DK163193B - Fremgangsmaade og anordning ved maaling af afstanden til et objekt - Google Patents

Description

- i -

DK 163193 B

Den foreliggende opfindelse angår en fremgangsmåde ved måling af afstanden til et objekt som anført i krav l's indledning.

Endvidere angår opfindelsen en anordning for sådan 5 afstands- og niveaubestemmelse.

Al terminologi, som her er benyttet i tilknytning til mikrobølgeteknik, er i overensstemmelse med definitioner i IEC STANDARD, Publication 615: "Terminology for microwave apparatus" Geneve, Schweiz 1976.

10 Til dette ovenfor angivne formål kan følgende frem gangsmåder baseret på udstråling af elektromagnetiske bølger benyttes:

Impuls-radar

Signalet sendes ud som korte impulser. Det modtagne 15 signal består af en række impulser svarende til ekko fra forskellige afstande. Signalbehandlingen består af tids- og amplitudebestemmelse af ekkoimpulser, hvilket kræver meget hurtige kredsløb. Opløsningen bliver bedre, jo kortere impulslængdenTer. Ny impuls kan ikke sendes ud, før alle 20 signifikante ekkoer er kommet tilbage. Dersom tiden mellem udsendelse af impulser er T, vil forholdet mellem spidseffekt og middeleffekt for radarsenderen være T/X . For at impulserne ikke skal forvrænges, må radaren have en båndbredde ~ 1/t .

25 "Chirp"-radar

Denne radartype adskiller sig fra impuls-radaren alene ved måden, impulsen genereres og detekteres på. Det udsendte signal er længere i tid, men er frekvensmoduleret, således at frekvensen går fra laveste til højeste frekvens 30 i impulsspektret. I modtageren passerer signalet et signaltilpasset filter ("matched filter"), som forsinker de lave frekvenser i forhold til de høje og komprimerer signalet til en impuls af samme længde som i en impulsradar med samme krav til opløsning. Efter kompression er signal-35 behandlingen den samme for de to systemer. "Chirp"-radaren kræver mindre spidseffekt end impulsradaren, men kræver til gengæld et signaltilpasset filter.

- 2 -

DK 163193 B

FM-radar I denne radartype har det udsendte signal konstant amplitude. Det frekvensmoduleres lineært og periodisk fra laveste til højeste frekvens i båndet, eller omvendt, på 5 samme måde som i "chirp"-radaren, men frekvensforskydningen kan her tage længere tid. En del af det udsendte signal af-grenes og anvendes som lokal-oscillatorsignal for en modtagerblander, hvori det reflekterede signal blandes med dette signal. På grund af tidsforsinkelsen til det reflek-10 terede signal fås en differencefrekvens, som er proportional med afstanden til refleksionspunktet. Forskellige refleksionsbidrag viser sig i det modtagne signal som bestemte frekvenskomponenter, som kan skilles ud ved brug af filtre.

15 Analysen af det modtagne signal sker ved hjælp af en filterbank eller et eller flere afstemmelige filtre (spektrumanalysator). Modtageren kan konstrueres med lille båndbredde, men forskydningstiden må da være kort, hvis blande-frekvensen skal ligge i det område, hvor modtagerens støj-20 faktor er lav.

Reflektometer

Ved denne metode måles refleksionskoefficienten p= re3f for antennen over det aktuelle frekvensområde. Her er r refleksionskoefficientens modulus (amplitude) og 25 φ dens fase, medens e er grundtallet for den naturlige logaritme og j = n. I praksis måles refleksionskoefficienten ^(f), hvor f er målefrekvensen, for et antal diskrete frekvenser, som er jævnt fordelt over frekvensområdet. Måledata går ind på en mikroprocessor, eventuelt 30 en anden datamaskine, hvor der foretages en fouriertrans- formation af p(f) fra frekvensplanet til tidsplanet. Resultatet bliver en tidsfunktions, som modsvareer det reflekterede signal i et impulsradarsystem. Af denne grund kan systemer baseret på reflektometermetoden gives beteg-35 nelsen syntetiserede impulsradarsystemer. Signalet vil imidlertid ikke foreligge i sand tid, men i dataform, og dette har store fordele ved den videre signalanalyse.

Reflektometermetoder er tidligere anvendt i tilsvarende måleudstyr, se eksempelvis EP 60.597 A3.

DK 163193 B

- 3 -

Den foreliggende opfindelse udnytter imidlertid reflektometerprincippet i kombination med en række specielle signalgenererings- og behandlingsmetoder, som giver niveaumålesystemet bedre nøjagtighed og større 5 fleksibilitet end eksisterende metoder og medfører andre fordele, som skal beskrives i det følgende.'

Systemer baseret på reflektometermetoden kan ikke operere i sand tid, som antydet ovenfor. Det er da mest naturligt at benytte digital signalbehandling, og dette medio fører en del karakteristiske træk for systemet. Der må benyttes en diskret fouriertransformation (DFT) og fortrinsvis med ækvidistante frekvenser, dersom hurtige DFT-algo-ritmer såsom FFT ("Fast Fourier Transform") skal anvendes.

Hvis afstanden mellem frekvenserne i dette ækvidistante sæt 15 er , vil tidsrepræsentationen af refleksionskoefficienten p(f) gennem en diskret fouriertransformation være periodisk Λ med periode T=>j£. To bidrag til p(f) med tidsforsinkelser τΛ og r2 vil vise sig på samme sted i tidsrepræsentationen, hvis f = nT, hvor n er et helt talt (n = 0, 1, 2, ...).

20 Af denne grund er det for det første nødvendigt at vælge T så stor, at den største værdi af tidsforsinkelsen Τ', som kan optræde inden for det aktuelle måleområde,ΤΓ , mindre end T. Desuden må T vælges så stor, at ingen bidrag, som er stærke nok til at forstyrre måleresultatet, har 25 tidsforsinkelser større end T.

En forenkling af systemet kan opnås ved at måle kun den reelle del, realdelen Refp(f)], eller kun den imaginære del, imaginærdelen Im[p(f)] , af den komplekse refleksionskoefficient p(f). Sættes fasen af referencesignalet, det 30 signal som det reflekterede signal fra antennen sammenlignes med ved måling af p(f), lig 0, vil et reflekteret signal med tidsforsinkelse give et bidrag til p(f), som er proportionalt med e~^Tr^L-, Realdelen af dette bidrag er Re /e~J27rfrJ = cos (2i7ft) = 1/2 e"^27^’^ hvilket 35 betyder, at der optræder lige store bidrag ved tidsforsinkelserne Τ' og -T. På grund af den ovenfor nævnte periodisi-tet af den diskrete fouriertransformation vil bidraget med - 4 -

DK 163193 B

tidsforsinkelse -Γ også vise sig med tidsforsinkelsen T -Γ. Dette betyder, at når kun realdelen eller imaginærdelen af p(f) måles, skal T vælges så stor, at den største værdi af tidsforsinkelsen f, som kan optræde inden for det aktuelle 5 måleområde, er mindre end T/2.

En ulempe ved at måle afstanden til et objekt ved hjælp af en fritstående antenne er, at det reflekterede signal aftager betydeligt med øgende afstand til objektet.

For en plan overflade som et aktuelt tilfælde er amplitu-10 den af det reflekterede signal omvendt proportional med afstanden fra antennen, når afstanden er over en vis mindsteværdi, medens ekko-amplituden for et objekt med ringe vinkeludstrækning er omvendt proportionalt med kvadratet af afstanden. Dette er tilfældet, når mediet mellem antennen 15 og måleobjektet er tabsfrit, for så vidt angår elektromagnetisk bølgeudbredelse. Hvis de elektromagnetiske bølger dæmpes stærkt på grund af det nævnte mediums egenskaber, vil amplituden af det modtagne signal aftage stærkere med afstanden end ovenfor angivet. Problemerne ved digital sig-20 nalbehandling opstår særlig, når det ønskede signal kun udgør en meget lille del af det totale signal. Der kræves da stor opløsning, dvs. mange cifre i den digitale repræsentation af signalet.

En betydelig forbedring opnås ved hjælp af den forelig-25 gende opfindelse ved, at man i stedet for at benytte værdier af antennens indgangsrefleksionskoefficient direkte, i fouriertransformationen først danner en funktion af refleksionskoefficienten, som er tilpasset den aktuelle målesituation og det aktuelle måleobjekt, hvorefter værdier af 30 denne funktion fouriertransformeres.

Ved måling mod en plan overflade gennem et medium med lille dæmpning er f.eks. denne optimale funktion den afledede med hensyn til frekvensen af refleksionskoefficienten p(f), altså P1(f) = , som den følgende beregning viser.

35 Dersom vi lader Fix] angive fouriertransformationen af x, og vi har: F (p(f)J = R(t) (1) så er 2¾ f |p-(f)} =r· R(r). (2) - 5 -

DK 163193 B

Vi ser af dette,at ved at benytte den afledede afp(f) bliver bidraget fra større afstand fremhævet i forhold til bidraget fra mindre afstand og proportionalt med denne afstand. Refleksionsbidraget fra en plan overflade med stor 5 udstrækning vil da være uafhængig af afstanden fra antennen.

I praksis vil man i dette tilfælde ikke måle pT(f) men den differentielle refleksionskoefficientΔp(f), som fremkommer ved at måle p(f) ved to frekvenser i lille af-10 stand fd og subtrahere værdierne: *p(f) =p(f + % -p(f) -¾) (3)

Dette må gøres på analog basis, dersom den ovenfor nævnte reduktion af digital opløsning skal opnås.

15 For at måle den differentielle refleksionskoefficient eller dens reelle eller imaginære del kan man gå frem på følgende måde:

Mikrobølgesignalet, som påtrykkes antennens indgangsterminal, veksler mellem to frekvenser i afstand 6f, 20 = f - όΐ og f2 = f + 6f, hvor f er målefrekvensen. Det signal, som reflekteres fra antenneterminalen, går til en detektorkreds, hvis udgangsspænding V er proportional med f.eks. Re [pj · Når frekvensen varierer mellem f^ og f2, vil V variere mellem V^Re ^(f^J og V^Re Jp (f2)J .

25 Spændingen Δ V = V2 - er da et mål for Re jp(f2)^-

Re fp(£^)J . På samme måde kan højere differentialer dannes ved, at man lader frekvensen veksle mellem n værdier, f^, f2, ..., fn og tager en passende lineær kombination af de tilsvarende detektorspændinger V^, V2, ..., V .

30 For at opnå stor nøjagtighed i niveaufastlæggelsen ved den foreliggende opfindelse er det nødvendigt at kende de frekvenser, som værdierne af funktionen af antennens indgangsrefleksionskoefficient findes ved, målefrekvenseme, med stor nøjagtighed. I princippet kan dette ske ved, at 35 de enkelte målefrekvenser syntetiseres eller måles med f.eks. en frekvenstæller, som har tilstrækkelig nøjagtighed.

- 6 -

DK 163193 B

Disse fremgangsmåder vil imidlertid med eksisterende teknik blive kostbare og tidskrævende, og følgende fremgangsmåde vælges derfor ved den foreliggende opfindelse:

Mikrobølgesignalet genereres af en spændingsstyret 5 oscillator (VCO), og styrespændingen varieres således, at frekvensen øges eller aftager tilnærmet lineært med tiden. Målingerne kan da hensigtsmæssigt foretages ved akvidi-stante tidspunkter. Signalet deles i to dele, hvor den ene del bruges til målinger af et impedanselement, refβίο renceimpedansen, hvis impedans er en kendt funktion af frekvensen. Måling af denne referenceimpedans foretages ved de samme, eller ved en del af de samme, frekvenser, som den anden del af det genererede mikrobølgesignal benyttes til at måle antennen ved.

15 Dersom referenceimpedansens refleksionskoefficient £>r ved målefrekvens nr. k, fk, er Pr^> findes ffc ved at løse ligningen:

Prk “ ^r^k^ (4) hvor p (f) er det kendte frekvensforløb af p . I princip- ΟΓ) ^ * pet må da frekvensen f være en entydig funktion af Pr i hele det aktuelle målefrekvensområde. Dersom det imidlertid på forhånd er kendt, at f·^ ligger mellem to frekvenser f& og hvis afstand er mindre end målefrekvensområdet, er det tilstrækkeligt, at f er en entydig funktion af Pr 25 i frekvensområdet f_ til f-u.

a b

Ved denne frekvensmåleprocedure bliver målefrekvenserne i almindelighed ikke ækvidistante , og hensigtsmæssige interpolationsrutiner anvendes, når et ækvidistant målefrekvenssæt ønskes, f.eks. som nævnt ovenfor, i en 30 FFT-algoritme. Det er i det foregående forudsat, at det objekt, man måler afstanden til, er i ro. Dersom objektet bevæger sig, f.eks. sådan som væskeoverfladen i en beholder som fyldes eller tømmes, vil der kunne opstå målefejl.

35

Vi forudsætter, at målingen sker i frekvensområdet (fQ -/iF/2, fQ +ÅF/2), dvs. i et frekvensbånd af bredde F omkring centerfrekvensen fQ, og at tiden, det tager at gennemføre målingen, er TQ. Dersom afstanden, som skal må- - 7 -

DK 163193 B

les, forandres fra h^ til h^ i løbet af måletiden TQ, vil refleksionskoefficientens fase forandres fra = 4f^(f0 -4Ρ/2)^/ο til £ = 40*(fQ +4F/2)h2/c (hvor c er lyshastigheden i mediet mellem antennen og det objekt 5 der måles på), i tilfælde af at målingen sker med stigende frekvensværdier.

Faseforandringen er da: h.+tu hp-lL, Δ$= cf2-a^ = 2ff&F !c ^ + 4nfQ e ' (5) 10 Dette må da sammenholdes med faseforandringen for et stillestående objekt i afstand h, som bliver 4iT4F^ ved at sætte h^=h2=h i (5). Den tilsyneladende afstand til det bevægelige objekt bliver da: h.+hp f 15 h = 2 + Σψ (h2"h-|)

Her er middelafstanden hm = —^— den naturlige definition af afstanden til et bevægeligt objekt, medens man i 20 tilgift får leddet (fQ/A F) (h2~h1)

Dersom f.eks. fQ/4F er lig 10, en aktuel værdi, vil der opstå en målefejl, som er 10 gange så stor som den afstand, objektet bevæger sig i løbet af den tid, målingen sker. Denne fejl kan elimineres ved desuden at foretage en 25 måling, hvor frekvensen aftager fra fQ +Z1F/2 til fQ -Z\F/2 i løbet af måletiden TQ. Hvis objektet bevæger sig med jævn hastighed, vil den sidstnævnte måling give en fejl med samme absolutværdi som den førstnævnte, men med modsat fortegn. Ved at tage middelværdien af de to målinger vil man 30 få en afstand svarende til objektets afstand midt i den totale måleperiode.

Fremgangsmåden og anordningen ifølge opfindelsen er kendetegnet ved de i patentkravene angivne, karakteriserende træk.

35 Opfindelsen skal i det følgende beskrives nærmere un der henvisning til tegningen, som viser eksempler på systemudformninger , idet - 8 -

DK 163193 B

fig. 1 skematisk viser opbygningen af et målesystem baseret på fremgangsmåden ifølge opfindelsen samt systemets fire basisenheder (en antenne 11, en måleenhed 12, en kanalenhed 13 og en overvågningscentral 14), 5 fig. 2-4 i blokdiagramform nogle eksempler på realise ring af måleenheden 12, fig. 5 viser i blokdiagramform realiseringen af blokkene 20 og 21, og fig. 6 skematisk hovedprocesserne i signalbehandlings-10 enhedens beregninger.

Virkemåden af systemløsningen i fig. 2 er som følger: I måleenheden 12 frembringes mikrobølgesignalet af en mikrobølgegenerator 18, som kan være en spændingsstyret oscillator og deles i en effektdeler 19 mellem en antenne-15 måleenhed 20 i kanal A og en frekvenskalibreringsenhed 21 1 kanal B. Styrespændingen til mikrobølgegeneratoren 18 . kommer fra en målefrekvensstyreenhed 22, som sørger for, at signalet gennemløber et sæt af nominelle målefrekvenser. For at frembringe det sæt af frekvenser omkring 20 hver målefrekvens, som behøves for at danne den aktuelle funktion af antennens refleksionskoefficient, overlejres styrespændingen en tillægsspænding, som kommer fra en funktionsstyreenhed 23. Denne spænding går også til detektorenheder. 24A og 24B, således at bidraget fra hver fre-25 kvens kan få den ønskede vægtfaktor.

Systemløsningen i fig. 3 adskiller sig fra den i fig.

2 viste ved den måde, frekvenssættet omkring hver målefrekvens frembringes på. Ved hjælp af en styret faseskifter 26 kan fasen af mikrobølgesignalet øges med ψ i løbet af 30 et tidsrum T. Frekvensen af mikrobølgesignalet vil da øges med ΔΪ = Ved at variere ψ og/eller T kan frekvens-.tillægget gives forskellige værdier, og et ønsket frekvenssæt genereres. Det er imidlertid ikke nødvendigt, at fasen øges lineært med tiden i tidsrummet T, fasen kan f.eks.

35 øges i et eller flere spring, således at en sædvanlig fler-fasemodulator kan anvendes.

Systemløsningen i fig. 4 adskiller sig fra den i fig.

3 viste ved, at der benyttes to styrede faseskiftere, 27A og 27B, som kun påvirker de signaler, som går til antennen - 9 -

DK 163193 B

henholdsvis referenceimpedansen. Det er da muligt at anvende forskellige funktioner for A- og B-kanalen.

Antennemåleenheden 20 og frekvenskalibreringsenheden 21 kan realiseres som reflektometre.

5 Fig. 5 viser i blokdiagramform en mulig realisering af reflektometret. Mikrobølgesignalet fra effektdeleren 19 går til en ny effektdeler 30. En del af signalet går som referencesignal (lokaloscillatorsignal) til en blander 32, medens en anden del af signalet går til en duplekser 31.

10 Fra duplekseren sendes signalet ud mod den impedans, som skal måles, det reflekterede signal sendes fra duplekseren til blanderen 32, hvor det blandes med referencesignalet, hvorved der opstår et lavfrekvent signal, som går til detektorenheden 24 (24A og 24B).

15 De detekterede signaler i kanal A (fra antennemåleen heden 20) og i kanal B (fra frekvenskalibreringsenheden 21) bliver i kanalenheden 13 omformet fra analog til digital form og lagret i et dataregister i en dataakkvisitionsenhed 28, således at måleresultaterne for de to kanaler forelig-20 ger på dataform for videre behandling i signalbehandlingsenheden 29.

Et principskema, som illustrerer hovedprocesserne i beregningsrutinerne for signalbehandlingsenheden 29, er vist i fig. 6. Disse skal beskrives nærmere nedenfor.

25 Pra dataakkvisitionsenheden 31 foreligger værdier af den aktuelle funktion af refleksionskoefficienten for antennen ved et endeligt antal diskrete frekvenser inden for et bestemt frekvensområde i kanal A og værdier af den aktuelle funktion af refleksionskoefficienten for reference-30 impedansen ved de samme, eller den del af de samme, målefrekvenser i kanal B.

Fra data i kanal B beregnes målefrekvensen (f) i en frekvensberegningsrutine 33. Disse frekvenser benyttes i en interpolationsrutine 34 til at finde værdier af den 35 aktuelle funktion for kanal A ved et givet sæt af frekvenser, som er tilpasset den efterfølgende signalbehandling, i tilfælde af at dette frekvenssæt og målefrekvenserne - 10 -

DK 163193 B

ikke er sammenfaldende. Disse funktionsværdier underkastes derefter en fouriertransformation, hvorefter en udskillelse af måleobjektets bidrag samt afstandsberegninger 36 foretages med signaltilpassede regnerutiner og a priori etab-5 lerede data for målestrækningen.

De ovenfor omtalte målinger og beregninger foretages for to målesekvenser i hurtig rækkefølge, den ene for stigende målefrekvensværdier, den anden for aftagende, således at man ved midling i afstandsberegningen 36 eliminerer lo fejl på grund af jævn forandring af måleobjektets afstand i løbet af måletiden.

Fra afstandsberegningen 36 i signalbehandlingsenheden 29 er tilgængelige data for kalibreret afstand fra et på -forhånd bestemt referencepunkt nær antennen til måleobjek-15 tet.

I overvågningscentralen 14 foretages kontrol og styring af målerutiner og af andre enheder i systemet, samtidig med at andre karakteristiske data, brugeren har behov for, udledes af afstandsdata fra signalbehandlingsenheden 20 i kanalenheden 13 samt fra tabeller, andre beregningsenheder, sensorer etc.

Overvågningscentralen 14 kan i almindelighed benyttes til flere kanalenheder ved, at der ved hjælp af en cyklisk arbejdende vælger eller multiplekser, indkoblet mel-25 lem kanalenheden og overvågningscentralen, foretages en tidsopdeling mellem kanalenheder, som er parallelt tilkoblet multiplekseren.

På analog måde som ovenfor beskrevet kan kanalenheden 13 benyttes til flere måleenheder ved hjælp af en multi-30 plekser indkoblet mellem måleenheder og kanalenhed, eller eventuelt kan kanalenhedens signalbehandlingsenhed 29 benyttes til flere dataakkvisitionsenheder tilkoblet hver sin måleenhed ved hjælp af en multiplekser indkoblet mellem dataakkvisitionsenheder og signalbehandlingsenheden.

35

Claims (14)

1. Fremgangsmåde ved måling af afstanden til et objekt, især afstanden til overfladen af en væske eller andet flydedygtigt medium i en beholder, ved hvilken en mod overfladen rettet antenne placeres i en afstand fra over-5 fladen, et mikrobølgesignal med valgbar frekvens genereres, hvoraf an del benyttes som referencesignal, medens en del tilføres antennen og udstråles fra denne mod overfladen, hvorved overfladen og andre tilstedeværende objekter påvirker antennens indgangsimpedans og den tilhørende ind-10 gangsrefleksionskoefficient gennem deres afstandsafhængige bidrag til denne refleksionskoefficient, kendetegnet ved, at der dannes en funktion af antennens indgangsrefleksionskoefficient ved en kombination af værdier af refleksionskoefficienten ved to eller flere frekvenser 15 i et interval omkring en nominel målefrekvens på en sådan måde, at bidrag til den nævnte funktion fra objekter i visse afstande fremhæves i forhold til bidrag fra objekter i andre afstande, at der foretages en fouriertransforma-tion af et sæt af værdier af denne funktion ved et givet 20 sæt af målefrekvenser, hvorved de enkelte objekters bidrag til den fouriertransformerede af funktionen separeres på grundlag af deres ulige afstand fra antennen, faste bidrag fra andre objekter elimineres, fordi deres bidrag til den fouriertransformerede af funktionen på forhånd er 25 kendt, og bidraget til overfladen udskilles på grundlag af dets styrke og/eIler beliggenhed, hvorved afstanden til overfladen bestemmes.

2. Fremgangsmåde ifølge krav 1, k endetegnet ved, at den aktuelle funktion ved måling på en plan 30 overflade dannes som differentialet af antennens indgangsrefleksionskoefficient eller som dette komplekse differentiales reelle eller imaginære del, hvor det nævnte differentiale defineres som den afledede med hensyn til frekvensen af refleksionskoefficienten eller som differencen 35 mellem refleksionskoefficientens værdier ved to nærliggende frekvenser i et interval omkring den nominelle målefrekvens . - 12 - DK 163193 B

3. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved, at den aktuelle funktion ved måling på et objekt med lille vinkeludstrækning i forhold til antennens strålebredde dannes som andenordens differentiale af an- 5 ternens indgangsrefleksionskoefficient eller som dette komplekse andenordens differentiales reelle eller imaginære del, hvor det nævnte andenordens differentiale defineres som den anden afledede med hensyn til frekvensen af refleksionskoefficienten eller som en tilsvarende lineær 10 kombination af refleksionskoefficientens værdier ved tre nærliggende frekvenser i et interval omkring den nominelle målefrekvens.

4. Fremgangsmåde ifølge krav 1-3, kendetegnet ved, at den aktuelle funktion ved måling på objek- 15 ter omgivet af et medium, i hvilket de elektromagnetiske bølger dæmpes stærkt med afstanden, dannes ved en sammensætning, bedst mulig tilpasset den aktuelle dæmpningsfunktion, af forskellige ordens differentialer af antennens indgangsrefleksionskoefficient eller realdelen eller ima-2o ginærdelen af denne sammensætning af de komplekse differentialer, hvor det generelle n-te ordens differentiale defineres som den n-te ordens afledede af antennens indgangsrefleksionskoefficient eller som en tilsvarende lineær kombination af refleksionskoefficientens værdier ved 25 n+1 nærliggende frekvenser i et interval omkring den nomi nelle målefrekvens.

5. Fremgangsmåde ifølge krav 1-4, kendetegnet ved, at værdier af den aktuelle funktion af antennens indgangsrefleksionskoefficient findes ved et endeligt 30 antal diskrete målefrekvenser inden for et begrænset frekvensområde, hvorefter der foretages en diskret fourier-transformation af funktionsværdierne, idet antal målefrekvenser og afstanden mellem disse vælges således, at den tilsigtede målenøjagtighed opnås, og at måleresultatet er 35 entydigt inden for det aktuelle måleområde. - 13 - DK 163193 B

6. Fremgangsmåde ifølge krav 1 i det tilfælde, hvor målefrekvenserne, som værdierne af den aktuelle funktion af antennens indgangsrefleksionskoefficient findes ved, ikke er nøjagtig kendt, når målingen foretages, kende- 5 tegnet ved, at målefrekvenserne vælges tilstrækkelig tæt, til at funktionsværdierne kan beregnes ved mellemliggende frekvenser, ved at værdier af den aktuelle funktion af refleksionskoefficienten for et passende valgt, frekvensafhængigt impedanselement, referenceimpedansen, fin-10 des ved de samme, eller en del af de samme, frekvenser, og at målefrekvenserne bestemmes ud fra målinger på referenceimpedansen, hvorefter værdier af funktionen af antennens indgangsrefleksionskoefficient beregnes ved et andet sæt af frekvenser, som er tilpasset den efterfølgende sig-15 nalbehandling.

7. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved, at målesekvensen for at fremskaffe værdier af den aktuelle funktion gennemløbes to gange med kort mellemrum, den ene gang med stigende målefrekvensværdier og 20 den anden gang med aftagende målefrekvensværdier, for derved at eliminere fejl på grund af jævn forandring af måleobjektets afstand under målingen.

8. Fremgangsmåde ifølge krav 1-5, kendetegnet ved, at de værdier af refleksionskoefficienten, 25 som benyttes til at danne den aktuelle funktion, findes, ved at det signal, som tilføres antennen, indeholder én frekvenskomponent, som i en tidssekvens bringes til at gennemløbe et sæt af frekvensværdier i et interval omkring den nominelle målefrekvens, og at detektorkredsene, som 30 benyttes til at danne funktionsværdierne af det reflekterede og med referencesignalet nedblandede signal, synkroniseres med tidsforløbet for det udsendte signal og bringes til at give de rigtige vægtninger af refleksionskoef-ficientværdieme, således at den aktuelle funktion frem-35 kommer efter detektering. - 14 - DK 163193 B

9. Fremgangsmåde ifølge krav 1-5, kendetegnet ved, at de værdier af refleksionskoefficienten, som benyttes til at danne den aktuelle funktion, findes ved, at det signal, som tilføres antennen, sammensættes af to 5 eller flere frekvenskomponenter, og at disse frekvenskomponenter i en tidssekvens bringes til at gennemløbe de aktuelle frekvensværdier i et interval omkring den nominelle målefrekvens, at detektorkredsene, som benyttes til at danne funktionsværdierne af det reflekterede og med referencesignalet nedblandede signal, synkroniseres med tidsforløbet af det udsendte signals frekvenskomponenter og bringes til at give de rigtige vægtninger af refleksionskoefficientværdierne, således at den aktuelle funktion fremkommer efter detektering.

10. Anordning til måling af afstanden til et ob jekt, især afstanden til overfladen (17) af en væske (16) eller andet flydedygtigt medium i en beholder (15) og omfattende en antenne (11), som er placeret i en afstand fra og rettet mod overfladen (17), en måleenhed (12) og sig-2o nalbehandlingsanordning (28,29), kendetegnet ved at omfatte en frekvensstyret mikrobølgeoscillator (18), en målefrekvensstyreenhed (22), en funktionsstyreenhed (23) og detekteringsenheder (24A,24B), til at danne den aktuelle funktion af antennens indgangerefleksionskoeffi-25 cient ved et antal diskrete målefrekvenser inden for et bestemt frekvensområde, og at signalbehandlingsanordningen (28,29) omfatter anordninger (33-36) til udførelse af en diskret fouriertransformation af funktionsværdien og for viderebehandling af de frembragte data og beregning 30 af nævnte afstand.

11. Anordning ifølge krav 10, kendetegnet ved, at anordningerne til at danne den aktuelle funktion også omfatter en eller flere styrede faseskiftere (26,27A, 27B).

12. Anordning ifølge krav 10-11, kendeteg net ved, at måleenheden (12) omfatter en effektdeler (19), som deler signalet fra mikrobølgegeneratoren (18) mellem en antennemåleenhed (20) og en frekvenskalibreringsenhed (21), som begge er koblet til detekteringsen- - 15 - DK 163193 B heder (24A henholdsvis 24B), som videre er koblet til en dataakkvisitionsenhed (28) for omformning af de fra antennemåleenheden (20) og frekvenskalibreringsenheden (21) detekterede signaler til digital form og tilførsel af disse 5 signaler til signalbehandlingsenheden (29).

13. Anordning ifølge krav 10-12, kendetegnet ved, at anordningen, som benyttes til at danne den aktuelle funktion af refleksionskoefficienten, omfatter anordninger (22,23,26,27A,27B) til forandring af mikro- 10 bølgesignalets amplitude, frekvens og/eller fase, samt detekteringskredse (24A,24B), som er synkroniseret med det signal, som tilføres antennen og/eller referenceimpedansen.

14. Anordning ifølge krav 10-13, kendeteg-15 net ved, at antennemåleenheden (20) og frekvenskalibreringsenheden (21) hver består af et reflektometer, idet antennemåleenheden (20) indeholder en duplekser (31), som er koblet til antennen (11), og frekvenskalibreringsenhedens (21) duplekser er koblet til et frekvensafhængigt 20 referenceimpedanselement. 25 30 35