EP0201973B1 - Schaltungsanordnung zum Betrieb von Gasentladungslampen mit periodisch wechselndem Lampenstrom - Google Patents

Schaltungsanordnung zum Betrieb von Gasentladungslampen mit periodisch wechselndem Lampenstrom Download PDF

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EP0201973B1
EP0201973B1 EP86200792A EP86200792A EP0201973B1 EP 0201973 B1 EP0201973 B1 EP 0201973B1 EP 86200792 A EP86200792 A EP 86200792A EP 86200792 A EP86200792 A EP 86200792A EP 0201973 B1 EP0201973 B1 EP 0201973B1
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EP
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circuit arrangement
signal
resistor
voltage
semiconductor switch
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EP86200792A
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Hans-Günther Ganser
Ralf Dr. Schäfer
Hans-Peter Dr. Stormberg
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Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Patentverwaltung GmbH
Philips Gloeilampenfabrieken NV
Koninklijke Philips Electronics NV
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating at least one gas discharge lamp with a periodically changing lamp current, which is suitable for connection to an AC voltage source with a period N and with a controlled semiconductor switch and with a control device for switching the controlled semiconductor switch with a switching period S depending on the Difference between an actual value signal proportional to the lamp current and a setpoint signal is provided.
  • Switching period S is understood here to mean the period of time during which the semiconductor switch is once in its conductive and the subsequent blocked state.
  • Periodically alternating current is understood to mean both pulsating direct current and alternating current and combinations of the two, an assigned frequency being in the frequency range from 1 kHz to 500 kHz, preferably between 20 and 150 kHz.
  • Gas discharge lamps and circuit arrangements for operating such lamps are usually fed with an AC voltage source, the AC voltage of which has a relatively low frequency.
  • the frequency is usually 50 Hz to 60 Hz, but frequencies up to 500 Hz are used.
  • a circuit arrangement of the type mentioned is known from DE-PS 26 42 272.
  • the controlled semiconductor switch is part of a flow converter and the control device contains a comparator with hysteresis for comparing the actual value signal with the desired value signal such that the controlled semiconductor switch is switched to conductive or non-conductive at a predetermined value of the difference between the two.
  • the setpoint signal has a somewhat smoothed rectified sinusoidal shape with a repetition frequency that is twice the frequency of the AC voltage source.
  • the setpoint signal is obtained in that a voltage is derived from the AC voltage source via a transformer and this voltage is then rectified with a rectifier.
  • a transformer is required for the galvanic separation of the setpoint signal from the AC voltage source, after which this setpoint signal can be brought to a potential desired for the control device.
  • Another option for obtaining a setpoint signal that is galvanically isolated from the AC voltage source is to use an optoelectronic coupling element.
  • the disadvantage of these options for obtaining galvanic isolation is that additional components are required in the circuit arrangement which cause the circuit arrangement to be more complicated and more expensive.
  • the invention is therefore based on the object of providing a relatively simple circuit arrangement with the omission of galvanic separating elements and while maintaining an advantageous form of the current to be taken from the AC voltage source.
  • the controlled semiconductor switch is bridged by a series circuit comprising a first and a second resistor and a capacitor is connected in parallel to the first resistor and a connection point between the first and the second resistor is used to derive the setpoint signal.
  • each time constant of the charge and discharge of the capacitor in combination with the first and the second resistor is greater than the switching period S and less than the period N.
  • each of the time constants preferably becomes smaller than chosen.
  • the requirement of a largely sinusoidal current draw from the AC voltage source can be met even better if, according to a development according to the invention, the setpoint signal also contains a DC voltage signal. In particular in the vicinity of the zero current crossing, a better approximation of the sinusoidal shape is achieved.
  • the circuit arrangement according to the invention preferably contains a coil with a tap with which a rectifier is connected in series; these. Combination of coil and rectifier is used to form the DC voltage signal.
  • the advantage of this circuit arrangement is that a desired DC voltage signal is formed in a very simple manner.
  • a and B are input terminals for connection to an AC voltage source of e.g. Designated 220 V, 50 Hz.
  • a full-wave rectifier 1 with four diodes is connected to these input terminals A and B, possibly via a high-frequency filter (not shown), the output of which is connected to a charging capacitor 2 in parallel.
  • a flow converter consisting of a controlled semiconductor switch 3, a choke coil 4 and a freewheeling diode 6 is connected to the output of the full-wave rectifier 1.
  • a gas discharge lamp 5 to be operated is connected between the coil 4 and the freewheeling diode 6.
  • the controlled semiconductor switch 3 is designed as a transistor.
  • the charging capacitor 2 serves to facilitate the re-ignition of the lamp 5.
  • a measuring resistor 7 serving as a current sensor is also inserted, which is used to form an actual value signal proportional to the lamp current, which is emitted to an input C of a control device 8.
  • the lamp current is tracked by the control device 8 in the manner described below to a setpoint signal to be applied to the input D of the control device 8.
  • a setpoint signal fed to the input D of the control device 8 is derived from a voltage across the controlled semiconductor switch 3.
  • the controlled semiconductor switch 3 is made conductive or non-conductive by a signal arising at the output E of the control device 8.
  • the controlled semiconductor switch 3 lying in series with the measuring resistor 7 is bridged by a voltage divider consisting of a series circuit comprising a first resistor 10 and a second resistor 11, the first resistor 10 of which is connected to a capacitor 12 in parallel.
  • the setpoint signal which is proportional to the voltage across the controlled semiconductor switch 3, is derived as follows: A signal at the connection point 13 between the first and the second resistor 10 or 11 of the voltage divider is transmitted via a diode 14 and a further one consisting of the divider resistors 15 and 16 Voltage divider fed. The setpoint signal formed in this way is sent to the setpoint input D of the control device 8.
  • the value C 12 of the capacitor 12 is selected in combination with the values R i o and R 11 of the first and the second resistor 10 and 11, respectively, so that each time constant RioCi 2 and R 11 C 12 belongs to the charging and discharging of the capacitor 12 in combination with the first and second resistors 10 and 11 is greater than the switching period S and less than half the period the AC voltage source. In this way it is achieved that changes in the setpoint voltage due to the high transistor switching frequency are sifted, while at the same time slower changes can take effect. It has been found that with a setpoint signal generated in this way, an approximately sinusoidal current consumption of the circuit arrangement takes place from the AC voltage source. If the capacitor 12 is chosen too large, significant deviations from the sinusoidal shape can occur, while if the capacitor 12 is too small, vibrations can occur during operation of the forward converter.
  • a DC voltage signal can be superimposed on the setpoint signal which is proportional to the voltage across the controlled semiconductor switch 3.
  • This DC voltage signal can be positive or negative and change over times that are large compared to a period of the AC voltage source.
  • the level of the DC voltage signal can be set by appropriately dimensioning the resistors 15, 16 and 19.
  • the diodes 14 and 18 are used to decouple the DC voltage signal from the voltage of the voltage divider 10 and 11 respectively.
  • the DC voltage signal superimposed on the setpoint signal can be taken from a tap 20 of the choke coil 4 of the forward converter.
  • FIG. 2 shows an embodiment of the control device 8 according to FIG. 1.
  • This consists essentially of a hysteresis-related comparator 25 to which an amplifier 26 is connected.
  • the comparator 25 compares the setpoint and actual value signals present at inputs C and D. If the actual value signal reaches the setpoint signal plus the comparator hysteresis, the controlled semiconductor switch 3 is switched non-conductive by means of the amplifier 26. As a result, the lamp current and thus also the actual value signal decrease. If the actual value signal reaches the setpoint signal minus the comparator hysteresis, the comparator 25 switches the switching transistor 3 again through the amplifier 26, as a result of which the lamp current rises again. In this way, the lamp current always runs within the hysteresis limits around the setpoint.
  • the voltage divider connected in parallel with the controlled semiconductor switch can consist of more than two resistors.
  • the setpoint signal need not necessarily be tapped at a tap of the voltage divider connected to a capacitor.
  • the first resistor of the voltage divider need not be connected to the measuring resistor either, but can be placed on other points of the circuit arrangement.
  • circuit arrangement according to the invention is not only limited to use as a forward converter, but also e.g. can be designed as a flyback converter, bridge or half-bridge circuit or resonance converter.
  • the semiconductor switch is a switching transistor.
  • the invention is not limited to switching transistors, but is e.g. also applicable to thyristors, triacs and GTOs.

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb zumindest einer Gasentladungslampe mit einem periodisch wechselnden Lampenstrom, die zum Anschluß an eine Wechselspannungsquelle mit einer Periodendauer N geeignet und mit einem gesteuerten Halbleiterschalter sowie mit einer Steuereinrichtung zum-Schalten des gesteuerten Halbleiterschalters mit einer Schaltperiodendauer S in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem dem Lampenstrom proportionalen Istwertsignal und einem Sollwertsignal versehen ist.
  • Unter Schaltperiodendauer S sei hierbei die Zeitdauer verstanden, während der sich der Halbleiterschalter einmal in seinem leitenden und dem darauf folgenden gesperrten Zustand befindet. Unter periodisch wechselndem Strom sei sowohl pulsierender Gleichstrom als auch Wechselstrom sowie Kombinationen dieser beiden verstanden, wobei eine zugeordnete Frequenz im Frequenzbereich von 1 kHz bis 500 kHz liegt, vorzugsweise zwischen 20 und 150 kHz.
  • Üblicherweise werden Gasentladungslampen und Schaltungsanordnungen zum Betrieb derartiger Lampen mit einer Wechselspannungsquelle gespeist, deren Wechselspannung eine verhältnismäßig niedrige Frequenz hat. Die Frequenz beträgt überlicherweise 50 Hz bis 60 Hz, jedoch finden Frequenzen bis zu 500 Hz Anwendung.
  • Eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art ist aus der DE-PS 26 42 272 bekannt. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung ist der gesteuerte Halbleiterschalter ein Teil eines Durchflußwandlers und die Steuereinrichtung enthält einen Komparator mit Hysterese zum Vergleich des lstwertsignals mit dem Sollwertsignal derart, daß bei einem vorgegebenen Wert des Unterschieds zwischen den beiden der gesteuerte Halbleiterschalter leitend bzw. nichtleitend geschaltet wird.
  • Bei der Anwendung von Schaltungsanordnungen eingangs erwähnter Art stellt sich die Anforderung, der Wechselspannungsquelle einen weitgehend sinusförmigen Strom zu entnehmen. Bei der bekannten Schaltungsanordnung ist dies dadurch verwirklicht, daß das Sollwertsignal eine etwas geglättete gleichgerichtete Sinusform mit einer Wiederholungsfrequenz hat, die das Zweifache der Frequenz der Wechselspannungsquelle ist. Das Sollwertsignal wird dabei dadurch erhalten, daß über einen Transformator eine Spannung aus der Wechselspannungsquelle abgeleitet und diese Spannung anschließend mit einem Gleichrichter gleichgerichtet wird. Ein Transformator ist dabei zum galvanischen Trennen des Sollwertsignals von der Wechselspannungsquelle erforderlich, wonach dieses Sollwertsignal auf ein für die Steuereinrichtung gewünschtes Potential gebracht werden kann.
  • Eine andere Möglichkeit, ein von der Wechselspannungsquelle galvanisch getrenntes Sollwertsignal zu erhalten, besteht darin, ein optoelektronisches Koppelelement zu benutzen. Der Nachteil dieser Möglichkeiten zum Erhalten einer galvanischen Trennung ist, daß zusätzliche Bauelemente in der Schaltungsanordnung notwendig sind, die einen komplizierteren Aufbau und eine Verteuerung der Schaltungsanordnung verursachen.
  • Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine verhältnismäßig einfache Schaltungsanordnung unter Weglassung galvanischer Trennelemente und unter Beibehaltung einer vorteilhaften Form des der Wechselspannungsquelle zu entnehmenden Stromes zu schaffen.
  • Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung eingangs erwähnter Art dadurch gelöst, daß im Betriebszustand der Lampe das Sollwertsignal wenigstens aus einer Spannung über dem gesteuerten Halbleiterschalter abgeleitet ist.
  • Überraschenderweise hat es sich herausgestellt, daß ein so auf einfache Weise erzeugtes Sollwertsignal zur Verwirklichung der Entnahme eines weitgehend sinusförmigen Stroms aus der Speisequelle geeignet ist.
  • Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist der gesteuerte Halbleiterschalter durch eine Serienschaltung aus einem ersten und einem zweiten Widerstand überbrückt und ist dem ersten Widerstand ein Kondensator parallel geschaltet und dient ein Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand zum Ableiten des Sollwertsignals. Ein Vorteil dieser Ausführungsform besteht darin, daß spitzenförmige Spannungsimpulse in der Spannung über gesteuerten Halbleiterschalter, die durch die hohe Schaltfrequenz des gesteuerten Halbleiterschalters auftreten, aus dem davon abgeleiteten Sollwertsignal ausfiltriert sind, wodurch eine mögliche instabile Wirkung der Schaltungsanordnung unterdrückt wird. Dabei sorgt der Kondensator für die verlangte Filterung.
  • Um eine gute Filterung zu gewährleisten, ist bei einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung jede Zeitkonstante der Ladung und Entladung des Kondensators in der Kombination mit dem ersten unde dem zweiten Widerstand größer als die Schaltperiodendauer S und kleiner als die Periodendauer N. Durch die Wahl der Zeitkonstanten kleiner als die Periodendauer N wird erreicht, daß das Sollwertsignal in dieser Periodendauer N eine Änderung erfahren kann, was zum Verwirklichen einer sinusförmigen Stromentnahme bei der Wechselspannungsquelle erforderlich ist.
  • Wenn der gesteuerte Halbleiterschalter mit einer der Wechselspannungsquelle entnommenen gleichgerichteten Spannung gespeist wird, wird jede der Zeitkonstanten vorzugsweise kleiner als
    Figure imgb0001
    gewählt.
  • Die Anforderung einer weitgehend sinusförmigen Stromentnahme bei der Wechselspannungsquelle läßt sich noch besser dadurch erfüllen, daß gemäß einer Weiterbildung nach der Erfindung das Sollwertsignal ebenfalls ein Gleichspannungssignal enthält. Insbesondere in der Umgebung des Stromnulldurchgangs wird damit eine bessere Annäherung der Sinusform verwirklicht.
  • Vorzugsweise enthält die Schaltungsanordnung nach der Erfindung eine Spule mit einer Anzapfung, mit der in Serie ein Gleichrichter geschaltet ist; diese. Kombination von Spule und Gleichrichter dient zur Bildung des Gleichspannungssignals. Der Vorteil dieser Schaltungsanordnung ist, daß auf sehr einfache Weise ein gewünschtes Gleichspannungssignal gebildet wird.
  • Ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung wird nunmehr anhand der Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:
    • Fig. 1 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Gasentladungslampe mit einem periodisch wechselnden Lampenstrom,
    • Fig. 2 das Schaltschema einer bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendeten Steuereinrichtung.
  • In Fig. 1 sind mit A und B Eingangsklemmen zum Anschleißen an eine Wechselspannungsquelle von z.B. 220 V, 50 Hz bezeichnet. An diese Eingangsklemmen A und B ist, gegebenenfalls über ein nicht dargestelltes Hochfrequenzfilter, ein Vollweggleichrichter 1 mit vier Dioden angeschlossen, dessem Ausgang ein Ladekondensator 2 parallel geschaltet ist. Parallel zu diesem Ladekondensator 2 ist an den Ausgang des Vollweggleichrichters 1 ein aus einem gesteuerten Halbleiterschalter 3, einer Drosselspule 4 und einer Freilaufdiode 6 bestehender Durchflußwandler angeschlossen. Zwischen der Spule 4 und der Freilaufdiode 6 ist eine zu betreibende Gasentladungslampe 5 geschaltet. Der gesteuerte Halbleiterschalter 3 ist dabei als Transistor ausgeführt. Der Ladekondensator 2 dient zur Erleichterung der Wiederzündung der Lampe 5. In Serie mit der Lampe ist ferner ein als Stromsensor dienender Meßwiderstand 7 eingefügt, der zur Bildung eines dem Lampenstrom proportionalen Istwertsignals dient, das auf einen Eingang C einer Steuereinrichtung 8 abgegeben wird. Der Lampenstrom wird durch die Steuereinrichtung 8 in der unten beschriebenen Weise einem am Eingang D der Steuereinrichtung 8 anzulegenden Sollwertsignal nachgeführt.
  • Hierbei soll der der Wechselspannungsquelle entnommene Strom weitgehend sinusförmig sein. Gemäß der Erfindung wird ein dem Eingang D der Steuereinrichtung 8 zugeführtes Sollwertsignal aus einer Spannung über dem gesteuerten Halbleiterschalter 3 abgeleitet. Durch ein am Ausgang E der Steuereinrichtung 8 entstehendes Signal wird der gesteuerte Halbleiterschalter 3 leitend bzw. nichtleitend geschaltet. Klemme F der Steuereinrichtung 8 ist mit dem Masseleiter 9 der Schaltungsanordnung verbunden. Über die Klemme G wird die Steuereinrichtung 8 mit einer Versorgungsgleichspannung VE= gespeist.
  • Zum Ableiten des Sollwertsignals ist der in Reihe mit dem Meßwiderstand 7 liegende gesteuerte Halbleiterschalter 3 von einem aus einer Serienschaltung aus einem ersten Widerstand 10 und einem zweiten Widerstand 11 bestehenden Spannungsteiler überbrückt, dessem ersten Widerstand 10 ein Kondensator 12 parallel geschaltet ist. Das der Spannung über dem gesteuerten Halbleiterschalter 3 proportionale Sollwertsignal wird hierbei wie folgt abgeleitet: Ein am Verbindungspunkt 13 zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand 10 bzw. 11 des Spannungsteilers leigendes Signal wird über eine Diode 14 und einen aus den Teilerwiderständen 15 und 16 bestehenden weiteren Spannungsteiler gespeist. Das auf diese Weise gebildete Sollwertsignal wird auf den Sollwerteingang D der Steuereinrichtung 8 gegeben.
  • Der Wert C12 des Kondendators 12 ist in Kombination mit den Werten Rio und R11 des ersten bzw. des zweiten Widerstandes 10 bzw. 11 so gewählt, daß jede Zeitkonstante RioCi2 und R11C12 gehörend zur Ladung und Entladung des Kondensators 12 in Kombination mit dem ersten und dem zweiten Widerstand 10 bzw. 11 größer ist als die Schaltperiodendauer S und kleiner als die halbe Periodendauer
    Figure imgb0002
    der Wechselspannungsquelle. Auf diese Weise wird erreicht, daß Änderungen der Sollwertspannung aufgrund der hohen Transistorschaltfrequenz gesiebt werden, während gleichzeitig langsamere Änderungen wirksam werden können. Es hat sich herausgestellt, daß mit einem derart erzeugten Sollwertsignal eine in etwa sinusförmige Stromaufnahme der Schaltungsanordnung aus der Wechselspannungsquelle erfolgt. Wird der Kondensator 12 zu groß gewählt, so können deutliche Abweichungen von der Sinusform auftreten, während bei einem zu kleinen Kondensator 12 Schwingungen beim Betrieb des Durchflußwandlers entstehen können.
  • Zur weiteren Optimierung der Stromaufnahme hinsichtlich der Sinusform kann dem der Spannung über dem gesteuerten Halbleiterschalter 3 proportionalen Sollwertsignal ein Gleichspannungssignal überlagert sein. Dieses Gleichspannungssignal VE= wird einem Verbindungspunkt 17 zwischen den beiden Spannungsteilerwiderständen 15 und 16 über eine Diode 18 und einen Widerstand 19 an einem Punkt H zugeführt. Dieses Gleichspannungssignal kann positiv oder negativ sein und über Zeiten, die groß sind, verglichen mit einer Periodendauer der Wechselspannungsquelle, sich ändern. Die Höhe des Gleichspannungssignals kann durch entsprechende Bemessung der Widerstände 15, 16 und 19 eingestellt werden. Die Dioden 14 und 18 dienen zur Entkopplung des Gleichspannungssignals von der Spannung des Spannungsteilers 10 bzw. 11.
  • Das dem Sollwertsignal überlagerte Gleichspannungssignal kann an einer Anzapfung 20 der Drosselspule 4 des Durchflußwandlers abgenommen werden. Die von dieser Anzapfung 20 abgenommene hochfrequente Spannung wird mit einer Diode 21 gleichgerichtet und lädt über einen Widerstand 22 einen Kondensator 23 auf, dessen Spannung mittels einer Zenerdiode 24 auf einen Wert VA= stablisiert wird, die am einem Punkt I der Schaltungsanordnung anliegt und als Gleichspannungsquelle sowohl für das zur Überlagerung des Sollwertsignals dienende Gleichspannungssignal als auch zur Gleichspannungsversorgung der Steuereinrichtung 8 an einem Punkt G benutzt werden kann.
  • In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel der Steuereinrichtung 8 nach Fig. 1 dargestellt. Diese besteht im wesentlichentichenl aus einem hysteresebehafteten Komparator 25, an den sich ein Verstärker 26 anschließt. Der Komparator 25 vergleicht die an Eingängen C und D anstehenden Sollwert- und lstwertsignale miteinander. Erreicht das Istwertsignal das Sollwertsignal plus Komparatorhysterese, so wird der gesteuerte Halbleiterschalter 3 mittels des Verstärkers 26 nichteitend geschaltet. Hierdurch sinkt der Lampenstrom und damit auch das Istwertsignal. Erreicht das Istwertsignal das Sollwertsignal minus Komparatorhysterese, so schaltet der Komparator 25 über den Verstärker 26 den Schalttransistor 3 wieder leitend, wodurch der Lampenstrom erneut ansteigt. Auf diese Weise verläuft der Lampenstrom stets in den Hysteresegrenzen um den Sollwert.
  • Der dem gesteuerten Halbleiterschalter parallel geschaltete Spannungsteiler kann aus mehr als zwei Widerständen bestehen. Außerdem braucht das Sollwertsignal nicht unbedingt an einer mit einem Kondensator verbundenen Anzapfung des Spannungsteilers abgegriffen zu werden. Der erste Widerstand des Spannungsteilers braucht auch nicht mit dem Meßwiderstand verbunden zu sein, sondern kann auf andere Punkte der Schaltungsanordnung gelegt werden.
  • Abschließend sei noch bemerkt, daß sich die Schaltungsanordnung nach der Erfindung nicht nur auf die Verwendung als Durchflußwandler beschränkt, sondern auch z.B. als Sperrwandler, Brücken- oder Halbbrückenschaltung oder Resonanzwandler ausgebildet sein kann.
  • Bei einem Ausführungsbeispiel zum Betrieb einer 30 W-Hochdruck-Natriumdampfentladungslampe mit einer Lampenbrennspannung von ca. 50 V wiesen die wichtigsten Bauelemente der Schaltungsanordnung folgende Werte auf:
    Figure imgb0003
  • Im beschriebenen Ausführungsbeispiel ist der Halbleiterschalter ein Schalttransistor. Die Erfindung beschränkt sich jedoch nicht auf Schalttransistoren, sondern ist z.B. auch auf Thyristoren, Triacs und GTOs anwendbar.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung zum Betrieb zumindest einer Gasentladungslampe (5) mit einem periodisch wechselnden Lampenstrom, die zum Anschluß an eine Wechselspannungsquelle mit Periodendauer N geeignet und mit einem gesteuerten Halbleiterschalter (3) sowie mit einer Steuereinrichtung (8) zum Schalten des gesteuerten Halbleiterschalters (3) mit einer Schaltperiodendauer S in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem dem Lampenstrom proportionalen Istwertsignal und einem Sollwertsignal versehen ist, dadurch aekennzeichnet, daß im Betrieb der Lampe (5) das Sollwertsignal wenigstens aus einer Spannung abgeleitet ist, die parallel zum gesteuerten Halbleiterschalter abgenommen wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Halbleiterschalter durch eine Serienschaltung aus einem ersten Widerstand und einem zweiten Widerstand überbrückt ist, daß dem ersten Widerstand ein Kondensator parallel geschaltet ist und ein Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand zum Ableiten des Sollwertsignals dient.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Zeitkonstante der Ladung und Entladung des Kondensators in Verbindung mit dem ersten und dem zweiten Widerstand gröber als die Schaltperiodendauer S und kleiner als die Periodendauer N ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch aekennzeichnet, daß das Sollwertsignal auch ein Gleichspannungssignal enthält.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch aekennzeichnet, daß ferner eine Spule mit einer Anzapfung vorhanden ist, mit der in Serie ein Gleichrichter geschaltet ist, und diese Kombination von Spule und Gleichrichter zur Bildung des Gleichspannungssignals dient.
EP86200792A 1985-05-13 1986-05-05 Schaltungsanordnung zum Betrieb von Gasentladungslampen mit periodisch wechselndem Lampenstrom Expired - Lifetime EP0201973B1 (de)

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