EP0782128B1 - Procédé d'analyse par prédiction linéaire d'un signal audiofréquence, et procédés de codage et de décodage d'un signal audiofréquence en comportant application - Google Patents

Procédé d'analyse par prédiction linéaire d'un signal audiofréquence, et procédés de codage et de décodage d'un signal audiofréquence en comportant application Download PDF

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EP0782128B1
EP0782128B1 EP96402715A EP96402715A EP0782128B1 EP 0782128 B1 EP0782128 B1 EP 0782128B1 EP 96402715 A EP96402715 A EP 96402715A EP 96402715 A EP96402715 A EP 96402715A EP 0782128 B1 EP0782128 B1 EP 0782128B1
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EP
European Patent Office
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signal
stage
transfer function
coefficients
parameters
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EP96402715A
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EP0782128A1 (fr
Inventor
Catherine Quinquis
Alain Le Guyader
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Orange SA
Original Assignee
France Telecom SA
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    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/06—Determination or coding of the spectral characteristics, e.g. of the short-term prediction coefficients

Definitions

  • the present invention relates to a method of analysis by linear prediction of an audio signal.
  • This process finds a particular, but not exclusive, application in prediction audio coders, especially in coders with analysis by synthesis, the most common type of which is the coder CELP ("Code-Excited Linear Prediction").
  • Predictive coding techniques with analysis by synthesis are currently widely used for coding the speech in the telephone band (300-3400 Hz) at rates that can down to 8 kbit / s, while maintaining quality telephone.
  • the transform coding techniques are used for voice signal broadcasting and storage applications and musical.
  • these techniques involve delays in relatively large coding (larger than 100 ms), which produces in particular difficulties in participating in group communications where interactivity is very important.
  • Predictive techniques delay lower, essentially depending on the length of the frames linear prediction analysis (typically 10 to 20 ms), and therefore find applications even for coding voice and / or music signals having bandwidth greater than the telephone band.
  • the predictive coders used for bit rate compression perform modeling of the spectral envelope of the signal. This modeling results from an analysis by linear prediction of order M (M-10 typically in narrow band), consisting in determining M coefficients a i of linear prediction of the input signal. These coefficients characterize a synthesis filter used at the decoder, whose transfer function is of the form 1 / A (z) with
  • Linear prediction analysis has a domain of broader application than that of coding the speech.
  • the order M of the prediction is one of the variables that predictive analysis linear aims to obtain, this variable being influenced by the number of peaks present in the spectrum of the signal analyzed (see US-A-5,142,581).
  • the filter calculated by the linear prediction analysis can have various structures, leading to different choices of parameters for the representation of the coefficients (the coefficients a i themselves, the parameters LAR, LSF, LSP, the reflection coefficients or PARCOR. ..).
  • DSP digital signal processors
  • it was common to use recursive structures for the calculated filter for example structures using PARCOR coefficients of the type described in the article by F. ITAKURA and S. SAITO "Digital Filtering Techniques for Speech Analysis and Synthesis", Proc. of the 7th International Congress on Acoustics, Budapest 1971, pages 261-264 (see FR-A-2 284 946 or US-A-3 975 587).
  • the coefficients a i are also used to construct a perceptual weighting filter used by the coder to determine the excitation signal to be applied to the short-term synthesis filter to obtain a synthetic signal representative of the signal of speech.
  • This perceptual weighting accentuates the portions of the spectrum where the coding errors are the most perceptible, that is to say the interformant areas.
  • the linear prediction coefficients a i are also used to define a post-filter used to attenuate the frequency zones between the formants and the harmonics of the speech signal, without modifying the slope of the spectrum of the signal.
  • G P is a gain factor compensating for the attenuation of the filters
  • ⁇ 1 and ⁇ 2 are coefficients such that 0 ⁇ 1 ⁇ 2 ⁇ 1, ⁇ is a positive constant
  • r 1 denotes the first dependent reflection coefficient coefficients a i .
  • Modeling the spectral envelope of the signal by the coefficients a i therefore constitutes an essential element of the coding and decoding process, in the sense that it must represent the spectral content of the signal to be reconstructed at the decoder and that it also controls masking quantization noise as well as post-filtering at the decoder.
  • linear prediction analysis usually practiced fails to faithfully model the envelope of the spectrum. Often the speech signals are noticeably more energetic at low frequencies than at frequencies so that the linear prediction analysis certainly leads to precise bass modeling frequencies but at the expense of spectrum modeling at higher frequencies. This drawback becomes particularly troublesome in the case of wideband coding.
  • US Patent 5,142,581 describes a filter for multistage linear prediction, in which the order prediction used in each stage is a variable parameter.
  • An object of the present invention is to improve the modeling of the spectrum of an audiofrequency signal in a system using a prediction analysis method linear. Another goal is to make the performance of a such more homogeneous system for different input signals (speech, music, sinusoids, DTMF signals %), different bandwidths (telephone band, band enlarged, hifi band %), different recording conditions (directive microphone, acoustic antenna %) and filtering.
  • the invention thus proposes a method of analysis by linear prediction of order M of an audiofrequency signal, to determine spectral parameters dependent on a short-term spectrum of the audiofrequency signal, divided into q successive prediction stages, q being an integer greater than 1.
  • parameters are determined representing a predefined number Mp of coefficients a 1 P , ..., a Mp p of linear prediction of an input signal from said stage , the audio signal analyzed constituting the input signal of the first stage, and the input signal of a stage p + 1 being constituted by the input signal of stage p filtered by a transfer function filter the prediction order M being such that
  • the number Mp of linear prediction coefficients can notably increase from one floor to the next. So the first floor will be able to fairly accurately reflect the general slope of the spectrum or signal, while the stages following will refine the representation of the signal formants. This avoids, in the case of high dynamic signals, too much focus on the most energetic areas at risk poor modeling of other frequency zones which may be perceptually important.
  • the transfer function A (z) thus obtained can also be used to define according to formula (2) the transfer function of the perceptual weighting filter when the coder is a coder for analysis by synthesis with closed loop determination of the signal of excitation.
  • Another interesting possibility is to adopt coefficients of spectral expansion ⁇ 1 and ⁇ 2 which can vary from one stage to the next, that is to say to give the perceptual weighting filter a function of transfer of the form.
  • ⁇ 1 p , ⁇ 2 p denote pairs of spectral expansion coefficients such that 0 ⁇ 2 p ⁇ 1 p ⁇ 1 for 1 ⁇ p ⁇ q.
  • This transfer function A (z) can also be used to define a post-filter whose transfer function comprises, as in formula (3) above, a term of the form A (z / ⁇ 1 ) / A (z / ⁇ 2 ), where ⁇ 1 and ⁇ 2 denote coefficients such as 0 ⁇ 1 ⁇ 2 ⁇ 1.
  • stepwise linear prediction analysis method multiple proposed according to the invention has many other applications in audio signal processing, for example example in transform predictive coders, in speech recognition systems in systems speech enhancement ...
  • the audiofrequency signal to be analyzed in the method illustrated in FIG. 1 is denoted s 0 (n). It is assumed to be available in the form of digital samples, the integer n denoting the successive sampling instants.
  • the linear prediction analysis method comprises q successive stages 5 1 , ..., 5 p , ..., 5 q . At each prediction stage 5 p (1 p p q q), a linear order Mp prediction of an input signal s p-1 (n) is carried out.
  • the input signal of the first stage 5 1 is constituted by the audio frequency signal to be analyzed s 0 (n), while the input signal of a stage 5 p + 1 (1 ⁇ p ⁇ q) is constituted by the signal s p (n), obtained in a step denoted 6 p by applying to the input signal s p-1 (n) of the p-th stage 5 p a filtering by means of a transfer function filter where the coefficients a i p (1 ⁇ i ⁇ Mp) are the linear prediction coefficients obtained on stage 5 p .
  • the quantity E (Mp) is the energy of the residual prediction error of stage p.
  • the quantification can relate to the normalized frequencies ⁇ i p or to their cosines.
  • the analysis can be performed at each 5 p prediction stage according to the classic Levinson-Durbin algorithm mentioned above.
  • Other algorithms providing the same results, developed more recently, can be used advantageously, in particular the exploded Levinson algorithm (see “A new Efficient Algorithm to Compute the LSP Parameters for Speech Coding", by S. Saoudi, JM Boucher and A. Le Guyader, Signal Processing, Vol.28, 1992, pages 201-212), or the use of Chebyshev polynomials (see “The Computation of Line Spectrum Frequencies Using Chebyshev Polynomials, by P. Kabal and RP Ramachandran, IEEE Trans. On Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol. ASSP-34, n ° 6, pages 1419-1426, December 1986).
  • the orders Mp of the linear predictions carried out preferably increase from one stage to the following: M1 ⁇ M2 ⁇ ... ⁇ Mq.
  • M1 2 for example
  • M1 2 for example
  • the signal sampling frequency Fe was 16 kHz.
  • the signal spectrum (modulus of its Fourier transform) is represented by curve I. This spectrum is representative of audio frequency signals which have, on average, more energy at low frequencies than at high frequencies. The spectral dynamics are sometimes higher than that of Figure 2 (60 dB).
  • Curves (II) and (III) correspond to the modeled spectral envelopes
  • the invention is described below in its application to a CELP type speech coder.
  • FIG. 3 The speech synthesis process implemented in a CELP coder and decoder is illustrated in FIG. 3.
  • An excitation generator 10 delivers an excitation code c k belonging to a predetermined repertoire in response to an index k.
  • An amplifier 12 multiplies this excitation code by an excitation gain ⁇ , and the resulting signal is subjected to a long-term synthesis filter 14.
  • the output signal u of the filter 14 is in turn subjected to a short-term synthesis filter 16, the output of which constitutes what is considered here as the synthetic speech signal.
  • This synthetic signal is applied to a post-filter 17 intended to improve the subjective quality of the reconstructed speech.
  • Post-filtering techniques are well known in the field of speech coding (see JH Chen and A.
  • the coefficients of the post-filter 17 are obtained from the LPC parameters characterizing the short-term synthesis filter 16. It will be understood that, as in certain current CELP decoders, the post-filter 17 could also include a long-term post-filtering component.
  • the aforementioned signals are digital signals represented for example by words of 16 bits at a sampling rate Fe equal for example to 16 kHz for an encoder in wide band (50-7000 Hz).
  • the synthesis filters 14, 16 are generally purely recursive filters.
  • the delay T and the gain G constitute long-term prediction parameters (LTP) which are determined adaptively by the coder.
  • the LPC parameters defining the short-term synthesis filter 16 are determined at the coder by a method of analysis by linear prediction of the speech signal.
  • the transfer function of the filter 16 is generally of the form 1 / A (z) with A (z) of the form (1).
  • the present invention proposes to adopt a similar form of the transfer function, in which A (z) is broken down according to (7) as indicated above.
  • excitation signal designates here the signal u (n) applied to the short-term synthesis filter 14.
  • This excitation signal comprises an LTP Gu (nT) component and a residual component, or innovation sequence, ⁇ c k (n).
  • the parameters characterizing the residual component and, optionally, the LTP component are evaluated in a closed loop, using a perceptual weighting filter.
  • FIG 4 shows the diagram of a CELP coder.
  • the speech signal s (n) is a digital signal, for example supplied by an analog-to-digital converter 20 processing the amplified and filtered output signal from a microphone 22.
  • LPC, LTP and EXC parameters index k and gain excitation ⁇
  • LPC, LTP and EXC parameters index k and gain excitation ⁇
  • These parameters are then quantified in a known manner for transmission efficient digital and then subjected to a multiplexer 30 which forms the encoder output signal.
  • These parameters are also supplied to a module 32 for calculating initial states some encoder filters.
  • This module 32 essentially comprises a decoding chain such as that shown in FIG. 3. Like the decoder, the module 32 operates on the basis of quantified LPC, LTP and EXC parameters. If one interpolation of LPC parameters is performed at the decoder, as is common, the same interpolation is performed by the module 32.
  • the module 32 makes it possible to know at the level of the coder the previous states of the synthesis filters 14, 16 of the decoder, determined according to the synthesis parameters and excitation prior to the sub-frame considered.
  • the next step in coding is determining LTP long term prediction parameters. These are for example determined once per L subframe samples.
  • the signal outlet of the subtractor 34 is subjected to a filter 38 of perceptual weighting whose role is to accentuate portions of the spectrum where errors are most noticeable, that is to say the inter-forming zones.
  • the respective coefficients b i and c i (1 i i M M) of the functions AN (z) and AP (z) are calculated for each frame by a module 39 for evaluating the perceptual weighting which supplies them to the filter 38.
  • AN (z) A (z / ⁇ 1 )
  • AP (z) A (z / ⁇ 2 ) with 0 ⁇ 2 ⁇ 1 ⁇ 1, which comes back to the usual form (2 ) with A (z) of the form (7).
  • the invention however allows, with a very low computational overload, to have greater flexibility as regards the shaping of the quantization noise, by adopting the form (6) for W (z), that is:
  • the closed loop LTP analysis performed by the module 26 consists, in a conventional manner, in selecting for each subframe the delay T which maximizes the normalized correlation: where x '(n) denotes the output signal of the filter 38 during the sub-frame considered, and y T (n) denotes the convolution product u (nT) * h' (n).
  • h '(0), h' (1) ..., h '(L-1) denotes the impulse response of the weighted synthesis filter, with transfer function W (z) / A (z).
  • This impulse response h ′ is obtained by a module 40 for calculating impulse responses, as a function of the coefficients b i and c i provided by the module 39 and of the LPC parameters which have been determined for the sub-frame, if appropriate after quantification. and interpolation.
  • the samples u (nT) are the previous states of the long-term synthesis filter 14, provided by the module 32.
  • the missing samples u (nT) are obtained by interpolation on the basis of previous samples, or from the speech signal.
  • the delays T, whole or fractional, are selected in a specific window.
  • the signal Gy T (n) which has been calculated by the module 26 for the optimal delay T, is first subtracted from the signal x '(n) by the subtractor 42.
  • the resulting signal x (n) is subjected to a reverse filter 44 which provides a signal D (n) given by: where h (0), h (1), ..., h (L-1) designates the impulse response of the filter composed of the synthesis filters and the perceptual weighting filter, calculated by the module 40.
  • the compound filter has the transfer function W (z) / [A (z) .B (z)].
  • the vector D constitutes a target vector for the module 28 for searching for the excitation.
  • the CELP decoder includes a demultiplexer 8 receiving the bit stream from the coder.
  • the quantized values of the excitation parameters EXC and LTP and LPC synthesis parameters are provided to the generator 10, amplifier 12 and filters 14, 16 to reconstruct the synthetic signal s and, which is subjected to post-filter 17 then converted to analog by the converter 18 before being amplified and then applied to a loudspeaker 19 to restore the original speech.
  • the LPC parameters are for example constituted by quantization indexes of the reflection coefficients r i p (also called partial correlation coefficients or PARCOR) relating to the different linear prediction stages.
  • a module 15 recovers the quantized values of the r i p from the quantization indexes, and converts them to provide the q sets of linear prediction coefficients. This conversion is for example carried out by the same recursive method as in the Levinson-Durbin algorithm.
  • the sets of coefficients a i p are supplied to the short-term synthesis filter 16 constituted by a succession of q filters / stages of transfer functions 1 / A 1 (z), ..., 1 / A q (z) given by relation (4).
  • the filter 16 could also be in a single stage of transfer function 1 / A (z) given by the relation (1) in which the coefficients a i have been calculated according to the relations (9) to (13).
  • the reflection coefficient r 1 can be that associated with the coefficients a i of the composite synthesis filter, which it is then necessary to calculate.
  • the invention makes it possible to adopt coefficients ⁇ 1 and ⁇ 2 different from one stage to the next (formula (8)), namely:
  • the invention has been described above in its application to a predictive coder with forward adaptation, that is to say in which the audio signal subject to linear prediction analysis is the input signal of the coder.
  • the invention also applies to predictive coders / decoders with backward adaptation, in which synthetic signal is subject to prediction analysis linear to the coder and the decoder (see J.H. Chen et al: "A Low-Delay CELP Coder for the CCITT 16 kbit / s Speech Coding Standard ", IEEE J.SAC, Vol.10, n ° 5, pages 830-848, June 1992).
  • Figures 5 and 6 respectively show a decoder CELP and a "backward" adaptation CELP coder implements the present invention. Numerical references identical to those of FIGS. 3 and 4 were used to designate similar elements.
  • the "backward" adaptation decoder receives only the quantization values of the parameters defining the excitation signal u (n) to apply to the synthesis filter in the short term 16.
  • these parameters are the index k and the associated gain ⁇ as well as the parameters LTP.
  • the synthetic signal s and (n) is processed by a module 124 analysis by linear multistage prediction identical to module 24 of FIG. 3.
  • Module 124 provides the LPC parameters at filter 16 for one or more frames following of the excitation signal, and to the post-filter 17 of which the coefficients are obtained as described above.
  • the corresponding encoder performs multi-stage linear prediction analysis on the synthetic signal generated locally and not on the signal audio s (n). It thus includes a local decoder 132 consisting essentially of the elements marked 10, 12, 14, 16 and 124 of the decoder in Figure 5. Besides the samples u from the adaptive dictionary and the initial states s and du filter 36, the local decoder 132 provides the LPC parameters obtained by synthetic signal analysis, which are used by module 39 for evaluating perceptual weighting and the module 40 for calculating the impulse responses h and h '. For the rest, the operation of the encoder is identical to that of the encoder described with reference to FIG. 4, except that the LPC 24 analysis module is no longer necessary. Only the EXC and LTP parameters are sent to the decoder.
  • Figures 7 and 8 are block diagrams of a CELP decoder and a CELP coder with mixed adaptation.
  • the linear prediction coefficients of the first stage (s) result from a forward analysis of the audio signal performed by the encoder, while the coefficients of linear prediction of the last stage (s) result from a "backward" analysis of the synthetic signal performed by the decoder (and by a local decoder provided in the coder).
  • the coefficients of linear prediction of the last stage result from a "backward" analysis of the synthetic signal performed by the decoder (and by a local decoder provided in the coder).
  • the mixed decoder illustrated in FIG. 7 receives the quantization values of the parameters EXC, LTP defining the excitation signal u (n) to be applied to the short-term synthesis filter 16, and the quantization values of the determined LPC / F parameters by the "forward" analysis performed by the coder.
  • These LPC / F parameters represent q F sets of linear prediction coefficients a 1 F, p , ..., a MFp F, p for 1 ⁇ p ⁇ q F , and define a first component 1 / A F (z) of the transfer function 1 / A (z) of filter 16:
  • the mixed decoder comprises an inverse filter 200 of transfer function A F (z) which filters the synthetic signal s and (n) produced by the short-term synthesis filter 16 to produce a filtered synthetic signal s and 0 (n).
  • the LPC / B coefficients thus obtained are supplied to the synthesis filter 16 to define its second component for the next frame.
  • the local decoder 232 provided in the mixed encoder consists essentially of the elements noted 10, 12, 14, 16, 200 and 224 / B of the decoder of Figure 7.
  • the local decoder 232 provides the LPC / B parameters that are used, with LPC / F parameters provided by analysis module 224 / F, by module 39 Perception Weighting Assessment and Module 40 for calculating the impulse responses h and h '.
  • the operation of the mixed encoder is identical to that of the encoder described with reference to the figure 4. Only EXC, LTP and LPC / F parameters are sent to the decoder.

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Description

La présente invention concerne un procédé d'analyse par prédiction linéaire d'un signal audiofréquence. Ce procédé trouve une application particulière, mais non exclusive, dans des codeurs audio à prédiction, notamment dans des codeurs à analyse par synthèse, dont le type le plus répandu est le codeur CELP ("Code-Excited Linear Prediction").
Les techniques de codage prédictif à analyse par synthèse sont actuellement très répandues pour le codage de la parole en bande téléphonique (300-3400 Hz) à des débits pouvant descendre jusqu'à 8 kbit/s, tout en conservant une qualité téléphonique. Pour la bande audio (de l'ordre de 20 kHz), les techniques de codage par transformée sont utilisées pour des applications de diffusion et de stockage de signaux vocaux et musicaux. Cependant, ces techniques impliquent des retards de codage relativement importants (plus grands que 100 ms), ce qui produit en particulier des difficultés de participation dans les communications de groupe où l'interactivité est très importante. Les techniques prédictives produisent un retard plus faible, dépendant essentiellement de la longueur des trames d'analyse par prédiction linéaire (typiquement 10 à 20 ms), et trouvent pour cette raison des applications même pour le codage de signaux vocaux et/ou musicaux ayant une largeur de bande supérieure à la bande téléphonique.
Les codeurs prédictifs utilisés pour la compression de débit réalisent une modélisation de l'enveloppe spectrale du signal. Cette modélisation résulte d'une analyse par prédiction linéaire d'ordre M (M-10 typiquement en bande étroite), consistant à déterminer M coefficients ai de prédiction linéaire du signal d'entrée. Ces coefficients caractérisent un filtre de synthèse utilisé au décodeur, dont la fonction de transfert est de la forme 1/A(z) avec
Figure 00020001
L'analyse par prédiction linéaire a un domaine d'application général plus large que celui du codage de la parole. Dans certaines applications, l'ordre M de la prédiction constitue l'une des variables que l'analyse par prédiction linéaire vise à obtenir, cette variable étant influencée par le nombre de pics présents dans le spectre du signal analysé (voir US-A-5 142 581).
Le filtre calculé par l'analyse par prédiction linéaire peut avoir diverses structures, conduisant à différents choix de paramètres pour la représentation des coefficients (les coefficients ai eux-mêmes, les paramètres LAR, LSF, LSP, les coefficients de réflexion ou PARCOR...). Avant l'avènement des processeurs de signal numérique (DSP), il était courant d'employer des structures récursives pour le filtre calculé, par exemple des structures faisant appel aux coefficients PARCOR du type décrit dans l'article de F. ITAKURA et S. SAITO "Digital Filtering Techniques for Speech Analysis and Synthesis", Proc. of the 7th International Congress on Acoustics, Budapest 1971, pages 261-264 (voir FR-A-2 284 946 ou US-A-3 975 587).
Dans les codeurs à analyse par synthèse, les coefficients ai servent également à construire un filtre de pondération perceptuelle utilisé par le codeur pour déterminer le signal d'excitation à appliquer au filtre de synthèse à court terme pour obtenir un signal synthétique représentatif du signal de parole. Cette pondération perceptuelle accentue les portions du spectre où les erreurs de codage sont les plus perceptibles, c'est-à-dire les zones interformantiques. La fonction de transfert W(z) du filtre de pondération perceptuelle est habituellement de la forme W(z) = A(z/γ1) A(z/γ2) où γ1 et γ2 sont deux coefficients d'expansion spectrale tels que 0≤γ2≤γ1≤1. Une amélioration du masquage du bruit a été apportée par E. Ordentlich et Y. Shoham, dans leur article "Low-Delay Code-Excited Linear Predictive Coding of Wideband Speech at 32 kbps", Proc. ICASSP, Toronto, Mai 1991, pages 9-12. Cette amélioration consiste à combiner pour la pondération perceptuelle le filtre W(z) avec un autre filtre modélisant la pente du spectre. Cette amélioration est particulièrement appréciable dans le cas de codage de signaux à forte dynamique spectrale (bande élargie ou bande audio) pour lesquels les auteurs ont montré une importante amélioration de la qualité subjective du signal reconstruit.
Dans la plupart des décodeurs CELP actuels, les coefficients de prédiction linéaire ai sont également utilisés pour définir un post-filtre servant à atténuer les zones fréquentielles entre les formants et les harmoniques du signal de parole, sans modifier la pente du spectre du signal. Une forme habituelle de la fonction de transfert de ce post-filtre est : HPF (z) = GP A(z/β1) A(z/β2) (1-µr 1 z -1) où GP est un facteur de gain compensant l'atténuation des filtres, β1 et β2 sont des coefficients tels que 0≤β1≤β2≤1, µ est une constante positive et r1 désigne le premier coefficient de réflexion dépendant des coefficients ai.
La modélisation de l'enveloppe spectrale du signal par les coefficients ai constitue donc un élément essentiel du processus de codage et de décodage, en ce sens qu'elle doit représenter le contenu spectral du signal à reconstituer au décodeur et qu'elle pilote aussi bien le masquage du bruit de quantification que le post-filtrage au décodeur.
Pour des signaux à forte dynamique spectrale, l'analyse par prédiction linéaire habituellement pratiquée ne parvient pas à modéliser fidèlement l'enveloppe du spectre. Souvent, les signaux de parole sont sensiblement plus énergétiques aux basses fréquences qu'aux fréquences élevées, de sorte que l'analyse par prédiction linéaire conduit certes à une modélisation précise aux basses fréquences, mais au détriment de la modélisation du spectre aux fréquences plus élevées. Cet inconvénient devient particulièrement gênant dans le cas du codage en bande élargie.
Le brevet US 5 142 581 décrit un filtre de prédiction linéaire à plusieurs étages, dans lequel l'ordre de prédiction utilisé dans chaque étage est un paramètre variable.
Un but de la présente invention est d'améliorer la modélisation du spectre d'un signal audiofréquence dans un système faisant appel à un procédé d'analyse par prédiction linéaire. Un autre but est de rendre les performances d'un tel système plus homogènes pour des signaux d'entrée différents (parole, musique, sinusoïdes, signaux DTMF...), des largeurs de bande différentes (bande téléphonique, bande élargie, bande hifi...), des conditions différentes d'enregistrement (microphone directif, antenne acoustique...) et de filtrage.
L'invention propose ainsi un procédé d'analyse par prédiction linéaire d'ordre M d'un signal audiofréquence, pour déterminer des paramètres spectraux dépendant d'un spectre à court terme du signal audiofréquence, divisé en q étages de prédiction successifs, q étant un entier supérieur à 1. A chaque étage de prédiction p (lspsq), on détermine des paramètres représentant un nombre prédéfini Mp de coefficients a1 P,...,aMp p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal audiofréquence analysé constituant le signal d'entrée du premier étage, et le signal d'entrée d'un étage p+1 étant constitué par le signal d'entrée de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert
Figure 00050001
l'ordre de prédiction M étant tel que
Figure 00050002
Le nombre Mp de coefficients de prédiction linéaire peut notamment augmenter d'un étage au suivant. Ainsi, le premier étage pourra rendre compte assez fidèlement de la pente générale du spectre ou du signal, tandis que les étages suivants affineront la représentation des formants du signal. On évite ainsi, dans le cas de signaux à forte dynamique, de trop privilégier les zones les plus énergétiques au risque d'une modélisation médiocre des autres zones fréquentielles pouvant être perceptuellement importantes.
Un second aspect de l'invention concerne une application de ce procédé d'analyse par prédiction linéaire dans un codeur audiofréquence à analyse par synthèse à adaptation "forward". L'invention propose ainsi un procédé de codage d'un signal audiofréquence comprenant les étapes suivantes :
  • analyse par prédiction linéaire d'un signal audiofréquence numérisé en trames successives pour déterminer des paramètres définissant un filtre de synthèse à court terme ;
  • détermination de paramètres d'excitation définissant un signal d'excitation à appliquer au filtre de synthèse à court terme pour produire un signal synthétique représentatif du signal audiofréquence ; et
  • production de valeurs de quantification des paramètres définissant le filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation,
   dans lequel l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs tel que défini ci-dessus, et dans lequel le filtre de prédiction à court terme a une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec
Figure 00060001
La fonction de transfert A(z) ainsi obtenue peut également être utilisée pour définir selon la formule (2) la fonction de transfert du filtre de pondération perceptuelle lorsque le codeur est un codeur à analyse par synthèse avec détermination en boucle fermée du signal d'excitation. Une autre possibilité intéressante est d'adopter des coefficients d'expansion spectrale γ1 et γ2 pouvant varier d'un étage au suivant, c'est-à-dire de donner au filtre de pondération perceptuelle une fonction de transfert de la forme
Figure 00060002
où γ1 p, γ2 p désignent des paires de coefficients d'expansion spectrale tels que 0≤γ2 p≤γ1 p≤1 pour 1≤p≤q.
L'invention est également applicable au niveau d'un décodeur associé. Le procédé de décodage ainsi mis en oeuvre selon l'invention comprend les étapes suivantes :
  • on reçoit des valeurs de quantification de paramètres définissant un filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation, les paramètres définissant le filtre de synthèse à court terme comprenant un nombre q>1 de jeux de coefficients de prédiction linéaire, chaque jeu comportant un nombre prédéfini de coefficients ;
  • on produit un signal d'excitation sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation ;
  • on produit un signal audiofréquence synthétique en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse ayant une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec
    Figure 00070001
    où les coefficients a1 p,...,aMp p correspondent au p-ième jeu de coefficients de prédiction linéaire pour 1≤p≤q.
Cette fonction de transfert A(z) peut également être utilisée pour définir un post-filtre dont la fonction de transfert comporte, comme dans la formule (3) ci-dessus, un terme de la forme A(z/β1)/A(z/β2), où β1 et β2 désignent des coefficients tels que 0≤β1≤β2≤1.
Une variante intéressante consiste à remplacer ce terme de la fonction de transfert du post-filtre par :
Figure 00070002
où β1 p, β2 p désignent des paires de coefficients tels que 0≤β1 p≤β2 p≤1 pour 1≤p≤q.
L'invention s'applique également à des codeurs audiofréquence à adaptation "backward". L'invention propose ainsi un procédé de codage d'un premier signal audiofréquence numérisé en trames successives, comprenant les étapes suivantes :
  • analyse par prédiction linéaire d'un second signal audiofréquence pour déterminer des paramètres définissant un filtre de synthèse à court terme ;
  • détermination de paramètres d'excitation définissant un signal d'excitation à appliquer au filtre de synthèse à court terme pour produire un signal synthétique représentatif du premier signal audiofréquence, ce signal synthétique constituant ledit second signal audiofréquence pour au moins une trame suivante ; et
  • production de valeurs de quantification des paramètres d'excitation,
   dans lequel l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs tel que défini ci-dessus, et dans lequel le filtre de prédiction à court terme a une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec
Figure 00080001
Pour une mise en oeuvre dans un décodeur associé, l'invention propose un procédé de décodage d'un flux binaire pour construire en trames successives un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, comprenant les étapes suivantes :
  • on reçoit des valeurs de quantification de paramètres d'excitation ;
  • on produit un signal d'excitation sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation ;
  • on produit un signal audiofréquence synthétique en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse à court terme ;
  • on effectue une analyse par prédiction linéaire du signal synthétique pour obtenir des coefficients du filtre de synthèse à court terme pour au moins une trame suivante,
   dans lequel l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs tel que défini ci-dessus, et dans lequel le filtre de prédiction à court terme a une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec
Figure 00090001
L'invention permet encore de réaliser des codeurs/décodeurs audiofréquence mixtes, c'est-à-dire faisant appel à la fois à des schémas d'adaptation "forward" et "backward", le ou les premiers étages de prédiction linéaire correspondant à une analyse "forward" et le ou les derniers étages à une analyse "backward". L'invention propose ainsi un procédé de codage d'un premier signal audiofréquence numérisé en trames successives, comprenant les étapes suivantes :
  • analyse par prédiction linéaire du premier signal audiofréquence pour déterminer des paramètres définissant une première composante d'un filtre de synthèse à court terme ;
  • détermination de paramètres d'excitation définissant un signal d'excitation à appliquer au filtre de synthèse à court terme pour produire un signal synthétique représentatif du premier signal audio-fréquence ;
  • production de valeurs de quantification des paramètres définissant la première composante du filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation ;
  • filtrage du signal synthétique par un filtre de fonction de transfert correspondant à l'inverse de la fonction de transfert de la première composante du filtre de synthèse à court terme ; et
  • analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré pour obtenir des coefficients d'une seconde composante du filtre de synthèse à court terme pour au moins une trame suivante,
   dans lequel l'analyse par prédiction linéaire du premier signal audiofréquence est un processus à qF étages successifs, qF étant un entier au moins égal à 1, ledit processus à qF étages comportant, à chaque étage de prédiction p (1≤p≤qF), la détermination de paramètres représentant un nombre prédéfini MFp de coefficients a1 F , p ,...,aMFp F,p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le premier signal audiofréquence constituant le signal d'entrée du premier étage, et le signal d'entrée d'un étage p+1 étant constitué par le signal d'entrée de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert
Figure 00100001
la première composante du filtre de synthèse à court terme ayant une fonction de transfert de la forme 1/AF(z) avec
Figure 00100002
   et dans lequel l'analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré est un processus à qB étages successifs, qB étant un entier au moins égal à 1, ledit processus à qB étages comportant, à chaque étage de prédiction p (1≤p≤qB), la détermination de paramètres représentant un nombre prédéfini MBp de coefficients a1 B,p,...,aMBp B,p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal synthétique filtré constituant le signal d'entrée du premier étage, et le signal d'entrée d'un étage p+1 étant constitué par le signal d'entrée de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert
Figure 00110001
la seconde composante du filtre de synthèse à court terme ayant une fonction de transfert de la forme 1/AB(z) avec
Figure 00110002
et le filtre de synthèse à court terme ayant une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec A(z)=AF(z).AB(z).
Pour une mise en oeuvre dans un décodeur mixte associé, l'invention propose un procédé de décodage d'un flux binaire pour construire en trames successives un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, comprenant les étapes suivantes :
  • on reçoit des valeurs de quantification de paramètres définissant une première composante d'un filtre de synthèse à court terme et de paramètres d'excitation, les paramètres définissant la première composante du filtre de synthèse à court terme représentant un nombre qF au moins égal à 1 de jeux de coefficients de prédiction linéaire a1 F,p ,...,aMFp F,p pour 1≤p≤qF, chaque jeu p comportant un nombre prédéfini MFp de coefficients, la première composante du filtre de synthèse à court terme ayant une fonction de transfert de la forme 1/AF(z) avec
    Figure 00110003
  • on produit un signal d'excitation sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation ;
  • on produit un signal audiofréquence synthétique en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse à court terme de fonction de transfert 1/A(z) avec A(z)=AF(z).AB(z), 1/AB(z) représentant la fonction de transfert d'une seconde composante du filtre de synthèse à court terme ;
  • on filtre le signal synthétique par un filtre de fonction de transfert AF(z) ; et
  • on effectue une analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré pour obtenir des coefficients de la seconde composante du filtre de synthèse à court terme pour au moins une trame suivante,
   dans lequel l'analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré est un processus à qB étages tel que défini ci-dessus, et dans lequel le filtre de synthèse à court terme a une fonction de transfert de la forme 1/A(z)=1/[AF(z).AB(z)] avec
Figure 00120001
Bien qu'on accorde une importance particulière aux applications de l'invention dans le domaine du codage/ décodage à analyse par synthèse, il convient d'observer que le procédé d'analyse par prédiction linéaire à étages multiples proposé selon l'invention comporte de nombreuses autres applications dans le traitement de signaux audio, par exemple dans les codeurs prédictifs par transformée, dans des systèmes de reconnaissance de parole, dans des systèmes d'accentuation de parole (speech enhancement) ...
D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaítront dans la description ci-après d'exemples de réalisation préférés mais non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels :
  • la figure 1 est un organigramme d'un procédé d'analyse par prédiction linéaire selon l'invention ;
  • la figure 2 est un diagramme spectral comparant les résultats d'un procédé selon l'invention avec ceux d'un procédé conventionnel d'analyse par prédiction linéaire ;
  • les figures 3 et 4 sont des schémas synoptiques d'un décodeur et d'un codeur CELP pouvant mettre en oeuvre l'invention ;
  • les figures 5 et 6 sont des schémas synoptiques de variantes de décodeur et de codeur CELP pouvant mettre en oeuvre l'invention ; et
  • les figures 7 et 8 sont des schémas synoptiques d'autres variantes de décodeur et de codeur CELP pouvant mettre en oeuvre d'invention.
Le signal audiofréquence à analyser dans le procédé illustré par la figure 1 est noté s0(n). Il est supposé disponible sous forme d'échantillons numériques, l'entier n désignant les instants d'échantillonnage successifs. Le procédé d'analyse par prédiction linéaire comprend q étages successifs 51,...,5p,...,5q. A chaque étage de prédiction 5p (1≤p≤q), on effectue une prédiction linéaire d'ordre Mp d'un signal d'entrée sp-1(n). Le signal d'entrée du premier étage 51 est constitué par le signal audiofréquence à analyser s0(n), tandis que le signal d'entrée d'un étage 5p+1 (1≤p<q) est constitué par le signal sp(n), obtenu à une étape notée 6p en appliquant au signal d'entrée sp-1(n) du p-ième étage 5p un filtrage au moyen d'un filtre de fonction de transfert
Figure 00130001
où les coefficients ai p (1≤i≤Mp) sont les coefficients de prédiction linéaire obtenus à l'étage 5p.
Les méthodes d'analyse par prédiction linéaire pouvant être mises en oeuvre dans les différents étages 51,...,5q sont bien connues dans la technique.
On pourra par exemple se reporter aux ouvrages "Digital Processing of Speech Signals" de L.R. Rabiner et R.W. Shafer, Prentice-Hall Int., 1978 et "Linear Prediction of Speech" de J.D. Markel et A.H. Gray, Springer Verlag Berlin Heidelberg, 1976. On peut notamment utiliser l'algorithme de Levinson-Durbin, qui comporte les étapes suivantes (pour chaque étage 5p) :
  • évaluation de Mp autocorrélations R(i) (0≤i≤Mp) du signal d'entrée sp-1(n) de l'étage sur une fenêtre d'analyse de Q échantillons :
    Figure 00140001
    avec s*(n)=sp-1(n).f(n), f(n) désignant une fonction de fenêtrage de longueur Q, par exemple une fonction rectangulaire ou une fonction de Hamming ;
  • évaluation récursive des coefficients ai p: E(0) = R(0) Pour i allant de 1 à Mp, faire
    Figure 00140002
    a i p,i = -ri p E(i) = [1-(ri p)2].E(i-1)
Pour j allant de 1 à i-1, faire a j p,i = a j p,i-1 - r i p .a i-j p,i-1
Les coefficients ai p (i=1,...,Mp) sont pris égaux aux ai p,Mp obtenus à la dernière itération. La quantité E(Mp) est l'énergie de l'erreur résiduelle de prédiction de l'étage p. Les coefficients ri p, compris entre -1 et 1, sont appelés coefficients de réflexion. Ils peuvent être représentés par les rapports logarithmiques (log-area-ratios) LARi p=LAR(ri p), la fonction LAR étant définie par LAR(r)= log10[(1-r)/(1+r)].
Dans un certain nombre d'applications, on a besoin d'opérer une quantification des coefficients de prédiction obtenus. La quantification peut être effectuée sur les coefficients ai p directement, sur les coefficients de réflexion associés ri p ou sur les rapports logarithmiques LARi p. Une autre possibilité est de quantifier des paramètres de raie spectrale (LSP pour "line spectrum pairs", ou LSF pour "line spectrum frequencies"). Les Mp fréquences de raie spectrale ωi p(1≤i≤Mp), normalisées entre 0 et π, sont telles que les nombres complexes 1, exp(jω2 p), exp(jω4 p),...,exp(jωMp p), soient les racines du polynôme Pp(z)=Ap(z)-z-(Mp+1)Ap(z-1) et que les nombres complexes exp(jω1 p), exp(jω3 p),...,exp(jωp Mp-1), et -1 soient les racines du polynôme Qp(z)=Ap(z)+z-(Mp+1)Ap(z-1). La quantification peut porter sur les fréquences normalisées ωi p ou sur leurs cosinus.
L'analyse peut être effectuée à chaque étage de prédiction 5p selon l'algorithme classique de Levinson-Durbin ci-dessus rappelé. D'autres algorithmes fournissant les mêmes résultats, développés plus récemment, peuvent être utilisés avantageusement, notamment l'algorithme de Levinson éclaté (voir "A new Efficient Algorithm to Compute the LSP Parameters for Speech Coding", par S. Saoudi, J.M. Boucher et A. Le Guyader, Signal Processing, Vol.28, 1992, pages 201-212), ou l'utilisation des polynômes de Chebyshev (voir "The Computation of Line Spectrum Frequencies Using Chebyshev Polynomials, par P. Kabal et R.P. Ramachandran, IEEE Trans. on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol. ASSP-34, n°6, pages 1419-1426, décembre 1986).
Lorsque l'analyse multi-étages représentée sur la figure 1 est réalisée pour définir un filtre de prédiction à court terme du signal audiofréquence s0(n), on donne à la fonction de transfert A(z) de ce filtre, la forme
Figure 00160001
On note que cette fonction de transfert obéit à la forme générale classique donnée par la formule (1), avec M=M1+...+Mq. Toutefois, les coefficients ai de la fonction A(z) obtenus avec le processus de prédiction multi-étages diffèrent en général de ceux que procure le processus classique de prédiction en un seul étage.
Les ordres Mp des prédictions linéaires effectuées augmentent de préférence d'un étage au suivant : M1<M2<...<Mq. Ainsi, l'allure de l'enveloppe spectrale du signal analysé est modélisée relativement grossièrement au premier étage 51(M1=2 par exemple), et cette modélisation s'affine d'étage en étage sans perdre l'information globale fournie par le premier étage. On évite ainsi que soient insuffisamment pris en compte des paramètres comme la pente générale du spectre qui sont perceptuellement importants, particulièrement dans le cas de signaux en bande élargie et/ou à forte dynamique spectrale.
Dans une réalisation typique, le nombre q d'étages de prédiction successifs est égal à 2. Si on a pour objectif un filtre de synthèse d'ordre M, on peut alors prendre M1=2 et M2=M-2, les coefficients ai du filtre (équation (1)) étant donnés par : · a1 = a1 1 + a1 2 · a2 = a2 1 + a1 1 a1 2 + a2 2 · ak = a2 1 ak-2 2 + a1 1 ak-1 2 + a k 2 pour 2<k≤M-2 · aM-1 = a2 1 aM-3 2 + a1 1 aM-2 2 · aM = a2 1 aM-2 2
Pour la représentation et éventuellement la quantification du spectre à court terme, il est possible d'adopter l'un des jeux de paramètres spectraux précédemment évoqués (ai p, ri p, LARi p, ωi p ou cos ωi p pour 1≤i≤Mp) pour chacun des étages (1≤p≤q), ou encore les mêmes paramètres spectraux mais pour le filtre composé calculé selon les relations (9) à (13) (ai, ri, LARi, ωi ou cos ωi pour 1≤i≤M). Le choix entre ces paramètres de représentation, ou d'autres encore, dépend des contraintes de chaque application particulière.
Le graphique de la figure 2 montre une comparaison des enveloppes spectrales d'une portion voisée de 30 ms d'un signal de parole, modélisées par un processus classique de prédiction linéaire à un étage avec M=15 (courbe II) et par un processus selon l'invention de prédiction linéaire en q=2 étages avec M1=2 et M2=13 (courbe III). La fréquence d'échantillonnage Fe du signal était de 16 kHz. Le spectre du signal (module de sa transformée de Fourier) est représenté par la courbe I. Ce spectre est représentatif des signaux audiofréquence qui ont, en moyenne, plus d'énergie aux basses fréquences qu'aux hautes fréquences. La dynamique spectrale est parfois supérieure à celle de la figure 2 (60 dB). Les courbes (II) et (III) correspondent aux enveloppes spectrales modélisées | 1/A(e2jπf/Fe)| . On voit que le procédé d'analyse selon l'invention améliore sensiblement la modélisation du spectre, particulièrement aux hautes fréquences (f>4 kHz). La pente générale du spectre et ses formants en haute fréquence sont mieux respectés par le processus d'analyse en plusieurs étages.
L'invention est décrite ci-après dans son application à un codeur de parole de type CELP.
Le processus de synthèse de parole mis en oeuvre dans un codeur et un décodeur CELP est illustré sur la figure 3. Un générateur d'excitation 10 délivre un code d'excitation ck appartenant à un répertoire prédéterminé en réponse à un index k. Un amplificateur 12 multiplie ce code d'excitation par un gain d'excitation β, et le signal résultant est soumis à un filtre 14 de synthèse à long terme. Le signal de sortie u du filtre 14 est à son tour soumis à un filtre 16 de synthèse à court terme, dont la sortie s constitue ce qu'on considère ici comme le signal de parole synthétique. Ce signal synthétique est appliqué à un post-filtre 17 destiné à améliorer la qualité subjective de la parole reconstruite. Les techniques de post-filtrage sont bien connues dans le domaine du codage de parole (voir J.H. Chen et A. Gersho : "Adaptive postfiltering for quality enhancement of coded speech", IEEE Trans. on Speech and Audio Processing, Vol. 3-1, pages 59-71, janvier 1995). Dans l'exemple représenté, les coefficients du post-filtre 17 sont obtenus à partir des paramètres LPC caractérisant le filtre de synthèse à court terme 16. On comprendra que, comme dans certains décodeurs CELP actuels, le post-filtre 17 pourrait également comporter une composante de post-filtrage à long terme.
Les signaux précités sont des signaux numériques représentés par exemple par des mots de 16 bits à une cadence d'échantillonnage Fe égale par exemple à 16 kHz pour un codeur en bande élargie (50-7000 Hz). Les filtres de synthèse 14, 16 sont en général des filtres purement récursifs. Le filtre 14 de synthèse à long terme a typiquement une fonction de transfert de la forme 1/B(z) avec B(z)=1-Gz-T. Le retard T et le gain G constituent des paramètres de prédiction à long terme (LTP) qui sont déterminés d'une manière adaptative par le codeur. Les paramètres LPC définissant le filtre 16 de synthèse à court terme sont déterminés au codeur par un procédé d'analyse par prédiction linéaire du signal de parole. Dans les codeurs et décodeurs CELP habituels, la fonction de transfert du filtre 16 est généralement de la forme 1/A(z) avec A(z) de la forme (1). La présente invention propose d'adopter une forme semblable de la fonction de transfert, dans laquelle A(z) est décomposée selon (7) comme indiqué précédemment. A titre d'exemple, les paramètres des différents étages peuvent être q=2, M1=2, M2=13 (M=M1+M2=15).
On désigne ici par "signal d'excitation" le signal u(n) appliqué au filtre de synthèse à court terme 14. Ce signal d'excitation comporte une composante LTP G.u(n-T) et une composante résiduelle, ou séquence d'innovation, βck(n). Dans un codeur à analyse par synthèse, les paramètres caractérisant la composante résiduelle et, optionnellement, la composante LTP sont évalués en boucle fermée, en utilisant un filtre de pondération perceptuelle.
La figure 4 montre le schéma d'un codeur CELP. Le signal de parole s(n) est un signal numérique, par exemple fourni par un convertisseur analogique-numérique 20 traitant le signal de sortie amplifié et filtré d'un microphone 22. Le signal s(n) est numérisé en trames successives de Λ échantillons elles-mêmes divisées en sous-trames, ou trames d'excitation, de L échantillons (par exemple Λ=160, L=32).
Les paramètres LPC, LTP et EXC (index k et gain d'excitation β) sont obtenus au niveau du codeur par trois modules d'analyse respectifs 24, 26, 28. Ces paramètres sont ensuite quantifiés de façon connue en vue d'une transmission numérique efficace, puis soumis à un multiplexeur 30 qui forme le signal de sortie du codeur. Ces paramètres sont également fournis à un module 32 de calcul d'états initiaux de certains filtres du codeur. Ce module 32 comprend essentiellement une chaíne de décodage telle que celle représentée sur la figure 3. Comme le décodeur, le module 32 opère sur la base des paramètres LPC, LTP et EXC quantifiés. Si une interpolation des paramètres LPC est effectuée au décodeur, comme il est courant, la même interpolation est effectuée par le module 32. Le module 32 permet de connaítre au niveau du codeur les états antérieurs des filtres de synthèse 14, 16 du décodeur, déterminés en fonction des paramètres de synthèse et d'excitation antérieurs à la sous-trame considérée.
Dans une première étape du processus de codage, le module 24 d'analyse à court terme détermine les paramètres LPC définissant le filtre de synthèse à court terme, en analysant les corrélations à court terme du signal de parole s(n). Cette détermination est effectuée par exemple une fois par trame de Λ échantillons, de manière à s'adapter à l'évolution du contenu spectral du signal de parole. Elle consiste selon l'invention à mettre en oeuvre le procédé d'analyse illustré par la figure 1 avec s0(n)=s(n).
L'étape suivante du codage consiste en la détermination des paramètres LTP de prédiction à long terme. Ceux-ci sont par exemple déterminés une fois par sous-trame de L échantillons. Un soustracteur 34 soustrait du signal de parole s(n) la réponse à un signal d'entrée nul du filtre de synthèse à court terme 16. Cette réponse est déterminée par un filtre 36 de fonction de transfert 1/A(z) dont les coefficients sont donnés par les paramètres LPC qui ont été déterminés par le module 24, et dont les états initiaux s and sont fournis par le module 32 de façon à correspondre aux M=M1+ ...+Mq derniers échantillons du signal synthétique. Le signal de sortie du soustracteur 34 est soumis à un filtre 38 de pondération perceptuelle dont le rôle est d'accentuer les portions du spectre où les erreurs sont les plus perceptibles, c'est-à-dire les zones inter-formantiques.
La fonction de transfert W(z) du filtre de pondération perceptuelle 38 est de la forme W(z)=AN(z)/AP(z) où AN(z) et AP(z) sont des fonctions de transfert d'ordre M de type RIF (réponse impulsionnelle finie). Les coefficients respectifs bi et ci (1≤i≤M) des fonctions AN(z) et AP(z) sont calculés pour chaque trame par un module 39 d'évaluation de la pondération perceptuelle qui les fournit au filtre 38. Une première possibilité est de prendre AN(z)=A(z/γ1) et AP(z)=A(z/γ2) avec 0≤γ2≤γ1≤1, ce qui revient à la forme habituelle (2) avec A(z) de la forme (7). Dans le cas d'un signal en bande élargie avec q=2, M1=2 et M2=13, on a trouvé que le choix γ1=0,92 et γ2=0,6 fournissait de bons résultats.
L'invention permet toutefois, avec une surcharge de calculs très faible, d'avoir une plus grande souplesse quant à la mise en forme du bruit de quantification, en adoptant la forme (6) pour W(z), soit :
Figure 00210001
Figure 00210002
Dans le cas d'un signal en bande élargie avec q=2, M1=2 et M2=13, on a trouvé que le choix γ1 1=0,9, γ2 1=0,65, y1 2=0,95 et γ2 2=0,75 fournissait de bons résultats. Le terme A1(z/γ1 1)/A1(z/γ2 1) permet de régler la pente générale du filtre 38, tandis que le terme A2(z/γ1 2)/A2(z/γ2 2) permet de régler le masquage au niveau des formants.
L'analyse LTP en boucle fermée effectuée par le module 26 consiste, de façon classique, à sélectionner pour chaque sous-trame le retard T qui maximise la corrélation normalisée:
Figure 00210003
où x'(n) désigne le signal de sortie du filtre 38 pendant la sous-trame considérée, et yT(n) désigne le produit de convolution u(n-T)*h'(n). Dans l'expression ci-dessus, h'(0), h' (1)...,h'(L-1) désigne la réponse impulsionnelle du filtre de synthèse pondéré, de fonction de transfert W(z)/A(z). Cette réponse impulsionnelle h' est obtenue par un module 40 de calcul de réponses impulsionnelles, en fonction des coefficients bi et ci fournis par le module 39 et des paramètres LPC qui ont été déterminés pour la sous-trame, le cas échéant après quantification et interpolation. Les échantillons u(n-T) sont les états antérieurs du filtre 14 de synthèse à long terme, fournis par le module 32. Pour les retards T inférieurs à la longueur d'une sous-trame, les échantillons manquants u(n-T) sont obtenus par interpolation sur la base des échantillons antérieurs, ou à partir du signal de parole. Les retards T, entiers ou fractionnaires, sont sélectionnés dans une fenêtre déterminée. Pour réduire la plage de recherche en boucle fermée, et donc pour réduire le nombre de convolutions yT(n) à calculer, on peut d'abord déterminer un retard T' en boucle ouverte par exemple une fois par trame, puis sélectionner les retards en boucle fermée pour chaque sous-trame dans un intervalle réduit autour de T'. La recherche en boucle ouverte consiste plus simplement à déterminer le retard T' qui maximise l'autocorrélation du signal de parole s(n) éventuellement filtré par le filtre inverse de fonction de transfert A(z). Une fois que le retard T a été déterminé, le gain G de prédiction à long terme est obtenu par :
Figure 00220001
Pour rechercher l'excitation CELP relative à une sous-trame, le signal GyT(n), qui a été calculé par le module 26 pour le retard optimal T, est d'abord soustrait du signal x'(n) par le soustracteur 42. Le signal résultant x(n) est soumis à un filtre à rebours 44 qui fournit un signal D(n) donné par :
Figure 00220002
   où h(0), h(1),..., h(L-1) désigne la réponse impulsionnelle du filtre composé des filtres de synthèse et du filtre de pondération perceptuelle, calculée par le module 40. En d'autres termes, le filtre composé a pour fonction de transfert W(z)/[A(z).B(z)]. En notation matricielle, on a donc : D = (D(0), D(1),..., D(L-1)) = x.H avec x = (x(0), x(1),..., x(L-1))    et
Figure 00230001
Le vecteur D constitue un vecteur-cible pour le module 28 de recherche de l'excitation. Ce module 28 détermine un mot de code du répertoire qui maximise la corrélation normalisée Pk 2/αk 2 dans laquelle : Pk = D.ck T αk 2 = ck.HT.H.ck T = ck .U.ck T
L'indice k optimal ayant été déterminé, le gain d'excitation β est pris égal à β = Pk/αk 2.
En référence à la figure 3, le décodeur CELP comprend un démultiplexeur 8 recevant le flux binaire issu du codeur. Les valeurs quantifiées des paramètres d'excitation EXC et des paramètres de synthèse LTP et LPC sont fournies au générateur 10, à l'amplificateur 12 et aux filtres 14, 16 pour reconstituer le signal synthétique s and, qui est soumis au post-filtre 17 puis converti en analogique par le convertisseur 18 avant d'être amplifié puis appliqué à un haut-parleur 19 pour restituer la parole originale.
Dans le cas du décodeur de la figure 3, les paramètres LPC sont par exemple constitués par des index de quantification des coefficients de réflexion ri p (également appelés coefficients de corrélation partielle ou PARCOR) relatifs aux différents étages de prédiction linéaire. Un module 15 récupère les valeurs quantifiées des ri p à partir des index de quantification, et les convertit pour fournir les q jeux de coefficients de prédiction linéaire. Cette conversion est par exemple effectuée par la même méthode récursive que dans l'algorithme de Levinson-Durbin.
Les jeux de coefficients ai p sont fournis au filtre 16 de synthèse à court terme constitué par une succession de q filtres/étages de fonctions de transfert 1/A1(z),..., 1/Aq(z) données par la relation (4). Le filtre 16 pourrait également être en un seul étage de fonction de transfert 1/A(z) donnée par la relation (1) dans laquelle les coefficients ai ont été calculés selon les relations (9) à (13).
Les jeux de coefficients ai p sont également fournis au post-filtre 17 qui, dans l'exemple considéré, a une fonction de transfert de la forme HPF (z) = GP APN z APP z (1-µr 1 z -1) où APN(z) et APP(z) sont des fonctions de transfert d'ordre M de type RIF, GP est un facteur de gain constant, µ est une constante positive et r1 désigne le premier coefficient de réflexion. Le coefficient de réflexion r1 peut être celui associé aux coefficients ai du filtre de synthèse composé, qu'il est alors nécessaire de calculer. On peut également prendre pour r1 le premier coefficient de réflexion du premier étage de prédiction (r1 =r1 1 ) moyennant un éventuel ajustement de la constante µ. Pour le terme APN(z)/APP(z), une première possibilité est de prendre APN(z)=A(z/β1) et APP(z)=A(z/β2) avec 0≤β1≤β2≤1, ce qui revient à la forme habituelle (3) avec A(z) de la forme (7).
Comme dans le cas du filtre de pondération perceptuelle du codeur, l'invention permet d'adopter des coefficients β1 et β2 différents d'un étage au suivant (formule (8)), soit :
Figure 00250001
Figure 00250002
Dans le cas d'un signal en bande élargie avec q=2, M1=2 et M2=13, on a trouvé que le choix β 1 1 =0,7, β2 1 =0,9, β 1 2 =0,95 et β2 2 =0,97 fournissait de bons résultats.
L'invention a été décrite ci-dessus dans son application à un codeur prédictif à adaptation "forward", c'est-à-dire dans lequel le signal audiofréquence faisant l'objet de l'analyse par prédiction linéaire est le signal d'entrée du codeur. L'invention s'applique également à des codeurs/décodeurs prédictifs à adaptation "backward", dans lesquels le signal synthétique fait l'objet de l'analyse par prédiction linéaire au codeur et au décodeur (voir J.H. Chen et al: "A Low-Delay CELP Coder for the CCITT 16 kbit/s Speech Coding Standard", IEEE J.SAC, Vol.10, n°5, pages 830-848, juin 1992). Les figures 5 et 6 montrent respectivement un décodeur CELP et un codeur CELP à adaptation "backward" mettant en oeuvre la présente invention. Des références numériques identiques à celles des figures 3 et 4 ont été utilisées pour désigner des éléments analogues.
Le décodeur à adaptation "backward" reçoit seulement les valeurs de quantification des paramètres définissant le signal d'excitation u(n) à appliquer au filtre de synthèse à court terme 16. Dans l'exemple considéré, ces paramètres sont l'index k et le gain associé β ainsi que les paramètres LTP. Le signal synthétique s and(n) est traité par un module 124 d'analyse par prédiction linéaire multi-étages identique au module 24 de la figure 3. Le module 124 fournit les paramètres LPC au filtre 16 pour une ou plusieurs trames suivantes du signal d'excitation, et au post-filtre 17 dont les coefficients sont obtenus comme décrit précédemment.
Le codeur correspondant, représenté sur la figure 6, effectue l'analyse par prédiction linéaire multi-étages sur le signal synthétique généré localement et non sur le signal audio s(n). Il comprend ainsi un décodeur local 132 consistant essentiellement en les éléments notés 10, 12, 14, 16 et 124 du décodeur de la figure 5. Outre les échantillons u du dictionnaire adaptatif et les états initiaux s and du filtre 36, le décodeur local 132 fournit les paramètres LPC obtenus par analyse du signal synthétique, qui sont utilisés par le module 39 d'évaluation de la pondération perceptuelle et le module 40 de calcul des réponses impulsionnelles h et h'. Pour le reste, le fonctionnement du codeur est identique à celui du codeur décrit en référence à la figure 4, sauf que le module d'analyse LPC 24 n'est plus nécessaire. Seuls les paramètres EXC et LTP sont envoyés vers le décodeur.
Les figures 7 et 8 sont des schémas synoptiques d'un décodeur CELP et d'un codeur CELP à adaptation mixte. Les coefficients de prédiction linéaire du ou des premiers étages résultent d'une analyse "forward" du signal audiofréquence effectuée par le codeur, tandis que les coefficients de prédiction linéaire du ou des derniers étages résultent d'une analyse "backward" du signal synthétique effectuée par le décodeur (et par un décodeur local prévu dans le codeur). Des références numériques identiques à celles des figures 3 à 6 ont été utilisée pour désigner des éléments analogues.
Le décodeur mixte illustré sur la figure 7 reçoit les valeurs de quantification des paramètres EXC, LTP définissant le signal d'excitation u(n) à appliquer au filtre de synthèse à court terme 16, et les valeurs de quantification des paramètres LPC/F déterminés par l'analyse "forward" effectuée par le codeur. Ces paramètres LPC/F représentent qF jeux de coefficients de prédiction linéaire a1 F,p,..., aMFp F,p pour 1≤p≤qF, et définissent une première composante 1/AF(z) de la fonction de transfert 1/A(z) du filtre 16 :
Figure 00270001
Pour l'obtention de ces paramètres LPC/F, le codeur mixte représenté sur la figure 8 comporte un module 224/F qui analyse le signal audiofréquence à coder s(n) de la manière décrite en référence à la figure 1 si qF>1, ou en un seul étage si qF=1.
L'autre composante 1/AB(z) du filtre de synthèse à court terme 16 de fonction de transfert 1/A(z)=1/[AF(z).AB(z)] est donnée par
Figure 00270002
Pour déterminer les coefficients ai B,P, le décodeur mixte comporte un filtre inverse 200 de fonction de transfert AF(z) qui filtre le signal synthétique s and(n) produit par le filtre de synthèse à court terme 16 pour produire un signal synthétique filtré s and0(n). Un module 224/B effectue l'analyse par prédiction linéaire de ce signal s and0(n) de la manière décrite en référence à la figure 1 si qB>1, ou en un seul étage si qB=1. Les coefficients LPC/B ainsi obtenus sont fournis au filtre de synthèse 16 pour définir sa seconde composante pour la trame suivante. Ils sont également fournis, de même que les coefficients LPC/F au post-filtre 17, dont les composantes APN(z) et APP(z) sont soit de la forme APN(z)=A(z/β1), APP(z)=A(z/β2), soit de la forme :
Figure 00280001
Figure 00280002
les paires de coefficient β 1 F,p , β 2 F,p et β 1 B,p , β 2 B,P étant optimisables séparément avec 0≤β 1 F,p ≤β 2 F,p ≤1 et 0≤β 1 B , p ≤β 2 B , p ≤1.
Le décodeur local 232 prévu dans le codeur mixte consiste essentiellement en les éléments notés 10, 12, 14, 16, 200 et 224/B du décodeur de la figure 7. Outre les échantillons u du dictionnaire adaptatif et les états initiaux s and du filtre 36, le décodeur local 232 fournit les paramètres LPC/B qui sont utilisés, avec les paramètres LPC/F fournis par le module d'analyse 224/F, par le module 39 d'évaluation de la pondération perceptuelle et le module 40 de calcul des réponses impulsionnelles h et h'.
La fonction de transfert du filtre de pondération perceptuelle 38 évaluée par le module 39 est soit de la forme W(z)=A(z/γ1)/A(z/γ2), soit de la forme
Figure 00280003
les paires de coefficients γ1 F,p, γ2 F,p, et γ1 B,p, γ2 B,p étant optimisables séparément avec 0≤γ2 F,p≤γ2 F,p≤1 et 0≤γ2 B,p≤γ1 B,p≤1.
Pour le reste, le fonctionnement du codeur mixte est identique à celui du codeur décrit en référence à la figure 4. Seuls les paramètres EXC, LTP et LPC/F sont envoyés vers le décodeur.

Claims (22)

  1. Procédé d'analyse par prédiction linéaire d'ordre M d'un signal audiofréquence (s0(n)), pour déterminer des paramètres spectraux dépendant d'un spectre à court terme du signal audiofréquence, caractérisé en ce que le procédé est divisé en q étages de prédiction successifs (5p), q étant un entier supérieur à 1, et en ce qu'à chaque étage de prédiction p (1≤p≤q), on détermine des paramètres représentant un nombre Mp, prédéfini pour chaque étage p, de coefficients a1 P ,..., aMp p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal audiofréquence à analyser constituant le signal d'entrée (s0(n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sp(n)) d'un étage p+1 étant constitué par le signal d'entrée (sp-1(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert
    Figure 00300001
    l'ordre de prédiction M étant tel que
    Figure 00300002
  2. Procédé d'analyse selon la revendication 1, caractérisé en ce que le nombre Mp de coefficients de prédiction linéaire augmente d'un étage au suivant.
  3. Procédé de codage d'un signal audiofréquence, comprenant les étapes suivantes :
    analyse par prédiction linéaire du signal audiofréquence (s(n)) numérisé en trames successives pour déterminer des paramètres (LPC) définissant un filtre de synthèse à court terme (16) ;
    détermination de paramètres d'excitation (k,β,LTP) définissant un signal d'excitation (u(n)) à appliquer au filtre de synthèse à court terme (16) pour produire un signal synthétique (s and(n)) représentatif du signal audiofréquence ; et
    production de valeurs de quantification des paramètres définissant le filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation,
       caractérisé en ce que l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs (5p), q étant un entier supérieur à 1, ledit processus comportant, à chaque étage de prédiction p (1≤p≤q), la détermination de paramètres représentant un nombre Mp, prédéfini pour chaque étage p, de coefficients a1 p ,..., aMp p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal audiofréquence à coder (s(n)) constituant le signal d'entrée (s0(n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sp(n)) d'un étage p+1 étant constitué par le signal d'entrée (sp-1(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert
    Figure 00320001
    le filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec
    Figure 00320002
  4. Procédé de codage selon la revendication 3, caractérisé en ce que le nombre Mp de coefficients de prédiction linéaire augmente d'un étage au suivant.
  5. Procédé de codage selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre le signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthétique (s and(n)) par au moins un filtre de pondération perceptuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme W(z)=A(z/γ1)/A(z/γ2) où γ1 et γ2 désignent des coefficients d'expansion spectrale tels que 0≤γ2≤γ1≤ 1.
  6. Procédé de codage selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre le signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthétique (s and(n)) par au moins un filtre de pondération perceptuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme
    Figure 00330001
    où γ 1 p , γ 2 p désignent des paires de coefficients d'expansion spectrale tels que 0≤ γ 2 p ≤ γ 1 p ≤ 1 pour 1≤p≤q.
  7. Procédé de décodage d'un flux binaire pour construire un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, caractérisé en ce que :
    on reçoit des valeurs de quantification de paramètres (LPC) définissant un filtre de synthèse à court terme (16) et de paramètres d'excitation (k,β,LTP), les paramètres définissant le filtre de synthèse représentant un nombre q plus grand que 1 de jeux de coefficients de prédiction linéaire (ai p ), chaque jeu p comportant un nombre prédéfini Mp de coefficients ;
    on produit un signal d'excitation (u(n)) sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation ; et
    on produit un signal audiofréquence synthétique (s and(n)) en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec
    Figure 00330002
    où les coefficients a1 p,...,aMp p correspondent au p-ième jeu de coefficients de prédiction linéaire pour 1≤p≤q.
  8. Procédé de décodage selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique (s and(n)) est appliqué à un post-filtre (17) dont la fonction de transfert (HPF(z)) comporte un terme de la forme A(z/β1)/A(z/β2), où β1 et β2 désignent des coefficients tels que 0≤β1≤β2≤1.
  9. Procédé de décodage selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique (s and(n)) est appliqué à un post-filtre (17) dont la fonction de transfert (HPF(z)) comporte un terme de la forme
    Figure 00340001
    où β 1 p , β 2 p désignent des paires de coefficients tels que 0≤β 1 p ≤β 2 p ≤1 pour 1≤p≤q, et Ap(z) représente, pour le p-ième jeu de coefficients de prédiction linéaire, la fonction
    Figure 00340002
  10. Procédé de codage d'un premier signal audiofréquence numérisé en trames successives, comprenant les étapes suivantes :
    analyse par prédiction linéaire d'un second signal audiofréquence (s and(n)) pour déterminer des paramètres (LPC) définissant un filtre de synthèse à court terme (16) ;
    détermination de paramètres d'excitation (k,β,LTP) définissant un signal d'excitation (u(n)) à appliquer au filtre de synthèse à court terme (16) pour produire un signal synthétique (s and(n)) représentatif du premier signal audiofréquence, ce signal synthétique constituant ledit second signal audiofréquence pour au moins une trame suivante ; et
    production de valeurs de quantification des paramètres d'excitation,
       caractérisé en ce que l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs (5p), q étant un entier supérieur à 1, ledit processus comportant, à chaque étage de prédiction p (1≤p≤q), la détermination de paramètres représentant un nombre Mp, prédéfini pour chaque étage p, de coefficients a1 p,...,aMp P de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le second signal audiofréquence (s and(n)) constituant le signal d'entrée (s0(n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sp(n)) d'un étage p+1 étant constitué par le signal d'entrée (sp-1(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert
    Figure 00350001
    le filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec
    Figure 00350002
  11. Procédé de codage selon la revendication 10, caractérisé en ce que le nombre Mp de coefficients de prédiction linéaire augmente d'un étage au suivant.
  12. Procédé de codage selon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre le premier signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthétique (s and(n)) par au moins un filtre de pondération perceptuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme W(z)=A(z/γ1)/A(z/γ2) où γ1 et γ2 désignent des coefficients d'expansion spectrale tels que 0≤γ2≤γ1≤ 1.
  13. Procédé de codage selon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre le premier signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthétique (s and(n)) par au moins un filtre de pondération perceptuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme
    Figure 00360001
    où γ 1 p , γ 2 p désignent des paires de coefficients d'expansion spectrale tels que 0≤ γ 2 p ≤ γ 1 p ≤ 1 pour 1≤p≤q.
  14. Procédé de décodage d'un flux binaire pour construire en trames successives un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, caractérisé en ce que :
    on reçoit des valeurs de quantification de paramètres d'excitation (k,β,LTP) ;
    on produit un signal d'excitation (u(n)) sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation ;
    on produit un signal audiofréquence synthétique (s and(n)) en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse à court terme (16) ;
    on effectue une analyse par prédiction linéaire du signal synthétique (s and(n)) pour obtenir des coefficients du filtre de synthèse à court terme (16) pour au moins une trame suivante,
       et en ce que l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs (5p), q étant un entier supérieur à 1, ledit processus comportant, à chaque étage de prédiction p (1≤p≤q), la détermination de paramètres représentant un nombre Mp, prédéfini pour chaque étage p, de coefficients a1 p,...,aMp p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal synthétique (s and(n)) constituant le signal d'entrée (s0(n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sp(n)) d'un étage p+1 étant constitué par le signal d'entrée (sp-1(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert
    Figure 00370001
    le filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec
    Figure 00370002
  15. Procédé de décodage selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique (s and(n)) est appliqué à un post-filtre (17) dont la fonction de transfert (HPF(z)) comporte un terme de la forme A(z/β1)/A(z/β2), où β1 et β2 désignent des coefficients tels que 0≤β1≤β2≤1.
  16. Procédé de décodage selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique (s and(n)) est appliqué à un post-filtre (17) dont la fonction de transfert (HPF(z)) comporte un terme de la forme
    Figure 00370003
    où β 1 p , β 2 p désignent des paires de coefficients tels que 0≤ β 1 p ≤ β 2 p ≤1 pour 1≤p≤q.
  17. Procédé de codage d'un premier signal audiofréquence numérisé en trames successives, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes :
    analyse par prédiction linéaire du premier signal audiofréquence (s(n)) pour déterminer des paramètres (LPC/F) définissant une première composante d'un filtre de synthèse à court terme (16) ;
    détermination de paramètres d'excitation (k,β,LTP) définissant un signal d'excitation (u(n)) à appliquer au filtre de synthèse à court terme (16) pour produire un signal synthétique (s and(n)) représentatif du premier signal audiofréquence ;
    production de valeurs de quantification des paramètres définissant la première composante du filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation ;
    filtrage du signal synthétique (s and(n)) par un filtre de fonction de transfert correspondant à l'inverse de la fonction de transfert de la première composante du filtre de synthèse à court terme ; et
    analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré ((s and0(n)) pour obtenir des coefficients d'une seconde composante du filtre de synthèse à court terme pour au moins une trame suivante,
       en ce que l'analyse par prédiction linéaire du premier signal audiofréquence (s(n)) est un processus à qF étages successifs (5p), qF étant un entier au moins égal à 1, ledit processus à qF étages comportant, à chaque étage de prédiction p (1≤p≤qF), la détermination de paramètres représentant un nombre MFp, prédéfini pour chaque étage p, de coefficients a1 F,p ,...,aMFp F , p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le premier signal audiofréquence (s(n)) constituant le signal d'entrée (s0(n)) du premier étage du processus à qF étages, et le signal d'entrée (sp(n)) d'un étage p+1 du processus à qF étages étant constitué par le signal d'entrée (sp-1(n)) de l'étage p du processus à qF étages filtré par un filtre de fonction de transfert
    Figure 00380001
    la première composante du filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/AF(z) avec
    Figure 00380002
       et en ce que l'analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré est un processus à qB étages successifs (5p), qB étant un entier au moins égal à 1, ledit processus à qB étages comportant, à chaque étage de prédiction p (1≤p≤qB), la détermination de paramètres représentant un nombre MBp, prédéfini pour chaque étage p, de coefficients a1 B,p,...,aMBp B , p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal synthétique filtré (s and0(n)) constituant le signal d'entrée (s0(n)) du premier étage du processus à qB étages, et le signal d'entrée (sp(n)) d'un étage p+1 du processus à qB étages étant constitué par le signal d'entrée (sp-1(n)) de l'étage p du processus à qB étages filtré par un filtre de fonction de transfert
    Figure 00390001
    la seconde composante du filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/AB(z) avec
    Figure 00390002
    et le filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec A(z)=AF(z).AB(z).
  18. Procédé de codage selon la revendication 17, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre le premier signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthétique (s and(n)) par au moins un filtre de pondération perceptuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme W(z)=A(z/γ1)/A(z/γ2) où γ1 et γ2 désignent des coefficients d'expansion spectrale tels que 0≤γ2≤γ1≤ 1.
  19. Procédé de codage selon la revendication 17, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre le premier signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthétique (s and(n)) par au moins un filtre de pondération perceptuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme
    Figure 00400001
    où γ 1 F,p , γ 2 F,p désignent des paires de coefficients d'expansion spectrale tels que 0≤ γ2  F,p ≤ γ 1 F,p ≤ 1 pour 1≤p≤qF, et γ 1 B,p , γ 2 B,p désignent des paires de coefficients d'expansion spectrale tels que 0≤ γ 2 B,p ≤ γ 1 B,p ≤ 1 pour 1≤p≤qB.
  20. Procédé de décodage d'un flux binaire pour construire en trames successives un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, caractérisé en ce que :
    on reçoit des valeurs de quantification de paramètres (LPC/F) définissant une première composante d'un filtre de synthèse à court terme (16) et de paramètres d'excitation (k,β,LTP), les paramètres définissant la première composante du filtre de synthèse à court terme représentant un nombre qF au moins égal à 1 de jeux de coefficients de prédiction linéaire a1 F,p,...,aMFp F,p pour 1≤p≤qF, chaque jeu p comportant un nombre prédéfini MFp de coefficients, la première composante du filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/AF(z) avec
    Figure 00400002
    on produit un signal d'excitation (u(n)) sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation ;
    on produit un signal audiofréquence synthétique (s and(n)) en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse à court terme (16) de fonction de transfert 1/A(z) avec A(z)=AF(z).AB(z), 1/AB(z) représentant la fonction de transfert d'une seconde composante du filtre de synthèse à court terme (16) ;
    on filtre le signal synthetique (s and(n)) par un filtre de fonction de transfert AF(z) ; et
    on effectue une analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré (s and0(n)) pour obtenir des coefficients de la seconde composante du filtre de synthèse à court terme (16) pour au moins une trame suivante,
       et en ce que l'analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré est un processus à qB étages successifs (5p), qB étant un entier au moins égal à 1, ledit processus comportant, à chaque étage de prédiction p (1≤p≤qB), la détermination de paramètres représentant un nombre MBp, prédéfini pour chaque étage p, de coefficients a1 B,p,...,aMBp B,p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal synthétique filtré (s and0(n)) constituant le signal d'entrée (s0(n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sp(n)) d'un étage p+1 étant constitué par le signal d'entrée (sp-1(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert
    Figure 00410001
    la seconde composante du filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/AB(z) avec
    Figure 00420001
  21. Procédé de décodage selon la revendication 20, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique (s and(n)) est appliqué à un post-filtre (17) dont la fonction de transfert (HPF(z)) comporte un terme de la forme A(z/β1)/A(z/β2), où β1 et β2 désignent des coefficients tels que 0≤β1≤β2≤1.
  22. Procédé de décodage selon la revendication 20, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique (s and(n)) est appliqué à un post-filtre (17) dont la fonction de transfert (HPF(z)) comporte un terme de la forme
    Figure 00420002
    où β 1 F,p, β 2 F,p désignent des paires de coefficients tels que 0≤β 1 F,p ≤β 2 F,p ≤1 pour 1≤p≤qF, et β 1 B,p , β 2 B,p désignent des paires de coefficients tels que 0≤β 1 B,p ≤β 2 B,p ≤1 pour 1≤p≤qB.
EP96402715A 1995-12-15 1996-12-12 Procédé d'analyse par prédiction linéaire d'un signal audiofréquence, et procédés de codage et de décodage d'un signal audiofréquence en comportant application Expired - Lifetime EP0782128B1 (fr)

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FR9514925A FR2742568B1 (fr) 1995-12-15 1995-12-15 Procede d'analyse par prediction lineaire d'un signal audiofrequence, et procedes de codage et de decodage d'un signal audiofrequence en comportant application
FR9514925 1995-12-15

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