EP0902573A2 - Leitungsempfänger mit galavanischer Trennung - Google Patents

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EP0902573A2
EP0902573A2 EP98116121A EP98116121A EP0902573A2 EP 0902573 A2 EP0902573 A2 EP 0902573A2 EP 98116121 A EP98116121 A EP 98116121A EP 98116121 A EP98116121 A EP 98116121A EP 0902573 A2 EP0902573 A2 EP 0902573A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
output
current mirror
arrangement
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP98116121A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0902573A3 (de
Inventor
Michael Moyal
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Siemens AG
Siemens Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG, Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP0902573A2 publication Critical patent/EP0902573A2/de
Publication of EP0902573A3 publication Critical patent/EP0902573A3/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
    • H04L25/0266—Arrangements for providing Galvanic isolation, e.g. by means of magnetic or capacitive coupling

Definitions

  • the invention relates to a circuit for recovering a digital signal from a by means of galvanic isolation input signal with two input connections for the input signal and an output terminal for the recovered digital signal.
  • the use of the coupling elements causes a change of the waveform, so that when transmitting a Signals from system A to system B in system B a facility is to be provided with which the system A emitted waveform can be recovered. This is required especially with digital signals because the digital signal processing equipment in the receiving System B only reliable with defined signal structures work.
  • the technical problem underlying the invention exists therefore in specifying a circuit with which a digital Signal sent to a receiver system using electrical isolation is supplied, recovered from the received signal can be.
  • a preferred signal regeneration circuit accordingly has a current direction sensor on the between the input terminals prevailing current direction detected and a Output signal according to the current direction.
  • the current direction sensor detects the direction of the Current that flows between the two input connections.
  • the current direction sensor preferably has a voltage clamping arrangement and a current mirror arrangement.
  • the voltage clamp arrangement sets the voltage between the input terminals to a predetermined maximum value.
  • the Current mirror arrangement detects the between the input terminals flowing current and leads the detected current value an output driver arrangement to which the output signal is tapped. It is particularly preferred that the voltage clamp arrangement a first and a second series connection from at least two each switched in the same direction Has diodes.
  • the diodes are the first Series connection in the opposite direction to the diodes the second series connection, and the series connections are connected to each other at a middle node.
  • the signal regeneration circuit has the current mirror arrangement of the current direction sensor a first and a second Current mirror on.
  • the first current mirror forms the Current flow through the voltage clamp assembly in a first Current flow direction
  • the second current mirror forms the Current flow through the voltage clamp assembly in a second Current flow direction.
  • the current mirror arrangement a third and a fourth current mirror.
  • the third current mirror is connected to the output current path of the first current mirror and the fourth current mirror is with the output current path connected to the second current mirror.
  • Very particularly preferred is a version in which the output current path of the third current mirror and the output current path of the fourth Current mirrors are connected together and the output driver arrangement form. At the junction of the output current paths of the third and fourth current mirror then the output signal can be tapped.
  • a reference potential can be supplied.
  • the reference potential is compared to the ground potential of the current direction sensor, and thus the signal receiving system.
  • the circuit structures of the current mirror arrangement can then be compared to the ground potential of the receiving Systems can be designed.
  • This reference potential is preferably in the area of the threshold potential of CMOS transistors, when such transistors are used in the circuit should be. It is preferred to switch the circuit off to build bipolar transistors and CMOS transistors.
  • the input signal is preferably capacitive Coupling fed.
  • the current direction sensor a buffer, preferably in the form a flip-flop, with which the last ruling Current direction state is cached.
  • Figure 1 is essentially divided into four circuit blocks.
  • a circuit block CC relates to capacitive coupling two signal lines.
  • Circuit blocks VC, CM and OL together form a current direction sensor according to a preferred Embodiment of the invention.
  • the current direction sensor according to Figure 1 has a voltage clamp arrangement VC, a current mirror arrangement CM and a buffer arrangement OL on.
  • the capacitive coupling CC is the Current direction sensor a typically differential input signal supplied, which is evaluated by the current direction sensor and at its output terminal OUTPUT as recovered Input signal is output.
  • the capacitive coupling arrangement points to this in each of the signal lines a coupling capacitor CHP1 and CHP2 and each a resistor R3 or R4 connected in series.
  • the free connections of the resistors R3 and R4 are with the Input signal connections INPUT1 or INPUT2 of the voltage terminal arrangement VC of the current direction sensor connected.
  • the voltage terminal arrangement has two rows of diodes D1, D2, D3, D4 and D5, D6, D7, D8 connected in anti-parallel which are connected at their free ends to the input signal connections INPUT1 and INPUT2.
  • a series connection of resistors R1 and R2 is connected in parallel with the diode series connections, the free ends of which are also connected to the signal input connections INPUT1 and INPUT2.
  • the two diode series connections and the resistance series connection are connected to one another at a center node B.
  • the center node B lies at a reference potential Vref which is fixed in relation to the ground potential of the receiving system.
  • the signal input connections INPUT1 and INPUT2 are thus two diode forward voltages V D above and below the reference voltage Vref with respect to the ground potential of the receiving system to which the current direction sensor belongs.
  • the diodes D1 to D8 are preferably designed as bipolar transistors, the collector and base of which are short-circuited and thus simulate the function of a diode in the integrated circuit in a simple manner.
  • the input current paths of a first and a second current mirror are connected between the center node B and the node of the input signal connection INPUT2.
  • the input current path of the first current mirror has a resistor RX and a bipolar transistor QX1 of the NPN type short-circuited to a diode.
  • the input current path of the first current mirror is thus connected in the same forward direction as the diode series circuit D1 to D4.
  • the input current path of the second current mirror has a resistor RY and a bipolar transistor QY1 of the pnp type short-circuited as a diode.
  • the input current path of the second current mirror has the same forward direction as the diode series circuit D5 to D8.
  • the maximum current IX through the input current path of the first current mirror and the maximum current through the input current path of the second current mirror are equal in amount. However, the current direction is opposite according to the diode switching direction. The amount is:
  • (2V D -V BE ) / RX, where V D is the forward voltage of a diode of the diode series circuits D1 to D8 and where V BE is the base-emitter voltage of the transistor QX1 and QY1.
  • the collector-emitter path lies in the output current path of the first current mirror an npn transistor QX2, and in the output current path the collector current emitter lies on the second current mirror a PNP transistor QY2.
  • the basic connections and the emitter terminals of transistors QX1 and QX2 and the transistors QY1 and QY2 are connected to one another, to form a current mirror.
  • the output rung of the first current mirror is one with the input current path third current mirror connected and the output current path of the second current mirror is one with the input current path fourth current mirror connected.
  • In the input current path of the The third current mirror is the load path of a p-channel MOS transistor MX1.
  • the free end of the load section of the Transistor MX1 is connected to the supply voltage connection of the receiving system connected.
  • the gate connection of the transistor MX1 with the connection node of the Transistors QX2 and MX1 connected.
  • the output current path of the second current mirror with the Input current path of a fourth current mirror connected.
  • the input current path of the fourth current mirror is the Load path of an n-channel MOS transistor MY1, the free one End of the load path with the ground potential of the receiving one System is connected.
  • the gate of transistor MY1 is with the connection node of transistors QY2 and MY1 connected.
  • the output current path of the third current mirror is from a p-channel MOS transistor MX2, and the output current path the fourth current mirror is from the load path of an n-channel MOS transistor MY2 is formed.
  • the free end the load path of the transistor MX2 is connected to the supply voltage connection of the receiving system and that free end of the load path of transistor MY2 is connected to the Ground connection of the receiving system connected.
  • the gate connections their transistors MX1 and MX2 and Transistors MY1 and MY2 are connected to one another To form current mirror.
  • the load paths of the transistors MX2 and MY2 of the third and fourth current mirrors connected to each other at a node S. At node S can a logical signal can be tapped that the currently prevailing current direction between the input connections INPUT1 and INPUT2 displays.
  • the current mirror arrangement CM is the output buffer arrangement OL downstream, with which the output signal is stabilized at the node S of the current mirror arrangement CM.
  • the output latch circuit OL has one of CMOS inverters existing flip-flop FF, whose input connection with the output node S of the current mirror arrangement CM connected is.
  • One of the inverters of the flip-flop FF points in addition, load transistors ML1 and ML2, which also are configured in complementary MOS technology.
  • the inverter A3 is configured and dimensioned as a CMOS output driver.
  • the output signal is at the output terminal of the inverter A3 OUTPUT of the signal regeneration circuit of the invention.
  • the voltage clamp arrangement with the antiparallel connected diode series circuits D1 to D4 or D5 to D8 clamps the voltage between the signal input connections INPUT1 and INPUT2 to a value which is four times the amount of a diode forward voltage V D. Relative to the center node B, the voltage at the signal input connection INPUT2 moves the voltage between Vref + 2 V D and Vref - 2 V D in relation to the ground potential of the receiving system. It should be mentioned that with a rectangular, differential input signal applied to the capacitors CHP1 and CHP2, the capacitors CHP1 and CHP2 discharge exponentially via the resistors R1 and R2 after each voltage level change in the input signal.
  • the current direction of the discharge current determines the logical state of the input signal.
  • a first current direction is detected in the input current path of the first current mirror
  • the second current direction is detected in the input current path of the second current mirror.
  • the input current paths of the first and second current mirrors are connected between the central node B and the node of the input connection INPUT2 according to FIG. 1, the circuit function can also be implemented with only a slightly different configuration if the input current path of the first or second current mirror or of the first and second current mirror is connected between the middle node B and the node of the input connection INPUT1.
  • the current IX in the input current path of the first current mirror is mapped into its output current path and simultaneously fed to the input current path of the third current mirror.
  • the current IY in the input current path of the second current mirror mapped in its output current path and supplied to the input current path of the fourth current mirror. Because at any given time either only the first or only the second current mirror is active the output current paths of the third and fourth current mirrors can be connected to each other in order to connect the connection node S To tap the output signal.
  • the reference voltage Vref is based on the ground potential of the receiving system.
  • a current IY as calculated above thus flows through the input current path of the second current mirror. This current IY is mapped onto the output current path of the second current mirror, multiplied by the fourth current mirror and applied to the flip-flop FF via the node S in order to switch this state.
  • the flip-flop thus switches according to the current direction currently prevailing between the input connections INPUT1 and INPUT2.
  • the switching currents of the flip-flop FF can be set with the load transistors ML1 and ML2.
  • FIG. 2 shows a circuit for generating the reference potential Vref.
  • a current I B is supplied to a node A, the value of which is very low.
  • This current flows via diode-connected npn transistors QB1 and QB2 and the load path of an n-channel MOS transistor to the ground connection of the receiving system.
  • this current is mapped into an output current path via the transistors MB1 and MB2 connected to form a current mirror.
  • the output current path consists of the load path of the transistor MB2, the collector-emitter path of an npn transistor QB7, which is also connected to the current mirror by the transistor QB2, and the load path of a p-channel MOS transistor MB5.
  • the current in the output current path of the current mirror arrangement is mapped onto the load path of a p-channel MOS transistor MB6 via the transistor MB5.
  • This activates a pnp transistor QB4 and drives a further current mirror arrangement consisting of the n-channel MOS transistors MB3 and MB4.
  • the load path of the transistor MB4 and the collector-emitter path of an NPN transistor QB3, which is also activated as a result, is located in the output current path of this current mirror.
  • the base of an output transistor QB5 of the npn type is connected to a connection node Y of the transistor MB6 and the transistor QB4.
  • the base of an output transistor QB6 of the PNP type is connected to a connection node X between the emitter of transistor QB3 and the load path of transistor MB4.
  • the emitters of the output transistors QB5 and QB6 are connected to one another and are at the desired voltage Vref.
  • the voltage Vref is at the same level as the potential at node A. This is because the rabbits of the Transistors QB3 and QB4 also connected to node A. and transistors QB3 and QB4 from the current mirror arrays from the transistors MB3 and MB4 or MB5 and MB6 kept activated.
  • the node Y is around the Voltage drop across the base-emitter diode of the transistor QB4 above the potential of node A. About the voltage drop reaches the base-emitter diode of transistor QB5 then back to the potential of node A.
  • the circuit of Figure 2 belongs to the receiving system and is therefore related to its ground potential. This is true also to the supply voltage connections illustrated in FIG. 2 at the free ends of the load routes of the transistors MB5, MB6, QB3 and QB5. Between the knot A and the ground potential is also a capacitor C1 switched, the high-frequency noise from a surrounding Supply voltage sources or clock system sources filtered out.
  • the voltage at node A and thus the output voltage Vref is twice the base-emitter voltage above the threshold voltage of a MOS transistor related to the ground potential of the receiving system.

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Abstract

Es ist eine Signalregenerierungsschaltung zum Wiedergewinnen eines digitalen Signals aus einem mittels galvanischer Trennung zugeführten Eingangssignal offenbart. Die Schaltung weist zwei Eingangsanschlüsse für das Eingangssignal und einen Ausgangsanschluß für das wiedergewonnene digitale Signal auf. Die Schaltung ist gekennzeichnet durch einen Stromrichtungssensor, der die zwischen den Eingangsanschlüssen herrschende Stromrichtung erfaßt und der Signal entsprechend der zuletzt herrschenden Stromrichtung abgibt. Die Schaltung kann vorteilhaft in Verbindung mit digitalen Schaltungen eingesetzt werden, die an ihren Eingangsanschlüssen eine Potentialtrennung erfordern. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Wiedergewinnen eines digitalen Signals aus einem mittels galvanischer Trennung zugeführten Eingangssignal mit zwei Eingangsanschlüssen für das Eingangssignal und einem Ausgangsanschluß für das wiedergewonnene digitale Signal.
Bei der Übertragung von elektrischen Signalen zwischen zwei Systemen A und B gibt es häufig das Erfordernis, daß die Systeme A und B nicht galvanisch miteinander verbunden werden dürfen, das heißt, daß keine direkte metallische Verbindung zwischen den Systemen A und B vorliegen darf. Zur galvanischen Trennung der Systeme A und B, die untereinander Signale austauschen sollen, kommen bei leitungsgebundener Signalübertragung im wesentlichen das Einfügen eines Kondensators in jede der Signalübertragungsleitungen oder der Einsatz eines Übertragers für ein Signalleitungspaar in Frage. Die Koppelelemente Kondensator bzw. Übertrager erlauben demnach die Übertragung von Signalen zwischen den Systemen A und B, ohne diese galvanisch miteinander zu verbinden.
Der Einsatz der Koppelelemente bewirkt jedoch eine Veränderung des Signalverlaufs, so daß bei der Übertragung eines Signals vom System A zum System B im System B eine Einrichtung vorzusehen ist, mit der der ursprünglich vom System A abgegebene Signalverlauf wiedergewonnen werden kann. Dies ist insbesondere bei digitalen Signalen erforderliche, weil die digitalen Signalverarbeitungseinrichtungen im empfangenden System B nur mit definierten Signalstrukturen zuverlässig arbeiten.
Das der Erfindung zugrundeliegende technische Problem besteht daher darin, eine Schaltung anzugeben, mit der ein digitales Signal, das einem Empfängersystem mittels galvanischer Trennung zugeführt wird, aus dem empfangenen Signal wiedergewonnen werden kann.
Dieses Problem wird gelöst mit einer Schaltung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1. Bevorzugte Ausführungsformen dieser Schaltung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Eine bevorzugte Signalregenerierungsschaltung weist demnach einen Stromrichtungssensor auf, der die zwischen den Eingangsanschlüssen herrschende Stromrichtung erfaßt und ein Signal entsprechend der herrschenden Stromrichtung abgibt. Der Stromrichtungssensor erfaßt dabei die Richtung des Stroms, der zwischen den zwei Eingangsanschlüssen fließt. vorzugsweise weist der Stromrichtungssensor eine Spannungsklemmanordnung und eine Stromspiegelanordnung auf. Die Spannungsklemmanordnung legt die Spannung zwischen den Eingangsanschlüssen auf einen vorbestimmten Maximalwert fest. Die Stromspiegelanordnung erfaßt den zwischen den Eingangsanschlüssen fließenden Strom und führt den erfaßten Stromwert einer Ausgangstreiberanordnung zu, an der das Ausgangssignal abgreifbar ist. Dabei ist besonders bevorzugt, daß die Spannungsklemmanordnung eine erste und eine zweite Reihenschaltung aus jeweils mindestens zwei in gleicher Richtung geschalteter Dioden aufweist. Dabei sind die Dioden der ersten Reihenschaltung in entgegengesetzter Richtung zu den Dioden der zweiten Reihenschaltung geschaltet, und die Reihenschaltungen sind an einem Mittelknoten miteinander verbunden.
In einem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel der Signalregenerierungsschaltung weist die Stromspiegelanordnung des Stromrichtungssensors einen ersten und einen zweiten Stromspiegel auf. Dabei bildet der erste Stromspiegel den Stromfluß durch die Spannungsklemmanordnung in einer ersten Stromflußrichtung ab, und der zweite Stromspiegel bildet den Stromfluß durch die Spannungsklemmanordnung in einer zweiten Stromflußrichtung ab. Es wird darüber hinaus besonders bevorzugt, daß die Stromspiegelanordnung einen dritten und einen vierten Stromspiegel aufweist. Der dritte Stromspiegel ist dabei mit dem Ausgangsstrompfad des ersten Stromspiegels verbunden und der vierte Stromspiegel ist mit dem Ausgangsstrompfad des zweiten Stromspiegels verbunden. Ganz besonders bevorzugt ist eine Ausführung, bei der der Ausgangsstrompfad des dritten Stromspiegels und der Ausgangsstrompfad des vierten Stromspiegels miteinander verbunden sind und die Ausgangstreiberanordnung bilden. Am Verbindungsknoten der Ausgangsstrompfade des dritten und vierten Stromspiegels kann dann das Ausgangssignal abgegriffen werden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung ist an dem Mittelknoten der Spannungsklemmanordnung des Stromrichtungssensors ein Bezugspotential zuführbar. Das Bezugspotential ist dabei gegenüber dem Massepotential des Stromrichtungssensors, und damit des signalempfangenden Systems festgelegt. Die Schaltungsstrukturen der Stromspiegelanordnung können dann gegenüber dem Massepotential des empfangenden Systems ausgelegt werden. Vorzugsweise liegt dieses Bezugspotential im Bereich des Schwellenpotentials von CMOS-Transistoren, wenn derartige Transistoren in der Schaltung eingesetzt werden sollen. Es ist bevorzugt, die Schaltung aus bipolaren Transistoren und CMOS-Transistoren aufzubauen.
Vorzugsweise wird das Eingangssignal mittels kapazitiver Kopplung zugeführt. Schließlich ist bevorzugt, daß der Stromrichtungssensor einen Zwischenspeicher, vorzugsweise in Form eines Flipflops, aufweist, mit dem der zuletzt herrschende Stromrichtungszustand zwischengespeichert wird.
Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen:
Figur 1
ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Signalregenerierungsschaltung gemäß der Erfindung und
Figur 2
eine Schaltung zur Erzeugung eines Bezugspotentials.
Figur 1 ist im wesentlichen in vier Schaltungsblöcke unterteilt. Ein Schaltungsblock CC betrifft die kapazitive Kopplung zweier Signalleitungen. Schaltungsblöcke VC, CM und OL bilden zusammen einen Stromrichtungssensor gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Stromrichtungssensor nach Figur 1 weist eine Spannungsklemmanordnung VC, eine Stromspiegelanordnung CM und eine Zwischenspeicheranordnung OL auf. Über die kapazitive Kopplung CC wird dem Stromrichtungssensor ein typischerweise differentielles Eingangssignal zugeführt, das vom Stromrichtungssensor ausgewertet und an seinem Ausgangsanschluß OUTPUT als wiedergewonnenes Eingangssignal ausgegeben wird. Die kapazitive Kopplungsanordnung weist dazu in jeder der Signalleitungen jeweils einen Koppelkondensator CHP1 und CHP2 sowie jeweils einen dazu in Reihe geschalteten Widerstand R3 bzw. R4 auf. Die freien Anschlüsse der Widerstände R3 bzw. R4 sind mit den Eingangssignalanschlüssen INPUT1 bzw. INPUT2 der Spannungsklemmanordnung VC des Stromrichtungssensors verbunden.
Die Spannungsklemmanordnung weist zwei antiparallel geschaltete Diodenreihen D1, D2, D3, D4 bzw. D5, D6, D7, D8 auf, die an ihren freien Enden mit den Eingangssignalanschlüssen INPUT1 bzw. INPUT2 verbunden sind. Parallel zu den Diodenreihenschaltungen ist eine Reihenschaltung aus Widerständen R1 und R2 geschaltet, deren freie Enden ebenfalls an den Signaleingangsanschlüssen INPUT1 bzw. INPUT2 angeschlossen sind. Die beiden Diodenreihenschaltungen und die Widerstandsreihenschaltung sind an einem Mittelknoten B untereinander verbunden. Der Mittelknoten B liegt auf einem gegenüber dem Massepotential des empfangenden Systems festgelegten Bezugspotential Vref. Damit liegen die Signaleingangsanschlüsse INPUT1 bzw. INPUT2 gegenüber dem Massepotential des empfangenden Systems, dem der Stromrichtungssensor angehört, um zwei Diodendurchlaßspannungen VD über bzw. unter der Bezugsspannung Vref. Die Dioden D1 bis D8 sind in einer integrierten Schaltung vorzugsweise als bipolare Transistoren ausgebildet, deren Kollektor und Basis kurzgeschlossen sind und damit in der integrierten Schaltung in einfacher Weise die Funktion einer Diode nachbilden.
In der Stromspiegelanordnung CM des Stromrichtungssensors sind die Eingangsstrompfade eines ersten und eines zweiten Stromspiegels zwischen dem Mittelknoten B und dem Knoten des Eingangssignalanschlusses INPUT2 geschaltet. Der Eingangsstrompfad des ersten Stromspiegels weist einen Widerstand RX und einen zu einer Diode kurzgeschlossenen bipolaren Transistor QX1 vom npn-Typ auf. Der Eingangsstrompfad des ersten Stromspiegels ist somit in der gleichen Durchlaßrichtung geschaltet, wie die Diodenreihenschaltung D1 bis D4. Der Eingangsstrompfad des zweiten Stromspiegels weist einen Widerstand RY und einen als Diode kurzgeschlossenen bipolaren Transistor QY1 vom pnp-Typ auf. Somit weist der Eingangsstrompfad des zweiten Stromspiegels die gleiche Durchlaßrichtung wie die Diodenreihenschaltung D5 bis D8 auf. Der Maximalstrom IX durch den Eingangsstrompfad des ersten Stromspiegels und der Maximalstrom durch den Eingangsstrompfad des zweiten Stromspiegels sind dem Betrag nach gleich. Die Stromrichtung ist jedoch entsprechend der Diodenschaltrichtung entgegengesetzt. Dem Betrag nach sind: |IX|=|IY|=(2VD-VBE)/RX, wobei VD die Durchlaßspannung einer Diode der Diodenreihenschaltungen D1 bis D8 ist und wobei VBE die Basis-Emitter-Spannung des Transistors QX1 bzw. QY1 ist. Da VD ≈ VBE ≈ 0,7 V ergibt sich: |IX|=|IY|=0,7 V/RX, wobei aus Symmetriegründen die Widerstände RX und RY gleich dimensioniert werden und sich somit gleiche Strombeträge für IX und IY ergeben.
Im Ausgangsstrompfad des ersten Stromspiegels liegt die Kollektor-Emitter-Strecke eines npn-Transistors QX2, und im Ausgangsstrompfad des zweiten Stromspiegels liegt die KollektorEmitter-Strecke eines pnp-Transistors QY2. Die Basisanschlüsse und die Emitteranschlüsse der Transistoren QX1 und QX2 sowie der Transistoren QY1 und QY2 sind miteinander verbunden, um einen Stromspiegel zu bilden. Der Ausgangsstrompfad des ersten Stromspiegels ist mit dem Eingangsstrompfad eines dritten Stromspiegels verbunden und der Ausgangsstrompfad des zweiten Stromspiegels ist mit dem Eingangsstrompfad eines vierten Stromspiegel verbunden. Im Eingangsstrompfad des dritten Stromspiegels liegt die Laststrecke eines p-Kanal-MOS-Transistors MX1. Das freie Ende der Laststrecke des Transistors MX1 ist mit dem Versorgungsspannungsanschluß des empfangenden Systems verbunden. Darüber hinaus ist der Gate-Anschluß des Transistors MX1 mit dem Verbindungsknoten der Transistoren QX2 und MX1 verbunden. In ähnlicher Weise ist der Ausgangsstrompfad des zweiten Stromspiegels mit dem Eingangsstrompfad eines vierten Stromspiegels verbunden. Im Eingangsstrompfad des vierten Stromspiegels liegt die Laststrecke eines n-Kanal-MOS-Transistor MY1, wobei das freie Ende der Laststrecke mit dem Massepotential des empfangenden Systems verbunden ist. Der Gate-Anschluß des Transistors MY1 ist mit dem Verbindungsknoten der Transistoren QY2 und MY1 verbunden.
Der Ausgangsstrompfad des dritten Stromspiegels wird von einem p-Kanal-MOS-Transistor MX2 gebildet, und der Ausgangsstrompfad des vierten Stromspiegels wird von der Laststrecke eines n-Kanal-MOS-Transistors MY2 gebildet. Das freie Ende der Laststrecke des Transistors MX2 ist mit dem Versorgungsspannungsanschluß des empfangenden Systems verbunden und das freie Ende der Laststrecke des Transistors MY2 ist mit dem Masseanschluß des empfangenden Systems verbunden. Die Gate-Anschlüsse dere Transistoren MX1 und MX2 sowie der Transistoren MY1 und MY2 sind miteinander verbunden, um einen Stromspiegel zu bilden. Die Laststrecken der Transistoren MX2 und MY2 des dritten und vierten Stromspiegels sind untereinander an einem Knoten S verbunden. Am Knoten S kann ein logisches Signal abgegriffen werden, das die momentan vorherrschende Stromrichtung zwischen den Eingangsanschlüssen INPUT1 und INPUT2 anzeigt.
Der Stromspiegelanordnung CM ist die Ausgangszwischenspeicheranordnung OL nachgeschaltet, mit der das Ausgangssignal am Knoten S der Stromspiegelanordnung CM stabilisiert wird. Die Ausgangszwischenspeicherschaltung OL weist ein aus CMOS-Invertern bestehendes Flipflop FF auf, dessen Eingangsanschluß mit dem Ausgangsknoten S der Stromspiegelanordnung CM verbunden ist. Einer der Inverter des Flipflops FF weist darüber hinaus Lasttransistoren ML1 und ML2 auf, die ebenfalls in komplementärer MOS-Technik konfiguriert sind. Am Ausgangsanschluß des Flipflops sind drei in Serie geschaltete Inverter A1, A2 und A3 angeschlossen, wobei der Inverter A3 als CMOS-Ausgangstreiber konfiguriert und dimensioniert ist.
Am Ausgangsanschluß des Inverters A3 ist das Ausgangssignal OUTPUT der Signalregenerierungsschaltung der Erfindung abgreifbar.
Die Spannungsklemmanordnung mit den antiparallel geschalteten Diodenreihenschaltungen D1 bis D4 bzw. D5 bis D8 klemmt die Spannung zwischen den Signaleingangsanschlüssen INPUT1 und INPUT2 auf einen Wert, der betragsmäßig das Vierfache einer Diodendurchlaßspannung VD ist. Bezogen auf den Mittelknoten B bewegt sich die Spannung am Signaleingangsanschluß INPUT2 die Spannung zwischen Vref + 2 VD und Vref - 2 VD bezogen auf das Massepotential des empfangenden Systems. Es sollte dabei erwähnt werden, daß bei einem an den Kondensatoren CHP1 und CHP2 anliegenden, rechteckförmigen, differentiellen Eingangssignal sich die Kondensatoren CHP1 und CHP2 über die Widerstände R1 bzw. R2 nach jedem Spannungspegelwechsel im Eingangssignal exponentiell entladen. Die Stromrichtung des Entladestroms bestimmt dabei den logischen Zustand des Eingangssignals. Dabei wird eine erste Stromrichtung im Eingangsstrompfad des ersten Stromspiegels erfaßt, und die zweite Stromrichtung wird im Eingangsstrompfad des zweiten Stromspiegels erfaßt. Obwohl nach Figur 1 die Eingangsstrompfade des ersten und zweiten Stromspiegels zwischem dem Mittelknoten B und dem Knoten des Eingangsanschlusses INPUT2 geschaltet sind, ist die Schaltungsfunktion bei nur geringfügig anderer Konfiguration auch dann realisierbar, wenn der Eingangsstrompfad des ersten oder zweiten Stromspiegels oder des ersten und zweiten Stromspiegels zwischen dem Mittelknoten B und dem Knoten des Eingangsanschlusses INPUT1 geschaltet ist.
Der Strom IX im Eingangsstrompfad des ersten Stromspiegels wird in seinen Ausgangsstrompfad abgebildet und gleichzeitig dem Eingangsstrompfad des dritten Stromspiegels zugeführt. In ähnlicher Weise wird der Strom IY im Eingangsstrompfad des zweiten Stromspiegels in seinen Ausgangsstrompfad abgebildet und dem Eingangsstrompfad des vierten Stromspiegels zugeführt. Da jeweils zu einem bestimmten Zeitpunkt entweder nur der erste oder nur der zweite Stromspiegel aktiv ist, können die Ausgangsstrompfade des dritten und vierten Stromspiegels miteinander verbunden werden, um am Verbindungsknoten S das Ausgangssignal abzugreifen.
Wenn beispielsweise ein negatives Eingangssignal vorliegt, das heißt die Spannungsdifferenz zwischen dem Eingangsanschluß INPUT1 und dem Eingangsanschluß INPUT2 ist negativ und es fließt ein Strom vom Eingangsanschluß INPUT2 zum Eingangsanschluß INPUT1, so liegt am Eingangsanschluß INPUT2 eine Spannung, die um das zweifache einer Diodendurchlaßspannung VD über der Bezugsspannung Vref bezogen auf das Massepotential des empfangenden Systems liegt. Es fließt somit ein wie oben berechneter Strom IY durch den Eingangsstrompfad des zweiten Stromspiegels. Dieser Strom IY wird auf den Ausgangsstrompfad des zweiten Stromspiegels abgebildet, vom vierten Stromspiegel vervielfacht und über den Knoten S an das Flipflop FF angelegt, um dieses in seinem Zustand umzuschalten. Das Flipflop schaltet somit entsprechend der gerade vorherrschenden Stromrichtung zwischen den Eingangsanschlüssen INPUT1 und INPUT2. Mit den Lasttransistoren ML1 und ML2 können die Umschaltströme des Flipflops FF eingestellt werden.
Figur 2 zeigt eine Schaltung zur Erzeugung des Referenzpotentials Vref. Dazu wird an einen Knoten A ein Strom IB zugeführt, dessen Wert sehr niedrig bemessen ist. Dieser Strom fließt über zu Dioden verschalteten npn-Transistoren QB1 und QB2 und die Laststrecke eines n-Kanal-MOS-Transistors auf den Masseanschluß des empfangenden Systems ab. Dabei entsteht ein Spannungsabfall vom zweifachen der Basis-Emitter-Spannung VBE der Transistoren QB1 und QB2 und der Schwellenspannung VT des M0S-Transistors MB1. Am n-Kanal-MOS-Transistor MB2 wird dieser Strom über die zu einem Stromspiegel verschalteten Transistoren MB1 und MB2 in einen Ausgangsstrompfad abgebildet. Der Ausgangsstrompfad besteht aus der Laststrecke des Transistors MB2, der Kollektor-Emitter-Strecke eines npn-Transistors QB7, der mit dem Transistor QB2 ebenfalls zu einem Stromspiegel verschaltet ist, und der Laststrecke eines p-Kanal-MOS-Transistors MB5. Über den Transistor MB5 wird der Strom im Ausgangsstrompfad der Stromspiegelanordnung auf die Laststrecke eines p-Kanal-MOS-Transistors MB6 abgebildet. Dieser aktiviert einen pnp-Transistor QB4 und treibt eine weitere Stromspiegelanordnung bestehend aus den n-Kanal-MOS-Transistoren MB3 und MB4. Im Ausgangsstrompfad dieses Stromspiegels befindet sich die Laststrecke des Transistors MB4 und die Kollektor-Emitter-Strecke eines npn-Transistors QB3, der dadurch ebenfalls aktiviert ist. An einem Verbindungsknoten Y des Transistors MB6 und des Transistors QB4 ist die Basis eines Ausgangstransistors QB5 vom npn-Typ angeschlossen. An einem Verbindungsknoten X zwischen dem Emitter des Transistors QB3 und der Laststrecke des Transistors MB4 ist die Basis eines Ausgangstransistors QB6 vom pnp-Typ angeschlossen. Die Emitter der Ausgangstransistoren QB5 und QB6 sind untereinander verbunden und liegen auf der gewünschten Spannung Vref.
Die Spannung Vref liegt dabei auf gleicher Höhe wie das Potential am Knoten A. Dies liegt daran, daß die Hasen der Transistoren QB3 und QB4 ebenfalls mit dem Knoten A verbunden sind und die Transistoren QB3 und QB4 von den Stromspiegelanordnungen aus den Transistoren MB3 und MB4 bzw. MB5 und MB6 aktiviert gehalten werden. Somit liegt der Knoten Y um den Spannungsabfall an der Basis-Emitter-Diode des Transistors QB4 über dem Potential des Knotens A. Über den Spannungsabfall an der Basis-Emitter-Diode des Transistors QB5 gelangt man dann wieder zurück zum Potential des Knotens A. Zum gleichen Ergebnis gelangt man vom Knoten A über die BasisEmitter-Strecke des Transistors QB3 zum Knoten X und davon über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors QB6 zum Ausgangsanschluß Vref. Durch die Ausgangsstufe aus den Transistoren QB5 und QB6 kann am Ausgangsanschluß die Bezugsspannung Vref mit niedriger Impedanz und push-pull-Fähigkeit abgegriffen werden.
Die Schaltung nach Figur 2 gehört zum empfangenden System und ist demnach auf dessen Massepotential bezogen. Dies trifft ebenfalls auf die in der Figur 2 veranschaulichten Versorgungsspannungsanschlüsse an den freien Enden der Laststrecken der Transistoren MB5, MB6, QB3 und QB5 zu. Zwischen dem Knoten A und dem Massepotential ist darüber hinaus ein Kondensator C1 geschaltet, der hochfreguentes Rauschen aus einer umgebenden Versorgungsspannungsguelle oder Taktsystemguellen herausfiltert. Die Spannung am Knoten A und damit die Ausgangsspannung Vref liegt um das zweifache einer Basis-Emitter-Spannung über der Schwellenspannung eines MOS-Transistors bezogen auf das Massepotential des empfangenden Systems.
Mit der Schaltung nach der Erfindung ist es möglich, ein differentielles Eingangssignal, das über die Koppelkondensatoren CHP1 und CHP2 dem empfangenden System über die Eingangsanschlüsse INPUT1 und INPUT2 zugeführt wird, als solches bezogen auf das Massepotential des empfangenden Systems zu regenerieren und an einem Ausgangsanschluß OUTPUT auszugeben. Zwischen dem Sendesystem und dem empfangenden System fließt demnach kein Gleichstrom, sondern es wird lediglich eine Wechselstromkomponente übertragen. Die erfindungsgemäße Schaltung kann in einfacher Weise vollständig integriert auf einer Halbleiterstruktur aufgebaut werden.

Claims (11)

  1. Signalregenerierungsschaltung zum Wiedergewinnen eines digitalen Signals aus einem mittels galvanischer Trennung (CHP1, CHP2) zugeführten Eingangssignal mit zwei Eingangsanschlüssen (INPUT1, INPUT2) für das Eingangssignal und einem Ausgangsanschluß (OUTPUT) für das wiedergewonnene digitale Signal,
    gekennzeichnet durch
    einen Stromrichtungssensor (VC, CM, OL), der die zwischen den Eingangsanschlüssen (INPUT1, INPUT2) herrschende Stromrichtung erfaßt und der ein Signal (OUTPUT) entsprechend der herrschenden Stromrichtung abgibt.
  2. Schaltung nach Patentanspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der Stromrichtungssensor eine Spannungsklemmanordnung (VC) zum Festlegen der Spannung zwischen den Eingangsanschlüssen (INPUT1, INPUT2) und eine Stromspiegelanordnung (CM), die eine Ausgangstreiberanordnung (MX2, MY2) umfaßt, aufweist, wobei das Ausgangssignal (OUTPUT) an der Ausgangstreiberanordnung (MX2, MY2) abgreifbar ist.
  3. Schaltung nach Patentanspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    die Spannungsklemmanordnung (VC) eine erste (D1, D2, D3, D4) und eine zweite (D5, D6, D7, D8) Reihenschaltung aus jeweils mindestens zwei in gleicher Richtung geschalteter Dioden aufweist, wobei die Dioden der ersten Reihenschaltung (D1, D2, D3, D4) in entgegengesetzter Richtung zu den Dioden der zweiten Reihenschaltung (D5, D6, D7, D8) geschaltet sind und die Reihenschaltungen an einem Mittelknoten miteinander verbunden sind.
  4. Schaltung nach einem der Patentansprüche 2 oder 3,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    die Stromspiegelanordnung (CM) einen ersten (QX1, QX2, RX) und einen zweiten (QY1, QY2, RY) Stromspiegel aufweist, wobei der erste Stromspiegel (QX1, QX2, RX) den Stromfluß (IX) durch die Spannungsklemmanordnung (VC) in einer ersten Stromflußrichtung abbildet und der zweite Stromspiegel (QY1, QY2, RY) den Stromfluß (IY) durch die Spannungsklemmanordnung (VC) in einer zweiten Stromflußrichtung abbildet.
  5. Schaltung nach Patentanspruch 4,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    die Stromspiegelanordnung (CM) einen dritten (MX1, MX2) und einen vierten (MY1, MY2) Stromspiegel aufweist, wobei der dritte Stromspiegel (MX1, MX2) mit dem Ausgangsstrompfad des ersten Stromspiegels (QX1, QX2, RX) verbunden ist und der vierte Stromspiegel (MY1, MY2) mit dem Ausgangsstrompfad des zweiten Stromspiegels (QY1, QY2, RY) verbunden ist.
  6. Schaltung nach Patentanspruch 5,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der Ausgangsstrompfad des dritten Stromspiegels (MX1, MX2) und der Ausgangsstrompfad des vierten Stromspiegels (MY1, MY2) miteinander verbunden sind und die Ausgangstreiberanordnung (MX2, MY2) bilden, wobei am Verbindungsknoten (S) der Ausgangsstrompfade des dritten und vierten Stromspiegels das Ausgangssignal abgegriffen werden kann.
  7. Schaltung nach einem der Patentansprüche 2 bis 6,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    an dem Mittelknoten der Spannungsklemmanordnung (VC) ein Hezugspotential (Vref) zuführbar ist.
  8. Schaltung nach einem der Patentansprüche 7,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    das Bezugspotential (Vref) im Bereich des Schwellenpotentials (VT) der in einer integrierten Schaltung verwendeten CMOS-Transistoren liegt.
  9. Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    die Schaltung aus Bipolaren Transistoren und CMOS Transistoren aufgebaut ist.
  10. Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    das Eingangssignal mittels kapazitiver Kopplung (CHP1, CHP2) zugeführt ist.
  11. Schaltung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der Stromrichtungssensor (VC, CM, OL) einen Zwischenspeicher (OL) aufweist, mit dem der zuletzt herrschende Stromrichtungszustand zwischengespeichert wird.
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