EP0483327A1 - Umrichterschaltung und verfahren zur steuerung des umrichters - Google Patents

Umrichterschaltung und verfahren zur steuerung des umrichters

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EP0483327A1
EP0483327A1 EP91909696A EP91909696A EP0483327A1 EP 0483327 A1 EP0483327 A1 EP 0483327A1 EP 91909696 A EP91909696 A EP 91909696A EP 91909696 A EP91909696 A EP 91909696A EP 0483327 A1 EP0483327 A1 EP 0483327A1
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EP
European Patent Office
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switch
circuit
controllable switches
voltage
converter
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP91909696A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Jan Abraham Ferreira
Jacobus Daniel Van Wyk
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ABB Ceag Licht und Stromversorgungstechnik GmbH
CEAG Licht und Stromversorgungstechnik GmbH
Original Assignee
ABB Ceag Licht und Stromversorgungstechnik GmbH
CEAG Licht und Stromversorgungstechnik GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by ABB Ceag Licht und Stromversorgungstechnik GmbH, CEAG Licht und Stromversorgungstechnik GmbH filed Critical ABB Ceag Licht und Stromversorgungstechnik GmbH
Publication of EP0483327A1 publication Critical patent/EP0483327A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/523—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
    • H02M7/5233—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement
    • H02M7/5236—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement in a series push-pull arrangement

Definitions

  • the present invention relates to a converter and a method for its control.
  • the intermediate circuit resonant converter comprises a two-stage resonant circuit with a single inductor (induction coil) and two capacitors, one of which is switched on by means of an additional switch during the continuous switch-on state of one of the switches.
  • the inductor has a relatively high nominal effective current and the semiconductor switches are oversized relative to the supply voltage.
  • the resonance pole converter has an oscillating circuit in the form of a non-saturating inductor and a capacitor connected in parallel. Because of the resonant circuit and
  • a converter circuit for supplying an inductive load with a first controllable switch which can be connected to a positive connection of a direct voltage supply and a second controllable switch which can be connected to a negative connection of the direct voltage supply, the first and second controllable switches in Row are arranged; first and second diodes connected antiparallel to the corresponding first and second controllable switches, and a resonant circuit to which an output between the first and second switches is connected, the resonant circuit comprising a saturable inductor and a wiring capacitor connected in parallel, with turn-off losses of of the converter circuit can be reduced by commutating the inductor and load current to the capacitor during the switching off of one of the switches and switch-on losses in the one switch can be reduced in that before switching on the one switch by permitting saturation of the inductor reverse recovery of the other switch's diode is effected.
  • the converter circuit has a fixed duty cycle, the switching frequency being determined by the saturation properties of the inductor.
  • an actuator is provided in the resonant circuit, the actuator applied stabilizing the voltage applied to the resonant circuit and pulse width modulation being achieved by adjusting this voltage.
  • the actuator is preferably in the form of a smaller controllable converter source, which is connected to a voltage divider in the form of at least one capacitor connected between the positive or negative connections of the DC voltage supply and the output of the actuator. Two capacitors are expediently connected in series between the positive and negative connections of the DC voltage supply.
  • the invention extends to a method for converting a DC voltage supply with the following steps: providing first and second controllable switches connected in series to the DC voltage supply, providing first and second diodes connected antiparallel to the corresponding first and second controllable switches, providing one Oscillating circuit with an output between the first and second controllable switches, the oscillating circuit comprising a circuit capacitor and a saturable inductor connected in parallel, reducing the turn-off losses by commutating current to the circuit capacitor during the switching off of one of the switches and reducing the switch-on losses in that before the switch is turned on, the reverse recovery of the diode of the other switch is effected by permitting the saturation of the saturable inductor.
  • the method preferably includes the further steps of allowing a current to flow through the other switch before switching on the one switch, then switching off the other switch and thus causing a current to flow through the diode of the one switch.
  • the converter circuit described above belongs to a single-phase branch. A large number of converter circuits can be connected to one another in order to provide a plurality of phase branches and thus to form a large number of pulse-width converters.
  • the saturable inductor is preferably an inductor with a closed core or an inductor on which an air gap is provided, with a core that is almost closed.
  • the converter circuit according to the invention is preferably suitable for use in the kW range.
  • the maximum rated voltages and currents of the switches are close to the maximum voltage and current values applied to the inductive load.
  • the normalized ratio between the corresponding nominal voltages and currents of the switches and the maximum voltage and current applied to the inductive load is in each case in the range from 1.0 to 1.2.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a first embodiment according to the invention, namely a converter with a fixed duty cycle
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of a second embodiment according to the invention with a converter with pulse width modulation
  • a controllable semiconductor switch S1 is connected at one end to the positive connection 10 for receiving a positive source voltage Vs / 2 and a controllable semiconductor switch S2 is connected at one end to the negative terminal 12 for receiving a negative source voltage Vs / 2.
  • the switches can be selected from various semiconductor switches including bipolar transistors, IGBTs, MOSFETs and GTOs.
  • the first and second free-wheeling diodes D1 and D2 are connected antiparallel to the corresponding switches S1 and S2.
  • a resonant circuit 16 in the form of a saturable inductor L and a circuit capacitor C connected in parallel therewith is connected with an output between the switches S1 and S2 and connected with an input to a zero voltage output 18 of the direct voltage supply 14.
  • the converter circuit feeds an inductive load 20 which is connected to the resonant circuit 16 at a point between the switches S1 and S2.
  • the inductive load can take many forms, including an electrical machine or a filter of a power supply.
  • the pulse width modulated converter circuit shown in FIG. 2 differs from FIG. 1 in that a pulse width modulated output is provided for supplying the inductive load, which results in a load current with a sinusoidal or any other desired waveform.
  • the converter of FIG. 1 provides an output with a fixed duty cycle, which is determined by the saturation behavior of the inductor. In this case, the resulting load current cannot be controlled by the converter. In the figure 2 becomes a.
  • the modulated output is achieved by providing a voltage divider consisting of two capacitors C1 and C2 connected in series to the DC voltage supply 14.
  • An actuator 22 is connected to a common node 24 between the capacitors C1 and C2 and the resonant circuit 16.
  • the actuator which can take the form of a smaller controllable converter or a linear current source, serves the double functions of stabilizing the voltage at node 24 and achieving pulse width modulation by adjusting the voltage at node 24.
  • switch S1 is switched on and current II flows through the switch.
  • switch S1 is switched off.
  • the wiring capacitor C is charged by commutating the load and inductor current, which delays the voltage rise at the switch S1 when it is switched off and limits the product of the switching voltage and current during the switching peak.
  • capacitor C is fully charged and freewheeling diode D2 can now switch through.
  • the current 12 through the diode D2 consists of the source current Is and the unsaturated inductor current 12 and rises slightly during this period due to the build-up of the inductor current.
  • the inductor operates with a relatively high effective inductance in the unsaturated mode.
  • inductor L saturates and its effective inductance drops drastically.
  • the amplitude of the Inductor current quickly until it reaches a greater value than the source current Is through the diode D2, so that the combined current 12 changes direction and is briefly passed through the switch S2.
  • the effect of this current reversal is therefore to "block" the source current Is through the diode, which causes the diode D2 to reverse in reverse before the switch S1 is switched on.
  • the saturable inductor can also be caused to saturate just before the switch S1 is switched off. If the inductor is saturated before switching off, the "depth" of the saturation is less than the "depth” of the saturation before switching on. In other words, the inductor is allowed to saturate for a shorter period of time before switching off. By saturating the inductor before switching off, the current required to stabilize the voltage Vcs at 24 is reduced. After the current 12 has built up sufficiently, the switch S2 is switched off. During the period 5, the charging of the capacitor C causes the switch S2 to be switched off smoothly. At the end of period 5, the capacitor C is fully charged; and the freewheeling diode D1 therefore begins to conduct current.
  • the switch 1 can now be switched on without load.
  • the inductor current IL drops rapidly and the inductor L returns to the unsaturated state after the switch S1 conducts again.
  • the cycle is now complete and period 1 begins.
  • the converter according to the invention is intended. Switching with low losses when switching on and off switches S1 and S2 can be achieved, which means that the converter can work with a high switching frequency.
  • the resonant circuit is passive and, apart from the previously existing switches and their anti-parallel diodes, no further semiconductor components are incorporated into the circuit introduced. During the operation of the circuit, the energy stored in the wiring capacitor is not dissipated, but simply transferred to the saturable inductor, which in turn leads it back to the wiring capacitor during the next cycle. The resonant circuit therefore does not dissipate power loss.
  • the converter circuit is intended to use semiconductor switches with the lowest possible nominal voltages and currents in order to increase the cost effectiveness.
  • the normalized nominal voltage would be 1.0 for a typical switch, while the nominal current could be between 1.0 and 1.2 times the load current. Normalized means in each case based on the maximum voltage and the current applied to the inductive load.
  • the nominal kVA of the capacitor and inductor of the resonant circuit is only a fraction of the kVA of the converter. Cost effectiveness is achieved by using a relatively small capacitor and inductor in one
  • Another feature of the invention is that reverse recovery of the reactive power diodes does not increase the switching losses during switching and in particular during switching on, as is often the case with other converters, since the reverse recovery occurs before switching.
  • circuit diagrams of Figures 1 and 2 represent only single-phase branches. Both the circuit with a fixed duty cycle and the circuit with pulse width modulation are generally used in two, four or six pulse converters in order to provide a one, two or three-phase AC voltage supply in the case of the pulse width modulated circuit.

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Description

Umrichterschaltung und Verfahren zur Steuerung des Umrichters
Beschreibung
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Umrichter und ein Verfahren zu seiner Steuerung.
Es ist ein Merkmal der gegenwärtigen Technik von Reso¬ nanzumrichtern, daß relativ wenige Resonanzumrichter für die Anwendung im hohen kN*-Bereich geeignet sind. Ein Grund dafür ist, daß Halbleiterschalter im allgemeinen relativ zum Laststrom und der Spannung überdimensioniert sein müssen. Die Hochfrequenz-Ansteuerschaltungen für die Schalter und die reaktiven Hochfrequenz-Bauteile sind ebenfalls verhältnismäßig aufwendig. Ein im Hochleistungsbereich benutzter, wohlbekannter Um¬ richter ist der von D. M. Divan in einem Bericht mit dem Titel "The Resonant DC Link Converter - A New Concept In Static Power Conversion" , IEEE-IAS Conference Records
1986, Seiten 648-656 offenbarter Zwischenkreis-Resonanz¬ umrichter. In der Folge ist von Divan ein aktives Ent¬ lastungsnetzwerk zur Reduzierung der erforderlichen Nennspannung der Halbleiterschalter und zur Bereitstel¬ lung von größerer Kontrolle zugefügt worden (D. M. Di¬ van, G. Skibinski: "Zero switching loss inverters for high power applications" , IEEE-IAS Conference Records
1987, Seiten 627-634).
Der Zwischenkreis-Resonanzumrichter umfaßt einen zwei¬ stufigen Schwingkreis mit einem einzelnen Induktor (In¬ duktionsspule) und zwei Kondensatoren, von denen einer mittels eines zusätzlichen Schalters während des ständi¬ gen Einschaltzustandes eines der Schalter eingeschaltet wird. Im Schaltkreis besitzt der Induktor einen relativ hohen Nenneffektivstr_..ι und die Halbleiterschalter sind relativ zur VersorgungsSpannung überdimensioniert.
Eine weitere eng verwandte Umrichterart, der Resonanz- polumrchter, weist einen Schwingkreis in der Form eines nichtsättigenden Induktors und eines parallel geschalte¬ ten Kondensators auf. Aufgrund des Schwingkreises und
dadurch, daß er nur im nichtgesättigten Betrieb arbeitet, erfordern Halbleiterschalter in diesem Umrichter relativ zum Laststrom Überdimensionierung des Nennstroms. Ein derartiger Umrichter wird in einem Bericht von 0. D. Patterson und D. M. Divan mit dem Titel "a Pseudo Reso- nant Füll Bridge DC/DC Converter", PESC 87 Conference Records, Seiten 424-430 beschrieben.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Erfindungsgemäß ist eine Umrichterschaltung zur Speisung einer induktiven Last vorgesehen, mit einem ersten, mit einem positiven Anschluß einer Gleichspan¬ nungsversorgung verbindbaren steuerbaren Schalter und einem zweiten, mit einem negativen Anschluß der Gleich¬ spannungsversorgung verbindbaren steuerbaren Schalter, wobei die ersten und zweiten steuerbaren Schalter in Reihe angeordnet sind; ersten und zweiten, antiparallel zu den entsprechenden ersten und zweiten steuerbaren Schaltern angeschlossenen Dioden, und einem Schwingkreis, an dem ein Ausgang zwischen den ersten und zweiten Schaltern angeschlossen ist, wobei der Schwingkreis einen sättigbaren Induktor und einen parallel dazu geschalteten Beschaltungskondensator umfaßt, wobei Ausschaltverluste von der Umrichterschaltung durch Kommutieren von Induk¬ tor- und Laststrom zum Kondensator während des Ausschal¬ tens eines der Schalter reduziert werden und Einschalt¬ verluste in dem einen Schalter dadurch reduziert werden, daß vor Einschalten des einen Schalters durch das Zulas¬ sen der Sättigung des Induktors eine Rückwärtserholung der Diode des anderen Schalters bewirkt wird.
In einer Ausführungsform der Erfindung weist die Umrich¬ terschaltung ein festes Tastverhältnis auf, wobei die Schaltfrequenz von den Sättigungseigenschaften des Induktors bestimmt wird.
In einer alternativen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist zwischen der Gleichspannungsversorgung und dem Schwingkreis ein Steller vorgesehen, wobei von dem benutzten Steller die an den Schwingkreis angelegte Spannung stabilisiert wird und durch Verstellen dieser Spannung eine Pulsbreitenmodulation erzielt wird.
Der Steller hat vorzugsweise die Form einer kleineren regelbaren Umrichterquelle, die mit einem Spannungsteiler in der Form von mindestens einem zwischen den positiven oder negativen Anschlüssen der Gleichspannungsversorgung und dem Ausgang des Stellers angeschlossenen Kondensators verbunden ist. Es sind zweckmäßigerweise zwei Konden¬ satoren in Reihe zwischen die positiven und negativen Anschlüsse der Gleichspannungsversorgung geschaltet.
Die Erfindung erstreckt sich auf ein Verfahren zum Umrichten einer Gleichspannungsversorgung mit folgenden Schritten: Bereitstellen von ersten und zweiten in Reihe an die Gleichspannungsversorgung angeschalteten steuer¬ baren Schaltern, Bereitstellen von ersten und zweiten antiparallel zu den entsprechenden ersten und zweiten steuerbaren Schaltern geschalteten Dioden, Bereitstellen eines Schwingkreises mit einem Ausgang zwischen den ersten -und zweiten steuerbaren Schaltern, wobei der Schwingkreis einen Beschaltungskondensator und einen parallel dazu geschalteten sättigbaren Induktor umfaßt, Reduzieren der Ausschaltverluste durch Kommutieren von Strom zum Beschaltungskondensator während des Ausschal¬ tens von einem der Schalter und Reduzieren der Einschalt¬ verluste dadurch, daß vor Einschalten des einen Schalters die Rückwärtserholung der Diode des anderen Schalters durch Zulassen der Sättigung des sättigbaren Induktors bewirkt wird.
Das Verfahren schließt vorzugsweise die weiteren Schritte ein, daß vor Einschalten des einen Schalters ein Strom¬ fluß durch den anderen Schalter zugelassen wird, danach der andere Schalter ausgeschaltet wird und damit ein Stromfluß durch die Diode des einen Schalters bewirkt wird. Die oben beschriebene Umrichterschaltung gehört zu einem einphasigen Zweig. Eine Vielzahl von Umrichterschaltungen kann miteinander verbunden werden, um mehrere Phasen¬ zweige bereitzustellen und damit eine Vielzahl von Impulsbreiten-Umrichtern zu bilden.
Der sättigbare Induktor ist vorzugsweise ein Induktor mit geschlossenem Kern oder ein Induktor, an dem ein Luft¬ spalt vorgesehen ist, mit einem Kern der beinahe ge¬ schlossen ist.
Die Umrichterschaltung nach der Erfindung ist vorzugs¬ weise für die Anwendung im kW-Bereich geeignet. Die maximalen Nennspannungen und -ströme der Schalter liegen dicht bei den maximalen, an die induktive Last angelegten Spannungs- und Stromwerten. Das normierte Verhältnis zwischen den entsprechenden Nennspannungen und -strömen der Schalter und_ der maximalen an die induktive Last angelegten Spannung und Strom liegt jeweils im Bereich von 1 ,0 bis 1,2.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Figur 1 zeigt ein Schaltbildschema einer ersten Aus- führungsform nach der Erfindung, nämlich einen Umrichter mit festem Tastverhältnis;
Figur 2 zeigt ein Schaltbild einer zweiten Ausführungs- form nach der Erfindung mit einem Umrichter mit Impulsbreitenmodulation, und
Figuren
3 bis 5 zeigen verschiedene Strom- und Spannungswellen- formdiagramme , in denen aufeinanderfolgende Zeitabstände in einem Betriebszyklus der Schaltungen der Figuren 1 und 2 dargestellt werden. BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die Umrichterschaltung mit festem Tastverhältnis von der Figur 1 enthält an einer Gleichspannungsversorgung 14 anschließbare relativ positive und negative Anschlüsse 10 und 12. Ein steuerbarer Halbleiterschalter Sl ist an einem Ende mit dem positiven Anschluß 10 zur Aufnahme einer positiven Quellenspannung Vs/2 verbunden und ein steuerbarer Halbleiterschalter S2 ist an einem Ende mit dem negativen Anschluß 12 zur Aufnahme einer negativen Quellenspannung Vs/2 verbunden. Die Schalter können aus verschiedenen Halbleiterschaltern einschließlich bipola¬ ren Transistoren, IGBTs, MOSFETs und GTOs ausgewählt werden.
Erste und zweite Freilaufdioden Dl und D2 sind antiparal¬ lel zu den entsprechenden Schaltern Sl und S2 geschaltet. Ein Schwingkreis 16 in der Form eines sättigbaren Induk¬ tors L und eines parallel dazu geschalteten Beschaltungs¬ kondensators C ist mit einem Ausgang zwischen die Schal¬ ter Sl und S2 geschaltet und mit einem Eingang mit einem Nullspannungsausgang 18 der Gleichspannungsversorgung 14 verbunden.
Die Umrichterschaltung speist eine induktive Last 20 die mit dem Schwingkreis 16 an einem Punkt zwischen den Schaltern Sl und S2 verbunden ist. Die induktive Last kann viele Formen annehmen, einschließlich einer elek¬ trischen Maschine oder eines Filters einer Stromversor¬ gung. Die in Figur 2 dargestellte impulsbreitenmodulierte Umrichterschaltung unterscheidet sich von der Figur 1 darin, daß für die Versorgung der induktiven Last ein impulsbreitenmodulierter Ausgang vorgesehen ist, woraus sich ein Laststrom mit einer sinusförmigen oder beliebi¬ gen sonstigen gewünschten Wellenform ergibt. Der Umrich¬ ter der Figur 1 liefert einen Ausgang mit festem Tastver¬ hältnis, das durch das Sättigungsverhalten des Induktors bestimmt wird. In diesem Fall ist der resultierende Laststrom nicht von dem Umrichter steuerbar. In der Figur 2 wird ein. modulierter Ausgang dadurch erreicht, daß ein aus zwei in Reihe an die Gleichspannungsversorgung 14 angeschlossenen Kondensatoren Cl und C2 bestehender Spannungsteiler vorgesehen ist. Ein Steller 22 ist mit einem gemeinsamen Knotenpunkt 24 zwischen den Konden¬ satoren Cl und C2 und dem Schwingkreis 16 verbunden. Der Steller, der die Form eines kleineren steuerbaren Umrich¬ ters oder einer linearen Stromquelle annehmen kann, dient den Doppelfunktionen der Stabilisierung der Spannung am Knotenpunkt 24 sowie der Erzielung von Impulsbreiten¬ modulation durch Verstellen der Spannung am Knotenpunkt 24.
Es wird nunmehr die Funktion der Schaltung der Figur 1 anhand der Strom- und Spannungswellenformdiagramme der Figuren 3 bis 5 beschrieben. Während eines ersten Zeit¬ raumes 1 wird der Schalter Sl eingeschaltet und Strom II durchfließt den Schalter. Am Ende des Zeitraumes 1 wird der Schalter Sl ausgeschaltet. Während des Zeitraumes 2 wird der Beschaltungskondensator C durch Kommutieren des Last- und Induktorstromes aufgeladen, womit der Spannungsanstieg am Schalter Sl beim Ausschalten verzö¬ gert und das Produkt aus Schaltspannung und -ström während der Schaltspitze begrenzt werden. Am Ende des Zeitraumes 2 ist der Kondensator C voll aufgeladen und die Freilaufdiode D2 kann nun durchschalten.
Mit Durchschalten der Freilaufdiode D2 besteht eine vernachlässigbare Spannung V2 am Schalter S2 und der Schalter S2 kann nunmehr ohne Eintreten von wesentlichen Leistungsverlusten eingeschaltet werden. Der Strom 12 durch die Diode D2 besteht aus dem Quellenstrom Is sowie dem ungesättigten Induktorstrom 12 und steigt aufgrund des Aufbaus des Induktorstroms während dieses Zeitraumes leicht an. Während des Zeitraumes 3 arbeitet der Induktor mit relativ hoher effektiver Induktivität in der nichtge¬ sättigten Betriebsart. Am Anfang des Zeitraumes 4 sättigt der Induktor L und seine effektive Induktivität fällt drastisch ab. Als Ergebnis steigt die Amplitude des Induktorstromes schnell an, bis sie einen größeren Wert als der Quellenstrom Is durch die Diode D2 erreicht, so daß der kombinierte Strom 12 die Richtung wechselt und kurzzeitig durch den Schalter S2 geleitet wird. Die Wirkung dieser Stromumkehr ist daher, den Quellenstrom Is durch die Diode zu "blockieren", was eine Rückwärtserho¬ lung der Diode D2 vor Einschalten des Schalters Sl bewirkt.
Der sättigbare Induktor kann auch gerade kurz vor Aus¬ schalten des Schalters Sl zum Sättigen veranlaßt werden. Im Falle einer Sättigung des Induktors vor Ausschalten ist die "Tiefe" der Sättigung geringer als die "Tiefe" der Sättigung vor dem Einschalten. Anders gesagt, läßt man den Induktor sich für eine kürzere Zeitdauer vor Aus¬ schalten sättigen. Durch die Sättigung des Induktors vor Ausschalten wird der zur Stabilisierung der Spannung Vcs bei 24 benötigte Strom reduziert. Nach ausreichendem Aufbau des Stromes 12 wird der Schalter S2 ausgeschaltet. Während des Zeitraumes 5 wird durch das Aufladen des Kondensators C ein weiches Ausschalten des Schalters S2 bewirkt. Am Ende des Zeitraumes 5 ist der Kondensator C voll aufgeladei; und die Freilaufdiode Dl beginnt infol¬ gedessen, Strom zu leiten.
Ist die Diode Dl durchgeschaltet wie am Anfang des Zeitraumes 6, kann der Schalter 1 nunmehr ohne Belastung eingeschaltet werden. Der Induktorstrom IL fällt schnell ab und der Induktor L kehrt in den ungesättigten Zustand zurück, nachdem der Schalter Sl wieder leitet. Der Zyklus ist nunmehr vollendet und Zeitraum 1 beginnt.
Mit dem Umrichter nach der Erfindung wird beabsichtigt. Schalten mit niedrigen Verlusten beim Einschalten sowie Ausschalten der Schalter Sl und S2 zu erreichen, wodurch der Umrichter mit hoher Schaltfrequenz arbeiten kann. Der Schwingkreis ist passiv und es werden außer den vorher bestehenden Schaltern und ihren antiparallelen Dioden keine weiteren Halbleiterbauteile in die Schaltung eingeführt. Während des Betriebes der Schaltung wird die im Beschaltungskondensator gespeicherte Energie nicht abgeführt, sondern einfach zum sättigbaren Induktor übertragen, der sie wiederum während des nächsten Zyklus zum Beschaltungskondensator zurückführt. Der Schwingkreis führt daher keine Verlustleistung ab.
Mit der Umrichterschaltung wird beabsichtigt, Halbleiter¬ schalter mit den niedrigstmöglichen Nennspannungen und -strömen zu benutzen, um die Kosteneffektivität zu erhö¬ hen. Die normierte Nennspannung würde bei einem typischen Schalter 1,0 betragen, während der Nennstrom zwischen dem 1,0- und 1,2-fachen des Laststromes liegen könnte. Normiert bedeutet jeweils bezogen auf die maximale an die induk¬ tive Last angelegte Spannung und den Strom. Die Nenn-kVA des Kondensators und Induktors des Schwingkreises beträgt nur einen Bruchteil der kVA des Umrichters. Kosteneffektivität wird durch die Verwendung eines relativ kleinen Kondensators und Induktors in einem
Umrichter mit relativ hoher Leistung erhöht.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist, daß Rückwärtser¬ holung der reaktiven Leistungsdioden nicht die Schaltver¬ luste während des Schaltens und insbesondere während des Einschaltens erhöht, wie es häufig bei anderen Umrichtern der Fall ist, da die Rückwärtserholung vor dem Schalten eintrit .
Es ist zu beachten, daß die Schaltpläne der Figuren 1 und 2 nur einphasige Zweige darstellen. Sowohl die Schaltung mit festem Tastverhältnis als auch die Schaltung mit Im¬ pulsbreitenmodulation werden im allgemeinen bei Zwei-, Vier- oder Sechs-Impulsumrichtern angewandt, um im Falle der impulsbreitenmodulierten Schaltung eine ein-, zwei- bzw. dreiphasige Wechselspannungsversorgung bereitzu¬ stellen.

Claims

Patentansprüche
1. Umrichterschaltung zur Speisung einer induktiven Last, mit einer Reihenschaltung von ersten und zweiten steuerbaren Schaltern (S1,S2), die mit einer Gleichspannungsquelle (14) verbunden sind, ersten und zweiten, antiparallel zu den entspre¬ chenden ersten und zweiten steuerbaren Schaltern (S1,S2) angeschlossenen Dioden (D1,D2) und einem Schwingkreis (16) , der aus einer Parallel¬ schaltung eines sättigbaren Induktors (L) und eines Kondensators (C) besteht und dessen Eingang mit einem Nullspannungsausgang (18) der Gleichspan¬ nungsquelle (14) oder einem Knotenpunkt (24) eines zur Gleichspannungsquelle (14) parallelgeschalteten Spannungsteilers verbunden ist, und dessen Ausgang an die elektrische Verbindung zwischen den ersten und zweiten steuerbaren Schaltern (S1,S2) ange¬ schlossen ist, an die auch die induktive Last (20) angeschlossen ist.
2. Umrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß der Eingang des Schwingkreises (16) mit dem gemeinsamen Knotenpunkt (24) zwischen dem aus Kondensatoren (Cl und C2) bestehenden Spannungsteiler angeschlossen ist, und daß an den Knotenpunkt (24) au¬ ßerdem ein Steller (22) angeschlossen ist, der sowohl zur Stabilisierung der Spannung am Knotenpunkt (24) dient, als auch zur Erzielung einer Impulsbreitenmodula¬ tion durch Verstellen der Spannung am Knotenpunkt (24) .
3. Verfahren zur Steuerung einer Umrichteranordnng, die erste und zweite in Reihe an eine Gleichspannungs- versorgung angeschaltete steuerbare Schalter aufweist, mit ersten und zweiten, antiparallel zu den steuerbaren Schaltern geschalteten Dioden und einem Schwingkreis, der aus einer Parallelschaltung eines Kondensators und eines sättigbaren Induktors besteht, und der mit seinem Ausgang zwischen den ersten und zweiten steuerbaren Schaltern angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Reduzierung der Ausschaltverluste durch Kommutierung des Stromes zum Kondensator während des Ausschaltens von einem der steuerbaren Schalter und zur Reduzierung der Einschaltverluste vor dem Einschalten des einen Schal¬ ters die Rückwärtserhohlung der Diode des anderen Schal¬ ters durch Zulassen der Sättigung des sättigbaren Induk¬ tors bewirkt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich¬ net, daß vor dem Einschalten des einen Schalters ein Stromfluß durch den anderen Schalter zugelassen wird, danach der andere Schalter ausgeschaltet wird und damit ein Stromfluß durch die Diode des einen Schalters be¬ wirkt wird.
EP91909696A 1990-05-18 1991-05-17 Umrichterschaltung und verfahren zur steuerung des umrichters Withdrawn EP0483327A1 (de)

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ZA903840 1990-05-18

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