KR20010023076A

KR20010023076A - 음향 신호를 전자적으로 비임 형성하는 방법 및 음향 센서장치

Info

Publication number: KR20010023076A
Application number: KR1020007001695A
Authority: KR
Inventors: 매이사노조셉; 호팅거베르너
Original assignee: 포낙 아게
Priority date: 1997-08-20
Filing date: 1998-06-08
Publication date: 2001-03-26
Also published as: EP1005783A1; CA2301216A1; EP0820210A2; IL134435A0; DK1005783T3; EP0820210A3; CN1267445A; AU7544198A; RU2185710C2; TR200000457T2; DE69803933D1; CA2301216C; WO1999009786A1; ATE213581T1; JP2001516196A; EP1005783B1; AU746584B2; NZ502883A; IL134435A; DE69803933T2

Abstract

본 발명은 두 개의 이격된 음향/전기 변환기(1, 2)에서 음향 신호가 수신되는 방향(q)에 의존하는 미리 정해진 증폭의 특성을, 그 변환기의 출력 신호로부터 상호 지연 신호(A₁₀)를 반복적으로 결정하고 변환기에서의 수신 지연에 따라 출력 신호 중 하나(S₁)를 필터링하여 상호 지연 신호(A₁₂)에 의하여 필터링 전달 특성을 제어함으로써 형성한다. 그 필터링(14)의 출력 신호는 전기적 수신 신호(S_r)로서 이용된다.

Description

음향 신호를 전자적으로 비임 형성하는 방법 및 음향 센서 장치{A METHOD FOR ELECTRONICALLY BEAM FORMING ACOUSTICAL SIGNALS AND ACOUSTICAL SENSOR APPARATUS}

지향성(指向性) 음향 신호/전기 신호 변환기의 사용과, 특히 이러한 마이크로폰의 사용은 오디오 시스템의 신호 대 잡음비를 개선시키는 가장 효과적인 방법 중의 하나이다. 공지된 "지연 및 합(delay and sum)" 기술에 뒤 이은, 마이크로폰 셀(cell)의 어레이(array)를 사용하고 이러한 셀의 출력 신호를 시간 지연시켜 슈퍼임포우즈(superimpose)함으로써 지향성 마이크로폰을 구현하는 것이 알려져 있다.

도 1에는 두 개의 전방향성(全方向性) 마이크로폰 셀이 있는 이러한 알려진 구성이 도시되어 있다. 두 개의 전방향성 마이크로폰(1, 2)은 서로 거리 p 만큼 떨어져 제공된다. 신호 A₁에 따른 마이크로폰 중 하나의 출력 신호는 시간 τ만큼 지연되고, 신호 A₁'에 따른 시간 지연된 신호는 슈퍼임포우즈 유닛(3)에서 마이크로폰(2)의 지연되지 않은 출력 신호(A₂)에 슈퍼임포우즈된다. 이 슈퍼임포우즈 유닛(3)의 출력에서는 하나의 주파수( ω)를 고려한 도 2에 도시된 바와 같은 증폭대 충돌각( θ) 특성을 갖는 출력 신호(A_r)가 얻어진다. 이로 인해, 대개 지연 시간( τ)을 거리(p)와 소리의 속도(c)의 비율로 선택한다. 이러한 장치로 도 2에 도시된 바와 같은 1차 심장형(心臟形) 특성을 얻는다. 상기 결과 신호(A_r)의 크기는 신호 주파수 ( ω)의 사인(sine) 및 거리(p)에 비례한다는 것을 알 수 있을 것이다. 목표 방향 ( 180°) 내의 최대 이득은 주파수(f_r)가 c/(4p)일 때 발생한다. 거리(p)가 12 mm이면, 그 주파수는 약 7 kHz가 된다. 도 1의 이중 셀 장치를 둘 이상 엇갈리게 배치하고 그 둘 이상의 이중 셀 장치의 결과 신호(A_r)를 슈퍼임포우즈하면, 고차 심장형 특성을 구현할 수 있을 것이다.

도 3은 도 4에 따른 2차 심장형 특성을 구현하기 위한 공지된 장치를 도시하고 있다. 이로 인해, 더욱 정밀한 비임을 얻을 수 있다. 지향성 마이크로폰 장치의 차수가 높아지면, 지향성 지수(directivity index) 및 f_r에서의 이득이 높아지지만, 저주파 및 고주파에 대한 롤오포(roll-off) 및 원치 않는 사이드 로브(side-lobe)의 수 또한 커지게 된다. 지향성 지수의 정의에 대해서는 개리 더블유. 엘코(Garry W. Elko)가 쓴 스피치 커뮤니케이션 20(speech communication 20)(1996)의 "핸드 프리 통신용 마이크로폰 어레이 시스템(Microphone array systems for hands-free telecommunications)"을 참조하기 바란다.

도 5는 180°의 충돌각( θ)에 대한 1차 및 2차 심장형 특성의 이득대 주파수 특성을 도시하고 있다. 이로부터, 고주파 및 저주파 롤오프가 명백해진다.

이러한 비임 형성 기술은 공지되어 있으며, 예컨대 미국 특허 제2,237,298호, 제4,544,927호, 제4,703,506호 및 제5,506,908호에 기재된 아날로그 신호 처리를 사용하거나, 유럽 특허 출원 제EP-A-0,381,498호(시간 영역) 또는 미국 특허 제5,581,620호(주파수 영역)에 기재된 바와 같이 시간 영역 또는 주파수 영역 모두에서 디지털 신호 처리를 사용함으로써 구현되어져 왔다.

이러한 원리로 구현된 비임 형성은 모두 다음과 같은 단점이 있다.

a) 결과 신호가 저주파수에서 감쇠되어 나쁜 신호대 잡음비를 나타냄.

b) 지향성 지수가, 특히 저주파수에서 각 마이크로폰 셀의 매칭(matching)에 민감하게 반응함.

c) 마이크로폰 셀들간의 거리(p)가 오디오 영역에 대해 커져야함(12 mm 이상).

d) 목표 방향에서의 높은 이득의 주파수 대역이 도 5에 명백히 도시된 바와 같이 다소 작음.

e) 지향성이 마이크로폰 셀의 수에 크게 의존하여 전체 장치가 복잡해짐.

f) 높은 지향성을 얻기 위하여 셀의 수를 증가시키면, 원치 않는 사이드 로브가 더 많이 나타남.

이러한 단점들 중 일부를 해결하기 위한 몇몇 기술들이 제안되었다.

이. 린드만(E. Lindemann)의 PCT 출원인 공개 번호 제WO95/20305호에서는 바이노럴(binaural) 방식의 청취를 돕는 데 사용되는 적응형 잡음 감소 시스템이 제안되었다. 이는 수신된 신호의 전력을 검출하여 원치 않는 신호로부터 원하는 신호를 분리시킨다.

상기 출원에서는 "장폭형(broad side)" 마이크로폰 셀 어레이, 즉 목표 방향이 하나의 마이크로폰으로부터 또 다른 마이크로폰에 이르는 축에 수직인 어레이 형태를 제안하고 있는데, 이는 도 1에 따른 배열 및 본 발명의 주요 구성인 "직렬형[in line]"과 대비된다.

상기 개시된 장치는 매우 커서(＞＞ 5 cm), 보청 장치로 사용될 수 없다.

두 개의 동일한 비임 로브가 목표 방향 및 반대 방향에 발생한다.

이러한 보청 장치에서는 왼쪽 귀 시스템 및 오른쪽 귀 시스템이 접속되어야만 하므로, 그 보청 장치는 간편하지 않게 된다. 또한, 상기 출원인의 "보청 잡음 감소를 위한 두 개의 비선형 주파수 영역의 비임 형성기(Two microphone non-linear frequency domain beam former for hearing aid noise reduction)"[음성 및 음향에 대한 신호 처리의 응용에 관한 IEEE ASSP 워크샵, 뉴욕(New York) 뉴팔츠(New Paltz) 모홍크(Mohonk), 1995년 10월 15-18일]에 기재된 바와 같이, 이러한 비임 형성은 약 2 kHz까지만 효과적이며, 원하는 신호의 왜곡을 유발한다.

미국 특허 제4,653,102호에서는 목표 방향을 향한 두 개의 지향성 마이크로폰 및 그 반대 방향을 향한 제3 마이크로폰의 사용을 제안한다. 아마도 잡음만을 포함하는 제3 마이크로폰의 신호가 두 개의 주된 마이크로폰의 응답을 형성하는 데 사용된다. 이 기술은 원하는 신호가 벽, 바닥, 천장 및 가구에 반사되어 시스템에 의해 잡음으로 간주되는 반사실(反射室) 내에서는 명백한 단점이 있다. 이 기술은 최소한 세 개의 마이크로폰의 사용으로 더욱 간편하지 못하게 된다.

미국 특허 제5,400,409호 및 제5,539,859호를 살펴보도록 한다.

공지된 비임 형성 기술의 예로서, 상기 미국 특허 제5,539,859호는 수신 특성이 가장 높은 에너지가 한 쌍의 마이크로폰을 부딪하는 방향에서 로그인(log in)되고 그 음향 환경에서 고려되는 기술을 제안한다. 대체로, 가장 높은 에너지 방향이 아닌 다른 방향으로부터 타격하는 소리는 잡음으로 간주되며, 이를 수신하지 않는다.

이로 인해, 아날로그의 디지털로의 변환 및 그 후의 시간 영역의 주파수 영역으로의 변환이 두 개의 마이크로폰의 출력 신호상에서 수행된다. 충돌 신호 스펙트럼의 위상차가 의존하는 두 개의 마이크로폰간의 고정된 상호 거리에 대한 정보를 이용함으로써, 공통 위상 및 이로 인한 가장 높은 에너지의 소리 신호의 충돌 방향, 즉 음향 환경 내의 가장 높은 에너지의 소리원의 방향이 결정된다. 그 방향으로부터 충돌하는 신호는 동상 쉬프트(inphase shift) 및 이와 유사하게 자기 상관 기술에 대한 부가에 의해 증폭되어, 기타 충돌각으로부터의 신호는 잡음으로 삭제된다.

이러한 기술에 의해, 소리 환경 내의 에너지 분포는 수신의 선택도를 트랩핑(trapping)하며, 최대 수신 특성을, 예컨대 소리가 관련된 에너지에 상관 없이 선택적으로 수신되길 원하는 방향에서 자유롭게 선택하거나 미리 선택하는 것이 불가능하다. 소리 환경 내의 에너지 분포와 상관 없는 이러한 선택도가 확실히 이로운 하나의 분야는 보청 기술이다.

본 발명은 일반적으로 음향 신호(acoustical signal)상의 소위 "비임 형성(beam forming)" 기술에 관련된다.

도 1은 종래의 "지연 및 합"의 원리에 따른 2 개의 셀의 지향성 마이크로폰 배열의 기능적 블록도.

도 2는 도 1에 따른 종래 장치의 1차 심장형 증폭 특성을 나타낸 도면.

도 3은 2차 특성을 구현하기 위하여 도 1의 종래 장치를 변형한 "지연 및 합"의 기술에 뒤이은 또 다른 장치의 기능적 블록도.

도 4는 도 3의 종래 장치에 의해 구현된 2차 증폭 특성을 나타낸 도면.

도 5는 음향 신호의 최대 증폭의 충돌각에서 주파수에 의존하는 도 1 또는 도 3에 따른 장치의 증폭 특성을 나타낸 도면.

도 6은 본 발명의 방법에 따라 동작하는 장치의 간단한 기능적 블록도 및 처리 신호의 시퀀스를 나타낸 도면.

도 7은 도 6에 의해 표현한 본 발명의 방법에 따라 동작하는 장치의 제1 바람직한 실시예.

도 8은 도 6에 의한 본 발명의 방법에 따라 동작하는 본 발명의 장치 내의 시간 지연 검출 유닛의 더욱 바람직한 실시예.

도 9는 도 8에 제공된 비교기 유닛의 동작을 설명하기 위한 도 8의 실시예에 의해 구현된 바와 같은 신호의 극선도.

도 10은 도 8에 따른 실시예에 의해 구현되고 음향 신호의 충돌각에 의존하는 비교 결과의 경과를 나타낸 도면.

도 11은 도 8에 따른 실시예에서 음향 신호의 충돌각에 따른 결과 신호의 슈퍼임포우즈를 구현한 바람직한 형태.

도 12는 도 10에 따른 표현에서 도 11에 의존하는 바람직한 실시예로 구현된 비교 결과의 경과를 나타낸 도면.

도 13은 음향 신호의 충돌각 및 도 8에 따른 실시예로 구현된 주파수로부터의 결과 신호의 슈퍼임포우즈의 의존도를 도식적인 극선도로 나타낸 도면.

도 14는 도 12에 도시된 주파수 의존도를 추가적으로 상쇄시키는 도 8의 바람직한 실시 형태를 도시한 도면.

도 15는 도 13에 따른 표현에서 제1 바람직한 정규화 주파수 함수를 사용한 도 14의 실시예에 의해 구현된 정규화로 결과 신호의 슈퍼임포우즈의 의존도를 나타낸 도면.

도 16은 도 14의 실시예에서 제2 바람직한 정규화 주파수 함수로 구현된 도 15에 따른 표현을 나타낸 도면.

도 17은 도 6 또는 도 7의 실시예에서 진폭 필터 특성의 제1 바람직한 실시 형태(실선) 및 제2 바람직한 실시예(점선)를 나타낸 도면.

도 18a는 도 6 또는 도 7의 실시예에 제공된 지연 검출 유닛의 출력 신호 상에서 진폭 필터의 크기대 도 17에 따른 진폭 전달 특성(실선)의 효과를 나타낸 도면.

도 18b는 도 6 또는 도 7의 실시예에 의해 구현되고 도 17에 따른 전달 특성(실선)으로 진폭 필터를 통해 전달된 시간 지연 검출 유닛의 출력 신호를 나타낸 도면.

도 19는 도 6에 따른 본 발명에 의해 제공되는 전기적 신호로 변환되고 제어 가능한 주파수 필터로 입력되는 음향 신호의 스펙트럼.

도 20은 도 6에 따른 본 발명의 실시예에서의 도 17에 따른 진폭 필터 특성(실선)에 의해 구현된 전기적 수신 결과 신호 및 도 19에 예시된 수신 신호를 나타낸 도면.

도 21은 도 17의 진폭 필터 특성(실선 및 점선)에 의해 구현된 음향 신호의 충돌각으로부터의 증폭의 결과 의존도를 나타낸 도면.

도 22는 최대에서 최소까지의 분광(分光) 진폭 전달 동작으로 진폭 필터 특성을 사용하는, 도 6 또는 도 8 및 도 14의 본 발명의 실시예에 의해 구현된 증폭대 충돌각 특성을 나타낸 도면.

도 23은 본 발명의 더욱 바람직한 실시예의 간단한 신호/함수 블록도.

도 24는 도 6의 시간 지연 검출 유닛의 또 다른 실시예의 신호의 흐름을 기능적인 블록도로 나타낸 도면.

도 25는 도 8 또는 도 14의 기술에 따른 시간 지연 검출 유닛의 또 다른 실시예의 신호의 흐름을 기능적인 블록도로 나타낸 도면.

본 발명의 제1 목적은 최소한 두 개의 이격된 음향 신호/전기 신호 변환기 및 각각의 음향 센서 장치에서 음향 신호가 수신되는 방향 에 의존하여 소정의 증폭 특성을 전자적으로 형성하는 방법을 제공하며, 적은 수의 마이크로폰 또는 마이크로폰 셀만을 사용하여 작고 휴대가 간편한 지향성 변환기 또는 마이크로폰의 구현이 가능하게 된다. 따라서, 본 발명에 따른 바람직한 장치는 보청 장치, 특히 귀 보청 장치이다.

본 발명의 제2 목적은 음성 대역 내의 좋은 주파수 응답, 즉 0.1 kHz 내지 10 kHz의 이러한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 제3 목적은 원치 않는 사이드 로브가 없고 쉽게 변할 수 있는 비임 형태, 즉 음향 줌(acoustical zoom)으로 높은 신호대 잡음비를 가능하게 하는 이러한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

이러한 목적 및 기타 목적은 본 발명의 방법에 의해 달성되는데, 이는 최소한 두 개의 변환기에서 음향 신호에 따른 신호로부터 수신 지연에 따른 각각의 상호 지연 신호를 반복적으로 판단하는 단계, 최소한 두 개의 변환기 중 최소한 하나의 출력 신호에 따른 신호를 필터링(filtering) 전달 특성의 필터링에 가하는 단계 및 상호 지연 신호에 따라 그 필터링 전달 특성을 제어하는 단계를 포함하며, 그 필터링의 출력 신호에 따른 신호를 전기적 수신 신호로 이용하는 단계를 더 포함한다.

전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 음향 센서 장치는 목표 방향으로 소정의 상호 거리에 배치된 최소한 두 개의 음향 신호/전기 신호 변환기, 최소한 두 개의 입력 및 출력을 가지고 그 입력은 각각 상기 최소한 두 개의 변환기의 출력에 동작적으로 접속되며, 상기 최소한 두 개의 변환기상에 충돌하는 음향 신호의 지연 시간에 따라 출력 신호를 발생하는데, 양호하게는 주파수 영역 내의 그 출력 신호가 시간 영역 대 주파수 영역 변환기 유닛에 의해 발생되는 시간 지연 검출 유닛, 미리 정해진 가중 특성과 입력 및 출력을 가지며, 그 입력이 상기 시간 지연 검출 유닛의 출력에 동작적으로 접속되고 양호하게는 주파수 영역 모드 내의 상기 시간 지연 검출 유닛의 출력에서의 신호를 수신하는 가중 회로, 제어 가능한 전달 특성과 최소한 하나의 입력, 특성 제어 입력 및 출력을 가지고 상기 입력은 양호하게는 최소한 하나의 시간 영역 대 주파수 영역 변환기를 경유하여 상기 최소한 두 개의 변환기 중 최소한 하나의 출력에 동작적으로 접속되고 상기 제어 입력은 상기 가중 유닛의 출력에 동작적으로 접속되며, 양호하게는 분광 신호인 신호에 의헤 제어되는 상기 특성 및 그 입력 신호에 의존하여 상기 가중 유닛의 양호하게는 분광 가중인 가중 특성에 의해 변환된 상기 지연 검출 유닛의 출력 신호에 따르는 출력 신호를 발생하는 필터링 유닛을 포함한다.

본 발명의 기타 목적, 장점 및 특정 실시예들은 첨부된 도면을 참조하여 예시될 것이다.

도 6은 주요 신호 처리도와 함께 본 발명의 방법 및 장치의 원리를 기능적인 블록도의 형태로 도시하고 있다.

최소한 두 개의 마이크로폰 또는 마이크로폰 셀과 같은 음향 신호/전기 신호 변환기(1, 2)가 a 축을 따라 소정의 상호 거리(p)에 제공된다. 음향 신호(IN)는 상이한 공간 방향( θ)에서 충돌할 때 변환기(1, 2)에 의해 수신된다. 그 음향 신호(IN)는 시간에 따라 변하는 주파수 스펙트럼을 갖는다. 변환기(1)의 출력 신호인 S₁( t, ω) 및 변환기(2)의 출력 신호인 S₂( t, ω)는 변환기(1, 2)의 출력에서 전기 신호로서 형성된다. 양호하게는 5 cm 보다 작고 더욱 양호하게는 0.5 cm 내지 1.5 cm이며, 특히 한쪽 귀의 보청 장치인 신규한 센서에 적합한 두 개의 변환기(1, 2)의 상호 거리(p)와 도 6의 기능적인 블록도 아래의 개별적인 두 개의 지시도에 도시된 바로 인해, 음향 신호(IN)는 dt의 시간 지연으로 변환기(1, 2)를 타격하며, 여기서 시간 지연은 아래의 수학식 1 및 수학식 2에 따라 각각의 분광 주파수( ω)에서의 위상차(Δj_w)에 의해 표현될 수 있다.

ㆍdt_w

음향 신호(IN)의 소스가 점원[point source]이면, 상기 시간 지연(dt_w)은 상이한에서의 모든 스펙트럼 성분에 대해 동일해진다. 변환기(1, 2)의 출력 신호(S₁, S₂)는 시간 지연 검출 유닛(10)의 각 입력에 동작적으로 접속되고, 이 시간 지연 검출 유닛은 전술한 바와 같이 각 주파수 성분이 변환기(1, 2)를 타격하여 실제로 θ_ω인 충돌각( θ)의 함수인 시간 지연(dt_w)의 스펙트럼 분포에 따라 출력 신호(A₁₀)를 발생한다. 또한, 완전한 예로서 출력 신호(A₁₀)의 가능한 스펙트럼이 도 6에 도시되어 있다. 이 스펙트럼은 충돌 음향 신호(IN)의 시간 변화에 따라 변한다. 시간 지연 회로(10)의 출력 신호(A₁₀)는 가중치 유닛(weighting unit)(12)으로 입력된다. A₁₀의 스펙트럼의 크기에 관한 dt_ω의 스펙트럼이 미리 선택된 가중치 전달 특성(W)으로 가중치 유닛(12)에 입력됨에 따라, 도 6에 도시된 바와 같이 시간상의 특정 시점에서 출력 신호(A₁₂)로서 분광 신호 W()가 발생한다. A₁₂는 그 특성(W)에 의해 A₁₀의 스펙트럼의 크기를 각각 가중함으로써 얻어진다. A₁₀이 음향 신호(IN)의 주파수 성분이 타격되는 방향(θ_ω)인 dt_ω를 지시할 때에, 함수(W)에 의한 그 특정 가중치는 단지 어느 충돌 방향(θ_ω)이 증폭 또는 감쇠될 것인지를 미리 결정하는 것이 된다. 따라서, 가중치 유닛(12)은 그 특성(W)과 함께 비임의 형상을 결정한다.

출력 신호(A₁₂)는 제어 가능한 전달 필터 특성과 함께 필터 유닛(14)에 인가된다. 여기서, 출력 신호 S₁(t,)의 시간 변화 스펙트럼의 각 분광 라인은 제어 스펙트럼(W_ω, A_10ω)에 따라 증폭 또는 감쇠된다. 따라서, 도면 부호 14로 표시된 유닛은 A₁₂에 의해 제어되면서, 전달 특성이 변하는 입력 신호(S₁)에 대한 필터 유닛이다. 필터 유닛(14)의 종류에 따라서 가중치 유닛(12)은 통상적으로 계수를 A₁₀의 함수로서 결정하는 필터 특성의 조절을 계산한다.

따라서, 채널(10, 12)을 따라서, 가중치 전달 함수(W)에 의해 공간 방향(q)이 향하게 되는 방향이 미리 결정된다. 필터 유닛(14)에서 이 비임 형성 정보가 음향 신호(IN)의 전기적 아날로그 신호(S₁)에 인가되어, 성형된 수신 신호를 나타내는 출력 신호[S_r(t,)]가 된다.

제어 신호(C_W)를 제어 입력(C₁₂)에 인가하여 가중치 전달 함수(W)를 조절함으로써, 비임의 형태는 조절되어 음향 줌이 실현된다.

점선으로 도시된 바와 같이, 변환기 출력 신호 양자를 도면 부호 14로 표시된 유닛에서 제어된 필터링에 인가하는 것이 이로울 것이다.

도 7은 도 6에 따른 본 발명에 따른 원리를 구현한 제1 바람직한 형태를 도시하고 있다. 이로 인해, 우선 출력 신호(S₁, S₂)가 각각의 아날로그/디지털 변환기(16, 17)에서 아나로그로부터 디지털 형태로 변환된다. 각각의 변환기(16, 17)의 디지털 출력 신호는 개별적인 복소 시간 영역/주파수 영역 변환기(18, 19)에 입력된다. 변환기(18, 19)의 출력 스펙트럼[S₁(t,), S₂(t,)]은 분광 시간 지연 검출 유닛(10')으로 입력된다. 이 유닛(10')은 상기 수학식 1에 따라 각각의 주파수()에 의해 나뉘어진 위상차 스펙트럼(Δj_w)을 계산하여 도 6과 관련하여 설명된 바와 같은 시간 지연(dt_ω)에 따른 출력 신호 스펙트럼(A₁₀')을 출력한다. 시간 지연 검출 유닛(10')의 출력 신호(A₁₀')는 도 6과 관련되어 설명한 바와 같이 가중치 필터 유닛(12) 및 제어 가능한 필터 유닛(14)에 의해 추가로 처리된다. 아래의 표는 상기 유닛(10')의 동작 방법을 예시하고 있다. 신호 S₁의 분광 위상 분포 j₁및 신호 S₂의 분광 위상 분포 j₂로부터 시간 지연(dt_ω)은 관심 있는 스펙트럼 대역 내의 각 분광 라인에 대하여 계산된다.

	w₁	w₂	w₃	w_n
S₁()	A₁₁	A₁₂	A₁₃	A_1n
S₁()	j₁₁	j₁₂	j₁₃	j_1n
S₂()	A₂₁	A₂₂	A₂₃	A_2n
S₂()	j₂₁	j₂₂	j₂₃	j_2n

dt_wn

j₁₁-j₂₁/w₁

j₁₂-j₂₂/w₂

j₁₃-j₂₃/w₃

j_1n-j_2n/w_n

두 개의 신호(S₁, S₂)로부터 위상 정보(j)를 추출하기 위하여, 시간 영역대 주파수 영역 변환 유닛(18, 19)은 복소(실수 및 허수) 연산을 수행한다.

특히 시간 지연 검출 유닛(10)의 구현에 관련되어 본 발명의 제2 바람직한 실시 형태를 도 8 및 도 9를 참조하여 설명한다.

변환기(1)와 같은 변환기들 중 하나의 출력 신호[S₁(t,)]가 시간 지연 유닛(20)에 입력되며, 이러한 구현 중 제1 형태에서 신호(S₁)가 미리 정해진 주파수 독립 시간 지연(t)만큼 시간 지연된다.

도 1을 다시 참조하면, 신호 S₁은 신호 A₁에 해당하게 된다.

따라서, 시간 지연 유닛(20)의 출력 신호는 도 1의 신호 A₁'에 해당하게 된다.

A₁'에 따른 시간 지연 신호는 도 1의 도면 부호 3으로 표시된 유닛에 따른 슈퍼임포우즈 유닛에서 변환기(2)로부터의 출력 신호[S₂(t,)]에 슈퍼임포우즈된다. 공지되고 도 1과 관련하여 설명된 바와 같이, 출력 신호[A_τ(t,)]는 도 2의 1차 심장형 비임에 의한 충돌 음향 신호의 방향(q)에 따른다. 슈퍼임포우즈 유닛(23)의 출력 신호(A_t) 및 변환기(2)로부터의 출력 신호[S₂(t,)]는 비교기 유닛으로서의 비율 유닛(25)으로 입력된다.

이 비율 유닛(25)의 기능을 이해하기 위하여 도 9를 설명한다. 도 9는 특정 분광 주파수(w₁)에서의 출력 신호(At)의 심장형 감쇠 특성을 도시하고 있다. 특별히 고려되는 충돌각(q₀)에서의 슈퍼임포우즈 유닛(23)의 출력 신호(At)는 도 9에 표시된 크기의 A_r0(w₁)이다. 이와 동시에, 당해 주파수(w₁) 및 충돌각(q₀)에서, 신호(S₂)의 크기는 도 9에 나타낸 바와 같은 A₂₀(w₁)이다. 그 크기(A₂₀)가 변함에 따라 A_r0의 크기도 비례하여 변한다는 사실은 중요시되어야만 한다. 따라서, 도 9에 따른 A₂₀에 대한 A_r0의 비율은 충돌각(q₀)을 나타내게 된다. 도 8의 나눗셈 유닛에는 각 분광 성분의 크기에 대해 A_r에 대한 A_r의 비율이 형성되며, 이로부터 비율 스펙트럼으로 나눗셈 유닛(25)의 출력에서 신호 스펙트럼이 산출된다. 따라서, 도 6에 따른 A₁₀의 스펙트럼은 충돌각(q)을 나타내는 크기 비율의 스펙트럼이 되며, 음향 신호의 스펙트럼의 주파수 성분은 그 충돌각에서 2 개의 변환기의 a 축에 관하여 충돌한다(도 6 참조). 도 8의 점선으로 표시된 블록은 도 6에 따른 지연 검출 유닛(10)을 나타낸다. 그 외의 신호 처리는 도 6에 설명된 바와 같이, 즉 가중치 유닛(12) 및 제어 가능한 필터 유닛(14)을 통하여 수행된다.

이 실시예에서는 비교기 유닛(12)의 출력측에서 시간 영역에서 주파수 영역으로의 변환을 수행하는 것이 가능하다.

따라서, 도면 부호 25로 표시된 유닛의 출력 비율 신호는 시간 지연(dt_ω)에 대한 측정이며, 가중치 유닛(12)으로 입력된다.

도 10은 특정 주파수(w₁)에서의 q의 함수로서의 A₀에 대한 A_r의 비율의 경로를 도시하고 있다.

이 크기비는 도 8의 유닛(20)에서의 t로 표시되는데, 이 t은 p/c로 선택되며, 여기서 p는 변환기(1, 2) 사이의 거리이고 c는 소리의 속도이다.

t를 p/c로 선택하고, 도 2의 심장형 비임 함수로부터 알 수 있는 바와 같이 0°근처의 q에 대한 신호의 감쇠 또는 완충은 매우 높아진다.

따라서, 이러한 충돌각(q)의 영역에서 도 8의 S₂에 다른 A₂내의 임의의 종류의 잡음은 도면 부호 25로 표시된 유닛에서 형성된 비교 결과를 왜곡할 것이다. 이러한 문제점은 상이한 지연(t)을 선택함으로써 제거될 수 있으며, 이로 인해 양호하게도 p/c보다 커지게 된다.

도 11에는 t = 1.2 p/c에 대한 결과적인 심장형도가 도시되어 있는 반면, 도 12는 도 10과 유사한 크기 A₂로 나뉘어진 A_r의 크기의 경로를 도시하고 있다.

또한, 도 2, 도 9 및 도 11에 도시된 심장형 함수는 단지 하나의 특정 해당 주파수에 대해서만 유효하다는 점을 주의하기 바란다. 실제로, 상이한 주파수를 고려할 때, 심장형 함수는 도 13에 도시된 바와 같이 변하며, 여기서 도 8에 따른 슈퍼임포우즈 유닛(23)의 출력 신호의 크기(A_r)는 p가 12 mm이고 지연(t)이 42 ms이고 주파수가 0.5, 1, 2, 4 및 7.2 kHz일 때이다. 이 극선도로부터 심장형 증폭 함수의 주파수 의존도는 매우 명백하다. 비록 이러한 의존도를 제1 근사에서 무시할 수 있지만, 도 8에 도시된 본 발명의 방법을 구현하는 바라직한 형태에서는 이러한 의존도를 고려한다. 따라서, 도 8의 형태를 바람직하게 구현하는 기술은 도 14에 도시되어 있다. 여기서, 도 7 또는 도 8과 동일한 도면 부호를 사용하였다. 변환기(1, 2)의 출력은 개별적인 아날로그/디지털 변환기(16, 17)에 의해 디지털 형태로변환되고 변환기(1)의 결과적인 디지털 신호는 p/c 보다 큰 지연 시간(t')에 의해 시간 지연된다. 변환기(2)의 출력 신호(S₂)는 선형(복소수가 아님) 시간대 주파수 영역 변환 유닛(18')에 의해 주파수 영역으로 변환되고, 슈퍼임포우즈 유닛(23)의 출력 신호(A_r)는 선형 신호대 주파수 영역 변환 유닛(19')에서 주파수 영역으로 변환된다. 도 13에 따른 주파수 의존 극선도는 실제로 필터인 정규화 유닛(30)에 의해 고려된다. 제1 실시예에서 그 필터의 전달 특성은 1/w에 비례하여 선택된다. 이는 도 13에 나타낸 바와 같은 동일한 거리 및 주파수값에 대해 도 15에 도시된 바와 같은 극선도의 주파수 의존도를 보인다.

도시된 바와 같이, 좋은 매칭은 작은 각도(q) 및 약 4 kHz까지의 주파수에 대해 얻어진다. 4 kHz에서 그 편차는 180°의 q에서 약 10 %이다.

도 14의 더욱 개선된 정규화 함수 또는 필터 특성은 필터 특성이 함수 1/sin(w)로 선택될 때 얻어진다. 그 결과는 도 16에 도시되어 있다. 그 특성은 0.5 kHz로부터 4 kHz까지에서 잘 매칭된다. 이러한 향상된 감도는 적응형 비임 형성, 즉 뒤로부터의 잡음원을 선택적으로 제거함으로써 얻어질 수 있다.

이러한 정규화를 1 내지 23 및/또는 2 내지 23의 신호 경로 내에서도 수행할 수 있다는 사실은 당업자에게 명백하다.

도 14의 실시예에 있어서, 도 7의 실시예에서와 같이 복소 TFC가 아닌 1 차원 TFC(18', 19')만이 사용되어져야만 한다는 것은 매우 이로운 점이다.

도 24는 신호 A₁₀(dt_w)가 비교기 유닛(60)의 출력 신호로서도 발생될 수 있다는 것을 블록도 형태로 도시하고 있는데, 여기서 충돌각(q)과 거의 무관한 음향/전기 수신 특성의 동일한 증폭을 갖는 한편의 전방향성 변환기(61)의 출력 신호 및 선택 및 비임 형성된 수신 특성을 갖는 지향성 변환기(62)의 출력 신호가 그 비교기 유닛(60)으로 유도된다.

도 25에 따르면, 시간 지연(t)은 그 변환기 자체 중 하나에 의해 수행될 수 있다.

이로 인해, 도 8뿐만 아니라 도 25의 실시예서 t는 0으로 선택될 수 있다.

도 23을 참조하여 또 다른 바람직한 실시예, 특히 도 6의 시간 지연 검출 유닛(10)을 구현하는 실시예를 설명한다. 변환기(1, 2)의 출력 신호는 먼저 개별적인 아날로그/디지털 변환기(16, 17)에 의해 변환되고, 그 다음 개별적인 시간 영역대 주파수 영역 변환기(18, 19)에 의해 최종적으로 주파수 영역으로 변환된다. 변환기의 변환된 출력 신호 중 하나의 신호, 예컨대 S₂는 신호 대 주파수 영역 변환이 S_2w포인터(pointer)의 스펙트럼으로 표현된 후에, 변환기 유닛(50)에서 그 공액 복소 포인터로 변환된다. 이 유닛(50)의 출력에서, 공액 복소 포인터(S^* _2w)가 발생된다. 이 스펙트럼(S^* _w) 및 포인터 스펙트럼(S₁)은 서로 곱해져서 곱셈 유닛(52) 내에서 스칼라적(scalar product) 스펙트럼(S₃)을 형성한다. 도시된 바와 같이, 스펙트럼(S₃)의 포인터(S_3w)는 실수축에 대한 위상각(Δj_w)을 갖는다.

따라서, S₃의 포인터(S_3w)의 허수부는 아래의 수학식 3과 같이 된다.

Im (S_3w) = │S_3w│sin (Δj_w)

여기서 위상각 Δj_w은 다음의 수학식 4와 같다.

Δj_w= w ㆍ(p/c)ㆍcos(q_w)

도 23에 따르면, 변환 유닛(53)은 포인터(S_3w)의 허수부를 형성하고 또 다른 유닛(54)은 이러한 포인터의 크기( │S_3w│)를 형성한다.

작은 값의 Δj_w에 대하여 수학식 3의 사인 함수는 Δj_w그 자체에 의해 근사될 수 있어 다음의 수학식 3'를 산출한다.

Im (S_3w) = │S_1wㆍS^* _2w│w(p/c)ㆍ cos(q_w)

따라서, 도면 부호 55로 표시된 유닛에 의해 수행된 바와 같이, 스펙트럼(S₃)의 포인터(S_3w)의 허수부[Im (S_3w)]를 │S_3w│에 따른 스칼라적의 개별적인 값으로 나누면, Δj_w에 해당하는 출력 신호를 얻게 된다. 도 7을 참조하여 전술한 바와같이, Δj_w는 개별적인 포인터 주파수(w)에 의해 도면 부호 56으로 표시된 유닛에서 나뉘어진다. 결과적인 신호는 도 6에 따라 A₁₀이거나 도 7에 따라 A₁₀'이다.

모든 유닛(50, 52, 53, 54, 55, 56)은 하나의 계산기 유닛 내에 구현되는 것이 좋다.

지연 검출 유닛(10)을 구현하는 전술했던 상이한 가능성을 가지는 도 6의 일반적인 블록도를 다시 살펴본다.

도 17 내지 도 22에 의해 진폭 필터 유닛(12) 및 제어 가능한 필터 유닛(14)의 특정 예의 효과를 더 설명한다.

도 17은 도면 부호 12로 표시된 유닛의 2 개의 가중 신호 특성의 예를 도시하고 있다. 특성 I에 따른 신호(A₁₀)의 크기(도 6 참조)의 각 dt_w분광 라인은 만일 이러한 크기가 소정값(dt_min,w', dt_max,w) 미만 또는 초과이이면 0이 된고, 만일 이러한 분광 성분의 크기가 상기 소정값들 사이에 있으면 "1"로 설정된다.

이러한 가중치 함수(W)의 선택은 도 18a 및 도 18b에 도시된 바와 같이 출력 신호 스펙트럼(A₁₂)이 된다.

도 18a 및 도 18b는 당업자에게 자명하다.

도 19는 신호(S₁)의 스펙트럼예를 도시하고 있다. 제어 가능한 필터 유닛(14)에서 S₁의 모든 스펙트럼 라인(도 18b)은 A₁₂에 따른 값 1에 의해 증폭되거나 A₁₂의 0 값에 따라 취소된다. 이는 도 20에 따르면 도 6의 제어 가능한 필터 유닛(14)의 출력 신호 스펙트럼으로서 스펙트럼(S_r)을 산출한다. 크기 필터 특성이 도 17의 II로 도시된 바와 같이 인가되면, 도 21 내의 점선으로 도시된 바와 같은 특성을 나타낸다.

도 22는 도 17과 관련되어 도 8 및 도 9를 참조할 때의 (A_r/A₂)max를 초과하는 모든 비율값이 제거되는 경우의 결과 비임을 도시하고 있다. 이는 도 22에 표시된 크기 필터 특성에 의해 구현된다.

도 22에서 그 비율(A_r/A₂)은 r(w)로 표시한다.

이상 본 발명의 예시만을 도면을 참조하여 설명하였다는 것은 당업자에게 명백할 것이다. 예컨대, 3 개 이상의 변환기 또는 마이크로폰을 선형적, 평면적 또는 공간적으로 배열한 어레이 형태를 사용할 수 있다. 더욱이, 전방향성 마이크로폰 대신에 지향성 마이크로폰을 사용할 수 있다. 또한, 본 발명의 원리에 따른 비임 형성은 2 이상의 마이크로폰의 기능의 조합에 의해 달성될 수 있다. 당업자에게 완벽하게 이해되는 바와 같이 지연 검출기 또한 여러 기타 방법으로 구현될 수 있다. 또한, 도 14의 정규화 유닛(30)을 참조하여 설명한 정규화는 아날로그/디지털 변환기(16, 17) 바로 뒤에 시간 영역/주파수 영역 변환을 제공하고 시간 지연(t_w)의 주파수 특정 어레이 또는 테이블을 제공함으로써 명백히 수행될 수 있다.

Claims

음향 신호(IN)가 최소한 두 개의 이격된 음향/전기 변환기(acoustical/electrical transducer)(1, 2)로 수신되는 방향(q)에 따라 미리 정해진 증폭 특성을 전자적으로 형성하는 방법에 있어서, 최소한 미리 정해진 주파수 대역 내에서

상기 음향 신호에 따른 신호(S₁, S₂)로부터 상기 최소한 두 개의 변환기에서의 수신 지연에 따른 개별적인 상호 지연 신호(dt_w)를 반복적으로 결정하는 단계와,

상기 최소한 두 개의 변환기(1, 2) 중 최소한 하나(1)의 출력 신호(S₁)에 따른 신호를 필터링(filtering) 전달 특성(14)을 갖는 필터링에 가하는 단계와,

상기 필터링 전달 특성(14)을 상기 상호 지연 신호(A₁₂)에 따라 제어하는 단계와,

상기 필터링(14)의 출력 신호에 따른 신호를 전기적 수신 신호(S_r)로서 이용하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 미리 정해진 증폭 특성을 전자적으로 형성하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 상호 지연 신호(dt_w)를 분광 신호로서 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서, 주파수 영역으로 변환된 상기 신호(S₁, S₂)로부터 상기 반복적인 결정 단계를 수행하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 출력 신호(S₁)에 따른 신호를 상기 주파수 영역으로 변환된 필터링에 가하는 단계를 더 포함하는 방법.
제4항에 있어서, 상기 시간 영역으로 이용된 신호를 재변환하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호의 분광 성분의 위상차를 감시하고 상기 감시된 위상차를 상기 개별적인 분광 성분의 주파수로 나눔으로써 상기 결정 단계를 수행하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 결정 단계는

상기 최소한 두 개의 변환기 중 하나에 최소한 대략적으로 전방향성인 음향 대 전기 수신 특성을 제공하는 단계와,

상기 최소한 두 개의 변환기 중 하나에 지향성이고 비임 형성된(beam-shaped) 음향 대 전기 수신 특성을 제공하는 단계와,

상기 최소한 두 개의 변환기의 출력 신호에 따른 신호를 비교하고 이 비교의 결과 신호를 상기 상호 지연 신호로서 이용하는 단계

에 의해 수행되는 것인 방법.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 최소한 두 개의 변환기의 출력 신호의 의존 신호를 슈퍼임포우즈(superimpose)하는 단계와,

상기 슈퍼임포우즈의 결과 신호와 상기 의존 신호를 비교하는 단계

에 의해 상기 결정 단계를 수행하는 단계를 더 포함하는 방법.
제8항에 있어서, 상기 슈퍼임포우즈 이전에 상기 의존 신호 중 하나를 미리 정해지거나 주파수 의존성 시간으로 지연시키는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 최소한 두 개의 변환기의 출력 신호의 의존 신호를 주파수 영역으로 변환하는 단계와,

상기 변환된 신호 중 하나의 공액 복소 포인터(pointer)를 형성하는 단계와,

상기 변환된 신호 중 또 다른 신호의 포인터를 상기 공액 복소 포인터와 곱하여 곱셈 결과 포인터를 얻는 단계와,

상기 곱셈 결과 포인터의 크기를 형성하는 단계와,

상기 곱셈 결과 포인터의 허수 포인터 성분을 형성하는 단계와,

상기 허수 포인터 성분과 개별적인 주파수에 의해 곱해진 상기 크기의 비율을 형성하는 단계여기서, 비율 형성의 결과 신호는 스펙트럼 표현 내의 상기 개별적인 제어 지연 신호임

에 의해 상기 결정 단계를 수행하는 단계를 더 포함하는 방법.
제9항에 있어서, 상기 최소한 두 개의 변환기(1, 2)의 상호 거리(p)와 소리의 크기(c)의 비율과 상이하거나 양호하게는 그 비율 보다 큰 지연 시간으로 상기 상기 지연 단계를 수행하는 단계를 더 포함하는 방법.
제7항 내지 제9항 또는 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 비교 결과 신호, 상기 슈퍼임포우즈 결과 신호 및 상기 의존 신호 중 최소한 하나의 결과 신호 중 최소한 하나를 주파수 의존 정규화 함수(30)로 정규화하는 단계를 더 포함하는 방법.
제7항 내지 제9항, 제11항 또는 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 슈퍼임포우즈 결과 신호의 크기들과 상기 의존 신호 중 최소한 하나의 비율을 분광적으로 형성함으로써 상기 비교를 수행하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 지연 분광 신호를 가중시키고 이 가중의 결과에 의해 상기 전달 특성을 제어함으로써 상기 전달 특성을 제어하는 단계를 더 포함하는 방법.
제14항에 있어서, 상기 가중에 대한 가중 특성을 조절함으로써 상기 증폭의 미리 정해진 특성을 조절하는 단계를 더 포함하는 방법.
음향 센서 장치에 있어서,

미리 정해진 상호 거리(p)에 위치한 최소한 두 개의 음향/전기 변환기(1, 2)와,

최소한 두 개의 입력 및 출력을 가지고 그 입력은 각각 상기 최소한 두 개의 변환기(1, 2)의 출력에 동작적으로 접속되며, 상기 최소한 두 개의 변환기(1, 2)상에 충돌하는 음향 신호(IN)의 지연 시간에 따라 출력 신호(A₁₀)를 발생하는 시간 지연 검출 유닛(10)과,

미리 정해진 가중 특성과 입력 및 출력을 가지며, 그 입력이 상기 시간 지연 검출 유닛(10)의 출력에 동작적으로 접속된 가중 회로(12)와,

제어 가능한 전달 특성과 최소한 하나의 입력, 특성 제어 입력 및 출력을 가지고 상기 입력은 상기 최소한 두 개의 변환기 중 최소한 하나의 출력에 동작적으로 접속되고 상기 제어 입력은 상기 가중 유닛(12)의 출력에 동작적으로 접속되며, 신호(A₁₂)에 의헤 제어되는 상기 특성 및 그 입력 신호에 의존하여 상기 가중 유닛의 가중 특성에 의해 변환된 상기 지연 검출 유닛의 출력 신호에 따르는 출력 신호(S_r)를 발생하는 필터 유닛(14)

을 포함하는 것을 특징으로 하는 음향 센서 장치.
제16항에 있어서, 상기 필터링 유닛(14)의 제어 입력은 주파수 영역 모드 내에서 상기 지연 검출 유닛의 출력 신호를 수신하는 것인 장치.
제16항 또는 제17항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 최소한 두 개의 변환기와 분광 지연 시간 검출 유닛인 상기 시간 지연 검출 유닛(10)의 사이에 상호 접속된 시간 영역 대 주파수 변환기를 더 포함하는 장치.
제16항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 최소한 두 개의 변환기 중 하나는 최소한 대략적으로 전방향성 음향/전기 수신 특성을 가지고, 상기 시간 지연 검출 유닛은 비교기 유닛을 포함하며, 그 입력은 상기 최소한 두 개의 변환기의 출력에 동작적으로 접속되고, 상기 비교기 유닛의 출력은 상기 시간 지연 검출 유닛의 입력에 동작적으로 접속되는 것인 장치.
제16항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시간 지연 검출 유닛은 슈퍼임포우즈 유닛을 포함하며, 그 입력은 상기 최소한 두 개의 변환기의 출력에 동작적으로 접속되고, 그 출력은 상기 시간 지연 검출 유닛의 출력에 동작적으로 접속되는 것인 장치.
제20항에 있어서, 상기 시간 지연 검출 유닛은 상기 변환기 중 하나(1)의 출력에 동작적으로 접속된 입력 및 상기 슈퍼임포우즈 유닛(23)의 하나의 입력에 동작적으로 접속된 출력을 갖는 시간 지연 유닛(20)을 포함하며, 상기 슈퍼임포우즈 유닛의 제2 입력은 상기 최소한 두 개의 변환기 중 다른 하나(2)의 출력에 동작적으로 접속되는 것인 장치.
제21항에 있어서, 상기 슈퍼임포우즈 유닛의 출력은 비교기 유닛(25)의 하나의 입력에 동작적으로 접속되고, 도 다른 입력은 상기 제2 변환기(2)의 출력에 동작적으로 접속되며,

상기 비교기 유닛의 출력은 상기 분광 지연 검출 유닛의 출력인 것인 장치.
제21항 또는 제22항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시간 지연 유닛(20)은 소리의 속도(c)로 나뉘어진 상기 최소한 두 개의 변환기(1, 2)의 상호 거리(p)에 의해 주어진 것과 상이하거나 양호하게는 그 값 보다 큰 시간만큼 신호 지연을 수행하는 것인 장치.
제16항 내지 제23항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 시간 지연 검출 유닛은 그 입력 및/또는 출력에 제공되는 미리 정해진 전달 특성을 갖는 정규화 필터 유닛(30)을 포함하는 것인 장치.
제20항 내지 제24항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 비교기 유닛은 그 입력에 인가되는 개별적인 주파수 성분의 크기의 비율 형성 유닛인 것인 장치.
제16항에 있어서, 상기 시간 지연 검출 유닛(10)은 분광 시간 지연 검출 유닛이고 분광 위상차 측정(Dj_w) 및 개별적인 주파수(w)에 의한 분광 위상차의 나눗셈을 수행하는 것인 장치.
제26항에 있어서, 상기 시간 지연 검출 유닛은 상기 최소한 두 개의 변환기의 출력에 동작적으로 접속된 두 개의 입력이 있는 계산기 유닛을 포함하며, 그 계산기 유닛은

그 입력 중 하나에서 신호의 공액 복소 포인터를 형성하고,

상기 공액 복소 포인터에 그 제2 입력에 인가되는 신호의 개별적인 포인터를 곱하고,

그 곱셈 결과 포인터의 허수부를 상기 곱셈 결과 포인터의 크기로 나누고,

그 나눗셈 결과 포인터를 그 개별적인 주파수로 더 나누고, 이 더 나뉘어진 결과 포인터를 그 출력에서 출력 신호로 방출하는 것인 장치.
제16항에 있어서, 상기 필터 유닛(14) 및 상기 제2 변환기의 출력 사이에 상호 접속된 시간 대 주파수 영역 변환 유닛(18')을 더 포함하는 장치.
제16항에 있어서, 상기 슈퍼임포우즈 유닛(23)의 출력 및 상기 주파수 필터 유닛(14)의 제어 입력 사이에 상호 접속된 시간 대 주파수 영역 변환 유닛(19')을 더 포함하는 장치.
제16항 내지 제29항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 장치는 보청 장치이며, 상기 최소한 두 개의 변환기의 상호 거리는 최대 4 cm이고, 양호하게는 0.5 cm 내지 1.5 cm인 것인 장치.
제16항 내지 제30항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 가중 유닛은 상기 가중 유닛의 가중 특성을 조절하는 제어 입력을 포함하는 것인 장치.