FR2742568A1 - Procede d'analyse par prediction lineaire d'un signal audiofrequence, et procedes de codage et de decodage d'un signal audiofrequence en comportant application - Google Patents
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Abstract
Le procédé d'analyse par prédiction linéaire est utilisé pour déterminer des paramètres spectraux représentatifs de l'enveloppe spectrale du signal audiofréquence. Ce procédé comprend q étages de prédiction successifs (5p ), q étant un entier supérieur à 1. A chaque étage de prédiction p (1 =<p =<q), on détermine des paramètres représentant Mp coefficients a1 **p,..., aMp **p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage. Le signal audiofréquence à analyser constitue le signal d'entrée du premier étage. Le signal d'entrée (s**p(n)) d'un étage p+1 est constitué par le signal d'entrée (s**p-1(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert (CF DESSIN DANS BOPI) Utilisation notamment dans des codeurs audio en bande élargie.
Description
PROCEDE D'ANALYSE PAR PREDICTION LINEAIRE D'UN SIGNAL
AUDIOFREQUENCE, ET PROCEDES DE CODAGE ET DE DECODAGE D'UN
SIGNAL AUDIOFREQUENCE EN COMPORTANT APPLICATION
La présente invention concerne un procédé d'analyse par prédiction linéaire d'un signal audiofréquence. Ce
procédé trouve une application particulière, mais non exclu-
sive, dans des codeurs audio à prédiction, notamment dans des codeurs à analyse par synthèse, dont le type le plus répandu
est le codeur CELP ("Code-Excited Linear Prediction").
Les techniques de codage prédictif à analyse par syn-
thèse sont actuellement très répandues pour le codage de la
parole en bande téléphonique (300-3400 Hz) à des débits pou-
vant descendre jusqu'à 8 kbit/s, tout en conservant une qua-
lité téléphonique. Pour la bande audio (de l'ordre de 20 kHz), les techniques de codage par transformée sont utilisées pour des applications de diffusion et de stockage de signaux vocaux et musicaux. Cependant, ces techniques impliquent des retards de codage relativement importants (plus grands que ms), ce qui produit en particulier des difficultés de
participation dans les communications de groupe o l'interac-
tivité est très importante. Les techniques prédictives produisent un retard plus faible, dépendant essentiellement de la longueur des trames d'analyse par prédiction linéaire (typiquement 10 à 20 ms), et trouvent pour cette raison des applications même pour le codage de signaux vocaux et/ou musicaux ayant une largeur de bande supérieure à la bande
téléphonique.
Les codeurs prédictifs utilisés pour la compression de débit réalisent une modélisation de l'enveloppe spectrale du signal. Cette modélisation résulte d'une analyse par prédiction linéaire d'ordre M (M-10 typiquement en bande étroite), consistant à déterminer M coefficients ai de prédiction linéaire du signal d'entrée. Ces coefficients caractérisent un filtre de synthèse utilisé au décodeur, dont la fonction de transfert est de la forme l/A(z) avec M A(z)=l+a aizi (1) 1i=1 Dans les codeurs à analyse par synthèse, les coefficients ai servent également à construire un filtre de pondération perceptuelle utilisé par le codeur pour déterminer le signal d'excitation à appliquer au filtre de synthèse à court terme pour obtenir un signal synthétique représentatif du signal de parole. Cette pondération perceptuelle accentue les portions du spectre o les erreurs de codage sont les plus perceptibles, c'est-à-dire les zones interformantiques. La fonction de transfert W(z) du filtre de pondération perceptuelle est habituellement de la forme A(z/ l)<> W(z) = /) (2) A(z/Y2) o 71 et 72 sont deux coefficients d'expansion spectrale tels que 0sy2eyl1l. Une amélioration du masquage du bruit a été apportée par E. Ordentlich et Y. Shoham, dans leur article "Low-Delay Code-Excited Linear Predictive Coding of Wideband Speech at 32 kbps", Proc. ICASSP, Toronto, Mai 1991, pages 9-12. Cette amélioration consiste à combiner pour la pondération perceptuelle le filtre W(z) avec un autre filtre modélisant la pente du spectre. Cette amélioration est particulièrement appréciable dans le cas de codage de signaux à forte dynamique spectrale (bande élargie ou bande audio) pour lesquels les auteurs ont montré une importante
amélioration de la qualité subjective du signal reconstruit.
Dans la plupart des décodeurs CELP actuels, les coefficients de prédiction linéaire ai sont également utilisés pour définir un post- filtre servant à atténuer les zones fréquentielles entre les formants et les harmoniques du signal de parole, sans modifier la pente du spectre du signal. Une forme habituelle de la fonction de transfert de ce post-filtre est: PF(z) = p (z/1) (lprlz-1) o Gp est un facteur de gain compensant l'atténuation des filtres, 51 et 02 sont des coefficients tels que 0sl%121l, A est une constante positive et r1 désigne le premier
coefficient de réflexion dépendant des coefficients ai.
La modélisation de l'enveloppe spectrale du signal par les coefficients ai constitue donc un élément essentiel du processus de codage et de décodage, en ce sens qu'elle doit représenter le contenu spectral du signal à reconstituer au décodeur et qu'elle pilote aussi bien le masquage du bruit
de quantification que le post-filtrage au décodeur.
Pour des signaux à forte dynamique spectrale, l'analyse par prédiction linéaire habituellement pratiquée ne parvient pas à modéliser fidèlement l'enveloppe du spectre. Souvent, les signaux de parole sont sensiblement plus énergétiques aux basses fréquences qu'aux fréquences élevées, de sorte que l'analyse par prédiction linéaire conduit certes à une modélisation précise aux basses fréquences, mais au détriment de la modélisation du spectre
aux fréquences plus élevées. Cet inconvénient devient parti-
culièrement gênant dans le cas du codage en bande élargie.
Un but de la présente invention est d'améliorer la modélisation du spectre d'un signal audiofréquence dans un système faisant appel à un procédé d'analyse par prédiction linéaire. Un autre but est de rendre les performances d'un
tel système plus homogènes pour des signaux d'entrée diffé-
rents (parole, musique, sinusoides, signaux DTMF...), des largeurs de bande différentes (bande téléphonique, bande
élargie, bande hifi...), des conditions différentes d'enre-
gistrement (microphone directif, antenne acoustique...) et
de filtrage.
L'invention propose ainsi un procédé d'analyse par prédiction linéaire d'un signal audiofréquence, pour déterminer des paramètres spectraux dépendant d'un spectre à court terme du signal audiofréquence, comprenant q étages
de prédiction successifs, q étant un entier supérieur à 1.
A chaque étage de prédiction p (lepsq), on détermine des paramètres représentant Mp coefficients alP,... aMPP de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal audiofréquence analysé constituant le signal d'entrée du premier étage, et le signal d'entrée d'un étage p+l étant constitué par le signal d'entrée de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert
>P P (4)
AP(Z)= 1 + aa.z i=l Le nombre Mp de coefficients de prédiction linéaire peut notamment augmenter d'un étage au suivant. Ainsi, le premier étage pourra rendre compte assez fidèlement de la pente générale du spectre ou du signal, tandis que les étages
suivants affineront la représentation des formants du signal.
On évite ainsi, dans le cas de signaux à forte dynamique, de trop privilégier les zones les plus énergétiques au risque d'une modélisation médiocre des autres zones fréquentielles
pouvant être perceptuellement importantes.
Un second aspect de l'invention concerne une applica-
tion de ce procédé d'analyse par prédiction linéaire dans un codeur audiofréquence à analyse par synthèse à adaptation "forward". L'invention propose ainsi un procédé de codage d'un signal audiofréquence comprenant les étapes suivantes:
- analyse par prédiction linéaire d'un signal audio-
fréquence numérisé en trames successives pour déterminer des paramètres définissant un filtre de synthèse à court terme;
- détermination de paramètres d'excitation définis-
sant un signal d'excitation à appliquer au filtre de synthèse
à court terme pour produire un signal synthétique représen-
tatif du signal audiofréquence; et - production de valeurs de quantification des paramètres définissant le filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation, dans lequel l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs tel que défini ci-dessus, et dans lequel le filtre de prédiction à court terme a une fonction de transfert de la forme l/A(z) avec q A(z)= Il AP(z) (5) p=l
La fonction de transfert A(z) ainsi obtenue peut éga-
lement être utilisée pour définir selon la formule (2) la fonction de transfert du filtre de pondération perceptuelle lorsque le codeur est un codeur à analyse par synthèse avec détermination en boucle fermée du signal d'excitation. Une autrepossibilité intéressante est d'adopter des coefficients d'expansion spectrale Y1 et Y2 pouvant varier d'un étage au suivant, c'est-à-dire de donner au filtre de pondération perceptuelle une fonction de transfert de la forme q p (6) W(z)= Il [A (z/y)/A (z/y2)] p=l i 2 o y1p, y2P désignent des paires de coefficients d'expansion
spectrale tels que 0sy2PçyYPsl pour 19p-q.
L'invention est également applicable au niveau d'un décodeur associé. Le procédé de décodage ainsi mis en oeuvre selon l'invention comprend les étapes suivantes: - on reçoit des valeurs de quantification de paramètres définissant un filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation, les paramètres définissant le filtre de synthèse à court terme comprenant un nombre q>l de jeux de coefficients de prédiction linéaire; - on produit un signal d'excitation sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation; - on produit un signal audiofréquence synthétique en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse ayant une fonction de transfert de la forme l/A(z) avec A(z)= Il (1+ ai..z-) p=l o les coefficients aip....aMpP correspondent au p-ième jeu
de coefficients de prédiction linéaire pour lepeq.
Cette fonction de transfert A(z) peut également être utilisée pour définir un post-filtre dont la fonction de transfert comporte, comme dans la formule (3) ci-dessus, un terme de la forme A(z/pl)/A(z/52), o 1 et 92 désignent des
coefficients tels que 0 51 02S1.
Une variante intéressante consiste à remplacer ce terme de la fonction de transfert du post-filtre par: pqli (Z/l)/ / (Z/p2) (8) il[AP(z/pf')/AP(z/p2)] p=i1 o P1p, 2P désignent des paires de coefficients tels que
OSglPeP2P:l pour lçpgq.
L'invention s'applique également à des codeurs audio-
fréquence à adaptation %backward". L'invention propose ainsi
un procédé de codage d'un premier signal audiofréquence numé-
risé en trames successives, comprenant les étapes suivantes: - analyse par prédiction linéaire d'un second signal audiofréquence pour déterminer des paramètres définissant un filtre de synthèse à court terme;
- détermination de paramètres d'excitation définis-
sant un signal d'excitation à appliquer au filtre de synthèse à court terme pour produire un signal synthétique représentatif du premier signal audiofréquence, ce signal synthétique constituant ledit second signal audiofréquence pour au moins une trame suivante; et - production de valeurs de quantification des paramètres d'excitation, dans lequel l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs tel que défini ci-dessus, et dans lequel le filtre de prédiction à court terme a une fonction de transfert de la forme l/A(z) avec q A(z)= Il AP(z) p=l Pour une mise en oeuvre dans un décodeur associé, l'invention propose un procédé de décodage d'un flux binaire pour construire en trames successives un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, comprenant les étapes suivantes: - on reçoit des valeurs de quantification de paramètres d'excitation; - on produit un signal d'excitation sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation; - on produit un signal audiofréquence synthétique en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse à court terme; - on effectue une analyse par prédiction linéaire du signal synthétique pour obtenir des coefficients du filtre de synthèse à court terme pour au moins une trame suivante, dans lequel l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs tel que défini ci-dessus, et dans lequel le filtre de prédiction à court terme a une fonction de transfert de la forme l/A(z) avec q A(z)= Il AP (z) p=l L'invention permet encore de réaliser des codeurs/ décodeurs audiofréquence mixtes, c'est-à- dire faisant appel à la fois à des schémas d'adaptation "forward" et "lbackward",
le ou les premiers étages de prédiction linéaire correspon-
dant à une analyse "forward" et le ou les derniers étages à une analyse "backward". L'invention propose ainsi un procédé de codage d'un premier signal audiofréquence numérisé en trames successives, comprenant les étapes suivantes: - analyse par prédiction linéaire du premier signal audiofréquence pour déterminer des paramètres définissant une première composante d'un filtre de synthèse à court terme; - détermination de paramètres d'excitation définissant un signal d'excitation à appliquer au filtre de synthèse à court terme pour produire un signal synthétique représentatif du premier signal audio-fréquence; - production de valeurs de quantification des paramètres définissant la première composante du filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation; filtrage du signal synthétique par un filtre de fonction de transfert correspondant à l'inverse de la fonction de transfert de la première composante du filtre de synthèse à court terme; et - analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré pour obtenir des coefficients d'une seconde composante du filtre de synthèse à court terme pour au moins une trame suivante, dans lequel l'analyse par prédiction linéaire du premier signal audiofréquence est un processus à qF étages successifs, qF étant un entier au moins égal à 1, ledit processus à qF étages comportant, à chaque étage de prédiction p (lepeqF), la détermination de paramètres représentant MFp coefficients alFp....aMFpF'p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le premier signal audiofréquence constituant le signal d'entrée du premier étage, et le signal d'entrée d'un étage p+l étant constitué par le signal d'entrée de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert Fp MIPP F,P -i AFP (z)= 1 + ai.z i=1 la première composante du filtre de synthèse à court terme ayant une fonction de transfert de la forme 1/AF(z) avec qF AF(z) = il AFP(z) p=l et dans lequel l'analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré est un processus à qB étages successifs, qB étant un entier au moins égal à 1, ledit
processus à qB étages comportant, à chaque étage de prédic-
tion p (lepsqB), la détermination de paramètres représentant MBp coefficients alB'P,...,aMBpB'P de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal synthétique filtré constituant le signal d'entrée du premier étage, et le signal d'entrée d'un étage p+ l étant constitué par le signal d'entrée de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert Bp MBp Bp i AB'(Z) = 1 + a a'.z-i i=1 la seconde composante du filtre de synthèse à court terme ayant une fonction de transfert de la forme l/AB(z) avec B qB A (z) = Il AB P(z) p=l et le filtre de synthèse à court terme ayant une fonction de
transfert de la forme l/A(z) avec A(z)=AF(z).AB(z).
Pour une mise en oeuvre dans un décodeur mixte associé, l'invention propose un procédé de décodage d'un flux binaire pour construire en trames successives un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, comprenant les étapes suivantes: - on reçoit des valeurs de quantification de paramètres définissant une première composante d'un filtre de synthèse à court terme et de paramètres d'excitation, les paramètres définissant la première composante du filtre de synthèse à court terme représentant un nombre qF au moins égal à 1 de jeux de coefficients de prédiction linéaire alFp..., aMFpFP pour lpsqF, la première composante du filtre de synthèse à court terme ayant une fonction de transfert de la forme 1/AF(z) avec
AF(z): =pIA A"p(z) = Il+ 'z-
pl (p==( 1 i=1 - on produit un signal d'excitation sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation; - on produit un signal audiofréquence synthétique en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse à court terme de fonction de transfert 1/A(z) avec A(z)=AF(z).AB(z), 1/AB(z) représentant la fonction de transfert d'une seconde composante du filtre de synthèse à court terme; - on filtre le signal synthétique par un filtre de fonction de transfert AF(z); et - on effectue une analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré pour obtenir des coefficients de la seconde composante du filtre de synthèse à court terme pour au moins une trame suivante, dans lequel l'analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré est un processus à qB étages tel que défini ci-dessus, et dans lequel le filtre de synthèse à court terme a une fonction de transfert de la forme 1/A(z)=l/[AF(z).AB(z)] avec
AB IB
A (z)= nl A 'P(z) p=l Bien qu'on accorde une importance particulière aux applications de l'invention dans le domaine du codage/ décodage à analyse par synthèse, il convient d'observer que le procédé d'analyse par prédiction linéaire à étages multiples proposé selon l'invention comporte de nombreuses autres applications dans le traitement de signaux audio, par exemple dans les codeurs prédictifs par transformée, dans des systèmes de reconnaissance de parole, dans des systèmes
d'accentuation de parole (speech enhancement)...
D'autres particularités et avantages de la présente
invention apparaîtront dans la description ci-après
d'exemples de réalisation préférés mais non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels: - la figure 1 est un organigramme d'un procédé d'analyse par prédiction linéaire selon l'invention; - la figure 2 est un diagramme spectral comparant les résultats d'un procédé selon l'invention avec ceux d'un procédé conventionnel d'analyse par prédiction linéaire; - les figures 3 et 4 sont des schémas synoptiques d'un décodeur et d'un codeur CELP pouvant mettre en oeuvre l'invention; - les figures 5 et 6 sont des schémas synoptiques de variantes de décodeur et de codeur CELP pouvant mettre en oeuvre l'invention; et - les figures 7 et 8 sont des schémas synoptiques d'autres variantes de décodeur et de codeur CELP pouvant
mettre en oeuvre d'invention.
Le signal audiofréquence à analyser dans le procédé illustré par la figure 1 est noté s0(n). Il est supposé disponible sous forme d'échantillons numériques, l'entier n désignant les instants d'échantillonnage successifs. Le procédé d'analyse par prédiction linéaire comprend q étages successifs 51....5p.... 5q A chaque étage de prédiction 5p (lspeq), on effectue une prédiction linéaire d'ordre Mp d'un signal d'entrée sP-l1(n). Le signal d'entrée du premier étage 51 est constitué par le signal audiofréquence à analyser sO(n), tandis que le signal d'entrée d'un étage 5p+1 (lep<q) est constitué par le signal sP(n), obtenu à une étape notée 6p en appliquant au signal d'entrée sP-1(n) du p-ième étage 5p un filtrage au moyen d'un filtre de fonction de transfert mP AP(Z) = 1 + aiP.z-1 (4) i=1 o les coefficients aiP (l1iSMp) sont les coefficients de
prédiction linéaire obtenus à l'étage 5p.
Les méthodes d'analyse par prédiction linéaire pouvant être mises en oeuvre dans les différents étages 51.... 5q sont bien connues dans la technique. On pourra par exemple se reporter aux ouvrages "Digital Processing of Speech Signals' de L.R. Rabiner et R.W. Shafer, PrenticeHall Int., 1978 et "Linear Prediction of Speech" de J.D. Markel et A.H. Gray, Springer Verlag Berlin Heidelberg, 1976. On peut notamment utiliser l'algorithme de Levinson-Durbin, qui comporte les étapes suivantes (pour chaque étage 5p): - évaluation de Mp autocorrélations R(i) (0OiSMp) du signal d'entrée sP-1(n) de l'étage sur une fenêtre d'analyse de Q échantillons: Q-1 R(i)= E s*(n).s*(n-i) n=i avec s*(n)=sP-l(n).f(n), f(n) désignant une fonction de fenêtrage de longueur Q. par exemple une fonction rectangulaire ou une fonction de Hamming; - évaluation récursive des coefficients aiD:
E(0) = R(O)
Pour i allant de 1 à Mp, faire i-i- riP= [R(i)+ ai1 j= l(i- j)]/E(i1) aii = -rip l({) = rl-frP)27_/t-1) Pour j allant de 1 à i-l, faire aI"= aiP -1 rPaJ Les coefficients aip (i=l,....., Mp) sont pris égaux aux aiP'MP obtenus à la dernière itération. La quantité E(Mp) est l'énergie de l'erreur résiduelle de prédiction de l'étage p. Les coefficients riP, compris entre -1 et 1, sont appelés coefficients de réflexion. Ils peuvent être représentés par les rapports logarithmiques (log-area-ratios) LARiP=LAR(riP),
la fonction LAR étant définie par LAR(r)= log10[(1-r)/(l+r)].
Dans un certain nombre d'applications, on a besoin d'opérer une quantification des coefficients de prédiction obtenus. La quantification peut être effectuée sur les coefficients aiP directement, sur les coefficients de réflexion associés rip ou sur les rapports logarithmiques LARiP. Une autre possibilité est de quantifier des paramètres de raie spectrale (LSP pour "line spectrum pairs", ou LSF pour "line spectrum frequencies"). Les Mp fréquences de raie spectrale ûiP(liSMp), normalisées entre 0 et ir, sont telles que les nombres complexes 1, exp(jo2P), exp(j4P),..., exp(jMpP), soient les racines du polynôme PP(z)=AP(z)-z-(MP+l)AP(z- 1) et que les nombres complexes exp(jcolP), exp(jû3P),....ex p(joPMp-l), et -1 soient les racines du polynôme QP(z)=AP(z)+z-(MP+i)AP(z- l). La quantification peut porter sur les fréquences normalisées
ìP ou sur leurs cosinus.
L'analyse peut être effectuée à chaque étage de prédiction 5p selon l'algorithme classique de Levinson-Durbin ci-dessus rappelé. D'autres algorithmes fournissant les mêmes résultats, développés plus récemment, peuvent être utilisés avantageusement, notamment l'algorithme de Levinson éclaté (voir "A new Efficient Algorithm to Compute the LSP Parameters for Speech Coding", par S. Saoudi, J.M. Boucher
et A. Le Guyader, Signal Processing, Vol.28, 1992, pages 201-
212), ou l'utilisation des polynômes de Chebyshev (voir "The Computation of Line Spectrum Frequencies Using Chebyshev Polynomials, par P. Kabal et R.P. Ramachandran, IEEE Trans. on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol. ASSP-34, n 6, pages 1419-1426, décembre 1986). Lorsque l'analyse multi-étages représentée sur la figure 1 est réalisée pour définir un filtre de prédiction à court terme du signal audiofréquence sO(n), on donne à la fonction de transfert A(z) de ce filtre, la forme q A(z)= Il AP(z) 5) p=l On note que cette fonction de transfert obéit à la forme générale classique donnée par la formule (1), avec M=Ml+...+Mq. Toutefois, les coefficients ai de la fonction A(z) obtenus avec le processus de prédiction multi-étages diffèrent en général de ceux que procure le processus
classique de prédiction en un seul étage.
Les ordres Mp des prédictions linéaires effectuées augmentent de préférence d'un étage au suivant: Ml<M2<...<Mq. Ainsi, l'allure de l'enveloppe spectrale du signal analysé est modélisée relativement grossièrement au premier étage 51(M1=2 par exemple), et cette modélisation s'affine d'étage en étage sans perdre l'information globale fournie par le premier étage. On évite ainsi que soient insuffisamment pris en compte des paramètres comme la pente générale du spectre qui sont perceptuellement importants, particulièrement dans le cas de signaux en bande élargie
et/ou à forte dynamique spectrale.
Dans une réalisation typique, le nombre q d'étages de prédiction successifs est égal à 2. Si on a pour objectif un filtre de synthèse d'ordre M, on peut alors prendre Ml=2 et M2=M-2, les coefficients ai du filtre (équation (1)) étant donnés par: a1 = all + al2 (9) a2 = a21 + alI a12 + a22 (10) ak = a21 ak22 + ai ak2 + ak2 pour 2<kQM-2 (11) aMl = a21 aM_32 + al aM_22 (12) aM = a21 aM_22 (13) Pour la représentation et éventuellement la quantifi- cation du spectre à court terme, il est possible d'adopter l'un des jeux de paramètres spectraux précédemment évoqués (aiD, riP, LARiP, WiP ou cos (OiP pour lgiQMp) pour chacun des étages (lsp q), ou encore les mêmes paramètres spectraux mais pour le filtre composé calculé selon les relations (9) à (13) (ai, ri, LARi, i ou cos Xi pour liSM). Le choix entre ces paramètres de représentation, ou d'autres encore,
dépend des contraintes de chaque application particulière.
Le graphique de la figure 2 montre une comparaison des enveloppes spectrales d'une portion voisée de 30 ms d'un signal de parole, modélisées par un processus classique de prédiction linéaire à un étage avec M=15 (courbe II) et par un processus selon l'invention de prédiction linéaire en q=2
étages avec Ml=2 et M2=13 (courbe III). La fréquence d'échan-
tillonnage Fe du signal était de 16 kHz. Le spectre du signal (module de sa transformée de Fourier) est représenté par la courbe I. Ce spectre est représentatif des signaux audiofréquence qui ont, en moyenne, plus d'énergie aux basses fréquences qu'aux hautes fréquences. La dynamique spectrale est parfois supérieure à celle de la figure 2 (60 dB). Les courbes (II) et (III) correspondent aux enveloppes spectrales modélisées I 1l/A(e2Jnf/Fe)I. On voit que le procédé d'analyse selon l'invention améliore sensiblement la modélisation du
spectre, particulièrement aux hautes fréquences (f>4 kHz).
La pente générale du spectre et ses formants en haute fréquence sont mieux respectés par le processus d'analyse en
plusieurs étages.
L'invention est décrite ci-après dans son application
à un codeur de parole de type CELP.
Le processus de synthèse de parole mis en oeuvre dans
un codeur et un décodeur CELP est illustré sur la figure 3.
Un générateur d'excitation 10 délivre un code d'excitation ck appartenant à un répertoire prédéterminé en réponse à un index k. Un amplificateur 12 multiplie ce code d'excitation par un gain d'excitation I, et le signal résultant est soumis à un filtre 14 de synthèse à long terme. Le signal de sortie u du filtre 14 est à son tour soumis à un filtre 16 de synthèse à court terme, dont la sortie s constitue ce qu'on considère ici comme le signal de parole synthétique. Ce signal synthétique est appliqué à un post-filtre 17 destiné
à améliorer la qualité subjective de la parole reconstruite.
Les techniques de post-filtrage sont bien connues dans le domaine du codage de parole (voir J.H. Chen et A. Gersho: "Adaptive postfiltering for quality enhancement of coded
speech", IEEE Trans. on Speech and Audio Processing, Vol. 3-
1, pages 59-71, janvier 1995). Dans l'exemple représenté, les coefficients du post-filtre 17 sont obtenus à partir des paramètres LPC caractérisant le filtre de synthèse à court terme 16. On comprendra que, comme dans certains décodeurs CELP actuels, le post-filtre 17 pourrait également comporter
une composante de post-filtrage à long terme.
Les signaux précités sont des signaux numériques représentés par exemple par des mots de 16 bits à une cadence d'échantillonnage Fe égale par exemple à 16 kHz pour un codeur en bande élargie (50-7000 Hz). Les filtres de synthèse 14, 16 sont en général des filtres purement récursifs. Le filtre 14 de synthèse à long terme a typiquement une fonction de transfert de la forme 1/B(z) avec B(z)=l-Gz-T. Le retard T et le gain G constituent des paramètres de prédiction à long terme (LTP) qui sont déterminés d'une manière adaptative par le codeur. Les paramètres LPC définissant le filtre 16 de synthèse à court terme sont déterminés au codeur par un procédé d'analyse par prédiction linéaire du signal de parole. Dans les codeurs et décodeurs CELP habituels, la fonction de transfert du filtre 16 estgénéralement de la
forme 1/A(z) avec A(z) de la forme (1). La présente inven-
tion propose d'adopter une forme semblable de la fonction de transfert, dans laquelle A(z) est décomposée selon (7) comme indiqué précédemment. A titre d'exemple, les paramètres des
différents étages peuvent être q=2, Ml=2, M2=13 (M=Ml+M2=15).
On désigne ici par "signal d'excitation" le signal u(n) appliqué au filtre de synthèse à court terme 14. Ce signal d'excitation comporte une composante LTP G.u(n-T) et
une composante résiduelle, ou séquence d'innovation, 5ck(n).
Dans un codeur à analyse par synthèse, les paramètres caractérisant la composante résiduelle et, optionnellement, la composante LTP sont évalués en boucle fermée, en utilisant
un filtre de pondération perceptuelle.
La figure 4 montre le schéma d'un codeur CELP. Le signal de parole s(n) est un signal numérique, par exemple fourni par un convertisseur analogique-numérique 20 traitant
le signal de sortie amplifié et filtré d'un microphone 22.
Le signal s(n) est numérisé en trames successives de A échantillons elles-mêmes divisées en sous-trames, ou trames
d'excitation, de L échantillons (par exemple A=160, L=32).
Les paramètres LPC, LTP et EXC (index k et gain d'excitation 5) sont obtenus au niveau du codeur par trois modules d'analyse respectifs 24, 26, 28. Ces paramètres sont ensuite quantifiés de façon connue en vue d'une transmission numérique efficace, puis soumis à un multiplexeur 30 qui forme le signal de sortie du codeur. Ces paramètres sont également fournis à un module 32 de calcul d'états initiaux
de certains filtres du codeur. Ce module 32 comprend essen-
tiellement une chaîne de décodage telle que celle représentée sur la figure 3. Comme le décodeur, le module 32 opère sur la base des paramètres LPC, LTP et EXC quantifiés. Si une interpolation des paramètres LPC est effectuée au décodeur, comme il est courant, la même interpolation est effectuée par le module 32. Le module 32 permet de connaître au niveau du codeur les états antérieurs des filtres de synthèse 14, 16
du décodeur, déterminés en fonction des paramètres de syn-
thèse et d'excitation antérieurs à la sous-trame considérée.
Dans une première étape du processus de codage, le module 24 d'analyse à court terme détermine les paramètres LPC définissant le filtre de synthèse à court terme, en analysant les corrélations à court terme du signal de parole s(n). Cette détermination est effectuée par exemple une fois par trame de A échantillons, de manière à s'adapter à l'évolution du contenu spectral du signal de parole. Elle consiste selon l'invention à mettre en oeuvre le procédé
d'analyse illustré par la figure 1 avec s0(n)=s(n).
L'étape suivante du codage consiste en la détermina-
tion des paramètres LTP de prédiction à long terme. ceux-ci sont par exemple déterminés une fois par sous-trame de L échantillons. Un soustracteur 34 soustrait du signal de parole s(n) la réponse à un signal d'entrée nul du filtre de synthèse à court terme 16. Cette réponse est déterminée par
un filtre 36 de fonction de transfert l/A(z) dont les coeffi-
cients sont donnés par les paramètres LPC qui ont été déter-
minés par le module 24, et dont les états initiaux s sont fournis par le module 32 de façon à correspondre aux M=Ml+ +Mq derniers échantillons du signal synthétique. Le signal de sortie du soustracteur 34 est soumis à un filtre 38 de pondération perceptuelle dont le rôle est d'accentuer les
portions du spectre o les erreurs sont les plus percep-
tibles, c'est-à-dire les zones inter-formantiques.
La fonction de transfert W(z) du filtre de pondéra-
tion perceptuelle 38 est de la forme W(z)=AN(z)/AP(z) o AN(z) et AP(z) sont des fonctions de transfert d'ordre M de type RIF (réponse impulsionnelle finie). Les coefficients respectifs bi et ci (l9iSM) des fonctions AN(z) et AP(z) sont calculés pour chaque trame par un module 39 d'évaluation de la pondération perceptuelle qui les fournit au filtre 38. Une première possibilité est de prendre AN(z)=A(z/yl) et AP(z)=A(z/72) avec 0Os21yll, ce qui revient à la forme habituelle (2) avec A(z) de la forme (7). Dans le cas d'un signal en bande élargie avec q=2, M1=2 et M2=13, on a trouvé
que le choix 71=0,92 et 72=0,6 fournissait de bons résultats.
L'invention permet toutefois, avec une surcharge de calculs très faible, d'avoir une plus grande souplesse quant à la mise en forme du bruit de quantifiction, en adoptant la forme (6) pour W(z), soit: q AN(z) = Il é(Z/YP) p=l q AP(z) = Il (Z/Y P) P=j 2 Dans le cas d'un signal en bande élargie avec q=2, Ml=2 et M2=13, on a trouvé que le choix 7yl =0,9, 1=0,65 y12=0,95 et y22=0,75 fournissait de bons résultats. Le terme A1 (z/7Yl1)/Al(z/y21) permet de régler la pente générale du filtre 38, tandis que le terme A2(z/y12)/A2(z/y22) permet de
régler le masquage au niveau des formants.
L'analyse LTP en boucle fermée effectuée par le module 26 consiste, de façon classique, à sélectionner pour chaque sous-trame le retard T qui maximise la corrélation normalisée: [ xI (n).YT (n) E [YT(n)] n=0 n=0 o x' (n) désigne le signal de sortie du filtre 38 pendant la
sous-trame considérée, et yT(n) désigne le produit de convo-
lution u(n-T)*h' (n). Dans l'expression ci-dessus, h (0), h' (1),.....,h (L-l) désigne la réponse impulsionnelle du filtre
de synthèse pondéré, de fonction de transfert W(z)/A(z).
Cette réponse impulsionnelle h' est obtenue par un module 40
de calcul de réponses impulsionnelles, en fonction des coef-
ficients bi et ci fournis par le module 39 et des paramètres LPC qui ont été déterminés pour la sous-trame, le cas échéant après quantification et interpolation. Les échantillons u(n-T) sont les états antérieurs du filtre 14 de synthèse à long terme, fournis par le module 32. Pour les retards T inférieurs à la longueur d'une sous-trame, les échantillons manquants u(n-T) sont obtenus par interpolation sur la base
des échantillons antérieurs, ou à partir du signal de parole.
Les retards T, entiers ou fractionnaires, sont sélectionnés
dans une fenêtre déterminée. Pour réduire la plage de recher-
che en boucle fermée, et donc pour réduire le nombre de convolutions yT(n) à calculer, on peut d'abord déterminer un retard T en boucle ouverte par exemple une fois par trame, puis sélectionner les retards en boucle fermée pour chaque
sous-trame dans un intervalle réduit autour de T'. La recher-
che en boucle ouverte consiste plus simplement à déterminer le retard T qui maximise l'autocorrélation du signal de parole s(n) éventuellement filtré par le filtre inverse de fonction de transfert A(z). Une fois que le retard T a été déterminé, le gain G de prédiction à long terme est obtenu par: L -1 L-1 2 G = [= x (n) YT(n)] / [ E [YT(n)] n=O n=O Pour rechercher l'excitation CELP relative à une sous-trame, le signal GyT(n), qui a été calculé par le module 26 pour le retard optimal T, est d'abord soustrait du signal x (n) par le soustracteur 42. Le signal résultant x(n) est soumis à un filtre à rebours 44 qui fournit un signal D(n) donné par:L-1 D(n) =E x(i).h(i-n) i=n
o h(0), h(l),.... h(L-l) désigne la réponse impul-
sionnelle du filtre composé des filtres de synthèse et du filtre de pondération perceptuelle, calculée par le module 40. En d'autres termes, le filtre composé a pour fonction de transfert W(z)/[A(z).B(z)]. En notation matricielle, on a donc: D = (D(0), D(1),.... D(L-1)) = x.H avec x = (x(0), x(l),..., x(L-l1)) h(O) O. . . O h(1) h(O) O et H h(L-2). h(O) O h(L-1) h(L-2).. h(1) h(O) Le vecteur D constitue un vecteur-cible pour le module 28 de recherche de l'excitation. Ce module 28 détermine un mot de code du répertoire qui maximise la corrélation normalisée Pk2/ck2 dans laquelle: Pk = D. ckT ek2 = Ck.HT.H.ckT = Ck.U. CkT L'indice k optimal ayant été déterminé, le gain
d'excitation 5 est pris égal à = Pk/Ck2.
En référence à la figure 3, le décodeur CELP comprend
un démultiplexeur 8 recevant le flux binaire issu du codeur.
Les valeurs quantifiées des paramètres d'excitation EXC et des paramètres de synthèse LTP et LPC sont fournies au générateur 10, à l'amplificateur 12 et aux filtres 14, 16 pour reconstituer le signal synthétique s, qui est soumis au post-filtre 17 puis converti en analogique par le convertisseur 18 avant d'être amplifié puis appliqué à un
haut-parleur 19 pour restituer la parole originale.
Dans le cas du décodeur de la figure 3, les paramètres LPC sont par exemple constitués par des index de quantification des coefficients de réflexion rip (également appelés coefficients de corrélation partielle ou PARCOR) relatifs aux différents étages de prédiction linéaire. Un module 15 récupère les valeurs quantifiées des rip à partir des index de quantification, et les convertit pour fournir les q jeux de coefficients de prédiction linéaire. Cette conversion est par exemple effectuée par la même méthode
récursive que dans l'algorithme de Levinson-Durbin.
Les jeux de coefficients aiP sont fournis au filtre 16 de synthèse à court terme constitué par une succession de
q filtres/étages de fonctions de transfert 1/Al(z),....
l/Aq(z) données par la relation (4). Le filtre 16 pourrait également être en un seul étage de fonction de transfert
1/A(z) donnée par la relation (1) dans laquelle les coef-
ficients ai ont été calculés selon les relations (9) à (13). Les jeux de coefficients aiP sont également fournis au post-filtre 17 qui, dans l'exemple considéré, a une fonction de transfert de la forme H (Z = GAPN(z) (1lrlz-1 HpF(z) = Gp APNz) (l-rz1) o APN(z) et APP(z) sont des fonctions de transfert d'ordre M de type RIF, Gp est un facteur de gain constant, g est une constante positive et r1 désigne le premier coefficient de réflexion. Le coefficient de réflexion r1 peut être celui associé aux coefficients ai du filtre de synthèse composé, qu'il est alors nécessaire de calculer. On peut également prendre pour r1 le premier coefficient de réflexion du premier étage de prédiction (r1=rll) moyennant un éventuel ajustement de la constante A. Pour le terme APN(z)/APP(z), une première possibilité est de prendre APN(z)=A(z/p1) et APP(z)=A(z/52) avec 001s02sl, ce qui revient à la forme
habituelle (3) avec A(z) de la forme (7).
Comme dans le cas du filtre de pondération perceptuelle du codeur, l'invention permet d'adopter des coefficients 51 et P2 différents d'un étage au suivant (formule (8)), soit: q APP(z)=]a AI(zlpP p=l 2 q APN(z)= il AP(zlp) p=l e Dans le cas d'un signal en bande élargie avec q=2, Ml=2 et M2=13, on a trouvé que le choix 11=0,7, P21=0,9,
12=0,95 et P22=0,97 fournissait de bons résultats.
L'invention a été décrite ci-dessus dans son applica-
tion à un codeur prédictif à adaptation "forward", c'est-à-
dire dans lequel le signal audiofréquence faisant l'objet de l'analyse par prédiction linéaire est le signal d'entrée du codeur. L'invention s'applique également à des codeurs/ décodeurs prédictifs à adaptation "backward", dans lesquels
le signal synthétique fait l'objet de l'analyse par prédic-
tion linéaire au codeur et au décodeur (voir J.H. Chen et al: "A LowDelay CELP Coder for the CCITT 16 kbit/s Speech Coding Standard", IEEE J. SAC, Vol.10, nO5, pages 830-848, juin 1992). Les figures 5 et 6 montrent respectivement un décodeur CELP et un codeur CELP à adaptation "backward"' mettant en oeuvre la présente invention. Des références numériques identiques à celles des figures 3 et 4 ont été utilisées pour
désigner des éléments analogues.
Le décodeur à adaptation 'backward" reçoit seulement les valeurs de quantification des paramètres définissant le signal d'excitation u(n) à appliquer au filtre de synthèse à court terme 16. Dans l'exemple considéré, ces paramètres sont l'index k et le gain associé 5 ainsi que les paramètres LTP. Le signal synthétique s(n) est traité par un module 124 d'analyse par prédiction linéaire multi-étages identique au module 24 de la figure 3. Le module 124 fournit les paramètres LPC au filtre 16 pour une ou plusieurs trames suivantes du signal d'excitation, et au post-filtre 17 dont
les coefficients sont obtenus comme décrit précédemment.
Le codeur correspondant, représenté sur la figure 6, effectue l'analyse par prédiction linéaire multi-étages sur le signal synthétique généré localement et non sur le signal audio s(n). Il comprend ainsi un décodeur local 132 consistant essentiellement en les éléments notés 10, 12, 14, 16 et 124 du décodeur de la figure 5. Outre les échantillons u du dictionnaire adaptatif et les états initiaux s du filtre 36, le décodeur local 132 fournit les paramètres LPC obtenus par analyse du signal synthétique, qui sont utilisés par le module 39 d'évaluation de la pondération perceptuelle et le module 40 de calcul des réponses impulsionnelles h et h'. Pour le reste, le fonctionnement du codeur est identique à celui du codeur décrit en référence à la figure 4, sauf que le module d'analyse LPC 24 n'est plus nécessaire. Seuls les
paramètres EXC et LTP sont envoyés vers le décodeur.
Les figures 7 et 8 sont des schémas synoptiques d'un décodeur CELP et d'un codeur CELP à adaptation mixte. Les coefficients de prédiction linéaire du ou des premiers étages résultent d'une analyse "forward" du signal audiofréquence effectuée par le codeur, tandis que les coefficients de prédiction linéaire du ou des derniers étages résultent d'une analyse "backward" du signal synthétique effectuée par le décodeur (et par un décodeur local prévu dans le codeur). Des références numériques identiques à celles des figures 3 à 6
ont été utilisée pour désigner des éléments analogues.
Le décodeur mixte illustré sur la figure 7 reçoit
les valeurs de quantification des paramètres EXC, LTP défi-
nissant le signal d'excitation u(n) à appliquer au filtre de synthèse à court terme 16, et les valeurs de quantification des paramètres LPC/F déterminés par l'analyse "forward" effectuée par le codeur. Ces paramètres LPC/F représentent qF jeux de coefficients de prédiction linéaire alFpa...aMFpFp pour lpeqF, et définissent une première composante 1/AF(z) de la fonction de transfert l/A(z) du filtre 16: AF(z)pH __ AF.P(z) = [1+ ai.z]; <Z) p=1 p i=1 Pour l'obtention de ces paramètres LPC/F, le codeur mixte représenté sur la figure 8 comporte un module 224/F qui analyse le signal audiofréquence à coder s(n) de la manière décrite en référence à la figure 1 si qF>l, ou en un seul
étage si qF=l.
L'autre composante l/AB(z) du filtre de synthèse à court terme 16 de fonction de transfert l/A(z)=l/[AF(z).AB(z)] est donnée par AB (z) =l A AB p(z) Il (n (+ ai Bp zl) I=l I=l îa p=l p=1 1=1 Pour déterminer les coefficients aiBP, le décodeur mixte comporte un filtre inverse 200 de fonction de transfert F AF(z) qui filtre le signal synthétique s(n) produit par le filtre de synthèse à court terme 16 pour produire un signal synthétique filtré sO(n). Un module 224/B effectue l'analyse par prédiction linéaire de ce signal s (n) de la manière décrite en référence à la figure 1 si qB>l, ou en un seul étage si qB=l. Les coefficients LPC/B ainsi obtenus sont
fournis au filtre de synthèse 16 pour définir sa seconde com-
posante pour la trame suivante. Ils sont également fournis, de même que les coefficients LPC/F au post-filtre 17, dont les composantes APN(z) et APP(z) sont soit de la forme APN(z)=A(z/pl), APP(z)=A(z/52), soit de la forme: [F F, p îFpl F B B, pp Bpi APN(z) = Il A (z/I) l [A (Z/n) p=1 1 p=l i = f AFP(/PFiP] [ FABIP B. p) P=l 2 p=l2 les paires de coefficient 1Fp, B2F,p et plB'p, 52BP étant optimisables séparément avec OS3F,'P42F'P l et
0 1 B, PS2B P1.
Le décodeur local 232 prévu dans le codeur mixte consiste essentiellement en les élements notés 10, 12, 14, 16, 200 et 224/B du décodeur de la figure 7. Outre les échantillons u du dictionnaire adaptatif et les états initiaux s du filtre 36, le décodeur local 232 fournit les paramètres LPC/B qui sont utilisés, avec les paramètres LPC/F fournis par le module d'analyse 224/F, par le module 39 d'évaluation de la pondération perceptuelle et le module 40
de calcul des réponses impulsionnelles h et h'.
La fonction de transfert du filtre de pondération perceptuelle 38 évaluée par le module 39 est soit de la forme W(z)=A(z/yl)/A(z/y2), soit de la forme W(Z) = [ n | Y1)].] B [A (Z/Y1 wlAFp (z/y) AB['P (z/Y'F) les paires de coefficients Y1Fp, Y2Fp, et Y1Bp, yB,p étant optimisables séparément avec O0"2F'PS72F'Pçl et
0 e2B,'p71B' pi.
Pour le reste, le fonctionnement du codeur mixte est identique à celui du codeur décrit en référence à la figure 4. Seuls les paramètres EXC, LTP et LPC/F sont envoyés vers
le décodeur.
Claims (22)
1. Procédé d'analyse par prédiction linéaire d'un signal audiofréquence (sO(n)), pour déterminer des paramètres spectraux dépendant d'un spectre à court terme du signal audiofréquence, caractérisé en ce qu'il comprend q étages de prédiction successifs (5 p), q étant un entier supérieur à 1, en ce qu'à chaque étage de prédiction p (lp<q), on détermine des paramètres représentant Mp coefficients al,..., aMpP de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal audiofréquence à analyser constituant le signal d'entrée (sO(n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sP(n)) d'un étage p+l étant constitué par le signal d'entrée (sP-l(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert aP.
AP(z)= 1 + a;.z-i.
i=i
2. Procédé d'analyse selon la revendication 1, caractérisé en ce que le nombre Mp de coefficients de
prédiction linéaire augmente d'un étage au suivant.
3. Procédé de codage d'un signal audiofréquence, comprenant les étapes suivantes: - analyse par prédiction linéaire du signal audiofréquence (s(n)) numérisé en trames successives pour déterminer des paramètres (LPC) définissant un filtre de synthèse à court terme (16); - détermination de paramètres d'excitation (k,P,LTP) définissant un signal d'excitation (u(n)) à appliquer au filtre de synthèse à court terme (16) pour produire un signal synthétique (s(n)) représentatif du signal audiofréquence; et production de valeurs de quantification des paramètres définissant le filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation, caractérisé en ce que l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs (5p), q étant un entier supérieur à 1, ledit processus comportant, à chaque étage de prédiction p (lsp q), la détermination de paramètres représentant Mp coefficients alP.... aMpP de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal audiofréquence à coder (s(n)) constituant le signal d'entrée (sO(n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sP(n)) d'un étage p+l étant constitué par le signal d'entrée (sP-1(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert Mp AP(z)= 1 + aiP. z-1, i=1 le filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/A(z) avec q A(z)= Il AP (z) p=l
4. Procédé de codage selon la revendication 3, caractérisé en ce que le nombre Mp de coefficients de
prédiction linéaire augmente d'un étage au suivant.
5. Procédé de codage selon la revendication 3 ou 4,
caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'ex-
citation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre le signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthétique (s(n)) par au moins un filtre de pondération perceptuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme W(z)=A(z/y1)/A(z/'y2) o 71 et y2 désignent des coefficients d'expansion spectrale
tels que 0-s2Ylsç 1.
6. Procédé de codage selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre le signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthétique (s(n)) par au moins un filtre de pondération perceptuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme q W(z)= Il [AP(z/y )/A (z/y] o 71P, 72P désignent des paires de coefficients d'expansion spectrale tels que Os y- s y1Pe 1 pour lspq.
7. Procédé de décodage d'un flux binaire pour construire un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, caractérisé en ce que: - on reçoit des valeurs de quantification de paramètres (LPC) définissant un filtre de synthèse à court terme (16) et de paramètres d'excitation (k,O, LTP), les paramètres définissant le filtre de synthèse représentant un nombre q plus grand que 1 de jeux de coefficients de prédiction linéaire (a/P); - on produit un signal d'excitation (u(n)) sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation; et - on produit un signal audiofréquence synthétique (s(n)) en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse (16) ayant une fonction de transfert de la forme l/A(z) avec p
A(z) = II (1 + a>P.-
p=1 i= 1 o les coefficients alP,.... aMpP correspondent au p-ième jeu
de coefficients de prédiction linéaire pour lepeq.
8. Procédé de décodage selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique (s(n)) est appliqué à un postfiltre (17) dont la fonction de transfert (HpF(z)) comporte un terme de la forme A(z/gl)/A(z/52), o 1 et 52 désignent des coefficients tels
que 0I O3ls2sl.
9. Procédé de décodage selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique A (s(n)) est appliqué à un postfiltre (17) dont la fonction de transfert (HpF(z)) comporte un terme de la forme q il [AP(z/pf)/AP(Z/pl)] p=l o 51P, j2P désignent des paires de coefficients tels que OQolPep2Pel pour lpsq, et AP(z) représente, pour le p-ième jeu de coefficients de prédiction linéaire, la fonction M p AP(z) =1+É, a f zi i=1
10. Procédé de codage d'un premier signal audiofréquence numérisé en trames successives, comprenant les étapes suivantes: - analyse par prédiction linéaire d'un second signal A audiofréquence (s(n)) pour déterminer des paramètres (LPC) définissant un filtre de synthèse à court terme (16); - détermination de paramètres d'excitation (k,5,LTP) définissant un signal d'excitation (u(n)) à appliquer au filtre de synthèse à court terme (16) pour produire un signal
synthétique (s(n)) représentatif du premier signal audio-
fréquence, ce signal synthétique constituant ledit second signal audiofréquence pour au moins une trame suivante; et - production de valeurs de quantification des paramètres d'excitation, caractérisé en ce que l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs (5p), q étant un entier supérieur à 1, ledit processus comportant, à chaque étage de prédiction p (lp9q), la détermination de paramètres représentant Mp coefficients alPl.... aMP de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le second signal audiofréquence (s(n)) constituant le signal d'entrée (sO (n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sP(n)) d'un étage p+l étant constitué par le signal d'entrée (sP-l(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert b1p a..z
AP(z):= 1 +] a;P.z-
i=1 le filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme l/A(z) avec q A(z)= Il AP(z) p=l
11. Procédé de codage selon la revendication 10, caractérisé en ce que le nombre Mp de coefficients de
prédiction linéaire augmente d'un étage au suivant.
12. Procédé de codage selon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre
le premier signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthé-
tique (s(n)) par au moins un filtre de pondération percep-
tuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme W(z)=A(z/Yl)/A(z/y2) o y et y2 désignent des coefficients
d'expansion spectrale tels que O0ïy2eyl 1.
13. Procédé de codage selon la revendication 10 ou 11, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre
le premier signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthé-
tique (s(n)) par au moins un filtre de pondération percep-
tuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme q =l [A9(z/y P=1 i 2 o y1P, 7y désignent des paires de coefficients d'expansion
spectrale tels que Oe 'yj2P y1P 1 pour lp<q.
14. Procédé de décodage d'un flux binaire pour construire en trames successives un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, caractérisé en ce que: - on reçoit des valeurs de quantification de paramètres d'excitation (k,5,LTP); - on produit un signal d'excitation (u(n)) sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation; - on produit un signal audiofréquence synthétique (s(n)) en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse à court terme (16); - on effectue une analyse par prédiction linéaire du signal synthétique (s(n)) pour obtenir des coefficients du filtre de synthèse à court terme (16) pour au moins une trame suivante, et en ce que l'analyse par prédiction linéaire est un processus à q étages successifs (5p), q étant un entier supérieur à 1, ledit processus comportant, à chaque étage de
prédiction p (lpeq), la détermination de paramètres repré-
sentant Mp coefficients alP,.... aMpP de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal synthétique A (s(n)) constituant le signal d'entrée (s (n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sP(n)) d'un étage p+l étant constitué par le signal d'entrée (sP-l(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert HP
Ap (z)i= 1 + a.P.z-
i=1 le filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme l/A(z) avec q A(z)= H AP(z) p=l
15. Procédé de décodage selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique A (s(n)) est appliqué à un post-filtre (17) dont la fonction de transfert (HpF(z)) comporte un terme de la forme A(z/pl)/A(z/92), o 51 et 02 désignent des coefficients tels
que OS 515 521.
16. Procédé de décodage selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique A (s(n)) est appliqué à un postfiltre (17) dont la fonction de transfert (HpF(z)) comporte un terme de la forme q i-l [A (Z/ 1)AP (Z/ p)] p=l2 o 1P, 52P désignent des paires de coefficients tels que
Os lP fsl1 pour 15psq.
17. Procédé de codage d'un premier signal audiofréquence numérisé en trames successives, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: - analyse par prédiction linéaire du premier signal audiofréquence (s(n)) pour déterminer des paramètres (LPC/F) définissant une première composante d'un filtre de synthèse à court terme (16); - détermination de paramètres d'excitation (k,P,LTP) définissant un signal d'excitation (u(n)) à appliquer au filtre de synthèse à court terme (16) pour produire un signal A
synthétique (s(n)) représentatif du premier signal audio-
fréquence; - production de valeurs de quantification des paramètres définissant la première composante du filtre de synthèse à court terme et des paramètres d'excitation; - filtrage du signal synthétique (s(n)) par un filtre de fonction de transfert correspondant à l'inverse de la fonction de transfert de la première composante du filtre de synthèse à court terme; et - analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré ((sO (n)) pour obtenir des coefficients d'une seconde composante du filtre de synthèse à court terme pour au moins une trame suivante, en ce que l'analyse par prédiction linéaire du premier signal audiofréquence (s(n)) est un processus à qF étages successifs (5p), qF étant un entier au moins égal à 1, ledit processus à qF étages comportant, à chaque étage de prédiction p (lepsqF), la détermination de paramètres représentant MFp coefficients aF'P,....,aMFpF'P de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le premier signal audiofréquence (s(n)) constituant le signal d'entrée (s0(n)) du premier étage du processus à qF étages, et le signal d'entrée (sP(n)) d'un étage p+l du processus à qF étages étant constitué par le signal d'entrée (sP-1(n)) de l'étage p du processus à qF étages filtré par un filtre de fonction de transfert FP MFP F, p -i AF'P(z)= 1 + a..z i=l la première composante du filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/AF(z) avec qF AF(z) = l AFP(z) p=l et en ce que l'analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré est un processus à qB étages successifs (Sp), qB étant un entier au moins égal à 1, ledit
processus à qB étages comportant, à chaque étage de prédic-
tion p (lpsqB), la détermination de paramètres représentant MBp coefficients alBiP.... aMBpBP de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal synthétique filtré (sO(n)) constituant le signal d'entrée (sO(n)) du premier étage du processus à qB étages, et le signal d'entrée (sP(n)) d'un étage p+l du processus à qB étages étant constitué par le signal d'entrée (sP-l(n)) de l'étage p du processus à qB étages filtré par un filtre de fonction de transfert ABP(z) = 1 + aiB'Pzi i=1 la seconde composante du filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme l/AB(z) avec B qB B p( A (z) = Il AB'P(z) p=l et le filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme l/A(z) avec A(z)=AF(z) AB(z)
18. Procédé de codage selon la revendication 17, caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'excitation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre
le premier signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthé-
tique (s(n)) par au moins un filtre de pondération percep-
tuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme W(z)=A(z/Y1)/A(z/Y2) o Y, et Y2 désignent des coefficients
d'expansion spectrale tels que 0 1Y2eY1 1.
19. Procédé de codage selon la revendication 17,
caractérisé en ce que certains au moins des paramètres d'ex-
citation sont déterminés en minimisant l'énergie d'un signal d'erreur résultant du filtrage de la différence entre le premier signal audiofréquence (s(n)) et le signal synthétique A (s(n)) par au moins un filtre de pondération perceptuelle (38) dont la fonction de transfert est de la forme IF [A Fp (z/YP. 9B A B d[ (Z/t1 Bip) P= A F, p Fà ill[, A= A'(Z/Y2 ') p=l AB'P (z/y2 P o YF,p, y2Fp désignent des paires de coefficients d'ex- pansion spectrale tels que o0 Y2F'Ps y1F,ps 1 pour lepsqF, et yBp, y2B,P désignent des paires de coefficients d'expansion
spectrale tels que O y2B'P_ y1B'P_ 1 pour lp:qB-
20. Procédé de décodage d'un flux binaire pour construire en trames successives un signal audiofréquence codé par ledit flux binaire, caractérisé en ce que:
- on reçoit des valeurs de quantification de para-
mètres (LPC/F) définissant une première composante d'un fil-
tre de synthèse à court terme (16) et de paramètres d'exci-
tation (k,1,LTP), les paramètres définissant la première composante du filtre de synthèse à court terme représentant un nombre qF au moins égal à 1 de jeux de coefficients de prédiction linéaire alFP,...,aMFpFP pour lepeqF, la première composante du filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme 1/AF(z) avec qF F, qF ÀPF 1 A (z)= Il A (z) = l ( a. Z) p= p=ll 1 - on produit un signal d'excitation (u(n)) sur la base des valeurs de quantification des paramètres d'excitation; - on produit un signal audiofréquence synthétique A (s(n)) en filtrant le signal d'excitation par un filtre de synthèse à court terme (16) de fonction de transfert 1/A(z) avec A(z)=AF(z).AB(z), l/AB(z) représentant la fonction de transfert d'une seconde composante du filtre de synthèse à court terme (16); - on filtre le signal synthétique (s(n)) par un filtre de fonction de transfert AF(z); et - on effectue une analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré (s (n)) pour obtenir des coefficients de la seconde composante du filtre de synthèse à court terme (16) pour au moins une trame suivante, et en ce que l'analyse par prédiction linéaire du signal synthétique filtré est un processus à qB étages successifs (5p), qB étant un entier au moins égal à 1, ledit processus comportant, à chaque étage de prédiction p (lpgqB), la détermination de paramètres représentant MBp coefficients alBp.... aMBpB'p de prédiction linéaire d'un signal d'entrée dudit étage, le signal synthé-tique filtré
"^0 0
(s (n)) constituant le signal d'entrée (s (n)) du premier étage, et le signal d'entrée (sP(n)) d'un étage p+l étant constitué par le signal d'entrée (sP-l(n)) de l'étage p filtré par un filtre de fonction de transfert Bp -i AB(z)= 1 + __ a. z i=1 la seconde composante du filtre de synthèse à court terme (16) ayant une fonction de transfert de la forme l/AB(z) avec B B B p A (z)= Il A ' (z) p=l
21. Procédé de décodage selon la revendication 20, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique (s(n)) est appliqué à un post-filtre (17) dont la fonction de transfert (HpF(z)) comporte un terme de la forme A(z/pl)/A(z/02), o 61 et 92 désignent des coefficients tels
que 0S Il P2S1-
22. Procédé de décodage selon la revendication 20, caractérisé en ce que ledit signal audiofréquence synthétique (s(n)) est appliqué à un post-filtre (17) dont la fonction de transfert (HpF(z)) comporte un terme de la forme [qF AFI(z/PFIP) B ABIP<z/p7P p=1 AFP(Z/P2 P Fp] 1 AABIP(Z/P BP o P1F'p, 2Fp désignent des paires de coefficients tels que OFilF'PS 2F'Pe1 pour l<peqF, et l1B'p, 52B'P désignent des paires de coefficients tels que Os 1B'Pe o2B'Pi pour 1 p SqB'
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