EP0307989A2 - Kernresonanz-Spektrometer - Google Patents

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EP0307989A2
EP0307989A2 EP88201866A EP88201866A EP0307989A2 EP 0307989 A2 EP0307989 A2 EP 0307989A2 EP 88201866 A EP88201866 A EP 88201866A EP 88201866 A EP88201866 A EP 88201866A EP 0307989 A2 EP0307989 A2 EP 0307989A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
frequency
signal
magnetic resonance
nuclear magnetic
analog
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP88201866A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0307989A3 (de
Inventor
Michael Harald Dr. Kuhn
Roland Proksa
Thomas Helzel
Noel J.M. Van Den Berg
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Patentverwaltung GmbH
Philips Gloeilampenfabrieken NV
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Philips Patentverwaltung GmbH, Philips Gloeilampenfabrieken NV, Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Philips Patentverwaltung GmbH
Publication of EP0307989A2 publication Critical patent/EP0307989A2/de
Publication of EP0307989A3 publication Critical patent/EP0307989A3/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
    • G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
    • G01R33/32—Excitation or detection systems, e.g. using radio frequency signals
    • G01R33/36—Electrical details, e.g. matching or coupling of the coil to the receiver
    • G01R33/3621—NMR receivers or demodulators, e.g. preamplifiers, means for frequency modulation of the MR signal using a digital down converter, means for analog to digital conversion [ADC] or for filtering or processing of the MR signal such as bandpass filtering, resampling, decimation or interpolation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
    • G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
    • G01R33/32—Excitation or detection systems, e.g. using radio frequency signals
    • G01R33/36—Electrical details, e.g. matching or coupling of the coil to the receiver
    • G01R33/3607—RF waveform generators, e.g. frequency generators, amplitude-, frequency- or phase modulators or shifters, pulse programmers, digital to analog converters for the RF signal, means for filtering or attenuating of the RF signal

Definitions

  • the invention relates to a nuclear magnetic resonance spectrometer, in which at least two mixing stages are provided in the receiving branch for converting the nuclear magnetic resonance signals into a lower frequency range, and in which an analog-digital converter converts the nuclear magnetic resonance signals converted into the lower frequency range into a sequence of digital data words, wherein the sampling frequency is at least twice as high as the highest frequency in the converted nuclear magnetic resonance signal.
  • Such a spectrometer is known from DE-OS 2 928 551, in particular Fig. 13.
  • the image frequency is the frequency which has the same frequency spacing as the useful frequency from the mixed frequency with which the useful frequency is mixed).
  • the noise and interference signals in the image frequency range must therefore be suppressed by a filter arranged in the signal path upstream of the mixer.
  • the requirements for this filter are relatively low in the known spectrometer, because the first frequency with which the nuclear magnetic resonance signal is mixed is significantly higher than the Lamor frequency, so that the image frequency range can be suppressed by a filter with low slope.
  • the second mixer stage the output signal of the first mixer stage is mixed down into the baseband.
  • the second mixer stage is designed as a quadrature mixer, in which the output signal of the first mixer stage is multiplied by two signals offset by 90 ° relative to one another, the frequency of which corresponds exactly to the temporal mean value of the output signal of the first mixer stage. This mixing process prevents disturbances or noise that lie outside the frequency range of the nuclear magnetic resonance signal from being transposed into the baseband.
  • the quadrature mixer must be constructed exactly symmetrically, and the phase shift between the two sinusoidal signals must be exactly 90 °.
  • the fulfillment of these requirements with an analog mixing stage is relatively complex.
  • Another disadvantage is that the lowest useful frequency in the baseband is so low that a DC voltage amplifier must be used to amplify the output signal of the quadrature mixer. Shifting the operating point of this amplifier results in a disturbing drift, which leads to reconstruction errors in the further processing of the signal.
  • the low-frequency 1 / f noise (often also referred to as sparkling noise) and harmonics of the mains frequency have a particularly disruptive effect in the baseband.
  • the nuclear magnetic resonance signal is mixed with a first frequency in the first mixing stage, that the nuclear magnetic resonance signal is mixed in the first mixing stage with a first frequency that is close to the Lamor frequency and that in one to the first mixing stage following the second mixer stage, the output signal of the first mixer stage is mixed with a second frequency which differs from the difference frequency and is substantially smaller than the first frequency.
  • the useful signal is not transposed into the baseband by the two (or more) mixes, but into a higher frequency range.
  • DC-decoupled stages can be used in the analog part of the spectrometer, so that the problem of DC voltage drift is eliminated.
  • interference caused by harmonics of the mains frequency and by the so-called 1 / f noise is suppressed because the useful frequency range is higher than the frequency range of these interference.
  • the useful frequency band can be converted into a frequency range that can still be processed by the currently available analog-digital converters with the required resolution (15 bit!) Without noise or interference outside the useful frequency band can be transposed essentially into the useful frequency band by the double mixing process, and without the filtering effort required for this being disproportionately high.
  • a further development of the invention provides that the second frequency for the second mixer stage (and for any further mixer stages) is higher than the (respective) useful frequency.
  • the filtering at the input of the mixing stage can be carried out by means of a low pass (instead of a bandpass), which then suppresses the image frequency range on the one hand and the sum frequency at the output of the preceding mixing stage on the other hand.
  • a signal generator is provided in the transmission branch, in which a carrier is modeled with a third frequency that is less than half the sampling frequency of the analog-digital converter and that the output signal of the signal generator with the same Frequencies are mixed like the nuclear magnetic resonance signal in the receiving branch.
  • the first and the second frequency and the sampling frequency are selected such that the frequency spacing between the first and the second frequency and the highest signal frequency still to be transmitted at the input of the associated mixer, divided by the first or second frequency corresponds at least approximately to the frequency spacing between half the sampling frequency and the uppermost signal frequency still to be implemented by the analog / digital converter, divided by half the sampling frequency. It is thereby achieved that the requirements for the steepness of the edges of the filters provided at the inputs or the outputs of the mixing stages are the same, so that the lowest filter effort results overall.
  • Another embodiment of the invention provides that the generators supplying the first and the second frequency and the sampling frequency are synchronized with a common reference oscillator. This ensures that all frequencies are in a fixed relation to each other, so that phase noise is largely prevented.
  • Fig. 1, 1 denotes a device that generates a homogeneous and stationary magnetic field of, for example, 0.5 T in an examination area 2 that runs perpendicular to the plane of the drawing and that, if necessary, also generates magnetic gradient fields, ie magnetic fields that are in the same direction run like the stationary homogeneous magnetic field, the strength of which, however, changes linearly in the direction of the magnetic field or in a direction perpendicular thereto.
  • the device 1 is coupled to a generator 3, which generates the stationary magnetic field, and to a generator 4, which supplies the currents for the various magnetic gradient fields.
  • a high-frequency coil 5 which generates a high-frequency magnetic field perpendicular to the stationary magnetic field and which is connected to the output of a spectrometer 6.
  • the spectrometer delivers the radio frequency energy for the radio frequency in transmission mode coil 5 and in reception mode processes the nuclear magnetic resonance signals induced in this coil.
  • the generators 3 and 4 and the spectrometer 6 are controlled by a digital central unit 7, which contains a control part 71 for this purpose.
  • the digital central unit comprises a processing part 72, which processes the data supplied by the spectrometer 6 and reconstructs the nuclear magnetization distribution in the examination area 2 therefrom.
  • the spectrometer comprises a signal generator 61 which delivers at its output a sequence of digital data words, which represents an envelope signal modulated on a carrier of 102.45 KHz.
  • the envelope signal defines the time course of the envelope of the high-frequency pulse generated by the coil 5. It is taken from an envelope memory present in the signal generator and multiplied in a digital multiplier 612 by a sinusoidal signal with a carrier frequency of 102.45 KHz. This signal is taken from a table memory (look-up table) 613 in which a sine table is stored.
  • the clock frequency for reading out the memories 611 and 613, which is substantially higher than the carrier frequency of 102.45 kHz, is supplied by a sequence control unit 711, which is part of the control unit 71.
  • the digital signal of the signal generator 61 is fed to a digital-to-analog converter 620.
  • the analog output signal of this converter represented by a filter, not shown, is mixed in a mixer 621 with a signal that is generated by a frequency synthesizer 622 and whose frequency f2 is 1.35 MHz.
  • a difference appears at the output of mixer stage 621 frequency band (around 1.24755 MHz) and a sum frequency band.
  • a low-pass filter 623 passes the difference frequency band and largely suppresses the sum frequency band.
  • the mixing frequency f1 is generated by a synthesizer 625, which, like the synthesizer 622, is generated by e.g. 10 MHz oscillating reference oscillator 626 is synchronized. This synchronization largely prevents phase noise.
  • the output signal of the mixer 624 in turn contains a sum frequency band which is largely suppressed by a low pass 627 and a difference frequency band which is amplified in a power amplifier 628 after passing through the low pass 624.
  • the difference frequency is 21.29245 MHz. This is the lamor frequency for hydrogen protons in a stationary magnetic field of 0.5 T.
  • the difference frequency band is fed to the high-frequency coil 5 via a switching device 629, which thereby generates a magnetic high-frequency pulse.
  • the changeover switch 629 In reception mode, ie after the examination area or a part thereof has been excited by one or more high-frequency pulses, the changeover switch 629 is switched over so that the nuclear magnetic resonance signals induced in the high-frequency coil 5 are fed to a preamplifier 630.
  • the frequency of the nuclear magnetic resonance signals lies around the nuclear magnetic resonance frequency (21.29245 MHz), the maximum bandwidth of the nuclear magnetic resonance signals depending on the size of the examination area and on the gradient of the magnetic gradient field; a typical value for the bandwidth is 60 kHz.
  • the top useful frequency, which is amplified in the preamplifier 630 is therefore 21.32245 MHz.
  • the output signal of the preamplifier 630 is fed through a filter 631 to an input of a mixer 632, the other mixing input of which is fed to the output signal of the synthesizer 625 with the frequency f 1.
  • Fig. 3a the spectra of the signals at the inputs and outputs of the mixer 632 are shown, the useful frequency band being designated B1.
  • the mixing process results in a difference frequency band B2 and a sum frequency band B'2. -
  • the image frequency band includes those frequencies whose frequency distance from the carrier f 1 is the same as the frequency distance of the useful signals in the B 1 from this carrier.
  • the lowest image frequency is designated f S1 in FIG. 3a. For the example given, it is 23.75755 MHz.
  • the filter 631 must therefore be designed so that it passes through the useful frequency band B 1 without weakening it while suppressing the frequency f S1 and all higher image frequencies.
  • the filter is preferably designed as a low-pass filter, the amplitude frequency response of which is designated by the dashed curve G 1 in FIG. 3a.
  • the output signal of the mixer 632 is fed via a filter 633 designed as a low-pass filter to a further mixer 634, in which it is mixed with the second frequency f2.
  • the spectrum at the inputs and outputs of this mixing stage is shown in Fig. 3b - on an enlarged scale, as indicated by the dash-dotted line.
  • Analogue to mixer level 632 are also here generated a difference frequency band B3 (at 102.45 KHz) and a sum frequency band B'3 during the mixing process.
  • the low-pass filter 633 must be constructed in such a way that it passes the useful frequency band B2 unattenuated, while suppressing the image frequency f S2 as much as possible.
  • the required amplitude frequency response is designated in Fig. 3b with G2. Through this low-pass filter, the sum frequency band B'2 at the output of the first mixer stage is completely suppressed.
  • the output signal of the mixer 634 is fed via a low-pass filter 635 to an analog-digital converter 636, the sampling frequency f T of which is 280 KHz.
  • an analog-digital converter 636 can digitize signals with a frequency of up to 140 kHz. Band B3 lies in this frequency range (72.45 KHz to 132.45 KHz). Signals whose frequency is above twice the sampling frequency are folded into the useful frequency band below 140 kHz by the sampling process (aliasing effect), but their frequency spacing from half the carrier frequency is retained.
  • the frequency response required for this is designated in Fig. 3 with G3.
  • the output signal of the analog-digital converter is then further processed in a digital filter 721 which is part of the unit 72.
  • the interference frequency components below the useful frequency band are in this filter suppressed, for example harmonics of the network frequency etc.
  • the further signal processing in unit 72 can take place in a manner known per se.
  • the clock frequencies for the digital filter 721 and the analog-digital converter 636 are - like the clock frequency for the signal generator 61 - also synchronized with the frequency of the reference oscillator.
  • the effort for the filter 630 could be reduced if the first frequency f 1 were higher by 250 kHz; the distance between the top frequency of the useful band B1 and the lowest image frequency f S1 would then be 500 KHz larger. Then, however, the difference frequency band B2 would also be 250 KHz higher and then the second frequency f2 would have to be 250 KHz higher if the position of the frequency band B3 should remain unchanged.
  • the low-pass filter 633 would then have relatively steep edges because the frequency spacing related to the frequency f 2 would be reduced. - The effort for the filter 633 could be reduced if the position of the band B2 f2 were slightly increased. This in turn would result in stricter requirements for the low pass 635. Since the sampling frequency of the (15 bit) analog-to-digital converter has an upper limit, the frequencies f 1 and f 2 can still be freely selected; however, this affects the outlay for filters 631 to 635, as the above considerations show.
  • the frequencies f1 and f2 are therefore chosen so that the relative slope of all filters are the same. With relative slope, the quotient of the difference between the (top) useful frequency and the (lowest) image frequency divided by the center frequency (f1, f2 or f T / 2). This quotient is approximately 0.108 for the filters 631, 633 and 635. To suppress the undesired frequencies by, for example, 20 db, these filters must be of at least 22nd order. If the effort for one of these filters were changed by shifting the frequencies f 1 and / or f 2, the effort for at least one other filter would have to be increased significantly, so that the total effort would increase.
  • the difference band B2 would not change its position. In this case, a high pass would be required as a filter to suppress the image frequencies.
  • the frequency band B3 would then appear in the inverted position, i.e. the highest frequency component of the nuclear magnetic resonance signal would be the lowest in band B3 (and vice versa), but this could be taken into account in the further processing of the Fourier-transformed signal.
  • the band B3 would appear in the normal position at the input of the analog-digital converter. In this case, however, it would not be sufficient if a high-pass filter was used as the input filter 633 before the second mixer stage, because this filter would also have to suppress the sum frequency band. Ultimately, the filter would therefore have to be designed as a very high-order bandpass filter - which is quite complex - or the sum frequency band B'2 at the output of the mixer 632 would have to be suppressed by means of an additional low-pass filter, which, however, could be constructed relatively simply.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Kernresonanz-Spektrometer bei dem zumindest im Empfangszweig die Frequenz des empfangenen Kernresonanzsignales in zwei Mischprozessen auf eine Frequenz oberhalb des Basisbandes in ein digitales Signal umgesetzt wird durch einen Analog-Digital-Wandler.

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Kernresonanz-Spektrometer, bei dem im Empfangszweig zur Umsetzung der Kernresonanzsignale in einen niedrigeren Frequenzbereich wenigstens zwei Mischstufen vorgesehen sind, und bei dem ein Analog-­Digital-Wandler die in den niedrigeren Frequenzbereich umgesetzten Kernresonanzsignale in eine Folge von digita­len Datenworten umwandelt, wobei die Abtastfrequenz mindestens doppelt so hoch ist wie die höchste Frequenz in dem umgesetzten Kernresonanzsignal.
  • Ein solches Spektrometer ist aus der DE-OS 2 928 551, insbesondere Fig. 13 bekannt. Bei jedem Mischvorgang in einem Spektrometer werden nicht nur die Signale aus dem Nutzfrequenzbereich in den Frequenzbereich des Ausgangs­signales umgesetzt, sondern auch Signale aus dem Spiegel­frequenzbereich. (Die Spiegelfrequenz ist bekanntlich diejenige Frequenz, die von der Mischfrequenz mit der die Nutzfrequenz gemischt wird, den gleichen Frequenzabstand hat, wie die Nutzfrequenz). Die Rausch- und Störsignale im Spiegelfrequenzbereich müssen daher durch ein im Signalpfad vor der Mischstufe angeordnetes Filter unter­drückt werden. Die Anforderungen an dieses Filter sind bei dem bekannten Spektrometer verhältnismäßig gering, weil die erste Frequenz, mit der das Kernresonanzsignal gemischt wird, wesentlich größer ist als die Lamorfre­quenz, so daß der Spiegelfrequenzbereich durch ein Filter mit geringer Flankensteilheit unterdrückt werden kann.
  • In der zweiten Mischstufe wird das Ausgangssignal der ersten Mischstufe in das Basisband heruntergemischt. Zu diesem Zweck ist die zweite Mischstufe als Quadratur­mischer ausgebildet, in dem das Ausgangssignal der ersten Mischstufe mit zwei um 90° gegeneinander versetzten Signalen multipliziert wird, deren Frequenz exakt den zeitlichen Mittelwert des Ausgangssignals der ersten Mischstufe entspricht. Durch diesen Mischvorgang wird vermieden, daß Störungen oder Rauschen die außerhalb des Frequenzbereiches des Kernresonanzsignales liegen, in das Basisband transponiert werden.
  • Dieser Vorteil wird jedoch mit einer Reihe von Nachteilen erkauft. Der Quadraturmischer muß exakt symmetrisch aufge­baut sein, und die Phasenverschiebung zwischen den beiden sinusförmigen Signalen muß exakt 90° betragen. Die Erfül­lung dieser Forderungen bei einer analog arbeitenden Mischstufe ist verhältnismäßig aufwendig. Ein weiterer Nachteil ist, daß die niedrigste Nutzfrequenz im Basisband so niedrig liegt, daß zur Verstärkung des Ausgangssignales des Quadraturmischers ein Gleichspannungsverstärker heran­gezogen werden muß. Durch Arbeitspunktverschiebungen dieses Verstärkers ergibt sich eine störende Drift, die zu Rekonstruktionsfehlern bei der Weiterverarbeitung des Signals führt. Außerdem wirken sich im Basisband das niederfrequente 1/f-Rauschen (oft auch als Funkelrauschen bezeichnet) sowie Harmonische der Netzfrequenz besonders störend aus.
  • Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Spektro­meter der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß die geschilderten, mit der Umsetzung in das Basisband verbundenen Schwierigkeiten vermieden werden, ohne daß durch die Mischvorgänge zusätzliches Rauschen in den Nutz­frequenzbereich transponiert wird und ohne daß der Aufwand für die Filter im Empfangszweig zu groß wird.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß in der ersten Mischstufe das Kernresonanzsignal mit einer ersten Frequenz gemischt wird, daß in der ersten Misch­stufe das Kernresonanzsignal mit einer ersten Frequenz gemischt wird, die in der Nähe der Lamorfrequenz liegt und daß in einer auf die erste Mischstufe folgenden zweiten Mischstufe das Ausgangssignal der ersten Mischstufe mit einer zweiten Frequenz gemischt wird, die von der Diffe­renzfrequenz abweicht und wesentlich kleiner ist als die erste Frequenz.
  • Bei dem erfindungsgemäßen Spektrometer wird durch die zwei (oder mehr) -malige Mischung das Nutzsignal nicht in das Basisband transponiert, sondern in einen höheren Frequenz­bereich. Infolgedessen können im analogen Teil des Spektrometers gleichstrommäßig entkoppelte Stufen verwen­det werden, so daß das Problem der Gleichspannungsdrift entfällt. Ebenso werden Störungen durch Oberwellen der Netzfrequenz und durch das sogenannte 1/f-Rauschen unter­drückt, weil der Nutzfrequenzbereich höher liegt als der Frequenzbereich dieser Störungen.
  • Durch die zweimalige Mischung kann das Nutzfrequenzband in einen Frequenzbereich umgesetzt werden, der von den derzeit auf dem Markt befindlichen Analog-Digital-Wandlern mit dem erforderlichen Auflösungsvermögen (15 bit!) noch verarbeitet werden kann, ohne daß außerhalb des Nutz­frequenzbandes befindliches Rauschen bzw. Störungen durch den zweifachen Mischvorgang im wesentlichen Maße in das Nutzfrequenzband transponiert werden, und ohne daß der dafür erforderliche Filteraufwand unverhältnismäßig hoch wird.
  • Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß die zweite Frequenz für die zweite Mischstufe (und für etwaige weitere Mischstufen) höher liegt als die (jeweilige) Nutz­frequenz. In diesem Fall kann die Filterung am Eingang der Mischstufe mittels eines Tiefpasses (anstelle eines Band­passes) erfolgen, der dann einerseits den Spiegelfrequenz­bereich und andererseits die Summenfrequenz am Ausgang der vorangehenden Mischstufe unterdrückt.
  • In weiterer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, daß im Sendezweig ein Signalgenerator vorgesehen ist, in dem ein Träger mit einer dritten Frequenz modelliert wird, die kleiner ist als die Hälfte der Abtastfrequenz des Analog-Digital-Wandlers und daß das Ausgangssignal des Signalgenerators mit den gleichen Frequenzen gemischt wird wie das Kernresonanzsignal im Empfangszweig. Diese Ausgestaltung ermöglicht es, die erste und die zweite Frequenz sowohl im Empfangszweig als auch Sendezweig zum Mischen zu benutzen.
  • In noch weiterer Ausgestaltung der Erfindung ist dabei vorgesehen, daß die erste und die zweite Frequenz sowie die Abtastfrequenz so gewählt sind, daß der Frequenz­abstand zwischen der ersten bzw. der zweiten Frequenz und der höchsten noch zu übertragenden Signalfrequenz am Eingang des zugehörigen Mischers, dividiert durch die erste bzw. zweite Frequenz zumindest annähernd dem Frequenzabstand zwischen der Hälfte der Abtastfrequenz und der obersten vom Analog-Digital-Wandler noch umzusetzenden Signalfrequenz, dividiert durch die Hälfte der Abtast­frequenz, entspricht. Dadurch wird erreicht, daß die Anforderungen an die Flankensteilheit der an den Eingängen bzw. den Ausgängen der Mischstufen vorgesehenen Filter gleich sind, so daß sich insgesamt der geringste Filter­aufwand ergibt.
  • Eine andere Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, daß die die erste und die zweite Frequenz sowie die Abtastfrequenz liefernden Generatoren mit einem gemeinsamen Referenzoszillator synchronisiert sind. Dadurch wird erreicht, daß alle Frequenzen in einer festen Relation zueinander stehen, so daß Phasenrauschen weitgehend unterbunden wird.
  • Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen
    • Fig. 1 einen Kernspintomographen bei dem die Erfindung einsetzbar ist,
    • Fig. 2 das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Spektrometers und
    • Fig. 3 die Spektren an verschiedenen Ein- und Ausgängen der Mischstufen.
  • In Fig. 1 ist mit 1 eine Vorrichtung bezeichnet, die in einem Untersuchungsbereich 2 ein zur Zeichenebene senkrecht verlaufendes, homogenes und stationäres Magnet­feld von z.B. 0,5 T erzeugt und die bei Bedarf auch magnetische Gradientenfelder erzeugt, d.h. Magnetfelder, die in der gleichen Richtung verlaufen wie das stationäre homogene Magnetfeld, deren Stärke sich jedoch linear in Richtung des Magnetfeldes oder in einer dazu senkrechten Richtung ändert. Die Vorrichtung 1 ist zu diesem Zweck mit einem Generator 3 gekoppelt, der das stationäre Magnetfeld erzeugt und mit einem Generator 4, der die Ströme für die verschiedenen magnetischen Gradientenfelder liefert. Außerdem ist eine Hochfrequenzspule 5 vorgesehen, die ein zum stationären Magnetfeld senkrechtes, hochfrequentes Magnetfeld erzeugt und die an den Ausgang eines Spektro­meters 6 angeschlossen ist. Das Spektrometer liefert im Sendebetrieb die Hochfrequenzenergie für die Hochfrequenz­ spule 5 und verarbeitet im Empfangsbetrieb die in dieser Spule induzierten Kernresonanzsignale.
  • Die Generatoren 3 und 4 und das Spektrometer 6 werden durch eine digitale Zentraleinheit 7 gesteuert, die zu diesem Zweck einen Steuerteil 71 enthält. Außerdem umfaßt die digitale Zentraleinheit einen Verarbeitungsteil 72, der die vom Spektrometer 6 gelieferten Daten verarbeitet und daraus die Kernmagnetisierungsverteilung im Unter­suchungsbereich 2 rekonstruiert.
  • Gemäß Fig. 2 umfaßt das Spektrometer einen Signalgenerator 61, der an seinem Ausgang eine Folge von digitalen Daten­worten liefert, die ein auf einen Träger von 102,45 KHz moduliertes Hüllkurvensignal darstellt. Das Hüllkurven­signal definiert den zeitlichen Verlauf der Umhüllenden des von der Spule 5 erzeugten Hochfrequenzimpulses. Es wird einem in dem Signalgenerator vorhandenen Hüllkurven­speicher entnommen und in einem digitalen Multiplizie­rer 612 mit einem sinusförmigen Signal mit einer Träger­frequenz von 102,45 KHz multipliziert. Dieses Signal wird einem Tabellenspeicher (Look-Up-Table) 613 entnommen, in dem eine Sinustabelle gespeichert ist. Die Taktfrequenz zum Auslesen der Speicher 611 und 613, die wesentlich höher ist als die Trägerfrequenz von 102,45 KHz, wird von einer Ablaufsteuereinheit 711 geliefert, die Teil der Steuereinheit 71 ist.
  • Das digitale Signal des Signalgenerators 61 wird einem Digital-Analog-Wandler 620 zugeführt. Das durch ein nicht näher dargestelltes Filter dargestellte analoge Ausgangs­signal dieses Wandlers wird in einer Mischstufe 621 mit einem Signal gemischt, das von einem Frequenzsynthetisie­rer 622 erzeugt wird und dessen Frequenz f₂ bei 1,35 MHz liegt. Am Ausgang der Mischstufe 621 erscheint ein Diffe­ renzfrequenzband (um 1,24755 MHz) sowie ein Summenfre­quenzband. Ein Tiefpaßfilter 623 läßt das Differenz­frequenzband durch und unterdrückt weitgehend das Summen­frequenzband. Das tiefpaßgefilterte Signal wird einer weiteren Mischstufe 624 zugeführt und dort mit einer Frequenz f₁ = 22,54 MHz gemischt.
  • Die Mischfrequenz f₁ wird durch einen Synthetisierer 625 erzeugt, der ebenso wie der Syntetisierer 622 durch einen bei z.B. 10 MHz schwingenden Referenzoszillator 626 synchronisiert wird. Durch diese Synchronisation wird ein Phasenrauschen weitgehend verhindert.
  • Das Ausgangssignal der Mischstufe 624 enthält wiederum ein Summenfrequenzband, das durch einen Tiefpaß 627 weitgehend unterdrückt wird und ein Differenzfrequenzband, das nach dem Durchlaufen des Tiefpasses 624 in einem Leistungs­verstärker 628 verstärkt wird. Die Differenzfrequenz liegt bei 21,29245 MHz. Dies ist die Lamorfrequenz für Wasser­stoffprotonen in einem stationären Magnetfeld von 0,5 T. Das Differenzfrequenzband wird über eine Umschalteinrich­tung 629 der Hochfrequenzspule 5 zugeführt, die dadurch einen magnetischen Hochfrequenzimpuls erzeugt.
  • Im Empfangsbetrieb, d.h. nachdem der Untersuchungsbereich oder ein Teil davon durch einen oder mehrere Hochfrequenz­impulse angeregt worden ist, wird der Umschalter 629 umge­schaltet, so daß die in der Hochfrequenzspule 5 induzier­ten Kernresonanzsignale einem Vorverstärker 630 zugeführt werden. Die Frequenz der Kernresonanzsignale liegt um die Kernresonanzfrequenz (21,29245 MHz) herum, wobei die maximale Bandbreite der Kernresonanzsignale von der Größe des Untersuchungsbereiches und von dem Gradienten des magnetischen Gradientenfeldes abhängt; ein typischer Wert für die Bandbreite ist 60 KHz. Die oberste Nutzfrequenz, die in dem Vorverstärker 630 verstärkt wird, liegt also bei 21,32245 MHz.
  • Das Ausgangssignal des Vorverstärkers 630 wird über ein Filter 631 einem Eingang einer Mischstufe 632 zugeführt, deren anderem Mischeingang das Ausgangssignal des Synthe­tisierers 625 mit der Frequenz f₁ zugeführt wird.
  • In Fig. 3a sind die Spektren der Signale an den Ein- und Ausgängen der Mischstufe 632 dargestellt, wobei das Nutz­frequenzband mit B₁ bezeichnet ist. Durch den Mischvor­gang ergibt sich ein Differenzfrequenzband B₂ und ein Summenfrequenzband B′₂. - Beim Mischvorgang werden nicht nur das Nutzfrequenzband, sondern auch Rauschen und andere Störungen im Spiegelfrequenzband in die Bänder B₂ bzw. B′₂ transponiert. Das Spiegelfrequenzband umfaßt diejenigen Frequenzen, deren Frequenzabstand vom Träger f₁ genauso groß ist wie der Frequenzabstand der Nutzsignale im B₁ von diesem Träger. Die niedrigste Spiegelfrequenz ist in Fig. 3a mit fS1 bezeichnet. Sie beträgt für das angegebene Beispiel 23,75755 MHz. Das Filter 631 muß daher so ausgelegt sein, daß es das Nutz­frequenzband B₁ ungeschwächt durchläßt während es die Frequenz fS1 und alle höheren Spiegelfrequenzen unter­drückt. Das Filter ist zu diesem Zweck vorzugsweise als Tiefpaß ausgebildet, dessen Amplitudenfrequenzgang in Fig. 3a durch die gestrichelte Kurve G₁ bezeichnet ist.
  • Das Ausgangssignal der Mischstufe 632 wird über ein als Tiefpaß ausgebildetes Filter 633 einer weiteren Misch­stufe 634 zugeführt, in der es mit der zweiten Frequenz f₂ gemischt wird. Das Spektrum an den Ein- und Ausgängen dieser Mischstufe ist in Fig. 3b dargestellt - in vergrößertem Maßstab, wie durch die strichpunktierte Linie angedeutet. Analog zur Mischstufe 632 werden auch hier beim Mischvorgang ein Differenzfrequenzband B₃ (bei 102,45 KHz) und ein Summenfrequenzband B′₃ erzeugt. Die niedrigste Spiegelfrequenz fS2 liegt in diesem Fall (f₂ = 1,35 MHz) bei 1,42245 MHz. Demgemäß muß der Tief­paß 633 so aufgebaut sein, daß er das Nutzfrequenzband B2 ungeschwächt durchläßt, während er die Spiegelfrequenz fS2 möglichst weitgehend unterdrückt. Der erforderliche Amplitudenfrequenzgang ist in Fig. 3b mit G₂ bezeich­net. Durch dieses Tiefpaßfilter wird zugleich das Summen­frequenband B′₂ am Ausgang der ersten Mischstufe vollständig unterdrückt.
  • Das Ausgangssignal der Mischstufe 634 wird über ein Tief­paßfilter 635 einem Analog-Digital-Wandler 636 zugeführt, dessen Abtastfrequenz fT 280 KHz beträgt. Nach dem Abtasttheorem kann ein solcher Analog-Digital-Wandler Signale mit einer Frequenz bis zu 140 KHz digitalisieren. Das Band B3 liegt in diesem Frequenzbereich (72,45 KHz bis 132,45 KHz). Signale, deren Frequenz oberhalb der doppel­ten Abtastfrequenz liegt, werden durch den Abtastprozeß in das Nutzfrequenzband unterhalb von 140 KHz hineingefaltet (aliasing-Effekt) wobei aber ihr Frequenzabstand zur hal­ben Trägerfrequenz erhalten bleibt. Es muß daher die Frequenz fS3 (und alle höheren Frequenzen) unterdrückt werden, die oberhalb von 140 KHz den gleichen Frequenz­abstand von der halben Trägerfrequenz hat, wie die höchste Frequenz (132,45 KHz) des Nutzbandes; das Tiefpaßfil­ter 635 muß also die Frequenz fS3 = 147,55 KHz und alle höheren Frequenzen unterdrücken. Der dafür erforderliche Frequenzgang ist in Fig. 3 mit G₃ bezeichnet.
  • Das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers wird dann in einem Digitalfilter 721 weiterverarbeitet das Teil der Einheit 72 ist. In diesem Filter werden die unterhalb des Nutzfrequenzbandes liegenden Störfrequenzkomponenten unterdrückt, beispielsweise Oberwellen der Netzfrequenz usw.. Nach einer Fouriertransformation des gefilterten digitalisierten Signales kann die weitere Signalverarbei­tung in der Einheit 72 in an sich bekannter Weise erfol­gen. Die Taktfrequenzen für das Digitalfilter 721 und den Analog-Digital-Wandler 636 sind - ebenso wie die Takt­frequenz für den Signalgenerator 61 - ebenfalls mit der Frequenz des Referenzoszillators synchronisiert.
  • Es leuchtet ein, daß beispielsweise der Aufwand für das Filter 630 reduziert werden könnte, wenn die erste Frequenz f₁ um 250 KHz höher läge; der Abstand zwischen der obersten Frequenz des Nutzbandes B₁ und der niedrigsten Spiegelfrequenz fS1 wäre dann um 500 KHz größer. Dann würde jedoch das Differenzfrequenzband B2 ebenfalls um 250 KHz höher liegen und dann müßte auch die zweite Frequenz f₂ um 250 KHz höher liegen, wenn die Lage des Frequenzbandes B3 unverändert bleiben soll. Das Tiefpaßfilter 633 müßte dann relativ steilere Flanken aufweisen, weil der auf die Frequenz f₂ bezogene Frequenzabstand verringert würde. - Auch der Aufwand für das Filter 633 ließe sich verringern, wenn bei unveränder­ter Lage des Bandes B₂ f₂ geringfügig vergrößert würde. Dies hätte wiederum eine Verschärfung der Anforde­rungen an den Tiefpaß 635 zur Folge. Da die Abtastfrequenz des (15 Bit-) Analog-Digital-Wandlers nach oben begrenzt ist,können zwar die Frequenzen f₁ und f₂ noch frei gewählt werden; jedoch wird dadurch der Aufwand für die Filter 631 bis 635 beeinflußt wie die obigen Überlegungen zeigen.
  • Die Frequenzen f₁ und f₂ sind daher so gewählt, daß die relativen Flankensteilheiten aller Filter einander gleich sind. Mit relativer Flankensteilheit wird dabei der Quotient aus der Differenz der (obersten) Nutzfrequenz und der (niedrigsten) Spiegelfrequenz, dividiert durch die Mittenfrequenz (f₁, f₂ bzw. fT/2) bezeichnet. Dieser Quotient beträgt für die Filter 631, 633 und 635 etwa 0,108. Für eine Unterdrückung der unerwünschten Frequenzen um z.B. 20 db müssen diese Filter von mindestens 22. Ordnung sein. Würde der Aufwand für eines dieser Filter durch Verschiebung der Frequenzen f₁ und/oder f₂ verändert, müßte der Aufwand für mindestens ein anderes Filter wesentlich erhöht werden, so daß der Gesamtaufwand steigen würde.
  • Wenn die Frequenz f₁ des Ausgangssignal des Synthesizers einen Wert hätte (20,04484 MHz), der genauso weit unter dem Kernresonanzsignal der Spule 5 liegt wie f₁ oberhalb der Frequenz dieses Signales liegt, würde das Differenz­band B₂ seine Lage nicht ändern. In diesem Fall wäre als Filter zur Unterdrückung der Spiegelfrequenzen ein Hochpaß erforderlich. Außerdem würde dann das Frequenzband B₃ in der Kehrlage erscheinen, d.h. die höchste Frequenzkompo­nente des Kernresonanzsignals würde im Band B₃ am niedrigsten liegen (und umgekehrt), jedoch könnte dies bei der Weiterverarbeitung des fouriertransformierten Signals berücksichtigt werden.
  • Wenn die zweite Mischfrequenz ebenfalls entsprechend unterhalb des Bandes B₂ erzeugt würde, würde das Band B3 am Eingang des Analog-Digital-Wandlers in Normallage erscheinen. In diesem Fall würde es aber nicht genügen, wenn als Eingangsfilter 633 vor der zweiten Mischstufe ein Hochpaß verwendet würde, weil dieses Filter auch noch das Summenfrequenzband unterdrücken müßte. Endweder müßte das Filter daher als Bandpaßfilter sehr hoher Ordnung ausge­bildet sein - was recht aufwendig ist - oder das Summen­frequenzband B′₂ am Ausgang der Mischstufe 632 müßte mittels eines zusätzlichen Tiefpasses unterdrückt werden, der aber verhältnismäßig einfach aufgebaut sein könnte.

Claims (6)

1. Kernresonanz-Spektrometer, bei dem im Empfangszweig zur Umsetzung der Kernresonanzsignale in einen niedri­geren Frequenzbereich wenigstens zwei Mischstufen vorge­sehen sind, und bei dem ein Analog-Digital-Wandler die in den niedrigeren Frequenzbereich umgesetzten Kernresonanz­signale in eine Folge von digitalen Datenworten umwandelt, wobei die Abtastfrequenz mindestens doppelt so hoch ist wie die höchste Frequenz in dem umgesetzten Kernresonanz­signal,
dadurch gekennzeichnet, daß in der ersten Mischstufe (631) das Kernresonanzsignal mit einer ersten Frequenz (f₁) gemischt wird, die in der Nähe der Lamorfrequenz liegt und daß in einer auf die erste Mischstufe folgenden zweiten Mischstufe (633) das Ausgangssignal der ersten Mischstufe mit einer zweiten Frequenz (f₂) gemischt wird, die von der Differenzfrequenz abweicht und wesentlich kleiner ist als die erste Frequenz.
2. Spektrometer nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß im Sendezweig ein Signalgene­rator (61) vorgesehen ist, in dem ein Träger mit einer dritten Frequenz moduliert wird, die kleiner ist als die Hälfte der Abtastfrequenz des Analog-Digital-­Wandlers (636) und daß das Ausgangssignal des Signal­generators mit den gleichen Frequenzen (f₁, f₂) gemischt wird wie das Kernresonanzsignal im Empfangszweig.
3. Spektrometer nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Frequenz sowie die Abtastfrequenz so gewählt sind, daß der Frequenzabstand zwischen der ersten bzw. der zweiten Frequenz (f₁ bzw. f₂) und der höchsten noch zu über­tragenden Signalfrequenz am Eingang des zugehörigen Mischers, dividiert durch die erste bzw. zweite Frequenz (f₁ bzw. f₂) zumindest annähernd dem Frequenzabstand zwischen der Hälfte der Abtast­frequenz (fr) und der obersten, vom Analog-Digital-­Wandler noch umzusetzenden Signalfrequenz, dividiert durch die Hälfte der Abtastfrequenz, entspricht.
4. Spektrometer nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die die erste und die zweite Frequenz (f₁, f₂) sowie die Abtastfrequenz (fr) liefernden Generatoren (622, 625, 711) mit einem gemein­samen Referenzoszillator (626) synchronisiert sind.
5. Kernspintomograph nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß der Signalgenerator einen Hüllkurvenspeicher (611) aufweist, in dem wenigstens eine Hüllkurve gespeichert ist, sowie einen Sinusspeicher (613) und daß die aus den beiden Speichern entnommenen Signale in einem digitalen Multiplizierer (612) multipliziert werden, wobei das Produktsignal in einem Digital-Analog-­Wandler (620) in ein analoges Signal umgesetzt wird, das als Ausgangssignal des Signalgenerators (61) dient.
6. Kernspintomograph nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Mischfrequen­zen (f₁, f₂) höher liegen als die Frequenzen der Nutz­signale (B₁, B₂), und daß die Filter (631, 633) über die die Nutzsignale den Mischstufen zugeführt werden, als Tiefpässe ausgeführt sind.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0411840A2 (de) * 1989-08-04 1991-02-06 General Electric Company Hochfrequenz-Empfänger für ein magnetisches Kernresonanzinstrument
EP0937993A1 (de) * 1998-02-24 1999-08-25 Council of Scientific and Industrial Research Empfänger mit Einfachdetektion zum Nachweis magnetischer Resonanz im Zeitbereich
DE10004423A1 (de) * 2000-02-02 2001-08-16 Siemens Ag Zusatzgerät für ein Steuergerät für einen Magnetresonanztomographen

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6294914B1 (en) * 1993-06-02 2001-09-25 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Method of enhancing an MRI signal
US5594341A (en) * 1994-06-27 1997-01-14 Varian Associates, Inc. Nuclear magnetic resonance receiver, method and system
US20030207672A1 (en) * 2002-05-03 2003-11-06 Intel Corporation Wideband tuning circuit for low-voltage silicon process and method for generating a tuning frequency

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CH526777A (de) * 1971-05-28 1972-08-15 Spectrospin Ag Verfahren zur Aufnahme von Spinresonanzspektren und Vorrichtung zu dessen Durchführung
US3720816A (en) * 1969-11-08 1973-03-13 Spectrospin Ag Method for fourier analysis of interference signals

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1962471C3 (de) * 1968-12-25 1975-03-27 Nihon Denshi K.K., Tokio Verfahren zur Messung der gyromagnetischen Resonanz nach der Seitenbandmethode
US3886439A (en) * 1970-07-30 1975-05-27 Laukien Guenther R Method of separating broad and narrow lines of a frequency spectrum
US4297637A (en) * 1978-07-20 1981-10-27 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for mapping lines of nuclear density within an object using nuclear magnetic resonance
US4551856A (en) * 1983-05-16 1985-11-05 Motorola, Inc. Synthesized multiple conversion receiver system with provision for avoiding receiver self-quieting spurious response

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3720816A (en) * 1969-11-08 1973-03-13 Spectrospin Ag Method for fourier analysis of interference signals
CH526777A (de) * 1971-05-28 1972-08-15 Spectrospin Ag Verfahren zur Aufnahme von Spinresonanzspektren und Vorrichtung zu dessen Durchführung

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0411840A2 (de) * 1989-08-04 1991-02-06 General Electric Company Hochfrequenz-Empfänger für ein magnetisches Kernresonanzinstrument
EP0411840A3 (en) * 1989-08-04 1991-07-03 General Electric Company Radio frequency receiver for a nmr instrument
EP0937993A1 (de) * 1998-02-24 1999-08-25 Council of Scientific and Industrial Research Empfänger mit Einfachdetektion zum Nachweis magnetischer Resonanz im Zeitbereich
DE10004423A1 (de) * 2000-02-02 2001-08-16 Siemens Ag Zusatzgerät für ein Steuergerät für einen Magnetresonanztomographen
DE10004423C2 (de) * 2000-02-02 2002-01-31 Siemens Ag Zusatzgerät für ein Steuergerät für einen Magnetresonanztomographen

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