EP1042649A1 - Induktiver messumformer für wege und anordnung zur messung von winkeln - Google Patents

Induktiver messumformer für wege und anordnung zur messung von winkeln

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Publication number
EP1042649A1
EP1042649A1 EP98966224A EP98966224A EP1042649A1 EP 1042649 A1 EP1042649 A1 EP 1042649A1 EP 98966224 A EP98966224 A EP 98966224A EP 98966224 A EP98966224 A EP 98966224A EP 1042649 A1 EP1042649 A1 EP 1042649A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
measuring
core
coil
voltage
air gap
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP98966224A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Franz Gleixner
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Horst Siedle GmbH and Co KG
Original Assignee
Horst Siedle GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Horst Siedle GmbH and Co KG filed Critical Horst Siedle GmbH and Co KG
Publication of EP1042649A1 publication Critical patent/EP1042649A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/16—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying resistance
    • G01D5/165—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying resistance by relative movement of a point of contact or actuation and a resistive track
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/20—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature
    • G01D5/204—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the mutual induction between two or more coils
    • G01D5/2073—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the mutual induction between two or more coils by movement of a single coil with respect to two or more coils

Definitions

  • Inductive transmitter for paths and arrangement for measuring angles
  • An inductive transmitter has a stator and a slidable relative to it with an inductive transmitter element and associated evaluation electronics - the output signal a measure of the position of the slide relative to the stator represents.
  • the stator has an excitation coil which extends over the measuring path and is fed with alternating current, and whose magnetic field flows through a transmitter element connected to the slide in the form of a soft magnetic core and / or a coil, which in turn flows through a secondary winding connected to the stator and there induced a voltage dependent on the position of the carriage.
  • This secondary winding consists of a turn from which partial voltages distributed over the measuring path are obtained by appropriate taps.
  • a voltage is generated which depends on the position of the Sled is dependent.
  • the averaging can be done by resistors or other electrical components. Instead of discrete components, resistance layers or capacitance coatings can also be used.
  • a version in which the excitation winding consists of a single turn is particularly advantageous, the housing and guides serving as a coil.
  • a further improvement results from the design of the transmitter element as an oscillating circuit, as a result of which the formation of stray fields is greatly reduced. It is advantageous if the sensor is operated at the resonance frequency of this resonant circuit by using the resonant circuit as the frequency-determining element of an oscillator.
  • the invention further relates to an arrangement for measuring angles according to the preamble of claims 13, 14 and 16.
  • inductive displacement / angle sensors is the low sensitivity to dirt and other environmental influences.
  • Differential chokes are generally known, in which a soft magnetic core is guided in two coils, which influences the inductance of the two coils by its position so that a position-dependent voltage can be tapped between the two coils connected in series to AC voltage.
  • This construction has the disadvantage that the overall length of the coil is at least twice the measuring path and additionally the mechanical connection of the core in the end position still protrudes around the measuring path, so that an installation length of at least three times the measuring path is required.
  • the measurement result is influenced by the temperature response of the winding resistance and the permeability of the magnetic material used.
  • the object of the invention is to eliminate the disadvantages of the above-mentioned devices and to propose a displacement sensor which can be constructed using simple means and which has a high degree of accuracy.
  • FIG. 2 shows a diagram of the magnetic flux and the voltage curve thereby caused on the measuring winding over the length of the winding
  • 3 shows an embodiment with a single turn as an excitation winding
  • FIG. 6 shows an embodiment with a measuring core with an additional winding and a capacitor for forming an oscillating circuit
  • FIG. 7 is a block diagram of a construction in which the resonance circuit is used as a frequency determining element in an oscillator circuit.
  • FIG. 8 shows a schematic representation of an embodiment in which the measuring voltage is tapped directly at the excitation winding
  • FIG. 10 shows an exemplary embodiment of an angle sensor with a toroidal coil and a measuring core placed outside the fulcrum according to the invention
  • Fig. 11 is an angle sensor with a symmetrical structure
  • Fig. 12 schematically shows an angle sensor with a flat coil according to the invention.
  • Fig. 1 shows a schematic representation of a sensor according to the invention.
  • An excitation winding 1 which extends in its coil area over the length 1 of the sensor, is fed by an AC voltage source 4.
  • a coil core 2 consisting of a material of high permeability and having an air gap d is displaceably guided in such a way that it penetrates the coil 1 and part of the voltage divider element 3 is located in its air gap.
  • the voltage divider element 3 consists of a conductor 5, which extends along the lower edge over the voltage divider element 3, a conductor 8, which extends over the upper edge over the voltage divider element, a further conductor 7, which runs parallel to conductor 5, and a conductive coating 9, which lies between the conductor 8 and the conductor 7, which forms a resistance between the conductors 8 and 7, which is distributed over the measuring section over the surface, and the sum of which is high-impedance with respect to the impedance of the induction loop formed by the conductors 5 and 8.
  • the current supplied by the AC voltage source 4 through the coil 1 generates a magnetic flux, which is conducted in the area of the core 2 via the voltage divider element 3, while the voltage divider element 3 has only a slight flow in the remaining area.
  • FIG. 2 shows an idealized course of the field strength and the voltage over the length of the transmitter. Edge effects and the stray field are not taken into account in the course.
  • a magnetic flux ⁇ occurs in the area of the core, which flows through the resistance element 9.
  • an alternating voltage U (x) is induced in the conductor 8 compared to conductors 5 and 7.
  • the alternating voltage U (x) is proportional to the integral over the magnetic flux ⁇ integrated over the surface.
  • a voltage curve is formed on the conductor 8 relative to the conductor 5 via the position x, which is initially 0 at the position opposite the connections to the core 2 and increases linearly with the area covered by the core 2 and behind the core up to the Connections remains constant (Fig. 2).
  • the conductance coating can be formed as a continuous surface made of resistance material or in the form of a sufficient number of uniformly distributed discrete resistors or of capacitor surfaces or individual capacitors or combinations thereof.
  • the measuring coil Since the measuring coil consists of only one turn, the voltage delivered is relatively low. To obtain a signal that can be used for evaluation, a correspondingly high magnetic flux through the voltage divider element is required, with the stray flux of the primary coil 1 coupling as little as possible into the voltage divider element.
  • the induced voltage is a function of the frequency, the magnetic field strength generated in the primary coil 1, the permeability and the cross section of the core 2, the air gap d of the core 2 and the area of the core in the region of the air gap.
  • the voltage supplied by the voltage source 10 is reduced by the transformer 11 to a correspondingly lower voltage.
  • the secondary winding of the transformer 11 is connected with one connection to the housing 12 and with the other connection to a rail 13 which lies inside the housing 12 parallel to the inner wall and is electrically connected to the housing at the opposite end.
  • the secondary current of the transformer flows via the rail 13 and back via the housing 12.
  • the core 14 which conducts a magnetic flux generated by the current via the rail 13 and housing 12 through the voltage divider element 15.
  • the return line is as wide as possible and is arranged at a short distance from the housing.
  • this arrangement offers the possibility of designing the geometry in such a way that the lowest possible inductance occurs in the area outside the core 14, so that the voltage drop occurs predominantly in the area of the core 14 as a result of its low magnetic resistance.
  • This The arrangement has a resonance frequency which is far above the frequency required for this arrangement.
  • the magnetic fields generated by the excitation winding in the area outside the core 14 induce in the voltage divider a voltage which is added to the path-dependent useful signal induced in the core 14. Initially, this would only cause a zero offset. However, since the permeability of the soft magnetic core material is temperature-dependent, this can lead to a deterioration in the temperature behavior. The voltage induced by the stray field in the voltage divider should therefore be as low as possible.
  • the voltage divider element 15 is shifted into the region of a recess in one of the winding halves
  • FIGs. 4a and 4b A construction is particularly suitable here in which only one turn is provided as the excitation coil.
  • 4a and 4b show a sectional view through a corresponding arrangement.
  • the housing 15 serves as an outgoing conductor and the profile 16 as a return conductor of the excitation current.
  • the profile 16 is designed so that the voltage divider element 17 can be accommodated in a trench-like opening.
  • the core 18 made of a material of high magnetic permeability, the profile 16 encloses, wherein it has an air gap which is arranged in the trench-like opening of the profile, in which in turn the voltage divider element 17 is located.
  • the excitation current preferably flows in the surface area of opposing surfaces.
  • the area of the trench-like opening is largely field-free, provided that the magnetic flux is not influenced by the core.
  • the field lines preferably follow the core 18 because of the high permeability of the core 18 and predominantly pass through the voltage divider element 17 in the area of the air gap in order to induce the desired voltage there. Because of the lower magnetic resistance, the magnetic flux is higher than in the region without a core 18. Stray fields also occur here, which lead to a reduction in the output signal. However, these are always in the same ratio to the useful field.
  • An advantage of this arrangement is that the inductance of the primary winding is very low in the area outside the core 18, while it is relatively high in the area of the magnetic core 18. As a result, only a small voltage drop occurs at the field winding in the area outside the measuring core.
  • the structure is very rigid due to the shape of the profile, which provides good mechanical stability.
  • the complex design of the core 18 is disadvantageous.
  • the voltage divider element is arranged so that the unwanted stray fields cancel each other (Fig. 5a and Fig. 5b).
  • return conductors 20 are arranged opposite the voltage divider element in such a way that the magnetic field lines flood the voltage divider element in the absence of a core in such a way that the integral of the magnetic flux over the surface of the voltage divider element becomes zero (FIG. 5a), insofar as it is not formed in the area of the core 22.
  • 5b shows the area of the core 22 where the flux is deflected such that the magnetic flux only passes through the voltage divider element 21 in one direction and thereby induces a corresponding voltage in the measuring winding.
  • the output voltage is relatively low. With the sizes used, cross sections for the core of approximately 0.5 cm ⁇ with an air gap of 2 mm can be achieved. It is desirable to have an operating frequency in the range of approximately 100 kHz and an output voltage of at least 0.1 volts. (Lower voltages still give usable results. However, the evaluation of the output voltage then becomes more complex and the influence of the noise becomes noticeable with high accuracy requirements.) The excitation current required for the flooding can thus be estimated. The result is a value of approx. 5 A. This requires the transformer and the forward and return lines to be designed accordingly. The current can be reduced by increasing the frequency, reducing the air gap and increasing the air gap area.
  • the supply becomes complex due to the voltage drops that arise.
  • the high feed current creates a relatively strong unwanted stray field. It is therefore desirable to concentrate the excitation current in the area of the measuring core. As shown in FIG. 6, this is possible if the measuring core 23 is provided with a winding 24 which is connected to a capacitor 25.
  • the inductance of the coil and the capacitance result in an oscillating circuit which is excited by the excitation current Jg.
  • the current JLO flows in the resonant circuit and multiplied by the number of turns of the coil generates a corresponding magnetic field strength in the air gap of the core 23. If the resonant circuit is operated at its resonant frequency, the
  • the excitation current Jg flows through a conductor 27 through the core.
  • the voltage induced in the measuring winding 26 is mainly determined by the current ⁇ Q flowing through the winding 24 and the capacitor 25.
  • the excitation current Jg is 90 ° out of phase with the resonant circuit current JLC when the resonant circuit is in resonance. This further reduces the influence of the stray field.
  • FIG. 7 shows the block diagram of an arrangement which uses the resonant circuit formed from the core 30, coil 31 and capacitor 32 as the frequency-determining element.
  • the resonance frequency means that the current and voltage are in phase, and the voltage reaches a maximum.
  • the circuit oscillates at the frequency of the resonant circuit formed by the coil 31 and capacitor 32.
  • the ratio of the voltages between the output of the voltage summer 41 and the entire secondary winding 34 is used as a measure of the position of the core relative to the stator. It is expedient to regulate the voltage on the secondary winding 34 to a constant value by rectifying them compares with a rectifier circuit 38 with a reference voltage UR from the voltage source 40 and regulates the difference to zero by controller 41 by adjusting the oscillator amplitude by influencing the loop gain of the oscillator circuit so that it oscillates with the required amplitude.
  • This method has the advantage that the oscillator circuit is not limited if the dimensions are suitable and therefore has a very low harmonic content.
  • the transmitter has as few connections as possible, e.g. B. if they are to be passed through isolated container walls.
  • the necessary number of connections can be reduced if the voltage applied to the supply line is evaluated.
  • 8 shows an example of such an embodiment.
  • the AC voltage source 48 feeds a conductor loop, which consists of conductors 43 and 44, via a transformer 42. Egg- ner of the two conductors leads through the displaceable core 45.
  • the resistance layer 46 is connected to the conductor 43 and is connected to the conductor 47 on the opposite side.
  • the dimensioning is designed in such a way that the voltage drop along the conductor 43 in the area without the core 45 is small compared to the voltage drop in the area of the core 45.
  • An embodiment of the core 45 as an oscillating circuit which is operated at the resonance frequency is particularly advantageous.
  • the voltage curve on the conductor 43 is summed by the resistance element 46 and output via the conductor 47.
  • the problem with this construction is that the voltage drops on conductors 43 and 44 caused by the supply current of the transmitter are included in the output voltage. This manifests itself in a zero point shift and a reduction in the output signal. If necessary, compensation can be provided by a current-dependent correction voltage.
  • Inductive transducers designed as angle sensors are described below.
  • the best relates to an angle sensor with a ring coil.
  • An arrangement with a toroidal coil which is concentric to the pivot point of the measuring shaft is particularly advantageous for measuring ranges above 90 °.
  • an arrangement with a measuring core placed on the measuring shaft at the fulcrum and an eccentrically (outside the fulcrum) measuring core with a continuous measuring shaft (hollow shaft) is to be distinguished.
  • a concentric toroid is required wherever the angle of rotation is not limited.
  • FIG. 9 shows an angle sensor with a ring coil and a measuring core placed in the fulcrum for a measuring range of approx. 90 °.
  • a measuring core l ⁇ consists of two ferrite cores of the same type, which form a yoke from the ring-shaped center piece, the adjoining rectangular web and the adjoining ring segments, which face each other with an air gap d.
  • the measuring core 1 is mechanically connected to a shaft 200 ⁇ , the angle of which is to be measured with respect to a fixed measuring element 3 ⁇ .
  • the fixed measuring element 3 ⁇ lies between the two core halves.
  • an electrically conductive path 4 ⁇ is applied in the form of a conductor loop, which is connected at the ends to connections 5 ⁇ and 6 ⁇ .
  • This conductor loop is made of arcs 7 and 8 ⁇ and the connections among themselves and to the connections 5 ⁇ and 6 ⁇ .
  • Another conductor 9 ⁇ in the form of an arc is connected to a terminal 10.
  • a resistance layer 11 is applied between the conductor tracks 7 ⁇ and 9 ⁇ on the carrier plate.
  • An annular coil 12 ⁇ which, like the carrier plate 2, is also arranged on the carrier plate 2 is arranged between the two core halves of the measuring core l ⁇ .
  • this coil is arranged as close as possible to the measuring core and arranged, for example, as a solenoid.
  • the inner core diameter and the coil diameter must be limited to the necessary amount.
  • the coil is led to electrical connections 13 ⁇ and 14 ⁇ .
  • a capacitor 15 is placed parallel to the coil ⁇ .
  • the structure can be symmetrical for measuring angles of less than 180 °.
  • the measuring core then has two pairs of legs offset by 180 °, which are fed by a common toroid, and act on correspondingly arranged measuring loops, each with a resistance element.
  • a shaft 32 is rotatably mounted in a housing 30.
  • a soft magnetic core 33 ⁇ is attached to the shaft 32.
  • the core 33 ⁇ consists of a cylindrical central part 34 'and four legs 35 extending therefrom, each of which is opposed by a pair at an angle of 180 °.
  • the individual leg pairs 35 ⁇ form an air gap in which a circuit board 31 ⁇ lies.
  • the circuit board 31 has a similar structure to the circuit board 2 ⁇ of the embodiment described above in connection with FIG. 9.
  • the resistance layer and electrical connections 36 it also has a second arrangement 37 ⁇ of conductor tracks, resistance elements ment and electrical connections.
  • An exciting coil is ⁇ 38 traversed by an alternating current which produces an approximately equal magnetic flux in the two air gaps.
  • the output voltages of the two resistance elements 36 and 37 ⁇ are evaluated so that they contribute to the measurement result in the same way. If an axis offset occurs, the output voltage of one part 36 ⁇ will have an error. However, this is largely offset 37 x by a corresponding opposite error of the other part.
  • Another advantage is that there is no imbalance due to the symmetrical structure.
  • a core 17 is laterally attached to a shaft 18 x with a relatively large diameter by means of a carrier 19.
  • the core 17 ⁇ consists of soft magnetic material. It is formed from two halves of the same type, each consisting of an inner and an outer ring segment and an intermediate connecting web, which are connected to one another on the shaft side without an air gap.
  • a short-circuit ring 20 Between the core and the shaft is a short-circuit ring 20, which lies in the area outside the core 17 ⁇ on the circumference of the carrier body 19 ⁇ , but is guided in the area of the core between the core 17 x and the shaft 18 ⁇ . With the inner sides of the outer ring segments of the core 17 ⁇ , this forms an air gap in which the carrier plate 16 ⁇ lies.
  • a solenoid 30 is arranged, which surrounds the shaft 18, the carrier body 19, the inner ring segment of the core 17 v and a short-circuit ring 20 ⁇ at a short distance.
  • a conductor loop 21 with connections 26 and 24, a conductor track 22 v with a connection 25, a resistance track 23, coil connections 27 y and 28 and a resonant circuit capacitor 29 ⁇ is also arranged.
  • the core 17 ⁇ forms a relatively low magnetic resistance due to the high relative permeability factor of its material and the short air gap.
  • a magnetic flux preferably forms through the region of the air gap.
  • the spool 20 x has a large diameter and also the shaft shows an undefined magnetic behavior, will be without the short-circuit ring 20 ⁇ form a stray field.
  • a voltage is induced in the short-circuit ring 20, which causes a current flow against the excitation current I E. This forms a magnetic field which is opposite to the magnetic field of the coil, so that the resulting magnetic field is greatly weakened.
  • the excitation coil is fixed and is fed directly by the oscillator. Together with a capacitor, it forms a resonant circuit.
  • the excitation coil flows through the measuring core, which is mechanically connected to the shaft, the angle of which is to be measured relative to the housing, via an arm.
  • the measuring core in turn floods the already known measuring loop with the resistance layer and thus generates an angle-dependent output signal.
  • FIG. 12 shows a schematic illustration of an embodiment of an angle sensor according to the functional principle described above.
  • a shaft 41 is mounted ⁇ ⁇ rotatable.
  • An arm 42 is firmly connected to the shaft.
  • a soft magnetic core 43 ⁇ is attached, which when the shaft rotates, describes a circular arc.
  • the core 43 forms a rectangle which is interrupted by an air gap.
  • a coil 45 ⁇ and a circuit board 44 ⁇ are firmly connected to the housing.
  • the coil 45 ⁇ is arranged so that the straight leg of the measuring core 43 ⁇ passes through it.
  • the circuit board 44 is in the air gap of the measuring core 43 ⁇ .
  • the coil has the smallest possible cross-section so that the leakage flux which flows through the measuring loop outside the measuring core remains as small as possible.
  • the winding is so flat that it can be passed through the air gap of the core 43 ⁇ . This makes it possible to use a one-piece core.

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Abstract

Ein induktiver Meßumformer zur Bestimmung der Position eines gegenüber einem feststehenden Gehäuse verschieblichen Körpers ist dadurch gekennzeichnet, daß der verschiebliche Körper einen Meßumformer aufweist, welcher ein über einen begrenzten Bereich sich erstreckendes magnetisches Wechselfeld erzeugt und dieses Wechselfeld wenigstens eine mit dem Gehäuse verbundene, sich über die Meßlänge erstreckende Leiterschleife durchflutet, dessen Spannungsdifferenz zwischen hinführender und rückführender Leitung durch eine elektrische Schaltung gemittelt wird und an einen Ausgang geführt ist. Eine Anordnung zur Messung von Winkeln zwischen einem feststehenden Gehäuse und einer Welle macht von dem induktiven Meßumformer Gebrauch.

Description

Induktiver Meßumformer für Wege und Anordnung zur Messung von Winkeln
Beschreibung
Die Erfindung betrifft zunächst einen induktiven Meßumformer nach dem Oberbegriff der Ansprüche 1 und 2. Ein induktiver Meßumformer weist einen Stator und einen gegenüber diesem verschiebbaren Schlitten mit einem induktiven Übertragerelement und eine zugehörige Auswerteelektronik auf- dessen Ausgangssignal ein Maß für die Position des Schlittens relativ zum Stator darstellt. Der Stator weist eine Erregerspule auf, welche sich über den Meßweg erstreckt und mit Wechselstrom gespeist wird, und dessen Magnetfeld ein mit dem Schlitten verbundenes Übertragerelement in Form eines weichmagnetischen Kerns und/oder einer Spule durchflutet, welches wiederum eine mit dem Stator verbunden Sekundärwicklung durchflutet und dort eine von der Lage des Schlittens abhängige Spannung induziert. Diese Sekundärwicklung besteht aus einer Windung, von der über den Meßweg verteilt Teilspannungen durch entsprechende Abgriffe gewonnen werden. Durch Mittelung der Teilspannungen wird eine Spannung erzeugt, welche von der Position des Schlittens abhängig ist. Die Mittelung kann durch Widerstände oder auch andere elektrische Komponenten erfolgen. Anstelle von diskreten Bauteilen können auch Widerstandsschichten oder Kapazitätsbeläge verwendet werden. Besonders vorteilhaft ist eine Ausführung, bei der die Erregerwicklung aus einer einzigen Windung besteht, wobei Gehäuse und Führungen als Spule dienen. Eine weitere Verbesserung ergibt sich durch die Ausbildung des Übertragerelements als Schwingkreis, wodurch die Ausbildung von Streufeldern stark verringert wird. Vorteilhaft ist dabei, wenn der Sensor mit der Resonanzfrequenz dieses Schwingkreises betrieben wird, indem der Schwingkreis als frequenzbestimmendes Element eines Oszillators eingesetzt wird.
Die Erfindung betrifft ferner eine Anordnung zur Messung von Winkeln nach dem Oberbegriff der Ansprüche 13, 14 und 16.
Der Vorteil induktiver Weg-/Winkelsensoren liegt in der geringen Empfindlichkeit gegenüber Verschmutzungen und anderen Umwelteinflüssen. Allgemein bekannt sind Differentialdrosseln, bei denen ein weichmagnetischer Kern in zwei Spulen geführt wird, welcher die Induktivität der zwei Spulen durch seine Lage so beeinflußt, daß zwischen den beiden in Reihe geschalteten an Wechselspannung angeschlossenen Spulen eine von der Position abhängige Spannung abgegriffen werden kann. Dieser Aufbau hat den Nachteil, daß die Baulänge der Spule mindestens den doppelten Meßweg ausmacht und zusätzlich der mechanische Anschluß des Kerns in der Endstellung noch um den Meßweg hinausragt, sodaß eine Einbaulänge von mindestens dem dreifachen Meßweg erforderlich ist. Zusätzlich wird das Meßergebnis durch den Temperaturgang des Wicklungswiderstands und der Permeabilität des verwendeten Magnetmaterials beeinflußt.
Daneben werden Lösungen vorgeschlagen, bei denen in eine Spule entweder Kurzschlußzylinder oder Kerne hoher Permeabilität eingeschoben werden, wobei die Veränderung der Induktivität der Spule als Maß für die Position des Kerns verwendet wird. Diese Lösungen weisen gegenüber den Differentialtransformatoren den Vorteil einer kürzeren Baulänge auf. Bei ausgefahrener Meßstange ist allerdings immer noch mindestens der doppelte Meßweg erforderlich. Daneben wirkt sich der Temperaturgang des Wicklungswiderstands und des Kerns stärker auf das Temperaturverhalten aus.
Aus der DE-A-2511683 ist es bekannt, durch Einkopplung einer Spannung von einer Erregerwicklung über einen Kern hoher Permeabilität in eine Meßwicklung mit zunehmender Windungsdichte ein geeignetes Meßsignal zu erzeugen. Dieses Verfahren hat den Vorteil einer kurzen Baulänge, hat aber den Nachteil, daß an die Verteilung des Magnetfelds über die Fläche der Meßspule und an die Gestaltung der Meßspule hohe Anforderungen gestellt werden.
Ferner ist aus der WO 94/03778 eine Ausführung bekannt, bei der an einer Spule durch einen Kurzschlußring eine Verringerung des Spannungsabfalls innerhalb eines Teil- bereichs der Spule erzeugt wird und durch Widerstände oder Kondensatoren von Abgriffen an der Spule ein von der Position des Kurzschlußrings abhängiges Signal gebildet wird. Damit erhält man einen Sensor mit kurzer Baulänge. Nachteilig ist der Einfluß des Wicklungswiderstands und der Streuinduktivitäten.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Nachteile der oben genannten Vorrichtungen zu beseitigen und einen Wegsensor vorzuschlagen, der mit einfachen Mitteln aufzubauen ist und eine hohe Genauigkeit aufweist.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche 1, 2, 13, 14 und 16 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen sind Gegenstand der auf diese rückbezogenen Unteransprüche.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben.
Es zeigen
Fig. 1 und la eine schematische Darstellung des erfindungsgemäßen Sensors, .
Fig. 2 ein Diagramm des Magnetflusses und des dadurch bewirkten Spannungsverlaufs an der Meßwicklung über die Länge der Wicklung, Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel mit einer einzigen Windung als Erregerwicklung,
Fig. 4a und 4b einen Querschnitt durch ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Auswirkung des unerwünschten Streufelds verringert wird,
Fig. 5a und 5b eine Ausführung, bei der durch geeignete Anordnung der Erregerwicklung die Einkopplung des Streufelds unwirksam gemacht wird,
Fig. 6 eine Ausführung mit einem Meßkern mit zusätzlicher Wicklung und einem Kondensator zur Bildung eines Schwingkreises,
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Aufbaus, in dem der Resonanzkreis als frequenzbestimmendes Element in einer Oszillatorschaltung verwendet wird,
Fig. 8 eine schematische Darstellung einer Ausführung, bei der die Meßspannung direkt an der Erregerwicklung abgegriffen wird,
Fig. 9 einen Winkelsensor mit einer Ringspule und einem im Drehpunkt aufgesetzten Meßkern gemäß der Erfindung;
Fig. 10 ein Ausführungsbeispiel eines Winkelsensors mit einer Ringspule und einen außerhalb des Drehpunkts aufgesetzten Meßkern gemäß der Erfindung;
Fig. 11 einen Winkelsensor mit einem symmetrischen Aufbau und
Fig. 12 schematisch einen Winkelsensor mit einer Flachspule gemäß der Erfindung. Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Sensors. Eine Erregerwicklung 1, welche sich in ihrer Spulenfläche über die Länge 1 des Sensors erstreckt, wird von einer Wechselspannungsquelle 4 gespeist. Ein aus einem Material hoher Permeabilität bestehender Spulenkern 2 mit einem Luftspalt d ist ver- schieblich so geführt, daß er die Spule 1 durchdringt und sich in seinem Luftspalt ein Teil des Spannungsteilerelements 3 befindet. Das Spannungsteilerelement 3 besteht aus einem Leiter 5, der sich am unteren Rand entlang über das Spannungsteilerelement 3 erstreckt, einem Leiter 8, der sich am oberen Rand über das Spannungsteilerelement erstreckt, einem weiteren Leiter 7, der parallel zu Leiter 5 verläuft und einem leitfähigen Belag 9, der zwischen dem Leiter 8 und dem Leiter 7 liegt, der einen über die Meßstrecke über die Fläche verteilten Widerstand zwischen Leiter 8 und 7 bildet und in seiner Summe hochohmig gegenüber der Impedanz der von den Leitern 5 und 8 gebildeten Induktionsschleife ist.
Der von der Wechselspannungsquelle 4 gelieferte Strom durch die Spule 1 erzeugt einen magnetischen Fluß, der im Bereich des Kerns 2 über das Spannungsteilerelement 3 geführt wird, während das Spannungsteilerelement 3 im übrigen Bereich nur eine geringe Durchflutung aufweist.
Das in Fig. 2 dargestellte Diagramm zeigt einen idealisierten Verlauf der Feldstärke und der Spannung über die Länge des Meßumformers. Bei dem Verlauf sind Randeffekte und das Streufeld nicht berücksichtigt. Im Bereich des Kerns tritt ein Magnetfluß Φ auf, der das Widerstandselement 9 durchflutet.
Durch die zeitliche Änderung des magnetischen Feldes im Bereich des Luftspaltes des Kerns 2 wird im Leiter 8 gegenüber Leiter 5 und 7 eine Wechselspannung U(x) induziert. Die Wechselspannung U (x) ist proportional dem Integral über den über die Fläche integrierten Magnetfluß Φ. Dadurch bildet sich am Leiter 8 gegenüber dem Leiter 5 über die Position x ein Spannungsverlauf aus, der an der Position, gegenüber den Anschlüssen bis zum Kern 2 zunächst 0 ist und mit der vom Kern 2 überdeckten Fläche linear ansteigt und hinter dem Kern bis zu den Anschlüssen konstant bleibt (Fig. 2). Die über die Strecke 1 über die Fläche verteilten Widerstände, die zunächst als Widerstandsbelag betrachtet werden, bilden einen Summenwert RQ, der am Anschluß von Leiter 7 gegenüber Leiter 5, bzw Leiter 8 festgestellt werden kann.
Betrachtet man den Widerstandsbelag als aus parallel geschalteten gleich großen Einzelwiderständen zusammengesetzt, die jeweils an unterschiedliche Spannungsquellen angeschlossen sind, so ergibt sich für die Ausgangsspannung :
u _ ü R * ∑ » i UiL = p * ∑ " y U- = ∑ " y U.
Wenn man n gegen ∞ gehen läßt, ergibt sich dann UA = )* j Uxdx l ,X=0 Für den Spannungsverlauf nach Fig. 2 resultiert dann für einen Bereich 0 > s < (1-b) eine Ausgangsspannung von u = u *A+t/ γ-s~b UΛ U° 2/ ° /
Damit ergibt sich ein linearer Zusammenhang zwischen der Position s des verschiebbaren Kerns 2 und der Ausgangsspannung Ua.
Der Leitwertbelag kann als durchgehende Fläche aus Widerstandsmaterial oder in Form einer hinreichenden Anzahl aus gleichmäßig verteilten diskreten Widerständen oder aus Kondensatorflächen oder einzelnen Kondensatoren oder Kombinationen davon gebildet werden.
Da die Meßspule nur aus einer Windung besteht, ist die abgegebene Spannung verhältnismäßig niedrig. Zur Erlangung eines zur Auswertung brauchbaren Signals wird ein entsprechend hoher magnetischer Fluß durch das Spannungsteilerelement benötigt, wobei der Streufluß der Primärspule 1 möglichst wenig in das Spannungsteilerelement einkoppeln soll. Die induzierte Spannung ist eine Funktion der Frequenz, der in der Primärspule 1 erzeugten magnetischen Feldstärke, der Permeabiltät und dem Querschnitt des Kerns 2, des Luftspalts d des Kerns 2 und der Fläche des Kerns im Bereich des Luftspalts.
Zur Erlangung einer hohen Induktionsspannung bei niedrigem Stromfluß ist es zweckmäßig, die Frequenz möglichst hoch zu wählen. Gerade bei großen Weglängen wird die Frequenz durch die Wicklungskapazität begrenzt. Daneben ist die Herstellung einer geeigneten Spule relativ aufwendig und das Einführen des verschieblichen Kerns in die Spule schwierig. Diese Schwierigkeiten können durch einen Aufbau beseitigt werden, in dem die Primärspule in Form einer einzigen Windung ausgeführt wird und durch einen Transformator eine Anpassung an die Schaltung zur Erzeugung der Speisespannung vorgesehen ist. Fig. 3 zeigt eine schematische teilweise auf- brochene Darstellung eines Ausführungsbeispiels.
Die von der Spannungsquelle 10 gelieferte Spannung wird vom Transformator 11 auf eine entsprechend niedrigere Spannung herabgesetzt. Die Sekundärwicklung des Transformators 11 ist mit einem Anschluß mit dem Gehäuse 12 und mit dem anderen Anschluß mit einer Schiene 13 verbunden, welche innerhalb des Gehäuses 12 parallel zur Innenwand liegt und am gegenüberliegenden Ende mit dem Gehäuse elektrisch verbunden ist. Dadurch fließt der Sekundärstrom des Transformators über die Schiene 13 und zurück über das Gehäuse 12. Zwischen Schiene 13 und Gehäuse 12 liegt der Kern 14, der einen durch den Strom über die Schiene 13 und Gehäuse 12 erzeugten magnetischen Fluß durch das Spannungsteilerelement 15 leitet. Die Rückleitung ist möglichst breit ausgeführt und in geringem Abstand zum Gehäuse angeordnet. Im Gegensatz zu einer normal gewickelten Spule bietet diese Anordnung die Möglichkeit, die Geometrie so zu gestalten, daß eine möglichst niedrige Induktivität im Bereich außerhalb des Kerns 14 entsteht, sodaß der Spannungsabfall überwiegend im Bereich des Kerns 14 in Folge seines geringen magnetischen Widerstands auftritt. Diese Anordnung weist eine Resonanzfrequenz auf, die weit oberhalb der für diese Anordung erforderlichen Frequenz liegt .
Die im Bereich außerhalb des Kerns 14 auftretenden von der Erregerwicklung erzeugten magnetischen Felder induzieren im Spannungsteiler eine Spannung, die zu dem im Kern 14 induzierten wegabhängigen Nutzsignal addiert wird. Dies würde zunächst nur eine Nullpunktverschiebung verursachen. Da jedoch die Permeabilität des weichmagnetischen Kernmaterials temperaturabhängig ist, kann dies zu einer Verschlechterung des Temperaturverhaltens führen. Die in dem Spannungsteiler vom Streufeld induzierte Spannung soll daher so niedrig wie möglich sein.
Abhilfe schaffen hier folgende Maßnahmen:
- Anordnung des Spannungsteilerelements in ausreichender Entfernung. Diese Methode führt zu einer einfachen Konstruktion, jedoch erfordert sie relativ viel Platz.
- Das Spannungsteilerelement 15 wird in den Bereich einer Vertiefung einer der Wicklungshälften verlagert
(Fig. 4a und 4b) . Hier eignet sich besonders ein Aufbau, bei dem nur eine Windung als Erregerspule vorgesehen ist. Fig. 4a und Fig. 4b zeigen ein Schnittbild durch eine entsprechende Anordnung. Das Gehäuse 15 dient als Hinleiter und das Profil 16 als Rückleiter des Erregerstroms. Das Profil 16 ist so gestaltet, daß in einer grabenartigen Öffnung versenkt das Spannungsteilerelement 17 untergebracht werden kann. Der Kern 18 aus einem Werkstoff hoher magnetischer Permeabilität umschließt das Profil 16, wobei es einen Luftspalt aufweist, der in der grabenartigen Öffnung des Profils angeordnet ist, in dem wiederum das Spannungsteilerelement 17 liegt.
In Fig 4a und 4b ist der Verlauf der magnetischen Feldlinien dargestellt, die durch den Strom erzeugt werden, der durch das Profil des Gehäuses 15 und das Profil 16 (Rückleitung) fließt. Der Erregerstrom fließt bei diesem Aufbau vorzugsweise im Oberflächenbereich gegenüberliegender Flächen. Dadurch ist der Bereich der grabenartigen Öffnung weitgehend feldfrei, sofern der Magnetfluß nicht vom Kern beinflußt wird.
Fig. 4a zeigt den Feldlinienverlauf ohne Kern. Hier treten praktisch keine Feldlinien durch das Spannungsteilerelement 17.
In Fig. 4b - im Bereich des Kerns 18 - folgen die Feldlinien wegen der hohen Permeabilität des Kerns 18 vorzugsweise dem Kern 18 und treten überwiegend im Bereich des Luftspalts durch das Spannungsteilerelement 17, um dort die gewünschte Spannung zu induzieren. Der magnetische Fluß ist wegen des geringeren magnetischen Widerstands höher als im Bereich ohne Kern 18. Es treten zwar hier auch Streufelder auf, die zu einer Verringerung des Ausgangssignals führen. Diese stehen jedoch immer im gleichen Verhältnis zum Nutzfeld. Ein Vorteil dieser Anordnung ist, daß die Induktivität der Primärwicklung im Bereich außerhalb des Kerns 18 sehr niedrig ist, während sie im Bereich des Magnetkerns 18 relativ hoch ist. Dadurch tritt im Bereich außerhalb des Meßkerns nur eine geringer Spannungsabfall an der Erregerwicklung auf. Daneben ist der Aufbau wegen der Form des Profils sehr steif, was eine gute mechanische Stabilität verschafft. Nachteilig ist allerdings die aufwendige Gestaltung des Kerns 18.
- Das Spannungsteilerelement wird so angeordnet, daß sich die unerwünschen Streufelder aufheben (Fig. 5a und Fig 5b) . Im Gehäuse 19, das als Hinleiter dient, sind Rückleiter 20 gegenüber dem Spannungsteilerelement so angeordnet, daß die magnetischen Feldlinien bei Nicht- vorhandensein eines Kerns das Spannungsteilerelement so durchfluten, daß das Integral des magnetischen Flusses über die Fläche des Spannungsteilerelements zu Null wird (Fig. 5a) , soweit es nicht im Bereich des Kerns 22 gebildet wird. Fig. 5b zeigt den Bereich des Kerns 22, wo der Fluß so umgelenkt wird, daß der Magnetfluß nur in einer Richtung durch das Spannungsteilerelement 21 hindurchtritt und dadurch eine entsprechende Spannung in die Meßwicklung induziert.
Da das Spannungsteilerelement nur aus einer Windung besteht, in welches die auszuwertende Spannung induziert wird, ist die Ausgangsspannung relativ niedrig. Bei den verwendeten Baugrößen lassen sich Querschnitte für den Kern von etwa 0,5 cm^ bei einem Luftspalt von 2 mm erzielen. Wünschenswert ist eine Arbeitsfrequenz im Bereich von etwa 100 kHz und eine Ausgangsspannung von wenigstens 0,1 Volt. (Niedrigere Spannungen ergeben zwar noch brauchbare Ergebnisse. Die Auswertung der Ausgangsspannung wird allerdings dann aufwendiger und der Einfluß des Rauschens wird bei hohen Genauigkeitsanforderungen bemerkbar.) Damit kann der für die Durchflutung erforderliche Erregerstrom abgeschätzt werden. Es ergibt sich ein Wert von ca 5 A. Dies erfordert eine entsprechende Auslegung des Transformators und der Hin- und Rückleitung. Eine Verringerung des Stroms kann durch Erhöhung der Frequenz, Verringerung des Luftspalts und Vergrößerung der Luftspaltfläche erfolgen.
Besonders bei großen Meßlängen wird die Speisung wegen der dabei entstehenden Spannungsabfälle aufwendig. Daneben erzeugt der hohe Speisestrom ein relativ starkes unerwünschtes Streufeld. Es ist daher wünschenswert, den Erregerstrom auf den Bereich des Meßkerns zu konzentrieren. Dies ist wie in Fig. 6 dargestellt möglich, wenn der Meßkern 23 mit einer Wicklung 24 versehen wird, die mit einem Kondensator 25 verbunden wird. Die Induktivität der Spule und der Kapazität ergeben einen Schwingkreis, der durch den Erregerstrom Jg angeregt wird. Im Schwingkreis fließt der Strom JLO der multipliziert mit der Windungszahl der Spule eine entsprechende magnetische Feldstärke im Luftspalt des Kerns 23 erzeugt. Wenn der Schwingkreis mit seiner Resonanzfrequenz betrieben wird, ist zur Aufrechterhaltung der
Spannung an der Spule nur noch ein Erregerstrom JE erforderlich, der zur Deckung der Schwingkreisverluste notwendig ist. Je nach Güte des Schwingkreises ist eine Verringerung des Erregerstroms um den Faktor 10..50 möglich.
Der Erregerstrom Jg fließt über eine Leiter 27 durch den Kern. Die in die Meßwicklung 26 induzierte Spannung wird hauptsächlich durch den durch die Wicklung 24 und den Kondensator 25 fließenden Strom ^Q bestimmt. Bei der Auswertung der Meßspannung ist noch zu berücksichtigen, daß der Erregerstrom Jg gegenüber dem Schwingkreisstrom JLC um 90° phasenverschoben ist, wenn der Schwingkreis in Resonanz ist. Damit wird der Einfluß des Streufelds weiter verringert.
Voraussetzung für eine zufriedenstellende Funktion des Schwingkreises ist, daß er mit Resonanzfrequenz betrieben wird. Dies kann durch Abgleich der Oszillatorfrequenz auf die Schwingkreisfrequenz oder umgekehrt erfolgen. Diese Methode schließt nicht aus, daß sich Oszillator und Schwingkreis gegeneinander verstimmen. Es ist daher zweckmäßig, den Meß-Schwingkreis als frequenzbestimmendes Element eines Oszillators zu verwenden. Fig. 7 zeigt das Blockschaltbild einer Anordnung, die den aus dem Kern 30, Spule 31 und Kondensator 32 gebildeten Schwingkreis als frequenzbestimmendes Element verwendet. Der Kern 30 erzeugt durch eine Änderung des Magnetflusses in der Meßschleife 34 eine Induktionsspannung UQ, welche von dem Verstärker 36 verstärkt wird und einen Strom durch die Primärwicklung des Übertragers 35 bewirkt. Dessen Sekundärwicklung erzeugt einen Strom durch die Erregerwicklung 33, welcher wiederum den Kern 30 des Resonanzkreises durchflutet. Bei Re- sonanzfrequenz sind Strom und Spannung in Phase, die Spannung nimmt ein Maximum an. Bei ausreichender Verstärkung schwingt die Schaltung mit der Frequenz des von der Spule 31 und Kondensator 32 gebildeten Schwingkreises .
Als Maß für die Position des Kerns gegenüber dem Stator dient das Verhältnis der Spannungen zwischen dem Ausgang des Spannungssummierers 41 und der gesamten Sekundärwicklung 34. Es ist zweckmäßig, die Spannung an der Sekundärwicklung 34 auf einen konstanten Wert zu regeln, indem man sie nach einer Gleichrichtung mit einer Gleichrichterschaltung 38 mit einer Referenzspannung UR von der Spannungsquelle 40 vergleicht und die Differenz durch Regler 41 auf Null regelt, indem man die Oszillatoramplitude durch Beeinflussung der Kreisverstärkung der Qszillatorschaltung so einstellt, daß sie mit der erforderlichen .Amplitude schwingt. Diese Methode hat den Vorteil, daß die Oszillatorschaltung bei geeigneter Dimensionierung nicht in Begrenzung geht und daher einen sehr geringen Oberwellenanteil aufweist.
In vielen Fällen ist es vorteihaft, wenn der Meßumformer möglichst wenige Anschlüsse aufweist, z. B. wenn sie durch Behälterwände isoliert hindurchgeführt werden sollen. Die notwendige Anzahl der Anschlüsse kann verringert werden, wenn die an der Versorgungsleitung anliegende Spannung ausgewertet wird. Fig. 8 zeigt ein Beispiel einer derartigen Ausführung. Die Wechselspannungsquelle 48 speist über einen Transformator 42 eine Leiterschleife, die aus Leitern 43 und 44 besteht. Ei- ner der beiden Leiter führt durch den verschiebbaren Kern 45. Am Leiter 43 ist die Widerstandsschicht 46 angeschlossen, welche auf der gegenüberliegenden Seite am Leiter 47 angeschlossen ist. Die Dimensionierung ist so ausgelegt, daß der Spannungsabfall entlang dem Leiter 43 im Bereich ohne Kern 45 klein ist im Vergleich zum Spannungsabfall im Bereich des Kerns 45. Besonders vorteilhaft ist dabei eine Ausführung des Kerns 45 als Schwingkreis, welcher mit Resonanzfrequenz betrieben wird. Durch das Widerstandselement 46 wird der Spannungsverlauf am Leiter 43 summiert und über Leiter 47 ausgegeben. Das Problem dieses Aufbaus liegt darin, daß die durch den Speisestrom des Meßumformers verursachten Spannungsabfälle an Leiter 43 und 44 in die Ausgangsspannung mit eingehen. Dies äußert sich in einer Nullpunktverschiebung und einer Verringerung des Ausgangssignals. Bei Bedarf kann daher eine Kompensation durch eine stromabhängige Korrekturspannung vorgesehen werden.
Im folgenden werden als Winkelsensoren ausgebildete induktive Meßumformer beschrieben.
Bei Winkelsensoren ist es möglich, die Erregerspule feststehend anzuordnen und direkt mit dem Oszillator zu speisen. Dadurch entfällt die Erregerwicklung und der Transformator zur Anpassung an den Oszillator. Je nach Meßbereich und Genauigkeitsanforderung bieten sich unterschiedliche Bauformen an.
Die Beste betrifft einen Winkelsensor mit Ringspule. Besonders vorteilhaft bei Meßbereichen über 90° ist eine Anordnung mit einer Ringspule, die konzentrisch zum Drehpunkt der Meßwelle liegt. Hier ist wiederum eine Anordnung mit einem im Drehpunkt auf die Meßwelle aufgesetzten Meßkern und einem exzentrisch (außerhalb des Drehpunkts) aufgesetztem Meßkern mit durchgehender Meßwelle (Hohlwelle) zu unterscheiden. Eine konzentrische Ringspule ist überall dort erforderlich, wo der Drehwinkel nicht begrenzt ist.
Fig. 9 zeigt einen Winkelsensor mit Ringspule und im Drehpunkt aufgesetztem Meßkern für einen Meßbereich von ca 90°. Ein Meßkern lλ besteht aus zwei gleichartigen Ferritkernen, die ein Joch aus dem ringförmigen Mittelstück, dem daran anschließenden rechteckförmigen Steg und den daran anschließenden Ringsegementen, die sich mit einem Luftspalt d gegenüberliegen. Der Meßkern 1 ist mit einer Welle 200 Λ , deren Winkel gegenüber einem feststehenden Meßelement 3λ gemessen werden soll, mechanisch verbunden. Das feststehende Meßelement 3λ liegt zwischen den beiden Kernhälften. Auf einer flachen Trägerplatte 2 ist eine elektrisch leitende Bahn 4λ in Form einer Leiterschleife aufgebracht, welche an den Enden mit Anschlüssen 5λ und 6Λ verbunden ist. Diese Leiterschleife wird aus Kreisbögen 7 und 8 λ sowie den Verbindungen untereinander und zu den Anschlüssen 5Λ und 6λ hergestellt. Eine weitere Leiterbahn 9λ in Form eines Kreisbogens ist mit einem Anschluß 10 verbunden. Zwischen den Leiterbahnen 7Λ und 9Λ ist auf der Trägerplatte eine Widerstandsschicht 11 aufgebracht. Ebenfalls auf der Trägerplatte 2 ist eine ringförmige Spule 12 λ angeordnet, welche wie die Trägerplatte 2 zwischen den beiden Kernhälften des Meßkerns lλ angeordnet ist.
Wenn die Spule 12 von einem Wechselstrom durchflössen wird, entsteht eine Magnetfluß, der vorzugsweise durch den Ferritkern und über den Luftspalt des Meßkerns lλ fließt. Damit erzeugt er in bekannter Weise in der Leiterschleife eine winkelabhängige Spannung, welche durch das Widerstandselement summiert und an den Anschluß 10 λ geführt wird.
Neben dem beabsichtigten Meßfluß Φm tritt ein ungewünschter (winkelunabhängiger) Streufluß Φs auf, welcher zusätzliche Erregerleistung beansprucht und das Nutzsignal verkleinert. Um den Streufluß gering zu halten, wird diese Spule so nahe wie möglich am Meßkern angeordnet und z.B. als Zylinderspule angeordnet. Der innere Kerndurchmesser und der Spulendurchmesser ist auf das notwendige Maß zu beschränken.
Die Spule ist auf elektrische Anschlüsse 13 λ und 14 Λ geführt. Zur Kompensation der induktiven Blindströme ist in bekannter Weise ein Kondensator 15 λ parallel zur Spule gelegt. Bei Betrieb mit Resonanzfrequenz wird nur noch so viel Strom benötigt, wie zur Deckung der Schwingkreisverluste benötigt wird.
Bei einer Fehlerbetrachtung zeigt sich, daß in erster Linie ein Achsversatz zu Meßfehlern führt. Es ist daher anzustreben, das Verhältnis zwischen dem effektiven Ra- dius R, den die Polschuhe des Meßkerns beschreiben, zu einem anzunehmenden Achsversatz möglichst groß zu machen. Dies kann dazu führen, daß verhältnismäßig große Meßkerne verwendet werden müssen. Andernfalls muß ein höherer Aufwand für eine genaue Bearbeitung oder Justa- ge getrieben werden.
Zur Verringerung des Fehlers durch Achsversatz kann bei Meßwinkeln von weniger als 180° der Aufbau symmetrisch ausgebildet sein. Der Meßkern weist dann zwei um 180° versetzte Schenkelpaare auf, die von einer gemeinsamen Ringspule gespeist werden, und auf entsprechend angeordnete Meßschleifen mit je einem Widerstandselement einwirken.
Fig. 11 beschreibt einen derartigen Aufbau. In einem Gehäuse 30 ist eine Welle 32 drehbar gelagert. Auf der Welle 32 ist ein weichmagnetischer Kern 33 Λ befestigt. Der Kern 33 Λ besteht aus einem zylindrischen Mittelteil 34 ' und und davon ausgehenden vier Schenkeln 35 von denen sich jeweils ein Paar im Winkel von 180° gegenüberstehen. Die einzelnen Schenkelpaare 35 Λ bilden einen Luftspalt, in dem eine Leiterplatte 31 Λ liegt.
Die Leiterplatte 31 weist einen ähnlichen Aufbau wie die Leiterplatte 2λ der oben in Verbindung mit Fig. 9 beschriebenen Ausführungsform auf. Sie hat zu den vorhandenen Leiterbahnen, der Widerstandsschicht und elektrischen Anschlüssen 36 noch spiegelbildlich eine zweite Anordnung 37 Λ von Leiterbahnen, Widerstandsele- ment und elektrischen Anschlüssen. Eine Erregerspule 38 λ ist von einem Wechselstrom durchflössen, der in den beiden Luftspalten einen annähernd gleich großen Magnetfluß hervorruft. Die Ausgangsspannungen der beiden Widerstandselemente 36 und 37 λ werden so ausgewertet, daß sie in gleicher Weise zum Meßergebnis beitragen. Wenn ein Achsversatz auftritt, wird zwar die Ausgangsspannung des einen Teils 36 Λ einen Fehler aufweisen. Dieser wird jedoch durch einen entsprechenden entgegengesetzten Fehler des anderen Teils 37 x weitgehend aus- gegleichen.
Mit dieser Anordnung lassen sich sowohl Fehler durch eine Verschiebung der Leiterplatte gegenüber dem Drehpunkt als auch Fehler durch Exzentrizität des Rotors oder Lagerspiel weitgehend ausgleichen.
Ein weiterer Vorteil ist, daß durch den symmetrischen Aufbau keine Unwucht entsteht.
Bei großen Wellendurchmessern oder großen Meßradien R, speziell bei Hohlwellensensoren, ist der Aufbau eines oben beschriebenen Winkelsensors meist wegen des großen Meßkerns unwirtschaftlich. Daneben tritt wegen des langen Wegs über den Umfang des Kerns ein erheblicher Streufluß auf, der zu einer Verringerung des Nutzsignals führt.
Als Alternative dazu bietet es sich an, einen Kern zu verwenden, bei dem nur ein Teil der Kreisfläche der Spule vom Ferritkern durchdrungen wird. Bei hoher relativer Permeabilität des Kernmaterials wird bei gleichem Erregerstrom der Spule, Luftspaltfläche und -Länge die gleiche Spannung in die Meßschleife induziert. Der Nachteil dieser Anordnung ist, daß sich ein sehr starker Streufluß ausbildet, der eine erhöhte Erregerleistung erforderlich macht und zusätzlich winkelunabhängige Spannungen in die Meßschleife induziert.
Dieser Nachteil kann dadurch weitgehend beseitigt werden, daß durch einen Kurzschlußring außerhalb des Meßkerns ein entgegengesetztes Magnetfeld erzeugt wird, was zu einer Verringerung des Streufelds führt und die Induktion winkelunabhängiger Spannungen in der Meßschleife verringert.
Fig. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel dieser Art. Auf einer Welle 18 x mit relativ großem Durchmesser ist mit Hilfe eines Trägers 19 seitlich ein Kern 17 befestigt. Der Kern 17 λ besteht aus weichmagnetischem Material. Er wird aus zwei gleichartigen Hälften gebildet, die jeweils aus einem inneren und einem äußerem Ringsegment und einem dazwischenliegenden Verbindungssteg bestehen, die auf der Seite der Welle ohne Luftspalt miteinander verbunden sind. Zwischen dem Kern und der Welle liegt ein Kurzschlußring 20 , der im Bereich außerhalb des Kerns 17 Λ am Umfang des Trägerkörpers 19 λ liegt, jedoch im Bereich des Kerns zwischen Kern 17 x und Welle 18 λ hindurchgeführt ist. Mit den Innenseiten der äußeren Ringsegmente des Kerns 17 λ bildet dieser einen Luftspalt, in dem die Trägerplatte 16 Λ liegt. Auf dieser Trägerplatte 16 Λ ist noch eine Zylinderspule 30 angeordnet, welche die Welle 18 den Trägerkörper 19 , das innere Ringsegment des Kerns 17 v und einen Kurzschlußring 20 λ in geringem Abstand umschließt. Auf der Trägerplatte 16 λ befinden sich noch eine Leiterschleife 21 mit Anschlüssen 26 und 24 eine Leiterbahn 22 v mit einem Anschluß 25 eine Widerstandsbahn 23 Spulenanschlüsse 27 y und 28 und ein Schwingkreiskondensator 29Λ. Die Funktion dieser Elemente geht aus der Beschreibung von Fig. 9 hervor, auf die Bezug genommen wird.
Der Kern 17 λ bildet wegen des hohen relativen Permeabilitätsfaktors seines Materials und des kurzen Luftspalts einen verhältnismäßig geringen magnetischen Widerstand. Dadurch bildet sich bei einem Stromfluß durch die Spule 20 vorzugsweise ein Magnetfluß durch den Bereich des Luftspalts aus. Da jedoch die Spule 20 x einen großen Durchmesser aufweist und außerdem die Welle ein Undefiniertes magnetische Verhalten zeigt, wird sich ohne den Kurzschlußring 20 λ ein störendes Streufeld ausbilden. Wenn ein Wechselstrom durch die Spule 30 λ fließt, wird im Kurzschlußring 20 eine Spannung induziert, welche eine Stromfluß entgegen dem Erregerstrom IE hervorruft. Dadurch bildet sich ein Magnetfeld aus, welches dem Magnetfeld der Spule entgegengesetzt ist, sodaß das resultierende Magnetfeld stark geschwächt wird. Dies gilt jedoch nicht im Bereich des Magnetkerns 17 weil dort der Kurzschlußring hinter dem Kern herumgeführt ist. Wie oben beschrieben kann auch bei Meßwinkeln von weniger als ca 120° ein symmetrischer Aufbau mit zwei Kernen und gemeinsamer Erregerspule zur Verringerung der Fehler durch Achsversatz aufgebaut werden.
Besonders bei kleinen Bereichen für den Meßwinkel ist es vorteilhaft, einen großen Abstand zwischen dem Drehpunkt und dem Widerstandselement vorzusehen, um Fehler durch Achsversatz zu verringern. Bei großem Achsabstand ist die Verwendung von Erreger- und Schwingkreisspulen in Form konzentrischer Spulen wegen der dafür notwendigen großen Spulendurchmesser und Kerne nicht mehr zweckmäßig.
Es ist daher vorteilhaft hier einen abgewandelten Linearweggeber für kurze Meßstrecken zu verwenden. Die Erregerspule steht dabei fest und wird direkt vom Oszillator gespeist. Sie bildet zusammen mit einem Kondensator einen Schwingkreis. Die Erregerspule durchflutet den Meßkern, der mit der Welle, dessen Winkel gegenüber dem Gehäuse zu messen ist, über einen Arm mechanisch verbunden ist. Der Meßkern durchflutet wiederum die bereits bekannte Meßschleife mit der Widerstandsschicht und erzeugt so ein winkelabhängiges Ausgangssignal.
Fig. 12 zeigt eine schematische Darstellung einer Ausführung eines Winkelsensors nach dem oben beschriebenen Funktionsprinzip. In einem Gehäuse 40 λ ist eine Welle 41 Λ drehbar gelagert. Mit der Welle ist ein Arm 42 fest verbunden. Am Ende des Arms ist ein weichmagnetischer Kern 43 λ befestigt, der bei Drehung der Welle ei- nen Kreisbogen beschreibt. Der Kern 43 bildet ein Rechteck, das durch einen Luftspalt unterbrochen wird. Eine Spule 45 λ und eine Leiterplatte 44 λ sind mit dem Gehäuse fest verbunden. Die Spule 45 λ ist so angeordnet, daß der gerade Schenkel des Meßkerns 43 λ durch sie hindurchgeht. Die Leiterplatte 44 liegt im Luftspalt des Meßkerns 43Λ. Im Bereich, der vom Luftspalt des Meßkern bei der Bewegung über den vorgesehenen Meßbereich überstrichen wird, befindet sich eine Meßschleife 47 welche nicht näher beschrieben werden muß. Die Spule weist einen möglichst geringen Querschnitt auf, damit der Streufluß, der außerhalb des Meßkerns die Meßschleife durchflutet, möglichst gering bleibt. Zudem ist die Wicklung so flach ausgeführt, daß sie durch den Luftspalt des Kerns 43 λ hindurchgeführt werden kann. Dadurch ist es möglich, einen Kern aus einem Stück zu verwenden.

Claims

Patentansprüche
1. Induktiver Meßumformer zur Bestimmung der Position eines gegenüber einem feststehendem Gehäuse verschieb- lichen Körpers, dadurch gekennzeichnet, daß der verschiebliche Körper einen Meßumformer aufweist, welche ein über einen begrenzten Bereich sich erstrek- kendes magnetisches Wechselfeld erzeugt und dieses Wechselfeld wenigstens eine mit dem Gehäuse verbundene sich über die Meßlänge erstreckende Leiterschleife durchflutet, dessen Spannungsdifferenz zwischen hinführender und rückführender Leitung durch eine elektrische Schaltung gemittelt wird und an einen Ausgang geführt ist .
2. Induktiver Meßumformer zur Bestimmung der Position eines gegenüber einem feststehendem Gehäuse verschieb- lichen Körpers, dadurch gekennzeichnet, daß eine mit dem Gehäuse verbundene von einem Wechselstrom durchflössen Leiterschleife durch ein mit dem ver- schieblichen Körper verbundenen induktiv wirkendes Element hindurchgeführt ist, welches einen erhöhten Spannungsabfall im Bereich diese Elements verursacht, und daß die Spannungsdifferenz zwischen hinführender und rückführender Leitung der Leiterschleife durch eine elektrische Schaltung gemittelt wird und an einen Ausgang geführt ist.
3. Meßumformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilspannungen durch einzelne über die Meßlänge verteilte Abgriffe an der Leiterschleife abgreifbar sind und die Mittelung durch einzelne Widerstände erfolgt, welche auf einen gemeinsamen Anschluß geführt sind, der den Bereich umschließt, welcher vom magnetischen Wechselfeld des verschieblichen Elements durchflössen werden kann.
4. Meßumformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilspannungen durch einzelne Abgriffe an der Leiterschleife abgreifbar sind und die Mittelung durch einzelne Kondensatoren erfolgt, welche auf einen gemeinsamen Anschluß geführt sind, der den Bereich umschließt, welcher vom magnetischen Wechselfeld des verschieblichen Elements durchflössen werden kann.
5. Meßumformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittelung durch eine Widerstandsschicht erfolgt, die zwischen dem hinführenden Teil der Leiterschleife und einem sich über die Länge der Leiterschleife erstreckenden parallel verlaufenden Meßanschluß liegt, wobei der Bereich zwischen dem hinführenden Teil der Leiterschleife und dem Meßanschluß, welcher vom magnetischen Wechselfeld des verschieblichen Elements durchflössen werden kann, von einer Widerstandsschicht bedeckt ist.
6. Meßumformer nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Erzeugung des magnetischen Wechselfelds des beweglichen Elements dadurch erfolgt, daß in einer festehenden sich über die Länge des Meßwegs erstreckenden Erregerspule ein Kern hoher Permeabilität beweglich angeordnet ist, welcher den Magnetfluß vorzugsweise in den Bereich der Meßschleife umleitet.
7. Meßumformer nach Anspruch 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet , daß die Erregerwicklung aus einer Windung besteht und die Anpassung an die Impedanz der Versorgung durch einen Transformator mit einem geeigneten Übersetzungsverhältnis erfolgt.
8. Meßumformer nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der verschiebbare Kern hoher Permeabilität mit einer Spule versehen ist, welche mit einem Kondensator verbunden ist, so daß diese einen Schwingkreis bilden, und daß die Erregung mit der Resonanzfrequenz dieses Schwingkreises erfolgt.
9. Meßumformer nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der durch die Spule und den Kondensator gebildete Schwingkreis als frequenzbestimmendes Elements einer Oszillatorschaltung verwendet wird.
10. Meßumformer nach Anspruch 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Erregerstrom des verschiebbaren Elements so geregelt wird, daß die Spannung an der vollständigen Leiterschleife konstant bleibt.
11. Meßumformer nach Anspruch 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß aus dem Verhältnis aus der am Summierausgang anstehenden Spannung zu der an der vollständigen Wicklung anstehenden Spannung ein Meßwert gebildet wird.
12. Meßumformer nach Anspruch 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet , daß die durch das Streufeld außerhalb des veschiebbaren induktiven Meßumformers induzierten Spannungen durch zusätzliche Schaltungsmittel kompensiert werden.
13. Anordnung zur Messung von Winkeln zwischen einem feststehenden Gehäuse und einer Welle, auf der ein induktiver Meßumformer nach Anspruch 1 bis 12 befestigt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der induktive Meßumformer aus einem weichmagnetischen Material besteht und aus einem im Drehpunkt der Welle gelagerten vorzugsweise zylindrichen Mittelteil und zwei nach außen führenden Schenkeln besteht, welche einen Luftspalt bilden, und daß das Mittelteil von einer vorzugsweise zylindrischen Spule umgeben ist, welche mit Wechselstrom durchflössen wird und damit in dem von den Schenkeln gebildeten Luftspalt ein magnetische Feld erzeugt, und daß in dem von den beiden Schenkeln gebildeten Luftspalt eine Leiterplatte liegt, welche wenigstens eine Meßschleife aufweist, in der das magnetische Feld im Luftspalt durch Induktion wenigstens eine winkelabhängige Spannung erzeugt.
14. Anordnung zur Messung von Winkeln zwischen einem feststehenden Gehäuse und einer Welle, auf der ein induktiver Meßumformer nach Anspruch 1 bis 12 befestigt ist , dadurch gekennzeichnet, daß der induk- tive Meßumformer aus einem außerhalb des Drehpunkts angeordneten weichmagnetischen Kern besteht, der zusammen mit dem ihn unterbrechenden Luftspalt einen Magnetkreis bildet, daß eine mit dem Drehpunkt konzentrische Spule so angeordnet ist, daß der durch sie fließende Wechselstrom einen Magnetfluß durch den Luftspalt hervorruft, daß im Luftspalt eine Trägerplatte liegt, welche wenigstens eine Meßschleife aufweist, in der das magnetische Feld im Luftspalt durch Induktion wenigstens eine winkelabhängige Spannung erzeugt, und daß elektrisch gut leitendes Material innerhalb und am Rand der Spule so angeordnet ist, daß die darin fließenden Kurzschlußströme den Magnetfluß außerhalb des induktiven Geberelements weitgehend aufheben.
15. Anordnung zur Messung von Winkeln nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens zwei über den Umfang gleichmäßig verteilte induktive Meßumformer und dazugehörige Meßschleifen vorgesehen sind und die Ausgangsspannungen dieser Meßschleifen in gleicher Weise zur Gewinnung des Meßwerts herangezogen werden.
16. Anordnung zur Messung von Winkeln zwischen einem feststehenden Gehäuse und einer Welle, auf der ein induktiver Meßumformer nach Anspruch 1 bis 12 befestigt ist , dadurch gekennzeichnet, daß der induktive Meßumformer außerhalb des Drehpunkts angeordnet ist, daß der induktive Meßumformer aus einem von einem Luftspalt unterbrochenen weichmagnetischen Kern besteht, daß eine Spule vorgesehen ist, welche mit dem Gehäuse mechanisch verbunden ist und eine Öffnung aufweist, durch die ein Schenkel des Kerns hindurchgeführt ist und es erlaubt, die Welle über den vorgesehenen Winkelbereich zu bewegen ohne daß das Übertragungselement die Spule berührt und welche von Wechselstrom durchflössen wird, und daß eine Trägerplatte im Luftspalt des Meßumformers angeordnet ist, welche wenigstens eine Meßschleife zur Gewinnung der Meßspannung aufweist.
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