EA006458B1

EA006458B1 - Преобразователь мощности и способ преобразования мощности

Info

Publication number: EA006458B1
Application number: EA200400019A
Authority: EA
Inventors: Тимоти Ричард Крокер
Original assignee: Зд Инструментс Лимитед
Priority date: 2001-06-09
Filing date: 2002-05-28
Publication date: 2005-12-29
Also published as: US20040212357A1; JP4147414B2; ATE510344T1; US6914420B2; AU2002257955B2; EP1397855B1; CN100342632C; GB0114122D0; EP1397855A2; CA2449624A1; CA2449624C; ES2362351T3; HK1069487A1; WO2002101909A3; GB2376357B; CN1526192A; WO2002101909A2; EA200400019A1; GB2376357A; JP2004529600A

Abstract

Предложенный преобразователь мощности для управления перетоком мощности между первым и вторым напряжениями имеет следующую конструкцию. Общее соединение связывает первую полярность первого и второго напряжений, а первый электрод емкости подключен к общему соединению. Первый и второй переключатели соединены последовательно между общим соединением и вторым электродом емкости, а вторая полярность первого напряжения подключена через первую индуктивность к соединению между первым и вторым переключателями. Третий и четвертый переключатели соединены последовательно между общим соединением и вторым электродом емкости, а вторая полярность второго напряжения подключена через вторую индуктивность к соединению между третьим и четвертым переключателями. Контроллер управляет работой всех переключателей, обеспечивая управление перетоком мощности между первым и вторым напряжениями. Схемой можно управлять множеством способов. Например, если первый переключатель разомкнут, а второй замкнут, и при этом третий и четвертый переключатели работают в чередующемся порядке, то второе напряжение меньше, чем первое напряжение. В общем случае, однако, управление переключением в чередующемся порядке первого и второго или третьего и четвертого переключателей определяет отношение между первым и вторым напряжениями.

Description

Это изобретение относится к преобразователю мощности и способу преобразования мощности, предназначенным для преобразования электрической мощности между первым и вторым напряжениями, и, в частности, к преобразователю мощности, работающему в режиме переключения, и способу преобразования мощности в импульсном режиме переключения.

1.0 Сущность изобретения

Изобретение в различных его аспектах охарактеризовано в прилагаемых независимых пунктах формулы изобретения, к которым теперь следует обращаться для рассмотрения этих аспектов. Предпочтительные или преимущественные признаки изобретения изложены в зависимых пунктах формулы изобретения.

В нижеследующем тексте описано изобретение, его принципы работы, его преимущества над известными техническими решениями и - в качестве примера - различные практические приложения изобретения. В тексте делаются ссылки на чертежи, перечисленные ниже, которые включают в себя примеры схем и иллюстрации управления этими схемами. Если специально не оговорено противоположное, эти чертежи следует считать иллюстрациями общих принципов изобретения и не нужно считать ограничивающими объем притязаний формулы изобретения.

На фиг. 1 показана обобщенная форма первого преобразователя мощности, работающего в «режиме переключения», согласно изобретению;

на фиг. 2 - простая производная обобщенная форма схемы по фиг. 1, в которой фильтры являются просто конденсаторами;

на фиг. 3 и 4 показаны эскизные прикладные схемы, в которых используются полевые транзисторы со структурой «металл-окисел-полупроводник» (полевые МОП-транзисторы) и простые конденсаторные фильтры (фиг. 3 имеет преимущество для более мощных прикладных схем, поскольку имеются рассчитанные на более высокие мощности устройства на основе полевых МОП-транзисторов с каналами Νтипа с меньшим сопротивлением во включенном состоянии, чем у устройств с каналами Р-типа; на фиг. 4 показано использование как транзисторов Ν-типа, так и транзисторов Р-типа; это дает преимущество простоты в схеме выработки сигналов возбуждения);

на фиг. 5 и 5а-5е показаны управляющие сигналы для схемы по фиг. 2 и проиллюстрированы электрические токи в схеме в условиях разной нагрузки;

на фиг. 6 - упрощенный вариант известной схемы;

на фиг. 7 и 8а-8Ь показаны управляющие сигналы для схемы по фиг. 3 и проиллюстрированы электрические токи в схеме в условиях разной нагрузки;

на фиг. 9 показан измененный, с отрицательной полярностью, вариант схемы по фиг. 4;

на фиг. 10 - трехфазный преобразователь мощности, включающий в себя три схемы на основе той, которая представлена на фиг. 1; и на фиг. 11 - обобщенная форма схемы по фиг. 1, включающая в себя входной и выходной фильтры.

Преобразователи мощности в предпочтительном аспекте изобретения являются симметричными и двунаправленными: общая характеристика этих преобразователей такова, что они задают отношение напряжений между правой и левой стороной, и такова, что мощность будет перетекать через преобразователь в любом из двух направлений, определяемом характеристикой соединяемых нагрузок или электрических источников. Отношение напряжений может быть таким, что напряжение на одной стороне будет больше или меньше, чем на другой, независимо от направления и величины протекающего тока. Существует особый случай, когда оба верхних переключателя (как показано на чертежах) включены, в результате чего одна сторона будет непосредственно соединена с другой лишь с небольшими потерями на последовательных активных сопротивлениях: очевидно, что теперь отношение напряжений теперь составляет 1:1 и отдача по мощности (т.е. энергетический КПД) является очень высокой.

Ввиду отсутствия неизбежных падений напряжения (например, падений прямого напряжения на полупроводниковых диодах) или каких-либо обязательных рассеивающих элементов, собственные потери мощности отсутствуют, и с учетом ограничений, накладываемых на практическую конструкцию, отдача по мощности может предпочтительно приближаться к 100%.

Эта конструкция пригодна в частности для использования в многофазных системах, в которых можно реализовать большое снижение габаритов и стоимости компонентов. Топология этой конструкции уникальна во многих смыслах: в многофазных конструкциях это проявляется в наличии четырех выводов, которые можно подсоединять параллельно.

Эти характеристики делают рассматриваемую конструкцию пригодной, в частности, для контроллеров электромобилей, устанавливаемых между аккумуляторной батареей и приводным двигателем. Характеристики напряжения двигателя и аккумуляторной батареи можно выбрать в соответствии с эксплуатационной скоростью: в специальном случае прямого соединения КПД, в частности, является высоким, но КПД высок и на скоростях, близких к эксплуатационной скорости, а скоростью двигателя можно управлять, изменяя ее от нуля до любой желаемой более высокой скорости (которая, в принципе, может быть скоростью, пропорциональной любому числу, кратному напряжению питания).

- 1 006458

В этом документе работа описывается в основном применительно к электромобилю, но изобретение имеет и многие другие области приложения, что будет очевидно для специалистов в данной области техники.

2.0 Теория работы

Четыре переключателя базовой схемы, показанной на фиг. 1, можно замыкать в нескольких комбинациях, которые перечислены в нижеследующей табл. 1. Некоторые из них относятся к фиксированному переключению, при котором левая и правая стороны соединяются непосредственно, или при котором можно осуществить подачи питания на «при парковке»).

«специальные» соединения для изоляции источника питания или кратковременной нагрузку двигателя (чтобы выполнить функцию демпфирования или торможения

Т аблица 1. Сводка используемых комбинаций переключателей

52 51

ВЫКЛ

Все выключены, нигде не может течь ток.

ВКП

ВЫКЛ

Двигатель (предположительно, находящийся на правой стороне) отрабатывает «парковку» кратковременной подачей питания на него.

ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕ

ВКЛ

ВЫКЛ «Понижающее преобразование», напряжение на правой стороне меньше напряжения на левой стороне, независимо от направления протекания тока.

ВКЛ

ВЫКЛ

ВКЛ

ВЫКЛ

Кратковременная подача напряжения;

напряжения на левой правой сторонах одинаковы.

ВКЛ

ВЫКЛ

ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕ «Повышающее преобразование», напряжение на правой стороне больше напряжения на левой стороне.

Рассматриваемую конструкцию эксплуатируют в основном в качестве преобразователя, который работает в режиме переключения, когда активны два переключателя, и который выполнен с возможностью преобразования мощности в любом из двух направлений между двумя разными напряжениями. В практических приложениях одна сторона, вероятно, будет источником мощности, таким, как аккумуляторная батарея, а другая сторона нагрузкой, такой, как электродвигатель. Условимся, что в нижеследующем тексте описания батарея будет считаться находящейся на левой стороне схемы (чертежа), а двигатель - на правой. Следует отметить, что аккумуляторная батарея может и заряжаться, и разряжаться, и что электродвигатель постоянного тока может в общем случае работать и как двигатель, и как генератор, так что протекание тока может происходить в любом из двух направлений, независимо от действительных напряжений батареи и двигателя.

В практическом приложении обычно бывает необходимо постепенно перевести двигатель из состояния, когда он не сообщает движение (например, когда для «парковки» к нему может кратковременно прикладываться нагрузка), в состояние, когда к нему приложено рабочее напряжение, которое может изменяться, а затем обратно падать до нуля. Такая плавная последовательность изменений, при которой электрические токи и напряжения и механические нагрузки оказываются в расчетных пределах, допуска ет простое описание в тех случаях, когда предполагается, что эти характеристики находятся «в пределах». В практически реализуемой схеме зачастую необходимо также вводить признаки защитного управ ления, и эти признаки описываются ниже.

Большинство обычных преобразователей, работающих в режиме переключения, являются либо «повышающими преобразователями», либо «понижающими преобразователями», и в большинстве из них ток может течь лишь в одном направлении, т.е. от источника к нагрузке. Эта конструкция полностью симметрична, и можно заметить, что ток может течь в любом направлении. При этом условии можно

- 2 006458 видеть, что «понижающее преобразование», при котором источник большего напряжения при меньшем токе работает на нагрузку, поддерживаемую при меньшем напряжении и большем токе, становится «повышающим преобразованием» при изменении направления протекания тока на противоположное. Фактически, в этом случае возможен лишь один «активный» режим преобразования.

В примере электромобиля первый режим, который необходим, это приложение малого напряжения к двигателю. Для этого, как показано на фиг. 5, переключатель 82 находится в состоянии ВКЛ, а переключатель 81 - в состоянии ВЫКЛ, при этом переключатели 83 и 84 приводятся в действие управляющими сигналами с изменяемым коэффициентом заполнения и с такой характеристикой, что один переключатель всегда находится в состоянии ВКЛ, но они никогда не оказываются в состоянии ВКЛ одновременно. (В прикладных схемах это состояние модифицируют, чтобы адаптироваться к переключающем устройству, и будет показано, что исключительно подходящими в этом смысле являются полевые МОП-транзисторы.) Работа происходит следующим образом (см. фиг. 2).

Когда переключатель 82 включен, конденсатор С3 находится под напряжением батареи. Когда переключатель 84 включен, возбуждается ток 1₂ через Ь2, и этот ток увеличивается в соответствии с выражением:

612/61 = (Уз - У2)/Ь2, (1) где

У₃ - напряжение на С₃;

У₂ - напряжение на С₂ (выходное напряжение);

1₂ - ток через Ь₂.

Предполагается, что емкости конденсаторов С2 и С3 достаточно велики, чтобы напряжения на них не претерпевали значительных изменений в течение цикла (см. ниже).

Когда переключатель 84 выключается, а переключатель 83 включается, ток от заземляющей шины подается на нагрузку. Напряжение на Ь2 теперь изменяется на обратное, а ток теперь падает в соответствии с выражением:

6ΐ2/6ΐ=-У2/и. (2)

Это простой синхронный понижающий преобразователь.

Можно заметить, что для установившегося состояния (когда средний ток совпадает с током в установившемся состоянии в нагрузке) нарастание и падение тока на протяжении цикла должны быть одинаковыми, поэтому можно вывести следующие уравнения, которые показывают, что отношение напряжений между входом и выходом определяется просто отношением времен 1₃, 1₄, в течение которых включены переключатели 83 и 84.

Ь| ⁽⁶¹2^/61)|84 ВКЛ ⁺ 1з⁽⁶¹2^/61⁾ |83 ВКЛ = ^0;14[(Уз - У2)/Ь21 - 1з(У;/Р;) = 0;

1.|Уз ^- 14^У2 ^- 1з^У2 = ^0;

У2/Уз = 14/(13 + 1|). (3)

Когда нагрузка не подключена, полный (суммарный) ток равен нулю, и получается пилообразный сигнал, показанный на фиг. 5а.

Можно заметить, что для каждого переключателя в первой половине его периода включения ток протекает «обратно» в его шину, а во второй половине ток протекает в «обычном» направлении. С учетом аппроксимации для больших конденсаторов, можно считать, что величина (амплитуда) пилообразного сигнала тока определяется исключительно значением Ь2, напряжениями и временами включения. Этот ток обычно называют «током возбуждения».

Если затем прикладывается нагрузка, то, в принципе, на С2 устанавливается напряжение, задаваемое коэффициентом заполнения, определяющим временные характеристики и соответствующим выражению 3, а ток в нагрузке будет протекать в соответствии с внешними условиями, т.е. полным сопротивлением нагрузки, и законом Ома. В случае резистивной нагрузки это будет установившийся ток, и он просто накладывается на ток возбуждения, вследствие чего получается сигнал, показанный на фиг. 5Ь или фиг. 5с. Отметим, что здесь не важна взаимосвязь между величинами (амплитудами) тока возбуждения и током нагрузки, так что возможны обе ситуации - и показанная на фиг. 5Ь, на которой попрежнему имеет место период «отрицательного тока» (когда установившийся ток меньше меры «от пика к пику» (двойной амплитуды) тока возбуждения), и показанная на фиг. 5с, в которой ток нагрузки превышает ток возбуждения. Это - вопросы создания прикладной конструкции. Вместе с тем, следует отметить, что такие системы могут работать преимущественно тогда, когда ток возбуждения является малой долей тока нагрузки.

Между тем, если вместо нагрузки подключен источник тока, то ток потечет от нагрузки к источнику, и получатся сигналы тока, соответствующие фиг. 56 и 5е. Отметим, что это происходит в результате изменения характеристики нагрузки или источника, а не какого-либо явного переключения управляющей функции. Эта топология является двунаправленной по своей природе, причем управляющие сигналы определяют отношение напряжений слева и справа, а полные сопротивления внешних нагрузок и внешние условия определяют направление и величину электрического тока.

- 3 006458

Отметим, что в соответствии с выражением 3 при малых «выходных» напряжениях переключатель находится в состоянии ВКЛ в течение сравнительно более длительных периодов, чем переключатель 84, и что с постепенным изменением отношения управляющих сигналов для увеличения выходного напряжения постепенно увеличивается время, в течение которого переключатель 84 находится в состоянии ВКЛ, по сравнению со временем, в течение которого переключатель 83 находится в состоянии ВКЛ. Когда выходное напряжение приближается к напряжению питания, переключатель 84 будет включен в течение большей части времени работы до тех пор, пока он не окажется постоянно находящимся в состоянии ВКЛ, а переключатель 83 не будет переведен в состояние ВЫКЛ. Это есть состояние «замыкания накоротко», в котором вход и выход связаны посредством Ь1, Ь2, 82 и 84. Это состояние, которое будет давать наивысшую эффективность ввиду отсутствия потерь на переключение.

Вместе с тем, эта конструкция может осуществлять повышающее преобразование наряду с понижающим преобразованием, а также преимущественно может обеспечивать установление на выходе любого желаемого напряжения, превышающего напряжение питания. Переход в этот режим начинается с состояния «замыкания накоротко», в котором оба переключателя - 82 и 84 - постоянно включены. В этом режиме повышающего преобразования, переключатель 84 остается постоянно включенным, а переключатели 81 и 83 начинают включаться с изменяемым коэффициентом заполнения.

Как упоминалось выше, этот режим является лишь режимом понижающего преобразования в обратном направлении, так что применительно к сигналам тока работа в этом режиме уже описана. Основное уравнение для напряжений имеет вид:

У2/У1 = Уэ/У1 = (11 + 12)/12. (4)

При напряжениях, несколько превышающих напряжение питания, переключатель 81 находится в состоянии ВКЛ на протяжении относительно короткого времени. С увеличением времени его пребывания в состоянии ВКЛ, то же самое происходит с выходным напряжением. Когда времена пребывания в состоянии ВКЛ переключателей 81 и 82 становятся равными, выходное напряжение вдвое превышает напряжение питания. Отметим, что, хотя имеется симметрия всех токов и напряжений, отношение напряжений для «повышающего преобразования» является величиной, обратной величине отношения напряжений для «понижающего преобразования» при равном коэффициенте заполнения. Таким образом, если напряжение, подаваемое на нагрузку, меньше, чем напряжение питания, то оно линейно связано с коэффициентом заполнения, а когда оно становится больше напряжения питания, то оно, в принципе, может быть любым кратным напряжения питания. Таким образом, в прикладных конструкциях большее напряжение определяется номиналами действительных напряжений компонентов.

2.1. Преимущества над известными топологиями.

В патенте США № 5734258 (Эссер (Еккег)) описана схема преобразователя мощности, работающего в режиме переключения, в которой первое и второе последовательно соединенные переключающие устройства подключены параллельно первому источнику напряжения, третье и четвертое последовательно соединенные переключающие устройства подключены параллельно второму источнику напряжения, а между точкой соединения первого и второго переключающих устройств и точкой соединения третьего и четвертого переключающих устройств подключена катушка индуктивности. На фиг. 6 представлен упрощенный чертеж схемы преобразователя Эссера, но перечерченный здесь с простыми переключателями и предусматривающий наличие конденсаторов, шунтирующих переключающие устройства, что соответствует предпочтительной форме схемы, которую описывает Эссер. Отметим, что нумерация переключателей слева направо изменена на обратную по сравнению с фиг. 1, потому что это позволяет провести прямое сравнение работы.

В схеме, представленной на фиг. 6, есть всего одна катушка индуктивности и нет промежуточного конденсатора (такого, как С3 на фиг. 1), однако работа применительно к переключающим элементам, в принципе, аналогична работе предлагаемого технического решения в том, что если переключатели 83 и переключаются в чередующемся порядке, и при этом переключатель 82 находится в состоянии ВКЛ, а переключатель 81 - в состоянии ВЫКЛ, то схема представляет собой понижающий преобразователь, а если переключатели 81 и 82 переключаются в чередующемся порядке, и при этом переключатель 84 находится в состоянии ВКЛ, а переключатель 83 - в состоянии ВЫКЛ, то система представляет собой повышающий преобразователь. Если сделать допущение, что емкости конденсаторов С1 и С2 достаточно велики, чтобы напряжения на них можно было считать незначительными, то напряжения и токи в схеме аналогичны тем, которые показаны на фиг. 5-5е.

Топология согласно изобретению, представленная на фиг. 1-4, обладает значительными преимуществами над схемой, показанной на фиг. 6, и отражает компромисс между общим объемом и стоимостью пассивных компонентов (катушек индуктивности и конденсаторов), необходимых для достижения заданного уровня эффективности. Хотя в схеме согласно изобретению может потребоваться дополнительный конденсатор и дополнительная катушка индуктивности, это приводит, согласно сравнению с аналогичной схемой, к использованию меньших (по величине емкости или индуктивности, а значит - и по размеру) компонентов, с уменьшением общей стоимости и размера схемы.

Этот анализ включает в себя рассмотрение двух разновидностей преимуществ - тех, которые являются собственными недостатками топологии и могут быть описаны как теоретически, так и практически,

- 4 006458 и тех, которые возникают в конкретном и важном классе приложений, в котором эта схема используется для управления мощностью между аккумуляторной батареей и рекуперативной нагрузкой, как подробно описано в нижеследующем тексте.

Собственное преимущество проще всего описать на примере сходной топологии на аналогичной основе. То есть, сравнивая две топологии, работающие в одном и том же диапазоне напряжений (от нуля вольт до величины, кратной напряжению питания) при одних и тех же токах и с одной и той же частотой и временных характеристиках сигналов возбуждения при каждом напряжении. Это преимущество отчетливее всего проявляется, когда ток возбуждения является малой долей рабочего тока, т.е. при отношении токов, которое является желательным по многим причинам.

Возьмем пример понижающего преобразования, когда отношения тока возбуждения (измеренного «от пика к пику») составляет 1/10 от среднего рабочего тока. Начнем сравнение, считая все конденсаторы имеющими одну и ту же величину емкости С, а все катушки индуктивности - имеющими одну и ту же величину индуктивности Ь.

Тогда в схеме, показанной на фиг. 6, напряжение, переключаемое посредством 83 и 84, ток в Ь1 и флуктуация напряжения в С2 будут идентичны соответствующим параметрам в 83 и 84, Ь2 и С2 (скажем, в схеме, показанной на фиг. 2). Однако в схеме, показанной на фиг. 6, потребление тока на конденсаторе С1 либо равно нулю (переключатель 81 находится в состоянии ВКЛ), либо току нагрузки (переключатель 82 находится в состоянии ВКЛ). Следовательно, емкость конденсатора С1 нужно выбирать достаточно большой, чтобы флуктуации напряжения на С1, возникающие из-за тока в момент переключения, не оказались больше значения, допустимого для конкретного приложения. Для сравнения отметим, что в предлагаемом изобретении этот ток в момент переключения подается конденсатором С3, а Ь1 и С1 теперь образуют фильтр между источником питания и переключающими элементами. В предлагаемом изобретении флуктуации напряжения на С1 будут, естественно, гораздо меньше, чем на С2, поскольку фильтр на основе С1 и Ь1 возбуждается пульсацией на С3, в то время как С2 и Ь2 образуют фильтр, возбуждаемый переключением сигнала напряжения между нулем и напряжением питания (этот ток в Ь2, конечно, является током «возбуждения»).

Абсолютно идентичные аргументы применимы в случае, когда рассматривается «повышающее преобразование». В схеме, показанной на фиг. 6, емкость каждого из конденсаторов С1 и С2 должна быть достаточно большой, чтобы удовлетворять техническим требованиям, накладываемым на пульсации напряжения, когда происходит переключение переключателей 81 (или 83) и 82 (или 84), которые непосредственно подсоединены к рассматриваемой схеме, а ток, возбуждающий флуктуацию напряжения, переключается между нулем и током нагрузки (понижающее преобразование) или питания (повышающее преобразование).

Для сравнения отметим, что в предлагаемом изобретении наибольшая флуктуация тока представляет собой ток возбуждения, принимаемый в целях этого сравнения за одну десятую величины флуктуации тока возбуждения, соответствующей фиг. 6. Отметим также, что в рассматриваемом случае ток возбуждения представляет собой импульсы пилообразной, а не прямоугольной формы, как в схеме, показанной на фиг. 6: это дает значительное преимущество, связанное с формой импульсов, поскольку обуславливает более медленные изменения тока.

Таким образом, чтобы достичь тех же самых количественных показателей пульсации, в данном изобретении емкости конденсаторов С1 и С2 преимущественно должны быть меньше одной десятой величины емкости конденсаторов в схеме, показанной на фиг. 6.

Рассмотрим путь достижения этого преимущества, альтернативный вышеуказанному. В схеме, показанной на фиг. 6, емкости обоих конденсаторов С1 и С2 должны быть достаточно большими, чтобы поддерживать пульсацию напряжений относительно требуемого уровня, и с одной из них может происходить исток (или сток) резко переключаемого (с изменяемым коэффициентом заполнения) сигнала тока. В предлагаемом изобретении эту функцию выполняет конденсатор С3. Поскольку конденсатор С3 не подключен непосредственно ни к источнику питания, ни к нагрузке, флуктуации его напряжения могут быть больше, вследствие чего емкость конденсатора С3 (фиг. 2) может быть меньше емкостей конденсатора С1 или С2 (фиг. 6). Тогда емкости конденсаторов С1 и С2 (фиг. 2) могут составлять одну десятую величины, необходимой для схемы, показанной на фиг. 6.

В этом сравнении рассматриваются только конденсаторы С1 и С2. Однако в любой конструкции, работающей в режиме переключения, пульсация напряжения определяется произведением значений Ь и С. Таким образом, если бы каждая величина индуктивности катушек индуктивности Ь1 и Ь2 на фиг. 2 составляла половину величины индуктивности катушки индуктивности Ь1, показанной на фиг. 6, то суммарная величина индуктивности теперь оказалась бы той же самой, а емкости конденсаторов С1 и С2 пришлось бы удвоить, так что уменьшение емкостей конденсаторов С1 и С2 теперь составляло бы 1/5.

Этот аргумент теперь позволяет считать конденсатор С3 избыточным компонентом. Как продемонстрировано выше, предусматривается такое же суммарное изменение тока на нем, как на конденсаторах С1 и С2, показанных на фиг. 6. Однако этот конденсатор не соединен непосредственно ни с источником питания, ни с нагрузкой, и к нему не нужно предъявлять то же самое требование иметь малое пульсирующее напряжение. В прикладной конструкции должно допускаться резкое изменение величины до

- 5 006458 пустимого пульсирующего напряжения в 10 или более раз, и это все равно должно считаться малым напряжением по сравнению с напряжением питания. В случае прямого сравнения, когда индуктивности катушек индуктивности Ь1 и Ь2 теперь составляют половину величины индуктивности катушки индуктивности Ь1 в известной схеме, емкость конденсатора С3 теперь должна иметь величину, не превышающую величину емкости конденсаторов С1 и С2 (согласно этому изобретению).

Таким образом, если, например, катушки индуктивности теперь изготовлены таким образом, что их индуктивности в обеих схемах (показанных на фиг. 2 и 6) равны, а отношение емкостей конденсаторов составляет 2хС (фиг. 6) и 3х0,2С (это изобретение), то можно заметить, что требование к емкости конденсатора согласно этому изобретению составляет примерно 1/3 по сравнению с тем, которое соответствует фиг. 6.

В важном классе приложений, в котором, например, это изобретение позволяет управлять мощностью между аккумуляторной батареей и рекуперативной нагрузкой, такой как электродвигатель, варианты осуществления изобретения также могут обеспечить следующие практические преимущества.

Большинство технологий производства аккумуляторных батарей допускают очень малое выходное полное сопротивление, часть которого обусловлена наличием параллельного конденсатора большой емкости. Зачастую присутствует очень малый элемент, имеющий большую величину емкости С1 и подключенный параллельно батарейному источнику питания. Как в этой схеме, так и, например, в схеме, показанной на фиг. 6, зачастую возможно обойтись без большей части емкости С1 (оставляя вместо нее лишь относительно малые высокочастотные развязывающие конденсаторы). Хотя это можно сделать как с помощью изобретения, так и с помощью схемы, представленной на фиг. 6, как показано выше, флуктуации тока, которые пришлось бы выдерживать батарее, оказались бы гораздо меньшими (1/10) в случае предлагаемого изобретения.

Вместе с тем, в режиме повышающего преобразования при наличии схемы, показанной на фиг. 6, невозможно обойтись без С2. Ток, протекающий в С2 из Ь1, является полностью промежуточным, и в отсутствие С2 резкие изменения напряжения будут значительными. Однако при многих разновидностях нагрузки, таких как электродвигатели постоянного тока, массивный параллельно подключенный конденсатор не дает большого преимущества, а в действительности может оказаться недостатком (когда обмотки двигателя проходят через изменяющиеся магнитные поля, в них возможно протекание очень больших токов). Таким образом, если для схемы, показанной на фиг. 6, необходимо существенное значение емкости конденсатора С2, то в предлагаемом изобретении может оказаться возможным исключение всей или большей части емкости конденсатора С2.

2.3 Прикладные схемы с использованием полевых МОП-транзисторов

На фиг. 1 и 2 представлены обобщенные схемы. За счет использования современной технологии, полевые МОП-транзисторы (полевые транзисторы со структурой «металл-окисел полупроводник») обладают рядом преимуществ, которые обеспечивают получение выгодных прикладных конструкций. Они обладают некоторыми свойствами, которых нет у других разновидностей полупроводниковых устройств, подходящих для управления упомянутыми схемами тем способом, который теоретически описан выше.

Полевой МОП-транзистор можно приближенно смоделировать как полупроводниковый канал с проводимостью, управляемой напряжением «затвор-исток», параллельный встроенному диоду. Когда приложено напряжение «затвор-исток» и канал включен, эти устройства проводят ток одинаково хорошо в любом направлении. Когда напряжение «затвор-исток» равно нулю, канал отключается, и проводимость определяется диодом, блокированным в одном направлении, но проводящим в другом, с характеристическим прямым напряжением.

Диаграмма переключения, представленная на фиг. 5, соответствует допущению, которое предусматривает наличие пары переключателей, соответственно переключающихся в состояние ВКЛ и ВЫКЛ одновременно и мгновенно. В реальных устройствах этого достичь нельзя. Однако в предпочтительном варианте осуществления настоящего изобретения полезные свойства полевых МОП-транзисторов в этой топологии обеспечивают хорошо управляемое переключение с достижением кпд, который может доходить до 100% (т.е. в данном случае нет собственных потерь мощности, которые нельзя уменьшить). Имеются и некоторые другие достоинства, которые будут описаны ниже.

В нижеследующем тексте употребляются термины ток «в обычном направлении» и «в направлении, противоположном обычному». «Ток в обычном направлении» - это ток в направлении, обычном для полевого МОП-транзистора, т.е. от стока к истоку в случае устройства с каналом Ν-типа, и это направление, которое встроенный диод блокирует. «Направление, противоположное обычному» - это то же направление, в котором ток может течь во встроенном диоде, но когда этот термин указывается, то имеется в виду протекание в канале проводимости, а не через диод. В приложениях, описываемых в данной заявке, предполагается, что ток протекающий «в направлении, противоположном обычному», по каналу проводимости при включенном полевом МОП-транзисторе, находится на достаточно низком уровне, чтобы напряжение, генерируемое на активном сопротивлении канала проводимости, оказалось меньшим, чем то, которое потребовалось бы для перевода встроенного диода в состояние проводимости. В этом смысле можно сказать, что включенный канал на основе полевого МОП-транзистора замыкает встроенный диод накоротко.

- 6 006458

При наличии любой пары переключателей, таких как 81 и 82, следует рассмотреть два важных условия.

а) Не должно быть интервалов времени, когда оба переключателя находятся в состоянии ВКЛ. Если бы это имело место, то очень большой ток короткого замыкания протекал бы с промежуточного конденсатора (С3) на землю. Если это происходит в течение значительного времени, то вполне вероятно, что ток превысит номинальное значение для устройства, и полевой МОП-транзистор будет выведен из строя. Если это происходит в течение очень коротких периодов на протяжении периода перебрасывания выводов и токи оказываются такими, что их можно допустить для переключающих устройств, то этот ток «перебрасывания» отображает прямые потери энергии и является показателем неэффективности.

б) Устройства должны переключаться между состояниями ВКЛ и ВЫКЛ как можно быстрее. В любом промежуточном состоянии любой протекающий ток течет через переключаемый канал, который не имеет своего характеристического минимального сопротивления, и это опять приводит к потере мощности для системы за счет рассеивания тепла в переключающих устройствах.

Вышеописанное условие б) является общим для всех переключающих систем и реализуется в прикладной конструкции преимущественно за счет возбуждения затвора с помощью возбуждающего элемента с достаточно малым полным сопротивлением, чтобы достичь желаемых времен переключения. Вместе с тем, при наличии топологии согласно этому изобретению будет видно, что направление протекания переключаемого тока является важным, и эти соображения иллюстрируются ниже.

Использование в этой схеме полевых МОП-транзисторов (или других полупроводниковых устройств с аналогичными свойствами) обеспечивает, в частности, очень простое решение проблемы перебрасывания выводов, описанной при характеристике вышеупомянутого условия а). Оба условия удовлетворяются, если предусмотреть наличие короткой, но вполне ощутимой задержки сигналов возбуждения между моментами выключения одного переключателя и включения другого. Эти задержки должны быть, с одной стороны, достаточно длительными, чтобы гарантировать удовлетворение условия а) при любых возможных рабочих условиях и допусках компонентов, а с другой стороны, как можно более короткими.

На фиг. 7 показаны сигналы возбуждения затвора, которые удовлетворяют этому условию, при наличии задержки. Отметим, что эти сигналы затвора показаны в смысле более положительного сигнала, вызывающего включение полевого МОП-транзистора, и это непосредственно подходит для такой схемы, как показанная на фиг. 3, которая всегда реализуется в полевых МОП-транзисторах с каналами Ν-типа.

Рассмотрим случай понижающего преобразования, когда переключатель 82 постоянно находится в состоянии ВКЛ, переключатель 81 постоянно находится в состоянии ВЫКЛ, а переключатели 83 и 84 переключаются в чередующемся порядке, причем нагрузка сначала не подключена. Тогда сигнал тока будет таким, как показанный на фиг. 7а. Каждый цикл состояния ВКЛ начинается протеканием тока возбуждения в направлении, противоположном тому, которое считается обычным для полевого МОПтранзистора. Когда каждый полевой МОП-транзистор переводится в состояние ВКЛ, этот ток течет по каналу проводимости и (в качестве конструкторской меры, позволяющей избежать потерь мощности) напряжение ΙΚ, возникающее на диоде, окажется недостаточным для перевода его в состояние ВКЛ. Каждый полевой МОП-транзистор переключается в состояние ВЫКЛ перед тем как другой такой транзистор в паре переключается в состояние ВКЛ, и, как описано выше, ток теперь течет в обычном направлении. Конечно, отключение не является мгновенным, и сопротивление канала проводимости при снятии заряда затвора возрастает.

Когда состояние не является ни точным состоянием ВКЛ, ни точным состоянием ВЫКЛ, полевые МОП-транзисторы должным образом и точнее описываются как устройства с активной межэлектродной проводимостью, т.е. в них прикладываемое напряжение «затвор-исток», по существу, непосредственно управляет током «сток-исток», который, по большому счету, не зависит от напряжения «сток-исток». Однако ток в устройстве управляется катушкой индуктивности, и в этом приложении ток в катушке индуктивности не будет претерпевать значительное изменение на протяжении времен переключения полевых МОП-транзисторов. Таким образом, если напряжение «затвор-исток» уменьшилось до такой величины, что соответствующая проводимость становится меньше требуемой для поддержания тока «I», то напряжение «сток-исток» начнет быстро увеличиваться. Поскольку ток протекает в «обычном направлении», возникающее напряжение прикладывается в направлении «блокировки» встроенного диода, так что он при этом не проводит ток. Напряжение в точке А (или В) по фиг. 1 изменяется по направлению к противоположной шине. Скорость изменения напряжения определяется избытком тока (т.е. током катушки индуктивности за вычетом проводимости при выключении устройства), заряжающим емкость в точке А (или В) соединения, показанной на фиг. 1. Поскольку «избыток тока» представляет собой существенную и важную долю рабочего тока, а емкость для заземления точки А (или В) соединения будет малой, скорость изменения напряжения в точке А (или В) будет существенной, и это напряжение будет очень быстро изменяться до напряжения в противоположной шине. Если, например, выключился бы переключатель 83, то напряжение в точке В выросло бы до напряжения на конденсаторе С3.

Теперь, поскольку сигналы возбуждения затвора проходят с присущими им задержками, переключатель 84 в это время не включается. Следовательно, напряжение в точке В растет, превышая напряжение на конденсаторе С3, до тех пор, пока не окажется достаточным для включения встроенного диода в

- 7 006458 переключателе 84. Ток проводимости теперь передается из переключателя 83 во встроенный диод, поскольку проводимость переключателя 83 падает (отметим, что в этот момент напряжение стока переключателя 83 фиксируется, так что влияние паразитной емкости «обратной передачи» «сток-затвор» прекращается, ускоряя изменения напряжения на затворе). Через малое время после этого переключатель 84 перейдет в состояние ВКЛ, но когда он включится полностью, он просто замкнет накоротко свой собственный встроенный диод, а напряжение, присущее состоянию ВКЛ и приложенное к 84, уменьшится до величины, определяемой его собственным сопротивлением канала в состоянии ВКЛ и протекающим током.

Вышеизложенный анализ корректен, когда целью конструкции является максимальная отдача по мощности (максимальный энергетический КПД) и предполагается, что максимальное напряжение создается на полевом МОП-транзисторе при включении, и когда ток, протекающий «в направлении противоположном обычному», меньше, чем ток, соответствующий прямому напряжению включения его встроенного диода.

При этих обстоятельствах, теперь можно понять, что условиями переключения можно управлять с обеспечением выгод высокой отдачи по мощности. Потери мощности, связанные с переключением 83, имеют пиковое значение, равное рабочему напряжению, умноженному на значительную долю тока при переключении (это характеристика переключения присуща большинству полупроводниковых устройств), но при этом переходе воздействие катушки индуктивности сводится к тому, что она способствует переходу переключения и тем самым гарантирует минимизацию времени рассеивания.

Переключение 84 в состояние ВКЛ не обуславливает аналогичное рассеивание. Максимальное рассеивание при переключении отражает просто произведение рабочего тока на прямое напряжение встроенного диода, а время переключения является очень коротким, потому что очень коротким является время, затрачиваемое на изменение напряжения стока. Отметим, в частности, что, хотя и происходит неизбежная потеря мощности, когда встроенный диод находится в проводящем состоянии, ввиду собственной характеристики прямого напряжения, время, в течение которого диод проводит, может быть уменьшено путем управления временными характеристиками переключения, так что его вклад в общую неэффективность можно сделать сколь угодно малым.

На фиг. 8а этот переход переключения показан несколько подробнее.

В случае отсутствия нагрузки оба перехода имеют эту характеристику, и специалист поймет, что это может происходить как при понижающем преобразовании, так и при повышающем преобразовании.

Теперь рассмотрим случай - опять понижающего преобразования, - когда установившийся ток нагрузки больше, чем удвоенная амплитуда тока возбуждения. В этом случае переключатель 84 всегда проводит в обычном направлении, а переключатель 83 всегда проводит в «направлении, противоположном обычному». Очевидно, что переход от состояния ВЫКЛ переключателя 84 к состоянию ВКЛ переключателя 83 является тем же, что и в случае «отсутствия нагрузки».

При переходе от состояния ВЫКЛ переключателя 83 к состоянию ВКЛ переключателя 84 возникает другая ситуация. Направление тока здесь «противоположно обычному». Когда 83 переводится в состояние ВЫКЛ, напряжение на 83 теперь претерпевает изменение, как раз достаточное для того, чтобы встроенный диод начал проводить, а напряжение в точке В по фиг. 1 не будет претерпевать значительное изменение.

Теперь переключатель 84 включится позже через некоторое малое время. Он начнет подавать ток в точку соединения - точку В, как только включится, но напряжение в точке В не начнет изменяться до тех пор, пока 84 не подаст весь ток и встроенный диод не перейдет в состояние ВЫКЛ. С точки зрения рассеивания мощности, этот переход соответствует наихудшему случаю, поскольку пиковое рассеивание соответствует произведению полного тока на полное рабочее напряжение. Направление протекания тока в катушке индуктивности не способствует быстрому изменению напряжения в точке В. Короткий период проводимости встроенного диода, имеющегося в 83, создает сигнал 10 напряжения в форме малой ступеньки, как подробно показано на фиг. 8Ь. Как и в вышеописанном случае, потери мощности, связанные с проводимостью диода, можно минимизировать путем минимизации продолжительности состояния проводимости.

Рассмотрение случая повышающего преобразования с реальной нагрузкой (когда ток нагрузки превышает двойную амплитуду тока возбуждения покажет, что теперь вся проводимость в переключателе 81 имеет место в обычном направлении, и что вся проводимость в переключателе 82 имеет место «в направлении, противоположном обычному». Следовательно, когда переключатель 82 выключается, происходит быстрый переход напряжения в точке А, чему способствует направление протекания тока в катушке индуктивности, после чего наступит короткий период состояния ВКЛ встроенного диода переключателя 82, а за этим установится режим проводимости канала на основе полевого МОП-транзистора, когда переключатель 82 перейдет в состояние ВКЛ. Вместе с тем, когда переключатель 82 переводится в состояние ВЫКЛ, проводимость переключается на встроенный диод упомянутого переключателя, после чего происходит перевод переключателя 81 полностью в состояние ВКЛ.

Таким образом, видно, что устанавливается простое правило, основанное на рабочих сигналах, показанных на фиг. 7 и 8. Если ток в устройстве проходит в «обычном» направлении и наступает момент

- 8 006458 для его выключения, то направление тока в катушке индуктивности является таким, что оно способствует быстрому изменению напряжения с последующим коротким периодом проводимости встроенного диода другого переключателя. Если проводимость в устройстве имеет место в направлении, «противоположном обычному», то выключение приводит к короткому периоду проводимости собственного встроенного диода, имеющегося в упомянутом устройстве, с последующим нормальным переходом напряжения, возбуждаемым переводом другого устройства в положение ВКЛ.

В заключение, необходимо лишь подчеркнуть ситуацию рекуперации, в которой ток протекает в направлении, противоположном тому, в котором он протекает в вышеописанных примерах. Конечно, это соответствует ранее сделанному наблюдению, согласно которому рекуперация при понижающем преобразовании идентична «обычному» повышающему преобразованию (а при повышающем преобразовании она просто происходит так же, как при обычном понижающем преобразовании). Поэтому характер переходов при переключении в любом случае просто определяется из вышеизложенных соображений.

3.0 Другие признаки изобретения

В вышеизложенных разделах приведено описание базового изобретения и важной его реализации с использованием переключателей на основе полевых МОП-транзисторов. В нижеследующих разделах приводится описание возможных изменений и соответствующих признаков.

3.1 Заметки по использованию полевых МОП-транзисторов различных типов

На фиг. 3 и 4 показаны две в высокой степени пригодных схемы. Можно, как отмечается ниже, создать схемы отрицательной полярности путем простого изменения обозначений, и можно было бы создать схемы, в которых все используемые устройства имели бы каналы Р-типа (но обычно предпочитают так не делать, потому что такие устройства в общем случае имеют неудовлетворительные рабочие характеристики).

Вместе с тем, имеются незначительные различия в работе, которые являются поучительными при рассмотрении разницы между схемами, в которых все используемые переключатели являются переключателями одного типа, и схемами, в которых используются переключатели обоих типов, причем все эти соображения можно вывести путем рассмотрения схем, показанных на фиг. 3 и 4.

Во-первых, как отмечалось выше, схема, показанная на фиг. 1, и ее производные могут работать только при одинаковых полярностях на входе и выходе, а полевые МОП-транзисторы могут способствовать созданию такого подкласса схем, в которых полярность фиксирована. Для обеспечения работы схемы необходимо, чтобы в случае, когда все полевые МОП-транзисторы переведены в состояние ВЫКЛ, ток не протекал, а это требует, чтобы в таких условиях все встроенные диоды были переведены в состояние ВЫКЛ.

В общем случае, полевые МОП-транзисторы Ν-типа предпочтительны по сравнению с полевыми МОП-транзисторами Р-типа, допуская меньшее сопротивление в состоянии ВКЛ, чем транзисторы Ртипа, при одинаковой стоимости, или меньшую стоимость при одинаковой величине сопротивления. Они также склонны иметь лучшие динамические рабочие характеристики с меньшим сопротивлением в состоянии ВКЛ при заданном уровне заряда затвора. Поэтому схема, показанная на фиг. 3, в общем случае предпочтительнее там, где необходимы большие мощности.

Однако для реализации схемы, показанной на фиг. 3, схема возбуждения для более мощных полевых МОП-транзисторов оказывается сложнее, чем при реализации схемы, показанной на фиг. 4. При меньших мощностях, если имеются полевые МОП-транзисторы с каналами Р-типа и адекватной рабочей характеристикой, то схема, показанная на фиг. 4, может иметь преимущества.

3.2. Рекуперация.

В обобщенном примере приложения, если (как показано на чертежах) левая сторона схемы соединена с аккумуляторной батареей, а правая сторона - с электродвигателем постоянного тока, то управляющие сигналы, поступающие в преобразователь, могут быть такими, которые вызывают возбуждение двигателя при изменяющемся напряжении (а значит - и при изменяющейся скорости). Поскольку двигатель представляет собой нагрузку, мощность будет перетекать от батареи к двигателю, а значит - и к любой механической нагрузке. Однако если нагрузка двигателя имеет инерцию, такую, которая создавалась бы маховиком, то при задании управляющих сигналов, обуславливающих замедление вращения двигателя, этот двигатель будет действовать как генератор. Механическая энергия, запасенная в маховике, будет преобразовываться в электрическую энергию и перетекать справа налево, перезаряжая батарею. Аналогично, если двигатель используется для привода электромобиля, то можно управлять скоростью электромобиля, когда он съезжает с холма, вновь перезаряжая батарею за счет действия двигателя как генератора. Таким образом, эти преобразователи можно классифицировать как «рекуперативные», и их рекуперативное действие не требует переключения «с изменением направления» между возбуждением и рекуперацией.

3.3. Источники изменяемого напряжения.

Хотя основным приложением является приведение в действие электродвигателей постоянного тока, есть и другие приложения. Виду рекуперативного действия, если одна сторона (обычно, но без какой либо основополагающей причины, изображаемая как левая сторона) соединена с «источником напряжения» (каким-либо образом выполненным с возможностью подключения по электрическому току в каче

- 9 006458 стве как истока, так и стока, с одновременным поддержанием, по существу, постоянного напряжения, и как правило - представляющим собой аккумуляторную батарею), то напряжение на правой стороне также имеет характеристику «источника напряжения», причем поддерживаемое напряжение устанавливается в надлежащем отношении к фиксированному напряжению посредством управляющих сигналов, и любая тенденция напряжения на правой стороне изменяться по сравнению с тем, которое задано, вызовет протекание тока в направлении, позволяющем осуществлять коррекцию этого изменения. После этого можно задавать управляющие сигналы с обеспечением выработки произвольных сигналов напряжения. Если нагрузка, возбуждаемая этими сигналами, имеет какие-либо характеристики запасения энергии, то возбуждение окажется высокоэффективным: запасенная энергия будет возвращаться для запасения на левую сторону, когда изменение выходного напряжения окажется таким, которое для этого потребуется. Следовательно, эти преобразователи можно использовать в качестве источников изменяемого напряжения, которые имеют огромный диапазон приложений. Во многих случаях, они будут заменять обычные «усилители мощности», обеспечивая преимущества эффективности и рекуперации энергии.

3.4. Полярность.

Прикладные схемы полевых МОП-транзисторов, показанные на фиг. 3 и 4, могут работать с напряжением питания постоянного тока, имеющим «положительную» полярность по отношению к «заземляющему» или «общему» выводу. Однако изменение знака (как явно показано на фиг. 9, где изображена схема, аналогичная той, которая изображена на фиг. 4, перечерченная с незначительными изменениями) показывает, как можно сконструировать преобразователи «отрицательного» напряжения питания. Вместе с тем, это ограничение единственной полярностью вытекает из характеристик переключателей на основе полевых МОП-транзисторов, а не из самой топологии, показанной на фиг. 1. При наличии переключателей, которые могут работать с обеими полярностями, обе стороны преобразователя, в принципе, можно было бы подсоединить к схеме переменного тока. Тогда на входе и выходе пришлось бы предусмотреть переменный ток с одной и той же частотой, а также пересечениями нулевого уровня примерно в одни и те же моменты, но с обеспечением сигналов переменного тока, которые имели бы низкую частоту по сравнению с частотой переключения преобразователя, вследствие чего сигналы на любой из сторон могли бы оказаться независимыми.

3.5. Многофазные преобразователи.

Как и в случае других преобразователей постоянного тока в постоянный ток, имеются преимущества, которыми можно воспользоваться путем совместного использования накапливающих конденсаторов (С1, С2, С3, показанных на фиг. 1-4) с несколькими переключающими элементами, работающими в многофазном приводе. Если имеется N отдельных фаз, то в общем случае суммарная емкость в каждом положении в топологии уменьшается с коэффициентом N в квадрате по сравнению с использованием единственной фазы той же самой суммарной мощности. В этом коэффициенте «Ν в квадрате» один коэффициент-сомножитель N обусловлен тем, что теперь нагрузку распределяют между собой N конденсаторов, а другой коэффициент-сомножитель N обусловлен тем, что теперь время между изменениями направления тока делится на N.

Эта возможность совместного использования в многофазных системах является общей для нескольких топологий, однако топология «расщепления фазы» (δρίίΐ-ρί) согласно этому изобретению отличается от других топологий тем, что она предусматривает четыре вывода, которые приходится подключать параллельно по фазам:

ВХ/ВЫХ (слева)

ВХ/ВЫХ (справа)

Общий (заземляющий)

Резервный

Эти выводы условно показаны на фиг. 1-4.

На фиг. 10 показана схема трехфазного преобразователя с топологией «расщепления фазы», в котором отдельные элементы могут принимать любые из форм, производных от обобщенной формы, показанной на фиг. 1.

3.6. Варианты базовой топологии.

Базовая конструкция может иметь многочисленные варианты, во всех этих вариантах существенные элементы являются производными непосредственно из фиг. 1. Наиболее важными изменениями являются изменения фильтров - помимо катушек индуктивности Ь1 и Ь2 - для удовлетворения потребностей конкретных приложений. В качестве примера, отметим, что в случае аккумуляторной батареи, питающей электродвигатель через эту схему, конденсаторы С1 и С2 можно объединить друг с другом или значительно уменьшить их емкости. Аккумуляторная батарея в типичном случае сама по себе имеет очень большую внутреннюю емкость и представляет собой малое полное сопротивление источника для преобразователя. Если считать, что она находится на левой стороне чертежа, то можно было бы уменьшить емкость конденсатора С1 на величину, достаточную для подавления высокочастотных напряжений, которые могли бы генерироваться за счет изменений тока, воздействующих на полное сопротивление кабелей, соединяющих с батареей. Электродвигатель постоянного тока, как правило, имеет характеристики «источника напряжения» (или «стока напряжения», когда двигатель работает в обычном режиме), пото

- 10 006458 му что инерция механического вращения поддерживает «противо-эдс», которая может претерпевать лишь медленные изменения. Емкость конденсатора С2 и в этом случае следует выбирать так, чтобы она оказалась достаточной для подавления высокочастотных всплесков, вместе с тем питание от в основном индуктивного источника (т.е. катушки индуктивности Ь2 с конденсатором С2 лишь очень малой емкости) обычно не является недостатком, а может быть и преимуществом, заключающимся в том, что это может способствовать уменьшению высокочастотных механических напряжений, которые будут возникать, когда обмотки запитываются жестко управляемым напряжением в присутствии обязательно изменяемого магнитного поля, приложенного по ширине полюса.

На противоположном конце спектра фильтры могли бы принимать форму, показанную на фиг. 11, при наличии которой добавляются «полюса» фильтров. Целью в данном случае является поддержание «пульсаций» напряжения, на входе и выходе минимизированными. Как и во всех электрических фильтрах меньший габаритный объем или меньшая стоимость катушек индуктивности и конденсаторов может обеспечить более высокий уровень сглаживания, если они разделены на две или более секций. Таким образом, рассматривая фиг. 1, можно отметить, что если бы все конденсаторы С1, С4 имели наполовину меньшую емкость, а катушки индуктивности Ь1, Ь3 - наполовину меньшую индуктивность, то они были бы сравнимы с однокаскадным фильтром, а размах колебаний напряжения в точке С был бы в четыре раза больше, чем в единственном каскаде, но в точке Ό он будет гораздо меньше - в том же самом соотношении.

Claims

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

1. Преобразователь мощности для управления перетоком мощности между первыми выводами и вторыми выводами, содержащий общее соединение между первой полярностью первых выводов и вторых выводов, емкость, подключенную первым электродом к общему соединению, первый и второй переключатели, которые во включенном состоянии проводят ток в обоих направлениях, а в выключенном состоянии ведут себя подобно полупроводниковому диоду и которые соединены последовательно между общим соединением и вторым электродом емкости, третий и четвертый переключатели, которые во включенном состоянии проводят ток в обоих направлениях, а в выключенном состоянии ведут себя подобно полупроводниковому диоду и которые соединены последовательно между общим соединением и вторым электродом емкости, первую индуктивность, подключенную между второй полярностью первых выводов и соединением, связывающим первый и второй переключатели, вторую индуктивность, подключенную между второй полярностью вторых выводов и соединением, связывающим третий и четвертый переключатели, и контроллер для управления работой переключателей с целью управления перетоком мощности между первыми выводами и вторыми выводами, при этом преобразователь имеет первый режим работы, в котором контроллер вызывает размыкание первого переключателя, замыкание второго переключателя и переключение третьего и четвертого переключателей в чередующемся порядке, при этом напряжение на вторых выводах меньше, чем напряжение на первых выводах, второй режим работы, в котором контроллер вызывает переключение первого и второго переключателей в чередующемся порядке, замыкание третьего переключателя и размыкание четвертого переключателя, при этом напряжение на вторых выводах больше, чем напряжение на первых выводах, и третий режим работы, в котором контроллер вызывает замыкание второго и четвертого переключателей и размыкание первого и третьего переключателей, при этом напряжение на вторых выводах равно напряжению на первых выводах.
2. Преобразователь мощности по п.1, в котором переключение в чередующемся порядке первого и второго переключателей или третьего и четвертого переключателей определяет отношение между напряжениями на первых выводах и вторых выводах.
3. Преобразователь мощности по п.1, в котором мощность можно передавать в любом направлении - от первых выводов ко вторым выводам или от вторых выводов к первым выводам.
4. Преобразователь мощности по п.1, который, по существу, симметричен между первыми выводами и вторыми выводами.
5. Преобразователь мощности по п.1, содержащий фильтр, такой как конденсатор, подключенный между первой и второй полярностями первых выводов.
6. Преобразователь мощности по п.1, содержащий фильтр, такой как конденсатор, подключенный между первой и второй полярностями вторых выводов.
7. Преобразователь мощности по п.1, который может работать в качестве источника питания или в рекуперативном режиме без изменения работы контроллера по управлению переключателями.
8. Преобразователь мощности по п.1, в котором один или более переключателей содержат полевой МОП-транзистор.

- 11 006458
9. Преобразователь мощности по п.8, в котором контроллер переключает в чередующемся порядке пару переключателей, являющихся первым и вторым переключателями или третьим и четвертым переключателями, внося задержку, во время которой оба переключателя пары выключаются, а ток временно подается через часть полевого МОП-транзистора, представляющую собой встроенный диод.
10. Источник изменяемого напряжения, содержащий преобразователь мощности по любому предыдущему пункту.
11. Электромобиль, содержащий преобразователь напряжения по любому предыдущему пункту.
12. Преобразователь напряжения, выполненный с возможностью подключения между первыми выводами и вторыми выводами, содержащий общее соединение между первой полярностью первых выводов и вторых выводов, емкость, подключенную первым электродом к общему соединению, первый и второй переключатели, которые во включенном состоянии проводят ток в обоих направлениях, а в выключенном состоянии ведут себя подобно полупроводниковому диоду и которые соединены последовательно между общим соединением и вторым электродом емкости, третий и четвертый переключатели, которые во включенном состоянии проводят ток в обоих направлениях, а в выключенном состоянии ведут себя подобно полупроводниковому диоду и которые соединены последовательно между общим соединением и вторым электродом емкости, первую индуктивность, подключенную между второй полярностью первых выводов и соединением, связывающим первый и второй переключатели, вторую индуктивность, подключенную между второй полярностью вторых выводов и соединением, связывающим третий и четвертый переключатели, и контроллер для управления работой переключателей с целью управления отношением между напряжениями на первых выводах и вторых выводах, при этом преобразователь имеет первый режим работы, в котором контроллер вызывает размыкание первого переключателя, замыкание второго переключателя и переключение третьего и четвертого переключателей в чередующемся порядке, при этом напряжение на вторых выводах меньше, чем напряжение на первых выводах, второй режим работы, в котором контроллер вызывает переключение первого и второго переключателей в чередующемся порядке, замыкание третьего переключателя и размыкание четвертого переключателя, при этом напряжение на вторых выводах больше, чем напряжение на первых выводах, и третий режим работы, в котором контроллер вызывает замыкание второго и четвертого переключателей и размыкание первого и третьего переключателей, при этом напряжение на вторых выводах равно напряжению на первых выводах.
13. Преобразователь мощности для управления перетоком мощности между батареей и мотором, содержащий общее соединение между первой полярностью батареи и мотора, емкость, подключенную первым электродом к общему соединению, первый и второй переключатели, которые во включенном состоянии проводят ток в обоих направлениях, а в выключенном состоянии ведут себя подобно полупроводниковому диоду и которые соединены последовательно между общим соединением и вторым электродом емкости, третий и четвертый переключатели, которые во включенном состоянии проводят ток в обоих направлениях, а в выключенном состоянии ведут себя подобно полупроводниковому диоду и которые соединены последовательно между общим соединением и вторым электродом емкости, первую индуктивность, подключенную между второй полярностью батареи и соединением, связывающим первый и второй переключатели, вторую индуктивность, подключенную между второй полярностью мотора и соединением, связывающим третий и четвертый переключатели, и контроллер для управления работой переключателей с целью управления перетоком мощности между батареей и мотором, при этом преобразователь имеет первый режим работы, в котором контроллер вызывает размыкание первого переключателя, замыкание второго переключателя и переключение третьего и четвертого переключателей в чередующемся порядке, при этом напряжение на моторе меньше, чем напряжение на батарее, второй режим работы, в котором контроллер вызывает переключение первого и второго переключателей в чередующемся порядке, замыкание третьего переключателя и размыкание четвертого переключателя, при этом напряжение на моторе больше, чем напряжение на батарее, и третий режим работы, в котором контроллер вызывает замыкание второго и четвертого переключателей и размыкание первого и третьего переключателей, при этом напряжение на моторе равно напряжению на батарее.
14. Преобразователь мощности по п.13, в котором переключение в чередующемся порядке первого и второго переключателей или третьего и четвертого переключателей определяет отношение между напряжением на батарее и напряжением на моторе.

- 12 006458
15. Преобразователь мощности по п. 13, в котором мощность можно передавать в любом направлении - от батареи к мотору или от мотора, функционирующего в качестве генератора, к батарее.
16. Преобразователь мощности по п. 13, который, по существу, симметричен между батареей и мотором.
17. Преобразователь мощности по п. 13, содержащий фильтр, такой как конденсатор, подключенный между первой и второй полярностями батареи.
18. Преобразователь мощности по п. 13, содержащий фильтр, такой как конденсатор, подключенный между первой и второй полярностями мотора.
19. Преобразователь мощности по п. 13, который может работать в качестве источника питания или в рекуперативном режиме без изменения работы контроллера по управлению переключателями.
20. Преобразователь мощности по п.13, в котором один или более переключателей содержат полевой МОП-транзистор.
21. Преобразователь мощности по п.20, в котором контроллер переключает в чередующемся порядке пару переключателей, являющихся первым и вторым переключателями или третьим и четвертым переключателями, внося задержку, во время которой оба переключателя пары выключаются, а ток временно подается через часть полевого МОП-транзистора, представляющую собой встроенный диод.