EP1005783B1 - Verfahren zur elektronischen strahlformung von akustischen signalen und akustisches sensorgerät - Google Patents

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EP1005783B1
EP1005783B1 EP98922985A EP98922985A EP1005783B1 EP 1005783 B1 EP1005783 B1 EP 1005783B1 EP 98922985 A EP98922985 A EP 98922985A EP 98922985 A EP98922985 A EP 98922985A EP 1005783 B1 EP1005783 B1 EP 1005783B1
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EP
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signal
output
unit
transducers
signals
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EP98922985A
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EP1005783A1 (de
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Joseph Maisano
Werner Hottinger
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Sonova Holding AG
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Phonak AG
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/40—Arrangements for obtaining a desired directivity characteristic
    • H04R25/407—Circuits for combining signals of a plurality of transducers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/50—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
    • H04R25/505—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using digital signal processing

Definitions

  • the present invention is generically directed on a technique for so-called "beam forming" on acoustical signals.
  • the amplitude of the resulting signal A r is proportional to the sine of the signal frequency ⁇ and to the distance p.
  • Such techniques for beam forming are well-known and have been realised using analogue signal processing, as e.g. shown in the US-A-2 237 298, US-A-4 544 927, US-A-4 703 506, US-A-5 506 908 or using digital signal processing, both in time or in frequency domain, as shown in the EP-A-0 381 498 (time domain) or in the US-A-5 581 620 (frequency domain).
  • the disclosed apparatus is bulky (>> 5 cm), so that it may not be implemented for one ear hearing aid.
  • Two equal beam lobes are generated in target and in opposing directions.
  • the US-A-4 653 102 proposes the use of two directional microphones aimed in target direction and of a third microphone aimed in opposite direction.
  • the signal of the third microphone supposedly only containing noise is used to shape the response of the two primary microphones.
  • This technique obviously has the drawback within reverberating rooms, where the desired signal is reflected on walls, floor, ceiling and furniture and is therefore considered as noise by the system.
  • This technique is further unhandy as making use of at least three microphones.
  • the US-5 539 859 proposes a technique wherein reception characteristic is logged in on that direction wherefrom the highest energy impinges on a pair of microphones and considered in the sound environment. Principally, all sound impinging from directions other than from highest energy direction is considered as noise and its reception is cancelled.
  • an analogue to digital conversion and subsequent time to frequency domain conversion is performed on the output signals of two microphones. Exploiting the knowledge of the fixed mutual distance between the two microphones, wherefrom phase difference of the impinging signal spectra is dependent, there is determined the mutual phasing and thus impinging direction of highest energy sound signals, i.e. direction of highest energy sound source within the acoustical surrounding. Signals impinging from that direction are amplified by means of inphase shifting and adding similarly to an auto correlation technique, whereby signals from other impinging angles are cancelled as noise.
  • the preferred apparatus according to the present invention is a hearing aid apparatus, and especially a one ear hearing aid apparatus.
  • Still a further object of the present invention is to provide such method and apparatus which allow high signal to noise ratio realisation without unwanted side-lobes and with easily variable beam form, e.g. for acoustical zooming.
  • the inventive method comprises the steps of repetitively determining from signals dependent from the acoustical signals a respective mutual delay signal according to reception delay at the at least two transducers; subjecting a signal dependent from the output signal of at least one of the at least two transducers to filtering with a filtering transfer characteristic; and of controlling the filtering transfer characteristic in dependency of the mutual delay signal; further exploiting a signal dependent from the output signal of the filtering as electrical reception signal.
  • the inventive acoustical sensor apparatus comprises at least two acoustical/electrical transducers, arranged at a predetermined mutual distance in target direction, a time delay detection unit, which has at least two inputs and an output, the inputs thereof being respectively operationally connected to the outputs of the two transducers, whereby the time delay detection unit generates an output signal in dependency of the time delay of acoustical signals, impinging on the at least two spaced apart transducers, preferably a time domain to frequency domain converter unit generating the output signal of said time delay detection unit in frequency domain; a weighting unit with a predetermined weighting characteristic and with an input and with an output, whereby the input thereof is operationally connected to the output of the time delay detection unit and preferably receiving the signal at said output of said time delay detection unit in frequency domain mode; with a filter unit with a controllable transfer characteristic, which has at least one input, a control input and an output and whereat the input is operationally connected to at least one of the
  • At least two acoustical/electrical transducers 1 and 2 are provided with a predetermined mutual distance p along axis a. Acoustical signals IN are received by the transducers 1 and 2 as they impinge from different spatial directions ⁇ . The acoustical signals IN have frequency spectra which vary in time. Output signals of transducer 1, S 1 (t, ⁇ ) and of transducer 2, S 2 (t, ⁇ ), are formed as electrical signals at the output of the transducers 1 and 2.
  • the time delay dt ⁇ becomes equal for all spectral components at the different ⁇ .
  • the output signals S 1 and S 2 of the transducers 1 and 2 are operationally connected to the respective inputs of a time delay detection unit 10, which generates an output signal A 10 according to the spectral distribution of time delays dt ⁇ , which are, as was explained, a function of the impinging angle ⁇ at which the respective frequency components impinge on the transducers 1 and 2 and thus in fact of ⁇ ⁇ .
  • a possible spectrum of output signal A 10 is also shown in fig. 6. This spectrum varies in time according to the time variation of impinging acoustical signal IN.
  • the output signal A 10 of time delay detection unit 10 is input to a weighting unit 12.
  • a weighting unit 12 As the spectrum of dt ⁇ with respective spectral amplitudes of A 10 is input to the weighting unit 12 with the preselected weighting transfer characteristic W, there results at a certain moment in time, as an output signal A 12 , a spectral signal W( ⁇ ), as also shown as an example in fig. 6.
  • a 12 results from respectively weighting the spectral amplitudes of A 10 according to the characteristic W.
  • the weighting unit 12 determines with its characteristic W the beam shape.
  • the output signal A 12 is applied to a filter unit 14 with a controllable transfer filter characteristic.
  • each spectral line of the time varying spectrum of the output signal S 1 (t, ⁇ ) is amplified or attenuated according to the controlling spectrum W ⁇ A 10 ⁇ .
  • unit 14 is a filter unit for input signal S 1 at which the transfer characteristic is varied, as controlled by A 12 .
  • the weighting unit 12 In dependency of the kind of filter unit 14 the weighting unit 12, generally spoken, calculates adjustment of filter characteristic determining coefficients as a function of A 10 .
  • the beam form can be adjusted and thus acoustical zooming is realised.
  • both transducer output signals may be advantageous to subject both transducer output signals to a controlled filtering at unit 14.
  • fig. 7 there is shown a first preferred form of realisation of the inventive principle according to fig. 6.
  • the output signals S 1 and S 2 are first converted from analogue to digital form in respective analogue/digital converters 16 and 17.
  • the digital output signals of the respective converters 16 and 17 are input to respective complex time domain/frequency domain converters 18 and 19.
  • the output spectra S 1 (t, ⁇ ) and S 2 (t, ⁇ ) of converters 18, 19 are input to the spectral time delay detection unit 10'.
  • Unit 10' computes according to formula (1) the phase difference spectrum ⁇ ⁇ divided by the respective frequency ⁇ to result in an output signal spectrum A 10 ' according to the time delay dt ⁇ as was explained in connection with fig. 6.
  • the output signal of the time delay detection unit 10', A 10 ' is further treated, as was explained in connection with fig. 6, by the weighting filter unit 12 and the controllable filter unit 14. In the following table there is exemplified how the unit 10' operates.
  • the time domain to frequency domain conversion units 18 and 19 perform complex (real and imaginary) operation.
  • a second preferred realisation form of the present invention and especially as concerns realisation of the time delay detection unit 10, shall be explained with the help of fig. 8 and 9.
  • the output signal of one of the transducers is fed to a time delay unit 20, wherein, in a first form of this realisation, signal S; is time delayed by a predetermined frequency independent time delay ⁇ .
  • the output signal of time delay unit 20 thus accords with signal A 1 ' of fig. 1.
  • the time delay signal according to A 1 ' is superimposed to the output signal S 2 (t, ⁇ ) from transducer 2 at a superimposing unit 23 according to unit 3 of fig. 1, thus resulting in an output signal according to A r (t, ⁇ ) of fig. 1.
  • the output signal A r (t, ⁇ ) depends from the impinging acoustical signal direction ⁇ according to the first order cardoid beam of fig. 2, which cardoid function nevertheless varies with frequency ⁇ .
  • the output signal A r of superimposing unit 23 and e.g. the output signal S 2 (t, ⁇ ) from transducer 2 are input to a ratio unit 25, as a comparator unit.
  • fig. 9 the cardoid attenuation characteristic of output signal A r at a specific spectral frequency ⁇ 1 is shown.
  • the output signal A r of superimposing unit 23 is A ro ( ⁇ 1 ) with an amplitude value as indicated in fig. 9.
  • the amplitude of signal S 2 is A 2o ( ⁇ 1 ) as also shown in fig. 9. It must be emphasised that as the amplitude A 2o varies, the amplitude of A ro varies proportionally.
  • the ratio of A ro to A 20 according to fig. 9 is indicative of the impinging angle ⁇ o .
  • the division unit 25 of fig. 8 there is formed for each spectral component amplitude the ratio of A r to A r , wherefrom there results a signal spectrum at the output of division unit 25 with a ratio spectrum.
  • the spectrum of A 10 according to fig. 6 thus becomes the spectrum of an amplitude ratio which nevertheless is indicative of the impinging angle ⁇ , at which each frequency component of the spectrum of the acoustical signal impinges with respect to the axis a of the two transducers (see fig. 6).
  • the dotted line block indicates the delay detection unit 10 according to fig. 6. Further signal processing is performed as was explained by means of fig. 6, i.e. via weighting unit 12 and controllable filter unit 14.
  • the output ratio signal of unit 25 is a measure for the time delay dt ⁇ and is input to the weighting unit 12.
  • the cardoid function as shown in the figures 2, 9 and 11 is only valid for one specific frequency considered.
  • the outputs of the transducers 1 and 2 are converted into digital form by respective analogue to digital converters 16, 17 and the resulting digital signal of transducer 1 is time delayed by a time delay ⁇ ', which is larger than p/c.
  • the output signal S 2 of transducer 2 is further converted into frequency domain by a linear (not complex) time to frequency domain conversion unit 18', whereas the output signal A r of superimposing unit 23 is converted to frequency domain at a linear time to frequency domain conversion unit 19'.
  • the frequency dependent polar diagram according to fig. 13 is taken into account by a normaliser unit 30 which is in fact a filter.
  • the transfer characteristic of the filter is selected proportional to 1/ ⁇ . This results in a frequency dependency of the pole diagram as is shown in fig. 15 for the same distance and frequency values as shown in fig. 13.
  • a further, even improved normalisation function or filter characteristic at unit 30 of fig. 14 is achieved when the filter characteristic is selected as a function 1/sin ( ⁇ ). The result is shown in fig. 16. The characteristics match well from 0.5 to 4 kHz.
  • a further advantage of this normalisation technique is improved sensitivity in backwards direction. This improved sensitivity may be exploited for adaptive beam forming, that is for selectively eliminating noise sources from the rear side.
  • Fig. 24 shows in block diagram form, that the signal A 10 (dt ⁇ ) may also be generated as the output signal of a comparator unit 60 to which on one hand the output signal of an omnidirectional transducer 61, having equal amplification of its acoustical/electrical reception characteristic substantially irrespective of the impinging angle ⁇ and the output signal of a directional transducer 62 with selected, beam shaped reception characteristic are led to.
  • time delaying ⁇ may also be performed by one of the transducers itself.
  • the output signals of the transducers 1 and 2 are first converted by respective analogue to digital converters 16 and 17 and then by respective time domain to frequency domain converters 18, 19 finally into frequency domain.
  • One signal, as an example S 2 of the converted output signals of the transducers, which, after time to frequency domain conversion may be represented as a spectrum of S 2 ⁇ pointers, is converted to its conjugate complex pointers at a conversion unit 50.
  • the conjugate complex pointers S* 2 ⁇ are generated.
  • This spectrum S 2 * and the pointer spectrum S 1 are multiplied to form the scalar product spectrum S 3 in a multiplication unit 52.
  • the pointers S 3 ⁇ of spectrum S 3 have a phase angle with respect to the real axis, which is ⁇ ⁇ .
  • a conversion unit 53 forms the imaginary part of the pointers S 3 ⁇ and a further unit 54 forms the amplitudes
  • All the units 50, 52, 53, 54, 55 and 56 are preferably realised in one calculator unit.
  • each dt ⁇ spectral line amplitude of signal A 10 (see fig. 6) is attenuated to zero, if such amplitude is below or above predetermined values dt min. ⁇ , dt mas, ⁇ and is set to be "one" if such spectral component amplitude is between these two values.
  • Such selection of weighting function W results in an output signal spectrum A 12 , as shown in the figures 18a and 18b.
  • Fig. 19 shows a spectrum example of signal S 1 .
  • All spectral lines of S 1 (Fig. b) are amplified by the value 1 according to A 12 or are nullified according to zero values of A 12 .
  • the weighting function I of fig. 17 is applied to the technique according to fig. 7 there results a beam form as shown in fig. 21 in strong lines.
  • If an amplitude filter characteristic is applied as shown by II in fig. 17, there results the characteristic as shown in fig. 21 in dashed line.
  • Fig. 22 shows the resulting beam if in analogy to fig. 17 and with an eye on figures 8 and 9 all ratio values which exceed (A r /A 2 )max are discarded. This is realised by the amplitude filter characteristic as also indicated in Fig. 22.

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Claims (31)

  1. Verfahren zum elektronischen Ausbilden einer vorgegebenen Verstärkungscharakteristik in Abhängigkeit von der Richtung (), aus der akustische Signale (IN) empfangen werden, bei wenigstens zwei beabstandeten akustisch-elektrischen Meßwandlern (1, 2), das wenigstens in einem vorgegebenen Frequenzband die folgenden Schritte umfaßt:
    wiederholtes Bestimmen eines jeweiligen Relativverzögerungssignals (dtω) aus von den akustischen Signalen abhängenden Signalen (S1, S2) in Übereinstimmung mit einer Empfangsverzögerung bei den wenigstens zwei Meßwandlern;
    Beaufschlagen eines Signals, das von dem Ausgangssignal (S1) wenigstens eines (1) der wenigstens zwei Meßwandler (1, 2) abhängt, mit einer Filterung, die eine Filterungsübertragungscharakteristik (14) besitzt;
    Steuern der Filterungsübertragungscharakteristik (14) in Abhängigkeit von dem Relativverzögerungssignal (A12);
    Nutzen eines Signals, das von dem Ausgangssignal der Filterung (14) abhängt, als elektrisches Empfangssignal (Sr).
  2. Verfahren nach Anspruch 1, das ferner den Schritt des Bestimmens des Relativverzögerungssignals (dtω) als ein Spektralsignal umfaßt
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, das ferner den Schritt des Ausführens der wiederholten Bestimmung aus den in den Frequenzbereich umgesetzten Signalen (S1, S2) umfaßt.
  4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, das den Schritt des Beaufschlagens mit der Filterung des Signals, das von dem in den Frequenzbereich umgesetzten Ausgangssignal (S1) abhängt, umfaßt,
  5. Verfahren nach Anspruch 4, das ferner den Schritt des erneuten Umsetzens des genutzten Signals in den Zeitbereich umfaßt.
  6. Verfahren nach einem der Anspruche 1 bis 5, das ferner den Schritt des Ausführens des Bestimmens durch Überwachen der Phasendifferenz der spektralen Komponenten der Signale und des Dividierens der überwachten Phasendifferenz durch die Frequenz der jeweiligen Spektralkomponenten umfaßt.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Bestimmung ausgeführt wird durch
    Versehen eines der wenigstens zwei Meßwandler mit wenigstens einer angenähert richtungsunabhängigen akustisch-elektrischen Empfangscharakteristik;
    Versehen eines der wenigstens zwei Meßwandler mit einer gerichteten, strahlförmigen akustisch-elektrischen Empfangscharakteristik;
    Vergleichen von Signalen, die von den Ausgangssignalen der wenigstens zwei Meßwandler abhängen, und Verwenden des aus dem Vergleich sich ergebenden Signals als das Relativverzögerungssignal.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, das ferner den Schritt des Ausführens der Bestimmung durch
    Überlagern von Signalen, die von den Ausgangssignalen der wenigstens zwei Meßwandler abhängen, und
    Vergleichen des aus der Überlagerung sich ergebenden Signals und wenigstens eines der abhängigen Signale
    umfaßt.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, das ferner den Schritt des Verzögerns eines der abhängigen Signale um einen vorgegebenen oder frequenzabhängigen Zeitbetrag vor der Überlagerung umfaßt.
  10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, das ferner den Schritt des Ausführens der Bestimmung durch
    Umsetzen von Signalen, die von den Ausgangssignalen der wenigstens zwei Meßwandler abhängen, in den Frequenzbereich;
    Bilden der konjugiert-komplexen Zeiger eines der umgesetzten Signale;
    Multiplizieren der Zeiger des anderen der umgesetzten Signale mit den konjugiert-komplexen Zeigern, um Multiplikationsergebniszeiger zu erhalten.
    Bilden der Amplituden der Multiplikationsergebniszeiger;
    Bilden der imaginären Zeigerkomponenten der Multiplikationsergebniszeiger;
    Bilden des Verhältnisses der imaginären Zeigerkomponenten zu den mit der jeweiligen Frequenz multiplizierten Amplituden.
    umfaßt,
       wobei das aus der Verhältnisbildung sich ergebende Signal das jeweilige Steuerungsverzögerungssignal in der Spektraldarstellung ist.
  11. Verfahren nach Anspruch 9, das ferner den Schritt des Ausführens der Verzögerung mit einer Zeitverzögerung, die verschieden von dem und vorzugsweise größer als der Quotient aus der Relativstrecke (p) der wenigstens zwei Meßwandler (1, 2) und aus der Schallgeschwindigkeit (c) ist.
  12. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9 oder 11, das ferner den Schritt des Normierens wenigstens eines der Vergleichsergebnissignale des Überlagerungsergebnissignals mit wenigstens einem der abhängigen Signale mit einer frequenzabhängigen Normierungsfunktion (30) umfaßt.
  13. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, 11 oder 12, das ferner den Schritt des Ausführens des Vergleichs durch spektrales Bilden des Amplitudenverhältnisses des Überlagerungsergebnissignals zu wenigstens einem der abhängigen Signale umfaßt.
  14. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13, das ferner den Schritt des Steuerns der Übertragungscharakteristik durch Beaufschlagen des Verzögerungsspektralsignals mit einer Gewichtung und des Steuerns der Übertragungscharakteristik mit dem Ergebnis der Gewichtung umfaßt.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, das ferner den Schritt des Einstellens der vorgegebenen Verstärkungscharakteristik durch Einstellen einer Gewichtungscharakteristik für die Gewichtung umfaßt.
  16. Schallsensor-Vorrichtung, mit
    wenigstens zwei akustisch-elektrischen Meßwandlern (1, 2) in einem vorgegebenen Relativabstand (p);
    einer Zeitverzögerung-Erfassungseinheit (10), die wenigstens zwei Eingänge und einen Ausgang besitzt, wobei ihre Eingänge jeweils mit den Ausgängen der wenigstens zwei Meßwandler (1, 2) funktional verbunden sind,
    wobei die Zeitverzögerung-Erfassungseinheit (10) in Abhängigkeit von der Zeitverzögerung der akustischen Signale (IN), die auf wenigstens zwei Meßwandler (1, 2) auftreffen, ein Ausgangssignal (A10) erzeugt;
    einer Gewichtungseinheit (12) mit einer vorgegebenen Gewichtungscharakteristik und mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei ihr Eingang mit dem Ausgang der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit (10) funktional verbunden ist;
    einer Filtereinheit (14) mit einer steuerbaren Übertragungscharakteristik und mit wenigstens einem Eingang, einem Charakteristiksteuereingang und einem Ausgang, wobei ihr Eingang mit dem Ausgang wenigstens eines der wenigstens zwei Meßwandler funktional verbunden ist, ihr Steuereingang mit dem Ausgang der Gewichtungseinheit (12) funktional verbunden ist und die Filtereinheit (14) ein Ausgangssignal (Sr) erzeugt in Abhängigkeit von ihrem Eingangssignal und der Charakteristik, die durch das an den Steuereingang angelegte Signal (A12) gesteuert wird, das vom Ausgangssignal der Verzögerungserfassungseinheit abhängt und durch die Gewichtungscharakteristik der Gewichtungseinheit umgesetzt wird.
  17. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei der Steuereingang der Filtereinheit (14) das Ausgangssignal der Verzögerungserfassungseinheit im Frequenzbereichsbetrieb empfängt.
  18. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 oder 17, die ferner Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzer umfaßt, die zwischen die wenigstens zwei Meßwandler und die Zeitverzögerungs-Erfassungseinheit (10) geschaltet sind, wobei die Erfassungseinheit eine Spektralzeitverzögerung-Erfassungseinheit ist.
  19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, bei der einer der wenigstens zwei Meßwandler ein Meßwandler mit einer angenähert richtungsunabhängigen akustisch-elektrischen Empfangscharakteristik ist und die Zeitverzögerung-Erfassungseinheit eine Komparatoreinheit umfaßt, deren Eingänge mit den Ausgängen der wenigstens zwei Meßwandler funktional verbunden sind, wobei der Ausgang der Komparatoreinheit mit dem Eingang der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit funktional verbunden ist.
  20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, wobei die Zeitverzögerungs-Erfassungseinheit eine Überlagerungseinheit umfaßt, deren Eingänge mit den Ausgängen der wenigstens zwei Meßwandler funktional verbunden sind und deren Ausgang mit dem Ausgang der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit funktional verbunden ist.
  21. Vorrichtung nach Anspruch 20, bei der die Zeitverzögerung-Erfassungseinheit eine Zeitverzögerungseinheit (20) umfaßt, wovon ein Eingang mit dem Ausgang eines der Meßwandler (1) funktional verbunden ist und wovon ein Ausgang mit einem Eingang der Überlagerungseinheit (23) funktional verbunden ist, wobei der zweite Eingang der Überlagerungseinheit mit dem Ausgang des zweiten der wenigstens zwei Meßwandler (2) funktional verbunden ist.
  22. Vorrichtung nach Anspruch 21, bei der der Ausgang der Überlagerungseinheit mit einem Eingang einer Komparatoreinheit (25) funktional verbunden ist, deren zweiter Eingang mit dem Ausgang des zweiten Meßwandlers (2) funktional verbunden ist;
       wobei der Ausgang der Komparatoreinheit der Ausgang der Spektralverzögerung-Erfassungseinheit ist.
  23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 oder 22, bei der die Zeitverzögerungseinheit (20) eine Signalverzögerung um einen Betrag ausführt, der verschieden von dem durch die Schallgeschwindigkeit (c) dividierten Relativabstand (p) der Meßwandler (1, 2) und vorzugsweise größer als dieser ist.
  24. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 23, bei der die Zeitverzögerungs-Erfassungseinheit eine Normierungsfiltereinheit (30) mit einer vorgegebenen Übertragungscharakteristik umfaßt, die an ihrem Eingang und/oder ihrem Ausgang vorgesehen ist.
  25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 24, bei der die Komparatoreinheit eine Einheit zum Bilden des Verhältnisses der Amplituden der jeweiligen Frequenzkomponenten, die an ihre Eingänge angelegt werden, ist.
  26. Vorrichtung nach Anspruch 16, bei der die Zeitverzögerung-Erfassungseinheit (10) eine Spektralzeitverzögerung-Erfassungseinheit ist und eine Spektralphasendifferenz-Messung (Δϕω) sowie eine Division der Spektralphasendifferenz durch die jeweilige Frequenz (ω) ausführt.
  27. Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der die Zeitverzögerung-Erfassungseinheit eine Recheneinheit mit zwei Eingängen, die mit den Ausgängen der wenigstens zwei Meßwandler funktional verbunden ist, umfaßt und
    die konjugiert-komplexen Zeiger eines Signals an einem ihrer Eingänge bildet;
    die konjugiert-komplexen Zeiger mit entsprechenden Zeigern des an ihren zweiten Eingang angelegten Signals multipliziert;
    den Imaginärteil der Multiplikationsergebniszeiger durch die Amplitude der Multiplikationsergebniszeiger dividiert;
    ferner die Divisionsergebniszeiger durch ihre jeweilige Frequenz dividiert und die Ergebniszeiger der weiteren Division an ihrem Ausgang als Ausgangssignal ausgibt.
  28. Vorrichtung nach Anspruch 16, die ferner eine Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzungseinheit (18') umfaßt, die zwischen den Ausgang des zweiten Meßwandlers und die Filtereinheit (14) geschaltet ist.
  29. Vorrichtung nach Anspruch 16, die ferner eine Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzungseinheit (19') umfaßt, die zwischen den Ausgang der Überlagerungseinheit (23) und den Steuereingang der Frequenzfiltereinheit (14) geschaltet ist.
  30. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 29, die eine Hörhilfevorrichtung ist, wobei der Relativabstand der wenigstens zwei Meßwandler höchstens 4 cm und vorzugsweise 0,5 cm bis 1,5 cm beträgt.
  31. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 30, wobei die Gewichtungseinheit einen Steuereingang umfaßt, um die Gewichtungscharakteristik der Gewichtungseinheit einzustellen.
EP98922985A 1997-08-20 1998-06-08 Verfahren zur elektronischen strahlformung von akustischen signalen und akustisches sensorgerät Expired - Lifetime EP1005783B1 (de)

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