivrant une impulsion de contrôle de commutation auxiliaire amplifiée (V-HI-OUT), synchrone dudit signal de consigne, et
    une deuxième branche de commutation (SW2), formée par un inverseur/amplificateur, commandée par ladite impulsion de contrôle de commutation auxiliaire amplifiée (V-HI-OUT), et par ladite deuxième impulsion de contrôle de commutation (VOUTMOINSP) et délivrant ladite tension analogique de commande commutée à ladite tension analogique de valeur nominale déterminée.
  2. Dispositif selon la revendication 1,
    caractérisé en ce que ladite tension analogique de valeur nominale (Vlcd) ayant pour valeur l'une des valeurs d'un ensemble de valeurs discrètes comprises entre une valeur maximum et une valeur de référence, ledit circuit d'entrée comprend au moins :
    un pont diviseur dans le rapport k de valeur déterminée, recevant ladite tension analogique de valeur nominale (Vlcd) et délivrant ladite tension analogique image (Vjp) de valeur réduite ;
    une porte analogique (P1 à P6) de valeur de seuil correspondant à la valeur de la tension analogique image de valeur réduite, ladite porte analogique délivrant ladite tension analogique image de valeur réduite (Vjp).
  3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2,
    caractérisé en ce que ledit circuit de contrôle comporte en outre un pont diviseur dans le rapport k de la valeur déterminée, recevant ladite tension analogique de commande (VSEG0) et délivrant ledit signal image (Si) de ladite tension analogique de commande.
  4. Dispositif selon la revendication 3,
    caractérisé en ce que ledit amplificateur différentiel (20) comprend une première entrée d'une première tension de référence stable (V21) à un premier niveau de tension et une deuxième entrée d'une deuxième tension de référence stable (V22) à un deuxième niveau de tension, ledit amplificateur différentiel (20) délivrant ladite première (VOUTPLUSP) et ladite deuxième (VOUTMOINSP) impulsion de contrôle de commutation.
  5. Dispositif selon la revendication 4,
    caractérisé en ce que ledit circuit de commutation (3) comporte :
    ledit premier inverseur/amplificateur (SW1) formant la première branche de commutation et comportant un transistor PMOS (PM1) et un transistor NMOS (NM1) connectés en cascade par leur point commun drain/source entre la tension analogique (Vlcd) de valeur nominale déterminée et la tension de référence, l'électrode de grille du transistor PMOS (PM1) de ladite première branche recevant une tension de polarisation égale à une fraction de la tension analogique (Vlcd) de valeur nominale et l'électrode de grille du transistor NMOS (NM1) de la première branche de commutation recevant ladite première impulsion de contrôle de commutation (VOUTPLUSP) ;
    ledit deuxième inverseur/amplificateur (SW2) formant la deuxième branche de commutation et comportant un transistor PMOS (PM2) et un transistor NMOS (NM2) connectés en cascade par leur point commun drain/source entre la tension analogique (Vlcd) de valeur nominale déterminée et la tension de référence, l'électrode de grille dudit transistor PMOS (PM2) de la deuxième branche recevant la tension (V-HI-OUT) délivrée par le point commun drain/source des transistors PMOS (PM1) et NMOS (NM1) de la première branche et l'électrode de grille du transistor NMOS (NM2) de la deuxième branche recevant ladite deuxième impulsion de contrôle de commutation (VOUTMOINSP) délivrée par l'amplificateur différentiel, ledit point commun drain/source des transistors PMOS et NMOS de la deuxième branche délivrant ladite tension analogique de commande (VSEG0) de valeur stable et à faible consommation commutée à la valeur de la tension analogique (Vlcd) de valeur nominale déterminée.
  6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite deuxième tension constante est supérieure ou égale à la tension de blocage du transistor NMOS de ladite deuxième branche de commutation.
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