EP0066481A1 - Dispositif d'alimentation électronique pour lampes à décharge - Google Patents
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- H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
- H05B41/2881—Load circuits; Control thereof
- H05B41/2882—Load circuits; Control thereof the control resulting from an action on the static converter
Definitions
- the present invention relates to an electronic power supply device for discharge lamp, comprising a switching regulator consisting of a chopping transistor driven with a variable duty cycle by means of a pilot stage, a smoothing inductor, d '' a freewheeling diode and a filter capacitor.
- Such supply devices make it possible in particular to measure the brightness of the discharge lamps, and more particularly of those called "daylight" which equip the stage lighting projectors.
- To be able to offer a good color rendering index they generally receive a complex filling based on argon, mercury, halogens and earths.
- the ignition, warm-up, steady state and re-ignition operations after extinction require special precautions on the part of the power supply manufacturer due to the transient phenomena manifested by solid, liquid or gaseous bodies in the filling of on the one hand, and transient overvoltages or overcurrents which affect the electrical or electronic components on the other.
- the object of the invention is therefore to program the successive phases of putting the lamp into service according to a sequence taking account of the requirements of safety, reliability and rapid temperature rise, without the lamp life being altered and the dosability of the light it emits.
- the electronic power supply device is essentially characterized in that it comprises means for lowering the switching frequency of the chopping transistor during the heating period of the lamp, until its arc voltage has reached approximately 70% of its nominal value.
- said frequency lowering means comprise an analog gate sensitive to the arc voltage, acting on the time constant of an oscillator attacking the pilot stage via a duty cycle modulator.
- the power supply device comprises an electric circuit breaker, sensitive to the current delivered by the chopping transistor, for shunting the attack of the pilot stage when this current exceeds a predetermined maximum value.
- This circuit breaker will for example be constituted by a threshold device controlling the conduction of a transistor connected in parallel to the input of the pilot stage.
- a resistor is inserted upstream of the regulator, in order to limit the inrush current when the supply device is switched on.
- this resistor is connected in parallel with a thyristor or a triac whose trigger is supplied continuously from a secondary winding wound on the smoothing inductor, by means of a rectifier, a filtering capacitor and a resistive adapter.
- the inrush current limiting resistor is automatically shunted as soon as the chopper transistor starts to operate.
- the device shown in FIG. 1 firstly comprises a switching regulator of the conventional type, essentially consisting of a chopping transistor T 59, a smoothing inductor S, a freewheeling diode D5 and a filtering capacitor C.
- An inverter of polarity I is placed downstream of the regulator to avoid cataphoresis of the electrodes of the discharge lamp L which is connected in series with an igniter A.
- a rectifier bridge Upstream of the regulator, there is a rectifier bridge with four diodes D 1 , D 2 , D 3 and D 4 , as well as a capacitor C 1 whose role is to store energy in electrostatic form, to cope with needs of the lamp when the alternating voltage of the network passes near zero.
- the cyclical report / T of chopper conduction is defined by a comparator ⁇ capable of exploiting the difference between the signal representing the setpoint power P and the signal representing the real power delivered to the output.
- the electrical expression of this real power is obtained from an analog member M attacked both by the voltage U c and by the current i, thanks to a measurement shunt s inserted in the path of the output current.
- the analog organ M can either be a multiplier performing the product of the voltage U c by the current i, or a weighted adder performing the sum a U c + bi. Modifying the power setpoint P results in a signal for modifying the duty cycle from the comparator ⁇ , so as to keep the real power very close to P. It is thus thus possible to dose at will the luminous flux emitted by the lamp in steady state, or to finely adjust the color temperature of its radiation, by simply changing the reference power P o .
- the circuit located upstream of the regulator constitutes a voltage doubler with two diodes D 1 , D 2 and two capacitors C 2 and C 3 .
- the resistor R for limiting the inrush current is then connected in parallel with a triac Tr, the trigger of which is continuously attacked under the same conditions as above.
- the regulator gives instructions to cause the terminals of the filter capacitor C to generate a high voltage, typically 250 volts, so that the plasma ionization triggered by the spark train of igniter A can be maintained afterwards.
- the arc voltage being low on a cold lamp, typically 5 to 20 volts, it is advantageous to regulate the average current flowing through it to a value greater than the nominal current in order to hasten the heating.
- We are helped in this approach by the fact that the alternating component of the current flowing through S has a small amplitude I is weak. Without crossing the maximum current I M tolerable by the transistor, it is therefore possible to enhance the initial DC component Io.
- T is increased in the same proportion so that the ratio keep fixing the report .
- the advantage of an increase in p resides in the fact that the establishment times of the collector current are not negligible (typically 0.5 microseconds).
- the duration would be cold by about 1 microsecond.
- the danger of increasing the continuous component and increasing the time comes from a possible saturation of the magnetic material on which the inductance S is wound, and from the possible overshooting of the intensity that the chopping transistor T 5 can deliver without excessive waste voltage, taking into account the basic attack of which it is the object in the conductive state.
- this danger is averted on the one hand by an electronic circuit breaker operating from a current sensor inserted on the current path delivered by T 5 , on the other hand by a frequency reducer interposed on the 'all or nothing attack of the chopper.
- the duty cycle / T is advantageously made small by an increase in the period T.
- the sawtooth wave which represents the current in the inductance subjected to a voltage in crenellations offers a rise ramp long enough for the current delivered by the transistor T has time to establish.
- the taking of information by virtue of which the lowering of the chopper frequency is decided calls on the low value of cold arc voltage.
- the operation of this chopper at half the frequency, for example, is maintained as long as the arc voltage remains below approximately 70% of the nominal voltage.
- the frequency of oscillator 0 is subject to a modifiable time constant consisting of a capacitor C 4 and two resistors R 1 , R 2 .
- the resistor R 2 can be shunted by means of a contact T 1 controlled by an analog gate PA sensitive to the arc voltage U c of the lamp.
- This analog gate is equivalent to a relay whose excitation voltage would be equal to 70% of the nominal arc tensin.
- the analog gate PA also controls the operation of a second contact T 2 making it possible to switch to the MRC modulator, either the current comparator 1 , or the power comparator ⁇ 2 .
- Comparator A receives the initial reference current I o and the information relating to the mean current i of the lamp via the measurement shunt s.
- the comparator ⁇ 2 receives the setpoint power P o and the information relating to the real power via the analog member M.
- the diagram is completed by a threshold device DS sensitive to the current delivered by the chopping transistor T, thanks to a second shunt r inserted in the circuit.
- This threshold device is set to the maximum admissible current I M and controls the operation of the transistor T 6 connected in parallel to the input of the pilot stage P.
- the period of the oscillator 0 is proportional to the time constant (R 1 + R 2 ) C 4 , ie typically 80 microseconds, since the contact T 1 is then at rest.
- the contact T 2 is also at rest, so that the duty cycle modulator MRC operates by comparison ⁇ 1 between the current actually delivered to the lamp and the initial setpoint current I o , generally chosen to be 1, 2 times the nominal.
- the current then has the shape shown in FIG. 4 with a wave centered on the continuous component I o .
- the current increases with a slope UU c until reaching the peak value I o + .
- the signal coming from the cyclic ratio modulator MRC is routed freely towards the pilot stage P which attacks the chopper T 5 .
- the threshold device DS which would bypass the attack on the pilot stage P thanks to the switching on of the transistor T 6 .
- the effect of this disjunction would be the same as if was shortened, and T- ⁇ lengthened accordingly.
- the analog gate PA activates the working contact T 1 which shunts R 2 , thus reducing the period T to the value typical 40 microseconds.
- the contact T 2 is engaged in its working position and replaces the attack on the duty cycle modulator MRC by the current comparator ⁇ 1 that of the power comparator ⁇ 2 .
- the latter operates by capturing the average current of the lamp by means of the measurement shunt s, and measurement of the voltage U c close to the arc voltage, the weighted multiplier or adder M performing the product of these two parameters.
- the shape of the current is then that shown in FIG.
- Diagram 6e illustrates the operation of the regulator between times t 4 and t 55 with a reduced frequency and an increased current setpoint.
- Diagram 6f illustrates the operation of the regulator from time t 5 , with a normal frequency and a nominal or reduced power setpoint which can also be variable at the discretion of the user.
- diagram 6g it illustrates the operation of the regulator between times t 1 and t 4 , with a normal frequency and a maximum voltage setpoint U.
- phase t 4 - t 5 may be shortened all the more since the duration of the interruption has been shorter; the arc voltage can indeed have a value significantly higher than when cold, if the heat accumulated during ignition was able to be retained during extinction.
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Abstract
Dispositif d'alimentation électronique pour lampe à décharge, comportant un régulateur à découpage constitué d'un transistor hacheur (T5) attaqué avec un rapport cyclique variable par l'intermédiaire d'un étage pilote, d'une inductance de lissage (S), d'un diode de roue libre (D5) et d'un condensateur de filtrage (C), caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour abaisser la fréquence de commutation du transistor (T5) pendant la période d'échauffement de la lampe (L), jusqu'à ce que sa tension d'arc (Uc) ait atteint environ 70 % de sa valeur nominale.
Description
- La présente invention concerne un dispositif d'alimentation électronique pour lampe à décharge, comportant un régulateur à découpage constitué d'un transistor hacheur attaqué avec un rapport cyclique variable par l'intermédiaire d'un étage pilote, d'une inductance de lissage, d'une diode de roue libre et d'un condensateur de filtrage.
- De tels dispositifs d'alimentation permettent notamment de doser la luminosité des lampes à décharge, et plus spécialement de celles dites "lumière du jour" qui,équipent les projecteurs d'éclairage scénique. Pour pouvoir offrir un bon indice de rendu des couleurs, ces dernières reçoivent en général un remplissage complexe à base d'argon, de mercure, d'halogènes et de terresrares. Les opérations d'allumage, de mise en température, de maintien en régime établi et de réallumage après extinction exigent des précautions particulières de la part du fabricant d'alimentations en raison des phénomènes transitoires que manifestent les corps solides, liquides ou gazeux du remplissage d'une part, et des surtensions ou surintensités fugitives qui affectent les composants électriques ou électroniques d'autre part.
- Pendant toute la phase d'allumage à froid, qui dure d'une demi-minute à trois minutes selon le type et la puissance nominale, les tensions nécessaires à la lampe évoluent considérablement. Une alimentation régulée ordinaire ne peut convenir, même si elle est apte à imposer soit un courant, soit une tension, soit une puissance électrique. Le but de l'invention est donc de programmer les phases successives de mise en service de la lampe selon une séquence tenant compte des impératifs de sécurité, de fiabilité et de rapidité de montée en température, sans que soient altérées la longévité de la lampe et la dosabilité de la lumière qu'elle émet.
- A cet effet, le dispositif d'alimentation électronique selon l'invention est essentiellement caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour abaisser la fréquence de commutation du transistor hacheur pendant la période d'échauffement de la lampe, jusqu'à ce que sa tension d'arc ait atteint environ 70 % de sa valeur nominale.
- Grâce à cette disposition, on peut augmenter la durée Z' de conduction du transistor hacheur au-delà du temps d'établissement du courant dans ledit transistor, tout en majorant la composante continue du courant délivré, ce qui permet d'accélérer la montée en température de la lampe.
- Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, lesdits moyens d'abaissement de la fréquence comprennent une porte analogique sensible à la tension d'arc, agissant sur la constante de temps d'un oscillateur attaquant l'étage pilote par l'intermédiaire d'un modulateur de rapport cyclique..
- Selon une autre caractéristique de l'invention, le dispositif d'alimentation comprerdun disjoncteur électrique, sensible au courant délivré par le transistor hacheur, pour shunter l'attaque de l'étage pilote lorsque ce courant dépasse une valeur maximale prédéterminée.
- Ce disjoncteur sera par exemple constitué par un dispositif à seuil commandant la conduction d'un transistor branché en parallèle sur l'entrée de l'étage pilote.
-
- Généralement, une résistance est insérée en amont du régulateur, afin de limiter le courant d'appel lors de la mise sous tension du dispositif d'alimentation. Selon encore une autre caractéristique de l'invention, cette résistance est connectée en parallèle avec un thyristor ou un triac dont la gachette est alimentée en continu à partir d'un enroulement secondaire bobiné sur l'inductance de lissage, par l'intermédiaire d'un redresseur, d'un condensateur de filtrage et d'un adaptateur résistif.
- Ainsi, la résistance de limitation du courant d'appel se trouve automatiquement shuntée dès que le transistor hacheur commence à fonctionner.
- Plusieurs formes d'exécution de l'invention sont décrites ci-après à titre d'exemples, en référence aux dessins annexés dans lesquels :
- la figure 1 est un schéma simplifié et partiellement synoptique d'un dispositif d'alimentation pour lampe à décharge, conforme à l'invention ;
- la figure 2 est un schéma analogue à celui de la figure 1 d'une variante de réalisation à doubleur de tension ;
- la figure 3 est un schéma partiel montrant un exemple de réalisation pratique de certaines dispositions conformes à l'invention ;
- la figure 4 est un diagramme montrant l'allure du courant lorsque la lampe est froide ;
- la figure 5 est un diagramme montrant l'allure du courant lorsque la lampe est chaude ; et
- les figures 6a à 6g représentent différents diagrammes illustrant le fonctionnement du dispositif selon l'invention.
- Le dispositif représenté sur la figure 1 comprend tout d'abord un régulateur à découpage de type classique, constitué essentiellement par un transistor hacheur T59 une inductance de lissage S, une diode de roue libre D5 et un condensateur de filtrage C. Un inverseur de polarité I est placé en aval du régulateur pour éviter la cataphorese des électrodes de la lampe à décharge L qui est connectée en série avec un allumeur A.
- En amont du régulateur, on trouve un pont redresseur à quatre diodes D1, D2, D3 et D4, ainsi qu'un condensateur C1 dont le rôle est de stocker de l'énergie sous forme électrostatique, pour faire face aux besoins de la lampe quand la tension alternative du réseau passe au voisinage de zéro.
- Si l'on appelle le temps pendant lequel le transistor hacheur T5 est conducteur et T - le temps pendant lequel il est isolant, le rapport entre la tension de sortie Uc et la tension d'entrée U est approximativement donné par Uc/U = /T. Le rapport cyclique /T de conduction du hacheur est défini par un comparateur Δcapable d'exploiter la différence entre le signal représentant la puissance de consigne P et le signal représentant la puissance réelle délivrée à la sortie. L'expression électrique de cette puissance réelle est obtenue à partir d'un organe analogique M attaqué à la fois par la tension U c et par le courant i, grâce à un shunt de mesure s inséré sur le trajet du courant de sortie. L'organe analogique M peut être soit un multiplieur effectuant le produit de la tension U c par le courant i, soit un additionneur pondéré réalisant la somme a Uc +bi. Le fait de modifier la consigne de puissance P se traduit par un signal de modification du rapport cyclique issu du comparateur Δ, de façon à maintenir la puissance réelle très proche de P . Il est donc ainsi possible de doser à volonté le flux lumineux émis par la lampe en régime établi, ou de régler finement la température de couleur de son rayonnement, en changeant simplement de puissance de consigne Po. Toutefois, et ainsi qu'on le verra plus clairement par la suite, la prise en compte de cette consigne n'est effective qu'une fois la lampe chaude, car l'imposition d'une puissance P importante se traduirait, en régime de tension d'arc faible, par une surintensité que le transistor hacheur T5, l'inductance de lissage S ou la lampe L pourraient ne pas supporter.
- La charge du condensateur C1 se faisant par intégration du courant demandé au réseau, il est d'usage d'insérer sur le trajet de celui-ci une résistance ou une thermistance R telle que la surintensité reste admissible même si la mise en service intervient lors du passage de la,tension secteur par son maximum. Pour combattre la chute de tension à laquelle donnerait lieu ensuite cette résistance ou cette thermistance en régime établi, on a prévu conformément à l'invention un thyristor Th connecté en parallèle qui procède à son shuntage une fois que le hacheur s'est mis à fonctionner. A cette fin, la gachette de Th est attaquée en continu à partir d'un enroulement secondaire couplé magnétiquement à l'inductance de lissage S, par l'intermédiaire d'un redresseur, d'un condensateur de filtrage et d'un adaptateur résistif. Monté en détecteur de crête, ce dispositif donne une tension redressée d'attaque peu fluctuante, malgré les variations de rapport cyclique du hacheur.
- Dans la variante de réalisation représentée sur la figure 2, le circuit situé en amont du régulateur constitue un doubleur de tension avec deux diodes D1,D2 et deux condensateurs C2 et C3. La résistance R de limitation du courant d'appel est alors connectée en parallèle avec un triac Tr dont la gachette est attaquée au continu dans les mêmes conditions que précédemment.
- Dans la phase qui suit la charge du condensateur C ou des condensateurs C2 C3, le régulateur donne.comme consigne de faire engendrer aux bornes du condensateur de filtrage C une tension élevée, typiquement 250 volts, de façon que l'ionisation du plasma déclenchée par le train d'étincelles de l'allumeur A puisse être entretenue ensuite.
- La tension d'arc étant faible sur une lampe froide, typiquement 5 à 20 volts, il est intéressant de réguler le courant moyen qui la traverse à une valeur supérieure à l'intensité nominale pour en hâter l'échauffement. On est aidé dans cette démarche par le fait que la composante alternative du courant traversant S a une amplitude I faible quard est faible. Sans franchir le courant maximal IM tolérable par le transistor, on peut donc rehausser la composante continue initiale Io . On peut même augmenter sans inconvénient pourvu que T soit augmenté dans la même proportion pour que le rapport
- Conformément à la présente invention, ce danger est conjuré d'une part par un disjoncteur électronique opérant à partir d'un capteur de courant inséré sur le trajet du courant délivré par T5, d'autre part par un réducteur de fréquence interposé sur l'attaque en tout ou rien du hacheur. Comme la tension délivrée sur le condensateur de filtrage C doit être faible à froid, le rapport cyclique /T est avantageusement rendu petit par une augmentation de la période T. En d'autres termes, l'onde en dents de scie qui figure le courant dans l'inductance soumise à une tension en créneaux offre une rampe de montée assez longue pour que le courant délivré par le transistor T ait le temps de s'établir.
- Dans le dispositif objet de l'invention, la prise d'information en vertu de laquelle est décide l'abaissement de fréquence du hacheur fait appel à la faible valeur de tension d'arc à froid. Le fonctionnement de ce hacheur à la fréquence moitié, par exemple, est maintenu tant que la tension d'arc reste inférieure à 70 % environ de la tension nominale.
- En se référant maintenant au schéma de la figure 3, on va décrire un exemple de réalisation pratique du disjoncteur élctronique et du réducteur de fréquence conformes à l'invention. Sur ce schéma, on voit tout d'abord un oscillateur tout ou rien 0 alimentant un modulateur de rapport cyclique MRC qui alimente à son tour un étage pilote P attaquant le transistor hacheur T 5.
- La fréquence de l'oscillateur 0 est assujettie à une constante de temps modifiable constituée par un condensateur C4 et deux résistances R1, R2. La résistance R2 est susceptible d'être shuntée au moyen d'un contact T1 commandé par une porte analogique PA sensible à la tension d'arc Uc de la lampe. Cette porte analogique est équivalente à un relais dont la tension d'excitation serait égale à 70 % de la tensin d'arc nominale.
- La porte analogique PA commande également le fonctionnement d'un second contact T2 permettant de commuter sur le modulateur MRC, soit le comparateur de courant 1, soit le comparateur de puissance Δ2.
- Le comparateur A reçoit le courant de consigne initial Io et l'information relative au courant moyen i de la lampe par l'intermédiaire du shunt de mesure s.
- Le comparateur Δ2 reçoit la puissance de consigne Po et l'information relative à la puissance réelle par l'intermédiaire de l'organe analogique M.
- Le schéma est complété par un dispositif à seuil DS sensible au courant délivré par le transistor hacheur T , grâce à un second shunt r inséré dans le circuit. Ce dispositif à seuil est réglé sur le courant maximal admissible IM et commande le fonctionnement du transistor T6 branché en parallèle sur l'entrée de l'étage pilote P.
- Lorsque la lampe est froide, sa tension d'arc est faible et ne peut pas déclencher la porte analogique PA qui est attaquée par la tension U , image de la c tension d'arc de la lampe. Par suite, la période de l'oscillateur 0 est proportionnelle à la constante de temps (R1 + R2)C4, soit typiquement 80 microsecondes, puisque le contact T1 est alors au repos. De même, le contact T2 est également au repos, de sorte que le modulateur de rapport cyclique MRC opère par comparaison Δ1 entre le courant réellement délivré à la lampe et le courant de consigne initial Io, choisi en général égal à 1,2 fois le nominal. Le courant a alors l'allure représentée sur la figure 4 avec une onde centrée sur la composante continue Io. Dans la phase ascendante, le courant croît avec une pente U-Uc jusqu'à atteindre la valeur crête Io +
- Lorsque la lampe est suffisamment chaude, la tension U s'élève au-dessus du seuil de 70 % de sa valeur nominale, et la porte analogique PA enclenche le contact travail T1 qui shunte R2, minorant ainsi la période T à la valeur typique de 40 microsecondes. Simultanément, le contact T2 est enclenché sur sa position de travail et substitue à l'attaque du modulateur de rapport cyclique MRC par le comparateur de courant Δ1 celle du comparateur de puissance Δ2. Ce dernier opère par captage du courant moyen de la lampe au moyen du shunt de mesure s, et mesure de la tension Uc voisine de la tension d'arc, le multiplieur ou additionneur pondéré M effectuant le produit de ces deux paramètres. L'allure du courant est alors celle représentée sur la figure 5, avec une onde qui se trouve centrée sur une composante continue très proche de
- Afin de récapituler les différentes fonctions assumées par le dispositif d'alimentation selon l'invention, on se reportera maintenant au diagramme de la figure 6 qui illustre les phases successives de la montée en régime de la lampe à décharge, à partir de l'instant t = 0 où l'alimentation est mise sous tension :
- - Jusqu'à l'instant t1, le condensateur réservoir C1 ou les condensateurs réservoirs C1 C2 se chargent a travers la résistance ou la thermistance R prémunissant le pont redresseur D1 D2 D3 D4 ou le doubleur D1 D2 contre toute surintensité excessive. L'allure de la tension aux bornes de ces condensateurs est représentée par le diagramme 6a.
- - Entre les instants t1 et t2, l'étage pilote P attaque la base du transistor hacheur T avec un rapport cyclique croissant, comme représenté sur le diagramme 6b, de façon à charger progressivement le condensateur de filtrage C. Il en résulte aux bornes de l'inductance de lissage S une tension en créneau, et aux bornes de l'enroulement secondaire une tension qui, après redressement et filtrage, attaque la gachette de thyristor Th ou du triac Tr chargé de shunter R, comme illustré par le diagramme 6c qui représente précisément la tension de gachette du thyristor ou du triac.
- - Entre les instants t2 et t3, le régulateur fonctionne en générateur de tension à rapport cyclique élevé, de façon que s'établisse aux bornes du condensateur C une tension assez haute (typiquement 250 volts). L'allure de la tension délivrée par le régulateur est représentée par le diagramme 6d.
- - Entre les instants t3 et t4 est branché l'allumeur A qui fait jaillir dans la lampe un train d'étincelles de haute tension et de haute fréquence provoquant l'ionisation du plasma, ce qui apparaît nettement sur le diagramme 6d.
- - Entre les instants.t4 et t5, le régulateur fonctionne en régime de courant imposé, grâce à l'action du comparateur Δ1, avec une fréquence de hachage diminuée en tenant compte d'une valeur de consigne avantageusement plus haute que l'intensité nomimale, en vue d'accélérer la montée de la température et de la tension d'arc de la lampe.
- - A partir de l'instant t5, marqué par le passage de la tension d'arc à 70 % environ de la tension nomimale, la fréquence de hachage est rétablie à sa valeur habituelle, par l'intermédiaire de la porte analogique PA agissant sur le contact T1. Simultanément, l'enclenchement du contact T2 commute sur le modulateur de rapport cyclique MRC le comparateur 2 à la place du comparateur Δ1. La grandeur prise en considération par le régulateur est alors la puissance Uci consommée par la lampe (ou, dans une variante de l'invention, l'expression linéaire analogue a U + b i). Cette grandeur est à tout instant comparée à la puissance de consigne Po fixe ou variable au gré de l'utilisateur, la différence déterminant la rapport cyclique /T des créneaux appliqués au hacheur.
- Le diagramme 6e illustre le fonctionnement du régulateur entre les instants t4 et t55 avec une fréquence réduite et une consigne de courant augmentée. Le diagramme 6f illustre le fonctionnement du régulateur à partir de l'instant t5, avec une fréquence normale et une consigne de puissance nominale ou réduite qui peut en outre être variable au gré de l'utilisateur. Quant au diagramme 6g, il illustre le fonctionnement du régulateur entre les instants t1 et t4, avec une fréquence normale et une consigne de tension maximale U .
- Il convient par ailleurs de noter qu'en cas d'extinction, voulue ou non, de la lampe à décharge, il est possible de la réallumer en reprenant la chronologie initiale. Certaines phases de celle-ci, en particulier la phase t4 - t5, peuvent se trouver écourtées d'autant plus que la durée de l'interruption a été plus brève ; la tension d'arc peut en effet présenter une valeur nettement plus élevée qu'à froid, si la chaleur accumulée pendant l'allumage a pu se conserver durant l'extinction.
Claims (5)
1. Dispositif d'alimentation électronique pour lampe à décharge, comportant un régulateur à découpage constitué d'un transistor hacheur (T ) attaqué avec un rapport cyclique variable par l'intermédiaire d'un étage pilote (P), d'une inductance de lissage (S), d'une diode de roue libre (D5) et d'un condensateur de filtrage (C), caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour abaisser la fréquence de commutation du transistor hacheur (T5) pendant la période d'échauffement de la lampe (L), jusqu'à ce que sa tension d'arc (U ) ait atteint environ 70 % de sa valeur nominale.
2. Dispositif d'alimentation électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens d'abaissement de la fréquence comprennent une porte analogique (PA) sensible à la tension d'arc (Uc), agissant sur la constante de temps d'un oscillateur (0) attaquant l'étage pilote (P) par l'intermédiaire d'un modulateur de rapport cyclique (MRC).
3. Dispositif d'alimentation électronique selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comprend un disjoncteur électronique,'sensible au courant délivré par le transistor hacheur (TS), pour shunter l'attaque de l'étage pilote (P) lorsque ce courant dépasse une valeur maximale prédéterminée (IM).
4. Dispositif d'alimentation électronique selon la revendication 3, caractérisé en ce que le disjoncteur est constitué par un dispositif à seuil (DS) commandant la conduction d'un transistor (T6) branché en parallèle sur l'entrée de l'étage pilote (P).
5. Dispositif d'alimentation électronique selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel une résistance (R) est insérée en amont du régulateur afin de limiter le courant d'appel lors de la mise sous tension, caractérisé en ce que cette résistance (R) est connectée en parallèle avec un thyristor (Th) ou un triac (Tr) dont la gachette est alimentée en continu à partir d'un enroulement secondaire bobiné sur l'inductance de lissage (S), par l'intermédiaire d'un redresseur, d'un condensateur de filtrage et d'un adaptateur résistif.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8110056 | 1981-05-20 | ||
FR8110056A FR2506554A1 (fr) | 1981-05-20 | 1981-05-20 | Dispositif d'alimentation electronique pour lampes a decharge |
Publications (1)
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