CN1267445A - 声信号的电子波束形成方法和声传感装置 - Google Patents

Abstract

与至少两个分隔的声/电传感器(1,2)接收声信号的方向(θ)相关的预定放大特性通过反复根据传感器的输出确定与传感器的接收延迟相应的相对延迟信号(A₁₀)、对输出信号之一(S₁)进行滤波特性按照相对延迟信号(A₁₂)控制的滤波形成。滤波(14)的输出信号用作电接收信号。

Description

声信号的电子波束形成方法和声传感装置

本发明涉及所谓声信号“波束形成”技术。

采用有向声/电变换传感器，特别是这样的拾音器是声系统内改善信噪比的最有效的方法之一。众所周知，按照所知的“延迟相加”技术，通过利用一个由一些拾音器元构成的阵列和将这些元的输出信号延迟后再相加，就可以实现有向拾音器。

采用两个全向拾音器元时，这个已知的原理就呈现图1所示状况。两个全向拾音器1和2配置成相距距离为p。将其中一个拾音器的输出信号A1在时间上延迟τ，经延迟的信号A₁′送至叠加单元3与未经延迟的拾音器2的输出信号A₂叠加。在叠加单元3的输出端得到的输出信号A_r的增益与入射角θ的关系对于所关注的频率为ω的情况如图2所示。习惯上将延迟时间τ选择为距离p与声速c之商。这样配置的结果就得到如图2所示的一阶心形线特性。可以证明，合成信号A_r的振幅正比于信号频率ω的正弦和距离p。目标方向(180°)的最大增益出现在频率f_r＝c/(4p)。对于距离p为12mm的情况，f_r为7kHz左右。

通过错开配置多个图1所示的双元结构，将各个双元结构的输出信号A_r叠加在一起，就可得到高阶心形线特性。

在图3中，示出了一种实现图4所示的二阶心形线特性的已知结构。这种结构可以获得较窄的波束。有向拾音器结构的阶越高，在f_r的方向性指数和增益越大，但是对于低、高频率的滚降也就越大，而不希望有的副瓣越多。有关方向性指数的定义可参见Garry W.Elko的“免提电信的拾音器阵列系统”(“Microphone array systems for hands-freetelecommunications”Speech communication 20(1996)，pp 229-240)。

在图5中，示出了一阶和二阶心形线特性投射角θ＝180°的情况下的增益频率特性。可见，高、低频率的滚降是很明显的。

这种波束形成技术是众所周知的，可以利用模拟信号处理来实现(如US-A-2 237 298、US-A-4 544 927、US-A-4 703 506、US-A-5 506 908)，也可以用在时域(如EP-A-0 381 498)或频域(如US-A-5 581 620)内的数字信号处理来实现。

用上述任何原理实现波束形成都有以下这些缺点：

a)合成信号在低频受到阻尼，因而信噪比低；

b)方向性指数对各个拾音器元的匹配情况非常敏感，特别是在低频端；

c)拾音器元之间的距离p对于音频范围应比较大(如＞12mm)；

d)目标方向上的高增益频带较窄，这可以从图5清楚地看出；

e)方向性主要取决于拾音器元的多少，因此也就取决于整个结构的复杂程度；以及

f)如果增多拾音器元来提高方向性，那么不希望有的副瓣也随之增多。

业已提出了一些技术来克服其中的某些缺点。

例如，在WO 95/20305(E.Lindemann)中提出了用于双耳助听器的自适应降噪系统。它检测接收到的信号的功率，将有用信号与有害信号分离开来。

所提出的是一种“垂射”拾音器元阵列，也就是说目标方向垂直于拾音器元连续方向，这与例如图1所示和本发明的结构相反，它们是沿连线方向“边射”的。

所揭示的装置比较笨大(＞＞5cm)，因此它不能用于单耳助听器。

所产生的是在目标及其相反方向上的两个相等的波瓣。

在这样一个助听器中，左、右耳系统之间必需有一根连接线，这使这种装置用于助听很不方便。此外，正如该作者在“用于助听器降噪的二拾音器非线性频域波束形成器(“Two microphone non-linearfrequency domain beam former for hearing aid noise reduction”1995，IEEE ASSP Workshop on Applications of Signal Processing to Audioand Acoustics，October 15-18，Mokonk，New Paltz，New York)所提出的那样，这种波束形成只是在最多高达2kHz左右是有效的，因此会导致有用信号的失真。

US-A-4 653 102提出采用两个有向拾音器瞄着目标方向而第三个拾音器瞄着相反方向。第三个拾音器的信号假设为仅含有噪声，用来对两个主拾音器的响应整形。显然，这种技术具有不适合在回响大的房间内使用的缺点，因为从墙壁、地面、天花板和家具反射的有用信号却被系统看作噪声。这种技术由于要用至少三个拾音器，还是不够方便。

再来看US-A 5 400 409和5 539 859。

作为已知的波束形成技术的一个例子，US-A 5 539 859提出了一种技术，接收特性根据最大能量投射到一对拾音器上的方向登录后在这个声环境下加以考虑。原则上，将所有不是最大能量方向投射的声信号都看作噪声加以抵消。

其中，对两个拾音器的输出信号先进行模数变换，再进行时域到频域变换。利用对于两个拾音器相隔的距离是固定的从而投射信号的频谱的相位差是相关的知识，确定相对相移，从而确定最大能量的声信号的投射方向，也就是在这个声环境内最大能量的声源的方向。从这个方向投射的信号通过类似于自动相关技术的移成同相后相加得到放大，而从其他方向投射的信号作为噪声加以抵消。

采用这种技术，声环境中的能量分布阻碍了接收的选择性，不能自由地选择或预先选择最大接收特性例如在希望选择接收的方向，而无论这声音的相对能量是大是小。然而，对于助听技术来说，这种选择性与声环境内能量分布无关显然是十分重要的。

本发明的一个目的是提供一种用电子技术形成与至少两个分隔的声/电传感器接收声信号的方向有关的预定放大特性的方法以及相应的声传感装置。采用这种方法只需要使用少量的拾音器或拾音器元，从而能实现小而紧凑的有向传感器或拾音器。因此，特别适合采用本发明的装置是助听装置，特别是单耳助听装置。

本发明的另一个目的是使这种方法和装置在音频频带内，也就是从0.1至10kHz的频率范围内，具有良好的频率响应。

本发明的又一个目的是使这种方法和装置可以获得高信噪比而没有不希望的副瓣，而且很容易改变波束形状，例如实现声变焦。

本发明是用独创性的方法来实现上以及其他一些目的的。这种方法包括这样一些步骤：反复根据与声信号相关的信号确定与至少两个传感器的接收延迟相应的相对延迟信号；用一个滤波传递特性对一个与所述至少两个传感器中的至少一个传感器的输出信号相关的信号进行滤波，按照相对延迟信号控制滤波传递特性；以及采用与滤波输出信号相关的信号作为电接收信号。

为了达到上述目的，本发明的声传感装置包括：至少两个配置在目标方向相隔预定距离的声/电传感器；一个具有至少两个输入端和一个输出端的时间延迟检测单元，它的输入端分别与至少两个传感器的输出端连接，这个时间延迟检测单元产生一个与投射到这至少两个分隔的传感器上的声信号的时间延迟相关的输出信号，最好有一个时域到频域变换单元产生所述时间延迟检测单元在频域的输出信号；一个具有预定加权特性和具有一个输入端和一个输出端的加权单元，它的输入端与时间延迟检测单元的输出端连接，最好是接收所述时间延迟检测单元的所述输出端上的处于频域模式的信号；以及一个具有可控传递特性和具有至少一个输入端、一个控制输入端和一个输出端的滤波单元，它的输入端分别与至少两个传感器的输出端中的至少一个输出端连接，最好是各通过一个时域到频域变换器连接，控制输入端与加权单元的输出端连接，所述滤波单元产生一个与它的输入端信号和它的传递特性相关的输出信号，这个传递特性受加到滤波单元的控制输入端上的信号控制，这个信号最好是一个谱信号，因而加权最好是谱加权，结果信号取决于时间延迟检测单元的输出信号和加权单元的加权特性。

本发明的其他目的、优点和具体实施例将结合附图举例说明。在这些附图中：

图1为按现有技术的“延迟相加”原理构成的二元有向拾音器配置的功能方框图；

图2为与图1相应的现有技术配置的一阶心形放大特性；

图3为与图1现有技术配置不同的一种遵循“延迟相加”技术但实现二阶特性的配置；

图4为采用与图3相应的现有技术配置实现的二阶放大特性；

图5示出了与图1和3相应的配置的放大特性在声信号最大放大投射角处与的依从关系；

图6示出了按本发明方法工作的本发明的装置的简化功能方框图，还示出了信号处理情况；

图7示出了与图6所示相应的按本发明方法工作的本发明的装置的第一优选实现形式；

图8示出了与图6所示相应的按本发明方法工作的本发明的装置中时间延迟检测单元的又一种优选实现形式；

图9示出了图8所示实施例实现的信号的极座标图，用来说明如图8所示实施例中配置的比较单元的工作情况；

图10示出了与图8相应的实施例实现的比较结果与声信号投射角的依从关系；

图11示出了与图8相应的实施例实现叠加结果信号与声信号投射角相关的优选形式；

图12以与图10相应的方式示出了得出图11相关性的优选实施例实现的比较结果的情况；

图13以极座标图示了与图8相应的实施例实现的叠加结果信号与声信号投射角和频率的依从关系；

图14示出了图8所示实施例的优选实现形式，其中采取了抗图13所示的频率依从的措施；

图15以与图13相应的表示方式示出了图14实施例用第一优选归一化频率函数实现的带有归一化的叠加结果信号的频率依从情况；

图16以与图15相应方式示出了图14的实施例用第二优选归一化频率函数实现的情况；

图17示出了图6或7所示实施例的振幅滤波特性的第一(实线)和第二(虚线)优选实现形式；

图18a示出了振幅滤波器的振幅与图17的振幅传递特性(实线)对图6或7的实施例中的延迟检测单元的输出信号的影响；

图18b示出了如由图6或7的实施例可实现的通过具有与图17相应的传递特性(实线)的振幅滤波器的时间延迟检测单元的输出信号；

图19示出了与图6相应的本发明提供的变换成电信号送至可控频率滤波器的声信号谱；

图20示出了在与图6相应的本发明实施例中用与图17相应的传递特性(实线)的振幅滤波特性和图19所例示的接收信号得出的电接收结果信号；

图21示出了由图17的振幅滤波特性(实线和虚线)实现的放大与声信号投射角的依从关系；

图22示出了如由图6、8或14的本发明的实施例采用图中所示振幅滤波特性实现的放大量与投射角的特性；

图23以简化的信号/功能方框图示出了本发明的另一个优选实施例；

图24以信号流功能方框示出了实现如图6中所示时间延迟检测单元的另一种模式；以及

图25以信号流功能方框示出了实现如图8或图14所示技术的时间延迟检测单元的又一种模式。

在图6中，以功能方框图和信号处理原理图的形式示出了本发明的方法和装置的原理。

至少两个声/电变换传感器1和2，具体来说是拾音器或拾音器元，沿轴a配置成相隔预定距离p。从不同的空间角θ投射的声信号IN由传感器1和2接收。声信号IN具有随时间改变的频谱。传感器1和2的输出端上分别形成作为电信号的输出信号s₁(t，ω)和s₂(t，ω)。由于这两个传感器1和2相隔距离p(最好小于5cm，对于本发明的单耳助听装置最好在0.5至1.5cm之间)，因此如图6的功能方框图下的两个相应指针图所示，投射到传感器1和2上的声信号IN具有相对时间延迟Δt，这可以按

      Δ_ω＝ω·dt_ω                  (1)其中 $d{t}_{\mathrm{\ω}}=\frac{p}{c}\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ω}}----\left(2\right)$ 表示成在各个谱频率ω处的相位差Δ_ω。

如果声信号IN的源是一个点源，那么对于处于不同ω的所有谱分量来说时间延迟dt_ω是相等的。传感器1和2的输出信号s₁和s₂送至时间延迟检测单元10的相应输入端，由它根据时间延迟的谱分布产生一个输出信号A₁₀。正如前面所述，A₁₀是投射到传感器1和2上的相应频率分量的投射角θ的函数，因此实际上就是θ_ω的函数。只是作为例子，图6中还示出了输出信号A₁₀的一个可能的谱。这个谱按照投射率信号IN的时间变化而随时间改变。时间延迟检测单元10的输出信号A₁₀送至加权单元12。随着具有A₁₀的各个谱振幅的dt_ω的谱输入具有预先选定的加权传递特性W的加权单元12，及时在某个瞬间得到一个谱信号W(ω)作为输出信号A₁₂，如图6中所例示。A₁₂是按照特性W对A₁₀的谱振幅分别加权得出的。由于A₁₀按照dt_ω指示声信号IN的每个频率分量是从哪个方向θ_ω投射的，因此它用函数W加权也就是预先确定哪些投射方向θ_ω应加以放大或衰减。所以，加权单元12用它的特性W确定了波束的形状。

输出信号A₁₂送至一个传递特性可控的滤波单元14。在那里，这个输出信号的随时间改变的频谱s₁(t，ω)的每根谱线按照控制谱W_ω·A_10ω加以放大和衰减。因此，单元14是一个传递特性受A₁₂控制而改变的对输入信号S₁的滤波单元。一般说来，加权单元12按照滤波单元14的类型算作为A₁₀函数的确定滤波特性的各系数的调整量。

因此，沿着方框10和12这一路，用加权传递函数W预先确定应“瞄准”哪些空间方向θ。在滤波单元14，这个波束整形信息作用到声信号IN的电模拟S₁上，从而得到表示经整形的接收信号的输出信号S_r(t，ω)。

通过将一个控制信号C_w加权控制输入端C₁₂来调整加权传递函数W，就可以调整波束的形状，从而实现声变焦(acoustical zooming)。

如虚线所示，可以使两个传感器的输出信号都在单元14受到受控滤波，这样更为有益。

在图7中，示出了实现图6所示本发明原理的第一优选形式。其中，输出信号S₁和S₂首先分别由模数变换器16和17从模拟形式变换成数字形式。变换器16和17的数字输出信号分别送至相应的复数时域/频域变换器18和19。

变换器18和19的输出频谱S₁(t，ω)和S₂(t，ω)送至频谱时间延迟检测单元10′。单元10′按式(1)计算相位差谱Δ_ω除以各自的频率ω，得到与时间延迟dt_ω相应的输出信号频谱A₁₀′，如结合图6所作的说明。时间延迟检测单元10′的输出信号A₁₀′再像结合图6所述那样由加权滤波单元12和可控滤波单元14进一步处理。在下面的表中例示了单元10′的工作情况。根据信号S₁和S₂的相位谱_1n和_2n计算出所关注的频带内每根谱线的时间延迟dt_ω。

	ω1	ω2	ω3			ωn
							S1(ω)	A11	A12	A13			A1n
11	12	13			1n
						S2(ω)		A21	A22	A23			A2n
21	22	23			2n

dtωn

11-21/ω1

12-22/ω2

13-23/ω3

1n-2n/ωn

为了提取两个信号S₁和S₂的相位信息，时间域到频率域变换单元18和19执行的是复(实部和虚部)操作。

下面将结合图8和9说明本发明的第二优选实现形式，特别是有关时间延迟检测单元10的实现情况。

其中一个传感器，例如图中所示的传感器1，的输出信号S₁(t，ω)送至时间延迟单元20。在这种实现的第一种形式中，信号S₁在时间上被延迟了一段与频率无关的预定时间τ。信号S₁因此相应于图1中的信号A₁，而时间延迟单元20的输出信号相应于图1中的信号A₁′。

与A₁′相应的时间延迟信号在与图1中的单元3相应的叠加单元23与传感器2的输出信号S₂(t，ω)叠加，因此得到与图11中的A_r(t，ω)相应的输出信号。如所周知和结合图1所述，输出信号A_r(t，ω)取决于声信号投射方向θ，相应形成图2所示的一阶心形线波束，虽然心形函数仍是随频率ω而改变的。叠加单元23的输出信号A_r和例如传感器2的输出信号输入作为一个比较单元的比例单元25。

为了理解比例单元25的作用，来看一个图9。在图9中示出了在一个特定的谱频率ω₁的输出信号A_r的心形衰减特性。考虑某个具体投射角θ₀，叠加单元23的输出信号A_r为A_r0(ω₁)，振幅值如图9中所示。类似，在所考虑的这个频率ω₁和这个投射角θ₀，信号S₂的振幅如图9中所示为A₂₀(ω₁)。必需强调的是，当振幅A₂₀改变时，A_r0的振幅随着按正比地改变。因此，与图9相应的A_r0与A₂₀之比指示了投射角θ₀。在图8的除法单元25中为每个谱分量振幅形成A_r与A₂之比，由此在除法单元25的输出端得到具有比例谱的信号谱。与图6相应的A₁₀的谱就成为振幅比的谱，它仍然指示声信号谱的每个频率分量相对两个传感器的轴a(见图6)的投射角θ。在图8中，虚线方框表示相应于图6中的延迟检测单元10。进一步的信号处理如结合图6所示那样执行，也就是说由加权单元12和可控滤波单元14完成。

在这个实施例中，在比较单元12的输出端侧能执行时域到频域的变换。

因此，单元25的输出比例信号是对时间延迟dt_ω的一种度量，送至加权单元12。

在图10中示出了A_r与A₂之比在特定频率ω₁与θ的函数关系。

所示的振幅比是在图8的单元20中的τ选择为

τ＝p/c情况下得出的，上式中p为传感器1与2的距离，而c为声速。

在τ选为p/c时，从图2的心形波束函数可见，θ处于0°附近的信号衰减或阻尼是相当大的。

因此，在投射角θ处于这个区域时，与图8中的S₂相应的A₂中的任何类型的噪声都会歪曲单元25形成的比较结果。这个问题可以通过将延迟τ选择成不同于最好是大于p/c来解决。

在图11中，示出了对于τ＝1.2p/c时所得出的心形曲线，而图12与图10类似地示出了A_r的振幅与A₂的振幅之比的大体趋势。

此外，必需注意的是，如图2，9和11所示的心形函数只是对于所考虑的一个特定频率才真正是这样的。实际上，如果考虑其他频率，那么心形函数就有改变，如图13所示。在图13中示出了在p＝12mm，延迟τ为42ms，而频率分别为0.5、1、2、4和7.2kHz的情况下图8中的叠加单元23的输出信号。由图可见，心形放大函数明显地与频率有关。虽然这种依从关系在一阶近似中可以忽略，但在一个实现原则上如图8所示的本发明的方法的优选形式中考虑了这种依从关系。这样，图8技术的一个优选实现形式就如图14所示。这里，使用了如在图7和8中所用的同样的标号。传感器1和2的输出分别由模数变换器16和17变换成数字形式，而所得到的传感器1的数字信号被延迟了一段大于p/c的时间τ′。传感器2的输出信号S₂再由线性(不是复数)时域到频域变换单元18′变换到频域，而叠加单元23的输出信号A_r由线性时域到频域变换单元19′变换到频域。与图13相应的频率依从曲线由实际上是一个滤波器的归一化单元30考虑。在一个第一实施例中，这个滤波器的传递特性选择成与ω成反比。对于与图13相同的距离和频率值，这将得出如图15所示的频率依从心形曲线图。

可以看出，对于小角度θ和频率最高到4kHz左右达到了良好的匹配。在4kHz处，当θ＝180°时偏差为10％左右。

如果滤波器特性选择为函数1/sin(ω)，那么图14的单元30的归一化功能或滤波特性可以得到进一步的改善。如果如图16所示。从0.5至4kHz这些特性匹配得相当好。这种归一化技术的另一个优点是改善了后方向的灵敏度。经改善的后向灵敏度可用于自适应波束形成，有选择地消除来自后方的噪声源。

对于熟悉本技术领域的人员来说，这种归一化也可以在信号通路1至23和/或2至23内执行是显然的。

在图14所示的实施例中，十分有利的是只需要使用一维的TFC 18′和19′，而不是像图7所示的实施例中那样的复数TFC。

图24以方框图形式示出了信号A₁₀(dt_ω)也可以作为比较单元60的输出信号产生的情况。比较单元60上加有一个声/电接收特性基本上与投射角θ无关的等放大全向传感器61的输出信号和一个接收特性选择成波束形状的有向传感器62的输出信号。

时间延迟τ也可以按图25所示由其中一个传感器本身执行。

此外，在图25和图8的实施例中，τ也可以选择为零。

下面将结合图23说明具体实现图6中的时间延迟检测单元10的另一个优选实施例。传感器1和2的输出信号首先分别由模数变换器16和17变换，再分别由时域到频域变换器18和19变换到频域。经变换的传感器的输出信号之一，例如是S₂，在时域到频域变换后可以表示成S_2ω指针的谱，在变换单元50变换成它的共轭复数指针。在单元50的输出端上产生共轭复数指针S_2ω ^*。这个谱S₂ ^*和指针谱S₂在乘法单元52内相乘后形成标量积谱S₃。可以证明，谱S₃的指针S_3ω的相对实轴的相位角为Δ_ω。

因此，S₃的指针S_3ω的虚部为

        I_m(S_3ω)＝|S_3ω|sin(Δ_ω)                       (3)其中

        Δ_ω＝ω·(p/c)·cos(θ_ω)                      (4)

按照图23，变换单元53形成指针S_3ω的虚部，而单元54形成这些指针的振幅|S_3ω|。

对于较小的Δ_ω值，式(3)中的正弦可以就用Δ_ω本身来近似，从而可从(3)得出

        I_m(S_3ω)＝|S_1ω·S_2ω ^*|ω(p/c)·cos(θ_ω)         (3′)因此，如单元55所执行的那样，将谱S₃的指针S_3ω的指针S_3ω的虚部I_m(S_3ω)除以与|S_3ω|相应的标量积的相应值就得出与Δ_ω一致的输出信号。正如在结合图7所作的说明那样，Δ_ω再在单元56内除以各自的指针频率ω。所得的信号为与图6中相应的A₁₀或与图7中相应的A₁₀′。

所有这些单元50、52、53、54、55和56最好在一个计算单元内实现。

现在再来看图6这个通用方框图，其中的延迟检测单元10可以有上述各种不同的实现形式。

结合图17至22，我们将用一个特定的例子进一步说明振幅滤波单元12和可控滤波单元14的作用。

在图17中示出了单元12的两个加权信号特性的例子。按照特性I，信号A₁₀(见图6)的每根dt_ω谱线的振幅在它低于或高于预定值dt_min，ω，dt_max，ω时衰减为零，而在它处于这两个值之间时设置为“1”。

这样选择加权函数W得到的输出信号谱A₁₂如图18a和18b所示。

图18a和18b对于熟悉本技术领域的人员来说是不用再作解释的。

图19示出了信号S₁的频谱例子。在可控滤波单元14内，S₁的各条谱线(图19)按照A₁₂分别乘以相应的值1或0。结果如图20所示，得到作为图6的可控滤波单元14的输出信号谱的谱S_r。如果将图17的加权函数I用于与图7相应的技术，就可得到如图21中实线所示的波束形状。如果采用在图17中虚线II所示的振幅滤波特性，就可得到如图21中虚线所示特性。

图22示出了在与图17类似但着眼于图8和图9的情况下将所有比值超过(A_r/A₂)_max的都抛弃掉时得到的波束。这是通过采用也在图22中示出的振幅滤波特性来实现的。

在图22中，比例A_r/A₂用r(ω)标示。

对于熟悉本技术领域的人员来说显然理解结合这些附图所说明的只是本发明的一些例子。例如，也可以采用多于两个的传感器或拾音器排列成直线、平面或空间阵列形式。此外，可以用有向拾音器而不用全向的。遵从本发明原理的波束形成也可以通过合并两个或更多个拾音器的功能来实现。正如熟悉本技术领域的人员非常清楚的那样，延迟检测器能用许多其他方式实现。而且，结合图14中的归一化单元30所说明的归一化处理显然可以通过在模数变换器16和17后就进行时域到频域变换和配置时间延迟τ_ω的具体频率数组或表来实现。

Claims (31)

1.一种以电子方式形成与至少两个分隔的声/电传感器(1，2)接收声信号(IN)的方向(θ)有关的预定放大特性的方法，所述方法包括至少在预定频带内执行的下列步骤：

反复根据与所述声信号相关的信号(S₁，S₂)确定与所述至少两个传感器的接收延迟相应的相对延迟信号(dt_ω)；

用一个滤波传递特性(14)对一个与所述至少两个传感器(1，2)中的至少一个传感器(1)的输出信号(S₁)相关的信号进行滤波；

按照所述相对延迟信号(A₁₂)控制所述滤波传递特性(14)；以及

采用与所述滤波(14)的输出信号相关的信号作为电接收信号。

2.权利要求1的方法，所述方法还包括将所述相对延迟信号(dt_ω)确定为一个谱信号的步骤。

3.权利要求1或2的方法，所述方法还包括根据变换到频域的所述信号(S₁，S₂)执行所述反复确定的步骤。

4.权利要求1至3之一的方法，所述方法包括将与输出信号(S₁)相关的所述信号进行变换到频域的所述滤波的步骤。

5.权利要求4的方法，所述方法还包括将采用的所述信号变换回时域的步骤。

6.权利要求1至5之一的方法，所述方法还包括通过监测所述信号的各谱分量的相位差和将所监测的所述相位差分别除以所述相应谱分量的频率来执行所述确定的步骤。

7.权利要求1至5之一的方法，其中所述确定通过下列步骤执行：

将所述至少两个传感器之一配置成具有至少接近全向声电接收特性；

将所述至少两个传感器之一配置成具有有向、成波束形的声电接收特性；以及

比较与所述至少两个传感器的输出信号相关的信号，采用所述比较得出的信号作为所述相对延迟信号。

8.权利要求1至5之一的方法，所述方法还包括通过下列步骤执行所述确定的步骤：

叠加与所述至少两个传感器的输出信号相关的信号；以及

将所述叠加得到的信号与至少所述相关信号之一进行比较。

9.权利要求8的方法，所述方法还包括在所述叠加前将所述相关信号之一延迟一段预定的或与频率有关的时间的步骤。

10.权利要求1至5之一的方法，所述方法还包括通过下列步骤执行所述确定的步骤：

将与所述至少两个传感器的输出信号相关的信号变换到频域；

形成经变换的所述信号之一的共轭复数指针；

将经变换的所述信号的另一个的指针与所述共轭复数指针相乘得到相乘合成指针；

形成所述相乘合成指针的振幅；

形成所述相乘合成指针的虚部指针分量；

形成所述虚部指针分量与所述振幅乘以相应频率之比，所得所述比例的信号形成是谱表示形式的所述相应控制延迟信号。

11.权利要求9的方法，所述方法还包括执行时间延迟不同于最好是大于所述至少两个传感器(1，2)的间距(p)与声速(c)之商的所述延迟的步骤。

12.权利要求7至9之一或11的方法，所述方法，所述方法还包括用一个与频率有关的归一化函数(30)对比较结果信号、叠加结果信号和至少一个所述相关信号，这些信号中的至少一个信号进行归一化的步骤。

13.权利要求7至9之一、11或12的方法，所述方法还包括通过在频谱上形成叠加结果信号的振幅与所述相关信号之一的振幅之比执行所述比较的步骤。

14.权利要求1至13之一的方法，所述方法还包括通过使所述延迟谱信号受到加权再用所述加权的结果控制所述传递特性的方式控制所述传递特性的步骤。

15.权利要求14的方法，所述方法还包括通过调整所述加权的加权特性调整所述预定放大特性的步骤。

16.一种声传感装置，所述装置包括：

至少两个相隔预定距离(p)的声/电传感器(1，2)；

一个具有至少两个输入端和一个输出端的时间延迟检测单元(10)，这至少两个输入端分别与所述至少两个传感器(1，2)的输出端连接，所述时间延迟检测单元(10)产生与投射到所述至少两个传感器(1，2)上的声信号(IN)的时间延迟相关的输出信号(A₁₀)；

一个具有预定加权特性和具有一个输入端和一个输出端的加权单元(12)，它的输入端与所述时间延迟检测单元(10)的输出端连接；以及

一个具有可控传递特性和具有至少一个输入端、一个特性控制输入端和一个输出端的滤波单元(14)，它的输入端与所述至少两个传感器中的至少一个传感器的输出端连接，它的控制输入端与所述加权单元(12)的输出端连接，所述滤波单元(14)产生一个与它的输入信号和受加到所述控制输入端上的信号(A₁₂)控制的所述特性相关的输出信号(S_r)，而所述信号(A₁₂)取决于经所述加权单元的所述加权特性变换的所述延迟检测单元的所述输出信号。

17.权利要求16的装置，其中所述滤波单元(14)的所述控制输入端接收所述延迟检测单元的频域模式的所述输出信号。

18.权利要求16或17的装置，所述装置还包括接在所述至少两个传感器与所述时间延迟检测单元(10)之间的时域到频域变换器，而所述检测单元是一个频谱时间延迟检测单元。

19.权利要求16至18之一的装置，其中所述至少两个传感器中的一个传感器是一个具有至少接近全向声/电接收特性的传感器，而所述时间延迟检测单元包括一个比较单元，它的输入端分别与所述至少两个传感器的输出端连接，它的输出端与所述时间延迟检测单元的输出端连接。

20.权利要求16至18之一的装置，其中所述时间延迟检测单元包括一个叠加单元，它的输入端分别与所述至少两个传感器的输出端连接，而它的输出端与所述时间延迟检测单元的输出端连接。

21.权利要求20的装置，其中所述时间延迟检测单元包括一个时间延迟单元(20)，它具有一个与所述传感器中之一(1)的输出端连接的输入端和一个与所述叠加单元(23)的一个输入端连接的输出端，而所述叠加单元的第二输入端与所述至少两个传感器中的第二传感器(2)的输出端连接。

22.权利要求21的装置，其中所述叠加单元的输出端与一个比较单元(25)的一个输入端连接，而它的第二输入端与所述第二传感器(2)的所述输出端连接，而所述比较单元的输出端就是所述频谱延迟检测单元的输出端。

23.权利要求21或22的装置，其中所述时间延迟单元(20)执行对信号延迟一段不同于最好是大于由所述传感器(1，2)的间距(p)除以光速(c)所给出的时间量。

24.权利要求16至23之一的装置，其中所述时间延迟检测单元包括一个配置在它的输入端和/或输出端的具有预定传递特性的归一化滤波单元(30)。

25.权利要求20至24之一的装置，其中所述比较单元是一个分别加到它的输入端的频率分量的振幅的比例形成单元。

26.权利要求16的装置，其中所述时间延迟检测单元(10)是一个频谱时间延迟检测单元，执行频谱相位差测量(Δ_ω)和将频谱相位差除以各自频率(ω)的操作。

27.权利要求26的装置，其中所述时间延迟检测单元包括一个具有两个分别与所述至少两个传感器的输出端连接的计算单元，所述计算单元执行下列运算操作：

形成加到它的输入端的一个输入端上的信号的共轭复数指针；

将所述这些共轭复数指针分别与加到它的第二输入端上的信号的相应指针相乘；

将相乘结果指针的虚部除以所述相乘结果指针的振幅；以及

将相除结果指针再除以各处在频率后作为它的输出端上的输出信号发送。

28.权利要求16的装置，所述装置还包括一个接在所述第二传感器的输出端与所述滤波单元(14)之间的时域到频域变换单元(18′)。

29.权利要求16的装置，所述装置还包括一个接在所述叠加单元(23)的输出端与所述频率滤波单元(14)的控制输入端之间的时域到频域变换单元(19′)。

30.权利要求16至29之一的装置，所述装置是一个助听装置，所述至少两个传感器之间的间距最多为4cm，最好在0.5cm至1.5cm之间。

31.权利要求16至30之一的装置，其中所述加权单元包括一个调整所述加权单元的加权特性的控制输入端。

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