DK147745B

DK147745B - PROCEDURE FOR CONTROL OR REGULATION OF ASYNCHRONIC ENGINES AND CIRCUITS FOR EXERCISING THE PROCEDURE

Info

Publication number: DK147745B
Application number: DK415670A
Authority: DK
Inventors: Felix Blaschke
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1969-08-14
Filing date: 1970-08-13
Publication date: 1984-11-26
Also published as: DK147745C; CH543190A; FR2060101B1; GB1290962A; RO64136A; HU167668B; SU548220A3; ES382708A1; NL171949C; NL171949B; BE754739A; NL7012044A; FR2060101A1; NO132257C; CA991699A; NO132257B; CS152368B2; AT301700B; EG9829A; LU61509A1

Description

147745147745

Opfindelsen angår en fremgangsmåde til styring eller regulering af navnlig vekselretterfødede asyrikronmotorer, hvis statorstrøm under bestemmelse af luftspaltefluxen bringes i afhaaigighed af to elektriske størrelser. En sådan fremgangsmåde er kendt fra DE-fremlæggelsesskrift 1 236 636. De to elektriske størrelser består af luftspaltefluxen og af asyrikronmotorens omdrejningstal, som hver underkastes en regulering ved hjælp af hver sin særlige regulator. De to regulatorers udgangssignaler kombineres til et fælles indstillingssignal, med hvilket statorstrømmen så ændres. På denne måde kan man dog ikke opnå en særskilt indstillelighed af henholdsvis feltstyrken og drejningsmomentet. Opfindelsen har derfor til formål at opnå en af omdrejningstallet uafhøaigig, individuel indstilleligjied af feltstørrelse og moment ved motordrift eller af blind- og nytteeffekt ved generatordrift, hvilket ikke er muligt ved den kendte fremgangsmåde.The invention relates to a method for controlling or controlling, in particular, inverter-fed asyricron motors whose stator current is determined by two electrical magnitudes when determining the air gap flux. Such a method is known from DE-presenting specification 1,236,636. The two electrical sizes consist of the air gap flux and the speed of the asyricron motor, each of which is subjected to a regulation by means of its own special controller. The output signals of the two controllers are combined into a common setting signal with which the stator current is then changed. In this way, however, a separate adjustment of the field strength and torque, respectively, cannot be obtained. The invention therefore aims to achieve an independent, individually adjustable field size and torque of motor operation or of the blind and utility power of generator operation, which is not possible in the known method.

- 2 - 147746- 2 - 147746

Ifølge opfindelsen løses denne opgave ved, at man til indstilling af blind- og nyttestrøm hver for sig under anvendelse af to statororienterede feltkomposanter transformerer to feltakseorienterede størrelser, som beskriver en indstillingsvektor, til to den samme indstillingsvektor beskrivende, statororienterede vektorkomposanter, der anvendes som styrestørrelser eller som reguleringsreferenceværdier for statorstrømmen. Med en sådan feltakserefereret, dvs. feltorienteret fastlæggelse af statorstrømvektoren bliver en asyrikronmotors felt og momentdannende strøm særskilt til^ngelige, og motoren kan drives som en strømreguleret jævnstrømsmotor (jfr. Siemens-Zeitschrift, 1971, Heft 10, side 757 - 760).According to the invention, this task is solved by separately converting blind and utility currents using two stator oriented field components, two field axis oriented sizes describing a setting vector to two the same setting vector describing, stator oriented vector components used as control sizes or as the regulatory reference values for the stator current. With such a field axis referenced, ie. Field-oriented determination of the stator current vector becomes the field and torque generating current of an asyricron motor separately, and the motor can be operated as a DC regulated motor (cf. Siemens-Zeitschrift, 1971, Heft 10, pages 757 - 760).

Ved feltorienteret fastlæggelse af statorstrømindstillingsvéktoren, dvs. ved fastlæggelse af denne i et med feltaksen roterende koordinatsystem, er de størrelser, som beskriver den, rene jævnstørrelser og kan fx. realiseres ved hjælp af to på potentiometre indstillige jævnspændinger. Iøvrigfc kan man som de to størrelser til bestemmelse af indstillingsvektoren anvende vilkårlige fysiske størrelser, fx. ønskede værdier af nytte- og blindstrøm eller udgangssignalet fra en omdrejningstalregulator og en blindstrømregulator. I samtlige tilfæLde fastlægger den ene størrelse den momentdannende del af statorstrømmen og den anden størrelse statorstrømmens feltdannende del.In field-oriented determination of the stator current setting vector, ie. by determining this in a coordinate system rotating with the field axis, the sizes describing it are pure even sizes and can e.g. is realized by means of two directional adjustable voltages on potentiometers. Moreover, as the two sizes for determining the setting vector, any physical sizes can be used, e.g. desired values of utility and blind current or the output of a speed controller and a blind current controller. In all cases, one size determines the torque-forming part of the stator current and the other size determines the field-forming part of the stator current.

Som vektorkomposanter egner sig principielt to størrelser, ved hvilke en vektor kan beskrives, hvorhos dennes rumlige gengivelse kan ske i et karte-sisk eller skævvinklet koordinatsystem eller i et polarkoordinatsystem. Ofte er imidlertid referenceværdistørrelsen selv sammensat af på hinanden vinkelrette komposanter, således som det er tilfældet ved nytte- og blindeffektreguleringen, hvorfor det ifølge en yderligere ejendommelighed ved opfindelsen er fordelagtigt, hvis både de statororienterede feltkomposanter og de med de feltakseorienterede størrelser dannede, statororienterede vektorkomposanter parvis danner rette vinkler med hinanden.As vector components, there are, in principle, suitable for two sizes by which a vector can be described, whereby its spatial representation can be done in a Cartesian or skewed coordinate system or in a polar coordinate system. Often, however, the reference value size itself is composed of mutually perpendicular components, as is the case with the utility and blind power control, which is why, according to a further peculiarity of the invention, it is advantageous if both the stator-oriented field components and the stator-oriented size components, stator-oriented vector components are formed. forming right angles with each other.

I stedet for en forarbejdning af statorrefererede indstillingsvektor-komposanter som referenceværdier i komplicerede vekselstrømsregulatorer til passende påvirkning af statorstrømmen muliggøres anvendelsen af dynamisk bedre og enklere opbyggede jævnstrømsregulatorer, hvis de feltakseorienterede størrelser er bragt i afhængighed af differensen mellem nominalværdierne og de faktiske værdier af de feltakseorienterede statorstrømkomposanter, hvorhos disse faktiske værdier dannes af på hinanden vinkelrette, statororienterede feltkomposanter og 147746 - 3 - på hinanden vinkelrette, statororienterede statorstrøm-komposanter.Instead of processing stator-referenced tuning vector components as reference values in complicated AC regulators to appropriately affect the stator current, the use of dynamically better and simpler direct current regulators is possible if the field-axis orientated magnitudes are the dependent values of the differential and the differential between the nominal factors. wherein these actual values are formed of mutually perpendicular, stator oriented field components and mutually perpendicular, stator oriented stator current components.

Opfindelsen angår endvidere et kredsløb til styring eller regulering af navnlig vekselretterfødede asyrikronmotorer ved den omhandlede fremgangsmåde, ved hvilket statorstrømmen styres ved hjælp af et styreapparat, som er påvirket af en indretning til måling af luftspaltefluxen i asyrikronmotoren og af yderligere driftsstørrelser i asyhkronmotoren. Kredsløbet ifølge opfindelsen er ejendommeligt ved en komposantomformer bestående af to additionsforstærkere og fire multiplikatorer, til hvilke der fra en vektoranalysator er tilført parvis normerede, statororienterede feltkomposantspændinger samt feltakseorienterede indstil-lingsvektorkomposantspændinger, hvorhos udgangene fra hvert par er forbundet med hver sin forstærkerindgang, og vektoranalysatoren består af to hver ved hjælp af en multiplikator modkoblede forstærkere, til hvis indgange er tilført speaidin-ger, som er proportionale med de statororienterede feltkomposanter og frembragt af to 90* forsat på ankeromkredsen anbragte Hall-sonder, hvilke forstærkeres kvadrerede udgangsspændinger adderes og sammenlignes med en konstant størrelse ved indgangen til en regulator, fortrinsvis en integralregulator, hvis udring er tilsluttet til den ene indgang til hver af de to multiplikatorer, hvorhos kompo-santomformerens udgangsstørrelser er tilført enten som indstillingsstørrelser til et strømindstillingsorgan eller som referenceværdier til indretninger til regulering af statorstrømmen.The invention further relates to a circuit for controlling or regulating, in particular, inverter-fed asyricron motors by the present method, in which the stator current is controlled by a control device which is influenced by a device for measuring the air gap flux in the asyricron motor and by additional operating magnitudes. The circuit of the invention is characterized by a component converter consisting of two addition amplifiers and four multipliers, to which are supplied from a vector analyzer paired standard, stator oriented field component voltages as well as field axis oriented setting vector component voltages, each of which is connected to its output from each pair of outputs. of two each coupled to a multiplier by means of a multiplier, to whose inputs are fed spidings proportional to the stator-oriented field components and produced by two 90 * perpendicular to the anchor circumferential Hall probes, which are squared output amplifiers and compared with a constant size at the input of a regulator, preferably an integral regulator, the outlet of which is connected to one input to each of the two multipliers, the output sizes of the component converter being supplied either as setting sizes to a current setting means or as reference values for devices for regulating the stator current.

Hvis et sådant kredsløb skal anvendes ved asyrikronmotorer, som af en mellemkredsvekselretter fødes med påtrykt jævnstrøm, kan komposantomformerens udgang være forbundet med en yderligere vektoranalysator, hvis reguleringsudgang er forbundet med referenceværdiindgangen til en regulator for mellemkredsjævn-strømmen, og hvis forstærkerudgangsspændinger er tilsluttet direkte og/eller over en yderligere regulator til en vinkelomkobler for vekselretterens styregitre, hvorhos virikelomkobleren indeholder seks med deres indgange til vektor-analysatorens udgange forbundne additionsforstærkere til frembringelse af seks indbyrdes 60’ faseforskudte vekselspændinger, som over hver sit tærskelværdiled og hver sin portkreds er tilført til vekselretterens styregitter. Ved denne udformning omdanner vektoranalysatoren de statororienterede reguleringsreferenceværdier til tilsvarende styreværdier for størrelse og fase af statorstrømmen. Indstillingsvektoren behøver således ikke at indføres som orthogonale vektorkom-posanter, men kan indføres efter størrelse og fase.If such a circuit is to be used with asyricron motors fed by a DC direct current, the output of the component converter may be connected to a further vector analyzer, the control output of which is connected to the reference value input of a regulator of the DC circuit, and of the amplifier output and amplifier output. or over an additional regulator for an inverter for the inverter control grids, wherein the viral switch contains six addition amplifiers connected to their inputs to the output of the analyzer to produce six interconnected 60 'phase-shifted alternating voltages, each of which exceeds each of its threshold-gate counters and its threshold value. . In this embodiment, the vector analyzer converts the stator-oriented control reference values into corresponding control values for the size and phase of the stator current. Thus, the alignment vector need not be introduced as orthogonal vector components, but can be introduced by size and phase.

Vinkelomkoblerens indgang kan yderligere være påvirket af udgangsspaai- 147745 - 4 - dingen fra en fasekorrekturregulator for statorstrømvektorens vinkelstilling. Herved konstateres enhver afvigelse af statorstrømvektoren fra den af de seks diskrete virikelværdier, som er foreskrevet for statorstrømmen, og afvigelsen korrigeres. Derved kan der ske kompensering af fx. ved kommatering forårsagede forsinkelser.The input of the angular switch may further be influenced by the output voltage of a phase correction controller for the angular position of the stator current vector. Hereby, any deviation of the stator current vector from that of the six discrete viral values prescribed for the stator current is detected and the deviation is corrected. This can compensate for e.g. by commutation caused delays.

Til faserigtig glatning af feltkomposantspændingerne kan der endvidere være anbragt en overbølgefri tofasegenerator, hvis frekvens er "bestemt af udgangen fra en ΡΙ-regnlator, hvis indgang er påvirket af en af differensen mellem den ene vektors fasevirikel og den af tofasegeneratoren dannede vektors fasevinkel afhængig størrelse.In addition, for phase smoothing of the field component voltages, an over-wave two-phase generator whose frequency is "determined by the output of a reg -controller whose input is influenced by a difference between the phase vector of the one vector and the phase angle of the vector phase, may be provided.

Opfindelsen er nærmere forklaret i det følgende under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser et vektordiagram, fig. 2-4 "blokdiagrammer af kredsløb ifølge opfindelsen, fig. 5 et blokdiagram af en vektoranalysator, fig. 6 et diagram af en komposantomformer, fig. 7 et diagram af et transformationskredsløb, fig. 8 et diagram af et andet transformationskredsløb, fig. 9+10 diagrammer til forklaring af den fasedrejende virkning af forsinkelsesled, fig. 11 et diagram af et kredsløb til konstatering af drejefelt- aksens vinkelhastighed, fig. 12 et blokdiagram af et yderligere kredsløb ifølge opfin delsen, fig. 13 et diagram af en vekselretter i en omretter med jævn strømsmellemkreds , fig. 14 et vektordiagram af tændrækkefølgen for vekselretterens hovedventiler, fig. 15 et diagram af en enkelthed ved det i fig. 12 viste kredsløb, fig. 16 et diagram af de ved kredsløbet ifølge fig. 15 frem kommende impulsfølger, fig. 17 et diagram af en fasekorrekturregalator i kredsløbet ifølge fig. 12, fig. 18 en modificeret udførelse af det i fig. 2 viste kredsløb, 147745 - 5 - fig. 19 et vektordiagram, fig. 20 et ‘blokdiagram af et udglatningskredsløb, fig. 21 et mere detaljeret diagram af udglatningskredsløbet ifølge fig. 20, og fig. 22 et diagram af en tofasegenerator.The invention is further explained in the following with reference to the drawing, in which: FIG. 1 shows a vector diagram; FIG. 2-4 "circuit diagrams of the invention, FIG. 5 is a block diagram of a vector analyzer, FIG. 6 is a diagram of a component converter, FIG. 7 is a diagram of a transform circuit, FIG. 8 is a diagram of a second transformation circuit, FIG. +10 diagrams to explain the phase-turning effect of delay links, Fig. 11 a diagram of a circuit for determining the angular velocity of the pivot axis, Fig. 12 a block diagram of a further circuit according to the invention, Fig. 13 a diagram of an inverter Fig. 14 is a vector diagram of the ignition sequence of the inverter main valves; Fig. 15 is a diagram of a simplicity of the circuit shown in Fig. 12; Fig. 16 is a diagram of the pulse sequences emerging from the circuit of Fig. 15. Fig. 17 is a diagram of a phase correction controller in the circuit of Fig. 12, Fig. 18 is a modified embodiment of the circuit shown in Fig. 2, Fig. 19 is a vector diagram, Fig. 20 is a block diagram. agram of a smoothing circuit, fig. 21 is a more detailed diagram of the smoothing circuit of FIG. 20, and FIG. 22 is a diagram of a two-phase generator.

I vektordiagrammet i fig. 1 er de ved en trefaset asyrikronmaskine i tre rumligt 120* forsatte akser optrædende komposanter af den med vinkelhastigheden dg/dt = g i forhold til statoren roterende statorstrømvektor I betegnet med %»In the vector diagram of FIG. 1, the components of the angular velocity dg / dt = g relative to the stator rotating stator current vector I are denoted by a three-phase asyricron machine in three spatially 120 * axes.

Ig og Lp. Denne statorstrømvektor kunne også beskrives i et orthogonalt, ligeledes i forhold til statoren orienteret koordinatsystem med akserne r og j, hvis oprindelse ligger i maskinens omdrejningsakse. Statorstrømvektoren I's komposanter er i dette i forhold til statoren orienterede koordinatsystem betegnet med Ir og Ij. Den med r betegnede akse af det orthogonale koordinatsystem skal falde sammen med retningen af fasen R's viklingsakse. Statorstrømvektoren I kan imidlertid også beskrives i et orthogonalt koordinatsystem hvis oprindelse ligeledes ligger i maskinens omdrejningsakse, men hvis med f betegnede akse altid må tænkes liggende i retning af den momentane drejefeltakse og derfor drejer sig vinklen φ med drejefeltaksens vinkelhastighed d<j>/dt = ψ i forhold til det stator-faste koordinatsystem. De statorstrømvektoren I beskrivende komposanter ville i dette koordinatsystem være størrelserne 1^ og 1^., hvorhos 1^ altid ligger parallelt og 1^. altid vinkelret på den momentane drejefeltakse f. Ror hver stationær driftstilstand af asyrikronmaskinen er komposanterne 1^ og 1^ konstante størrelser, hvorhos 1¾ svarer til maskinens blindstrøm, dvs. den feltdannende del af statorstrømmen, og 1^ til ny tt es trommen, dvs. den momentdannende del af stator-strømmen. Statorstrømvektoren I kunne i det i forhold til feltaksen orienterede koordinatsystem også beskrives ved hjælp af polære koordinater, dvs. ved sin størrelse og sin virikelstilling i forhold til aksen f, der svarer til differencen mellem vinklerne β og φ. I fig. 1 er endvidere indtegnet i forhold til statoren orienterede orthogonale feltkomposanter Ψ_ og Ψ-j, samt en i retning af feltaksen f liggende enhedsvektor Ψ = e™ med sine i det i forhold til statoren orienterede koordinatsystem r, j optrædende komposanter οοβφ og 3ίηφ.Ig and Lp. This stator current vector could also be described in an orthogonal, also coordinate system oriented to the stator with the axes r and j, whose origin lies in the axis of rotation of the machine. The components of the stator current vector I are indicated in this relation to the stator oriented coordinate system with Ir and Ij. The axis denoted by r of the orthogonal coordinate system must coincide with the direction of the winding axis of phase R. However, the stator current vector I can also be described in an orthogonal coordinate system whose origin also lies in the axis of rotation of the machine, but if with the axis denoted f must always be thought in the direction of the instantaneous axis of rotation and therefore the angle φ rotates with the angular velocity d <j> / dt = ψ relative to the stator-fixed coordinate system. The stator current vector In descriptive components in this coordinate system would be the sizes 1 ^ and 1 ^, where 1 ^ is always parallel and 1 ^. always perpendicular to the instantaneous pivot field axis f. If each stationary operating state of the asyricron machine rudders, the components are 1 the field forming part of the stator current, and 1 ^ to the new tt es drum, viz. the torque forming part of the stator current. The stator current vector I could also be described in the coordinate system oriented relative to the field axis by means of polar coordinates, ie. at its magnitude and its viric position relative to the axis f, which corresponds to the difference between the angles β and φ. In FIG. 1 is further plotted relative to the stator oriented orthogonal field components Ψ_ and Ψ-j, as well as a unit vector Ψ = e ™ in the direction of the field axis with its coordinate system r, j acting components οοβφ and 3ίηφ.

Det generelle blokdiagram i fig. 2 viser grundtraåskene ved fremgangsmåden ifølge opfindelsen. En asyrikronmaskine 1 fødes ved sine statorfaseklemmer R, S, T over et hensigtsmæssigt indstillingsorgan, som tillader indstilling af 147745 - 6 - fasestrømmene IR, Ig og Lp, fra et drejestrømnet. Et sådant strømindstillings-organ kan fx. være en drejetransformator, en magnetforstærker eller en veksel-retter. Af to 90* indbyrdes elektrisk forsatte Hall-sonder 5 på- asynkronmaskinen 1' s ankeromkreds eller andre magnetfeltfølsomme giverelementer afbildes luft-spaltefeltet i to 90* faseforskudte spændinger, og deraf udledes ved hjælp af korrekturled 4 de tilsvarende komposantspændinger ΨΓ og af den med rotoren forbundne drejefeltvektor. En med 5 betegnet vektoranalysator (VA) danner af disse komposanter ΨΓ og Ψ-j to i forhold til statoren orienterede komposanter, der beskriver enhedsvektoren Ψ = e^, og som tilføres til en med 6 betegnet komr-posantomformer (KW). Komposantomformeren 6 omformer to i forhold til rotordreje-feltaksen orienterede indgangsstørrelser b og w til to tilsvarende i forhold til statoren orienterede vektorkomposantstørrelser for statorstrømmen, som over et mellemled 7, fx. til omformning af toaksede til treaksede komposanter, indvirker på indstillingsorganet 2’s indstillingsindgange. Det væsentlige er, at man ved denne feltorienterede vektorkomposantstyring med de i forhold til feltaksen orienterede størrelser b og w kan påvirke den parallelt med og den vinkelret på den momentane rotordrejefeltakse liggende komposant af statorstrømvektoren, dvs. nyttestrøm og feltstørrelse, uafhaaigigt af hinanden.The general block diagram of FIG. 2 shows the basic stacks of the method according to the invention. An asyricron machine 1 is fed by its stator phase terminals R, S, T over an appropriate adjusting means which permits the adjustment of the phase currents IR, Ig and Lp from a rotating current. Such a power adjusting means may e.g. be a rotary transformer, a magnetic amplifier or an inverter. From two 90 * mutually electrically operated Hall probes 5 on the anchorage circuit 1 of the asynchronous machine or other magnetic field-sensitive encoder elements, the air gap field is mapped into two 90 * phase-shifted voltages, and from this by means of the correction element 4 the corresponding component voltages ΨΓ and from it with the rotor connected turning field vector. A vector-denominated analyzer (VA) of these components ΨΓ and to-j forms two components oriented to the stator that describe the unit vector Ψ = e ^ and which are supplied to a 6-denominated compressor converter (KW). Component converter 6 converts two input sizes b and w oriented in relation to the rotor pivot field axis to two corresponding stator current vector component sizes, such as over an intermediate link 7, e.g. for converting two-axis to three-component components, influences the setting inputs of the adjusting member 2. Essentially, in this field oriented vector component control with the magnitudes b and w oriented relative to the field axis, it can affect the component of the stator current vector parallel to and perpendicular to the instantaneous rotor rotary axis. utility current and field size, independently of each other.

Eig. 5 viser et udførelseseksempel for en vektorkomposantregulering i orthogonale koordinatsystemer. For ens virkende elementer er her ligesom i de følgende figurer bibeholdt de tilsvarende henvisningsbetegielser fra de foregående figurer. Asynkronmaskinen 1 fødes her af en vekselretter, fx. en direkte vekselretter, som har tre med UR, Dg og UT betegnede spændingsindstillingsindgange, som hver indvirker på fasestrømmene Ig, Ig og IT. I statorstrømtillednin-gerne er der anbragt strømtransformatorer, hvis sekundærviklinger er forbundet med en transformationskobling 8 til omformning af de tre nævnte fasestrømme til vinkelret på hinanden stående komposanter Ir og 1^, der som faktiske værdier tilføres til strømregulatorerne 9· Udgangsspændingerne fra disse regulatorer omformes i en transformationskobling 10 til tilsvarende trefasede komposantspæn-dinger og indvirker på vekselretteren 2's indstillingsindgange. Udgangsstørrelserne Ir og Ij fra transformationskoblingen 8 subtraheres over to proportionalled 4a fra udgangsspændingerne fra den luftspaltefeltet konstaterende giver i to med 4b betegnede summeringssteder, hvorhos de to proportionalled 4a’s proportionalitetsfaktor K hovedsagelig er proportional med forholdet mellem rotorspred-ningsinduktiviteten og asynkronmaskinen 1 ’s hovedinduktivitet. Derved fremkommer 147745 - 7 - der ved vektoranalysatorens indgangsklemmer 11 og 12 to orthogonale komposanter ΨΓ og T-j af rotordr e j efelt et og ved dens udgangsklemmer 13 og 14 de tilsvarende normerede komposantspæadinger, dvs. komposanteme οοδφ og βΐηφ af en altid i den momentane rotordrejefeltakses retning visende enhedsvektor Ψ = e*^. Komposantom-formeren 6 danner af de i forhold til feltaksen orienterede indgangsstørrelser b og w, som tilføres til dens klemmer 17 og 18, samt af de til klemmerne 15 og 16 tilførte, i forhold til statoren orienterede feltkomposantstørrelser οοθφ og εϊηφ tilsvarende i forhold til statoren orienterede statorstrømkomposantnominal-vserdier I* og I* for strømregulatoren 9·Eig. 5 shows an exemplary embodiment of a vector component control in orthogonal coordinate systems. Here, for similarly acting elements, the corresponding reference terms from the preceding figures are retained here. The asynchronous machine 1 is fed here by an inverter, e.g. a direct inverter which has three voltage setting inputs designated by UR, Dg and UT, each of which affects the phase currents Ig, Ig and IT. In the stator current connections, current transformers are provided, the secondary windings of which are connected to a transformer coupling 8 for converting the three mentioned phase currents into perpendicularly spaced components Ir and 1, which, as actual values, are fed to the current regulators 9. a transformer coupling 10 for corresponding three-phase component voltages and acts on the inputs of the inverter 2. The output sizes Ir and Ij of the transform coupling 8 are subtracted over two proportional joints 4a from the output voltages of the air gap field, which indicate in two summation locations denoted by 4b, where the two proportional joints 4a's proportionality factor K is mainly proportional to the ratio of the rotor spreading inductance 1 to the ratio. Thus, at the input terminals 11 and 12 of the vector analyzer, two orthogonal components ΨΓ and T-j of rotor rotations appear, and at its output terminals 13 and 14, the corresponding normed component readings, i.e. the component numbers οοδφ and βΐηφ of a unit vector showing always in the direction of the instant rotor rotation field Ψ = e * ^. Component form 6 forms the input sizes b and w oriented relative to the field axis supplied to its terminals 17 and 18, as well as the field component sizes οοθφ and εϊηφ oriented relative to the stator relative to the stator oriented stator current component nominal values I * and I * for current regulator 9 ·

Med den hidtil beskrevne anordning i fig. 3 er en indbyrdes uafhængig moment- og/eller feltregulering af asynkronmaskinen 1 mulig. Til forandring af de tilsvarende nominelle værdier behøver man kun at saidre de med b og w betegnede indgangsstørrelser til komposantomformeren 6. Hvis indgangsstørrelsen w til komposantomformeren, som antydet med punkterede linier, er udgangsstørrelsen fra en omdrejningstalregulator 110, til hvilken tilføres en med det nominelle omdrejningstal n* og en med asyrikronmaskinen 1's faktiske omdrejningstal n proportional indgangsspænding, bliver anordningen i fig. 3 til en omdrejningstalregulering med underlejret momentregulering.With the device described so far in FIG. 3, an independent torque and / or field control of the asynchronous machine 1 is possible. To change the corresponding nominal values, you only need to say the input sizes designated by b and w to the component converter 6. If the input size w of the component converter, as indicated by dashed lines, is the output size of a speed controller 110, to which one with the nominal speed is applied. n * and a proportional input voltage with the actual rpm of the asyricron machine 1, the device of FIG. 3 for a speed control with submerged torque control.

Udførelseseksemplet ifølge fig. 3 udgør det enkleste tilfælde af feltorienteret regulering, hvor indstilingskomposanterne b, w ikke simpelthen forudgives via styring, men afvigelsen mellem den forudgivende værdi og den af sta-torstrømmen opnåede værdi overvåges stadig med henblik på en regulering ved hjælp af særlige regulatorer 9· Denne regulering eller overvågning sker i et statororienteret koordinatsystem, hvorfor strømregulatorerne må være udformet som vekselstrømsregulatorer, dvs. til forarbejdning af vékselstrømsstørrelser. Vekselstrømsregulatorer er ganske vist principielt realiserbare, men er væsentligt mere kompliceret opbygget i sammenligning med jævnstrømsregulatorer, dvs. regulatorer, som kun er bestemt til forarbejdning af jævnstrømsstørrelser. Por at man nu ved den feltorienterede regulering skal kunne anvende jævnstrømsregulatorer, benyttes udformningen ifølge fig. 4· Denne udførelsesform indeholder som en videre udformning af det ovennævnte grundprincip i opfindelsen en yderligere koordinatomformer 21, med hvilken statororienterede statorstrømkomposan-ter transformeres til et feltakseorienteret koordinatsystem, så at overvågningen af statorstrømmen med hensyn til overholdelse af indstillingsstørrelsene, dvs. reguleringen, kan ske i feltkoordinatsystemet, således at de hertil fornødne - 8 - U774.5 regulatorer 22 kan være udformet som jævnstrømsregulatorer. I dette tilfalde er indstillingsstørrelserne b og w afledt af differensen mellem de feltorienteret indførte regulatornominalværdier og de i feltkoordinatsystemet ved hjælp af kom-posantomformeren 21 transformerede faktiske værdier. Jævnstrømsregulatorernes udgangssignaler omdannes herpå ved hjælp af komposantomformeren 6 til i forhold til statoren orienterede strømkomposantindstillingsværdier ir og ij.The embodiment of FIG. 3 constitutes the simplest case of field-oriented regulation, where the setting components b, w are not simply predicted via control, but the deviation between the preset value and the value obtained from the stator current is still monitored for regulation by special controllers 9 · This regulation or monitoring takes place in a stator-oriented coordinate system, therefore the current regulators must be designed as AC regulators, ie. for processing AC sizes. AC regulators are, in principle, achievable, but are considerably more complicated in comparison with DC regulators, ie. controllers intended only for processing DC sizes. Now that the field-oriented regulation must be able to use DC regulators, the design according to FIG. 4 This embodiment, as a further embodiment of the above-mentioned basic principle of the invention, includes a further coordinator converter 21, with which stator-oriented stator current components are transformed into a field axis-oriented coordinate system so that monitoring of the stator current with respect to setting sizes, i.e. the regulation, can be done in the field coordinate system, so that the necessary regulators 22 can be designed as DC regulators. In this case, the set sizes b and w are derived from the difference between the field oriented input nominal values and the actual values transformed into the field coordinate system by the component inverter 21. The output signals of the DC regulators are then converted by means of the component converter 6 into current component component setting values ir and ij, oriented to the stator.

Medens der ved anordningen ifølge fig. 3 af de i forhold til feltaksen orienterede størrelser h, w frembragtes i forhold til statoraksen orienterede, dvs. ved stationært maskinomdrejningstal sinusformet forløbende nominalværdier I* og I*, viser fig. 4 et udførelseséksempel, ved hvilket der dannes i forhold til feltaksen orienterede faktiske værdier som derefter i strømregulatorer 22 sammenlignes med direkte dertil tilførbare nominalværdier I* og Ιξ. Da det ved i forhold til feltaksen orienterede nominale og faktiske værdier af statorstrøm-vektoren ved hvert stationært maskinomdrejningstal altid drejer sig om jævnstrømsstørrelser, bliver det her muligt at anvende jævnstrømsregulatorer, som i dynamisk henseende og også med hensyn til deres nøjagtigbed har vist sig vekselstrømsregulatorerne overlegne. De i forhold til feltaksen orienterede størrelser b, v fremkommer ved anordningen ifølge fig. 4 som resultat af en regaleringssammenligning mellem i forhold til feltaksen orienterede nominalværdier I£ og I| og i forhold til feltaksen orienterede faktiske værdier 1^ og I^, som ved hjsaLp af en -anden komposantomf ormer 21 på nedenfor nærmere omtalte måde dannes af ortho-gonale, i forhold til statoren orienterede komposanter af statorstrømvektoren samt af de orthogonale komposanter af den i rotor dr ejef eltaksens retning visende enhedsvektor ¥ = e^. Udsugene fra jævnstrømsregulatoren 22, som til opnåelse af en stor nøjagtighed hensigtsmæssigt udføres som IP-regulator, danner de to i forhold til feltaksen orienterede komposanter af en indstillingsvektor, der tilføres til indgangene til komposantomf ormeren 6, som på den allerede beskrevne måde frembringer de tilsvarende i forhold til statoren orienterede indstillings-befalinger. Også her er, som antydet med punkterede linier, en overlejring af en omdrejningstalregulator 110 mulig, hvis udgangsstørrelse danner nominalværdien I* af en af strømregulatorerne 22. Hvis komposanterne af styrevektoren indvirker på spændings indst illings indgange %, Hg og Dj til vékselretteren 2, optræder der som følge af virkningen af eventuelle forsinkelsesled, navnlig som følge af virkningen af asynkronmaskinens spredningsfelttidskonstant, en fasedrejning mellem styrevéktoren og statorstrømvektoren. ih forandring af styrevektoren ville 147745 - 9 - derfor ikke straks følges af statorstrømvektoren i den tilsigtede retning. Udgående fra en stationær tilstand måtte ved indstilling af kun én nominalværdi begge regulatorer 22 arbejde til nåregulering af denne reguleringsafvigelse, hvorved der forbigående indtræder en vis dynamisk sammenkobling og dermed en formindskelse af den i og for sig mulige reguleringshastighed. For også at imødegå denne sammenkobling, adderes der til den af regulatoren 22's udgangsspændinger dannede styrevektor en derpå vinkelret stående vektor på en sådan måde, at sumvektoren har et forspring i feltets drejningsregning i forhold til den oprindelige styrevektor. Størrelsen af denne yderligere tilføjede vektor, som bevirker en drejning og forlængelse af styrevektoren, skal være proportional med produktet af drejef eltaksens vinkelhastighed, størrelsen af statorstrømmen og af asynkronmaskinens spredningsfelttidskontant. Den førnævnte drejning af styrevektoren bevirkes ved den i fig. 4 viste anordning ved hjælp af to multiplikatorer 23 og 24, hvis indgangsklemmer 25 og 26 modtager de faktiske værdikomposantspaai-dinger 1^ og I^, og til hvis andre indgange tilføres en til feltets virikelha-stighed φ svarende størrelse, som stammer fra et til véktoranalysatoren 5's udgangsklemmer tilsluttet måleled 27. Udgangsstørrelserne fra multiplikatorerne 23 og 24 adderes i summerin^steder 52 og 53, hvor de er behæftet med den der registrerede virkningsretning og med vægten T. T svarer her til spredningsfelttidskonstanten. Det er principielt ligegyldigt, på hvilket sted mellem regulatorudgangen og de til indstillingsleddet 2 hørende indgange den kompenserende dreje-strækning af styrevektoren finder sted, dvs. på hvilket sted summeringsstederne 52 og 53 anbringes. De kan fx., som antydet med punkterede linier, også anbringes mellem komposantomformeren 6's klemmer 19 og 20 og transformationskoblingen 10's indgange, hvorhos de tilsvarende i forhold til statoren orienterede faktiske komposantværdier Ir og Ij af statorstrømmen naturligvis tjener som indgangsstørrelser for multiplikatorerne. På analog måde kan man på dette sted også imødegå en dynamisk sammenkobling af de i forhold til feltaksen orienterede indstillingsstørrelser på grund af asynkronmaskinens hovedfelttidskonstant. Da der i så fald må ske en drejestrækning modsat feltets omdrejningsretning, tilføres de tilsvarende komposantspændinger af feltvektoren med negativt fortegn til indgangsklemmerne 25' og 26'. Det skal endnu bemærkes, at dette princip for den dynamiske frakobling ved drejestrækning af styrevektoren naturligvis også kan anvendes ved enhver anden forsinkelse, som virker mellem den statorstrømmen påvirkende indstillingsindgang og statorstrømmen selv. Svarende til størrelsen af 147745 - 10 - tidskonstanten, hvis fasedrejende virkning skal kondenseres, ændres blot vægtene, dvs. de faktorer, ved hvilke udgangsstørrelserne fra multiplikatorerne summeres.While in the device of FIG. 3 of the magnitudes h, w oriented relative to the field axis were produced relative to the stator axis, i.e. at stationary engine RPM sinusoidal running nominal values I * and I *, FIG. 4 shows an exemplary embodiment in which actual values are generated in relation to the field axis, which are then compared in current controllers 22 with directly applicable nominal values I * and bare. Since the nominal and actual values of the stator current vector oriented with respect to the field axis at each stationary engine speed are always about DC sizes, it becomes possible here to use DC regulators which, in dynamic terms and also with respect to their exact bed, have alternating current currents. . The magnitudes b, v oriented relative to the field axis appear from the device of FIG. 4 as a result of a regulation comparison between nominal values I £ and I | and with respect to the field axis, actual values 1 1 and 1 2, which are formed by orthogonal, in the manner described below, are formed by orthogonal ones, relative to the stator oriented components of the stator current vector as well as the orthogonal components of it. in rotor dr ejef eltax direction showing unit vector ¥ = e ^. The extractors from the DC regulator 22, which, to obtain a high accuracy, are conveniently carried out as an IP controller, form the two component-oriented components of a setting vector which are supplied to the inputs of the component atomizer 6 which in the manner described already produce the corresponding in relation to the stator oriented setting commands. Here, too, as indicated by dashed lines, an overlay of a speed regulator 110 is possible if the output size forms the nominal value I * of one of the current regulators 22. If the components of the control vector affect the voltage settings inputs%, Hg and Dj of the inverter 2, there is a phase rotation between the control vector and the stator current vector as a result of the effect of any delay stages, in particular as a result of the effect of the asynchronous spread-field time constant. therefore, changing the control vector would not immediately be followed by the stator current vector in the intended direction. Starting from a stationary state, when setting only one nominal value, both controllers 22 had to work to reach control of this control deviation, thereby temporarily occurring some dynamic interconnection and thus a decrease in the possible control speed per se. Also, to counter this interconnection, a control vector formed by the output voltages formed by the regulator 22 is added to a vector perpendicular to it, such that the sum vector has an edge in the field of rotation of the field relative to the original control vector. The size of this further added vector, which causes a rotation and extension of the control vector, must be proportional to the product of the angular speed of the rotary shaft, the magnitude of the stator current and of the scattering field time of the asynchronous machine. The aforementioned rotation of the control vector is effected by the one shown in FIG. 4, by means of two multipliers 23 and 24, whose input terminals 25 and 26 receive the actual value component voltages 1 ^ and 1 ^, and to whose other inputs, a magnitude corresponding to the field velocity φ The output terminals of the vector analyzer 5 are connected to measuring link 27. The output sizes of the multipliers 23 and 24 are added in summaries 52 and 53, where they have the direction of action recorded and the weight T. T corresponds here to the scatter field time constant. It does not matter, in principle, at what location between the regulator output and the inputs of the adjustment link 2 the compensatory stretching of the control vector takes place, ie. at which location the summing points 52 and 53 are placed. For example, as indicated by dashed lines, they can also be placed between the terminals 19 and 20 of the component converter 6 and the inputs of the transformer coupling 10, where the corresponding actual component values Ir and Ij of the stator current, of course, serve as input sizes for the multipliers. In an analogous way, a dynamic coupling of the set sizes oriented relative to the field axis can also be countered at this location due to the main field time constant of the asynchronous machine. In that case, since there must be a turning distance opposite to the direction of rotation of the field, the corresponding component voltages of the field vector with negative sign are applied to the input terminals 25 'and 26'. It should be further noted that this principle of dynamic disconnection by rotating the control vector can of course also be applied to any other delay acting between the setting input influencing the stator current and the stator current itself. Corresponding to the magnitude of the 147745 - 10 time constant, whose phase rotating effect is to be condensed, the weights only change, ie. the factors by which the output sizes from the multipliers are summed.

Pig. 5 viser et eksempel på udførelsen af den i fig. 1 til 3 med 5 betegnede vektoranalysator. To orthogonale komposantspændinger ΨΓ og ^ af dreje-feltvektoren tilføres til indgangsklemmerne 11 og 12 i de hver ved hjælp af multiplikatorer 28 og 29 modkoblede forstærkere 30 og 31. Udgangsspændingerne fra forstærkerne 30 og 31 kvadreres i to yderligere multiplikatorer 32 og 33 og sam- 2 menlignes i indgangen til en summeringsforstærker med en negativ spænding -U . Udgangsspændingen fra summeringsforstærkeren 34- indvirker på indgangen til en integrator 35, hvis ved hjælp af et begrænsningsanslag 36» fx· i form af i og for sig kendte begrasiserdioder, ensidigt til nul begrænsede udgangsspænding indvirker på de to andre indgange til multiplikatorerne 28 og 29· Betegner man in-tegratoren 35's udgangsspænding med A, optræder der på grund af den modkoblende virkning af multiplikatorerne 28 og 29 ved forstærkeren 30's udgang en spænding -ΨΓ/Α og ved udgangen fra forstærkeren 31 en spænding -f^/A. Integratoren aaidrer derefter ikke mere sin udgangsspænding A, når dens indgangsspænding er nul, dvs. der gedder ligningenPig. 5 shows an example of the embodiment of FIG. 1 to 3 with 5 designated vector analyzer. Two orthogonal component voltages ΨΓ and af of the pivot field vector are applied to the input terminals 11 and 12 of the amplifiers 30 and 31. each coupled by multipliers 28 and 29, the output voltages of amplifiers 30 and 31 are squared into two additional multipliers 32 and 33 and is compared at the input of a summing amplifier with a negative voltage -U. The output voltage of the summing amplifier 34- influences the input of an integrator 35 if, by means of a limiting stop 36, for example, in the form of known percolator diodes, unilaterally to zero limited output voltage affects the other two inputs of the multipliers 28 and 29 · If the output voltage of integrator 35 is denoted by A, a voltage-mod / Α occurs at the output of amplifier 30 at the output of amplifier 30 and at the output of amplifier 31 a voltage -f ^ / A. The integrator then no longer applies its output voltage A when its input voltage is zero, ie. there pike the equation

Ved vektoranalysatorens udgangskLemme 37 optræder der derfor en spænding, som er proportional med størrelsen af den af komposantspændingerne ΨΓ og Ψ-j dannede vektor. Hvis udgangsspændinger fra forstærkerne 30 og 31, som vist i fig. 5, tilføres til to modkoblede inverteringsforstærkere, hvis modkoblingsmod-stande forholder sig til deres indgangsmodstande som 1;N, optræder ved klemmerne 13 og 14 komposanterne eos<f> og βίηφ af en enhedsvektor, som altid viser i feltvektorens retning.Therefore, at the output analyzer terminal terminal 37 there is a voltage which is proportional to the size of the vector formed by the component voltages ΨΓ and Ψ-j. If output voltages from amplifiers 30 and 31, as shown in FIG. 5, are applied to two counter-coupled inverting amplifiers whose counter-coupling resistors relate to their input resistors as 1; N, at terminals 13 and 14, the components eos <f> and βίηφ of a unit vector always showing in the direction of the field vector.

I fig. 6 er vist et udførelseseksempel for de med 6 og 21 betegnede komposantomformere. Det består af to additionsforstærkere 38 og 39, til hvilke tilføres udgangsspændingerne fra fire multiplikatorer. Samtlige modstande, som er forbundet med de med - og + betegnede indgange til forstærkerne 38 og 39, har samme størrelse. Med de til indgan^klemmerne 15 og 16 tilførte, i forhold til statoren orienterede normerede feltkomposantspændinger kan den i fig. 6 viste kobling enten af de til de yderligere indgangsklemmer 17 og 18 tilførte, i for- - 11 - T47745 hold til feltaksen orienterede størrelser b og w, som svarer til de i forhold til feltaksen orienterede statorkomposanter ly og 1^, danne de tilsvarende i forhold til statoren orienterede statorstrømkomposanter ir og ij eller, ligesom ved komposantomformeren 21 ifølge fig. 4, af normerede, i forhold til statoren orienterede feltkomposanter eos<j> og βϊηφ og i forhold til statoren orienterede statorstrømkomposanter Ir og Ij danne de tilsvarende i forhold til feltaksen orienterede statorstrømkomposanter ly og I-D· Dette kan demonstreres ved, at de af fig. 1 udledelige ligninger (1) = Ir/coS(j> + Iy*tg<J> (2) Ij = Ir*tg<}» + 1^./cos ψ opløses efter Ip og Ij eller efter Iw og 1¾.In FIG. 6 is an exemplary embodiment of the component inverter designated 6 and 21. It consists of two addition amplifiers 38 and 39, to which the output voltages are supplied from four multipliers. All resistors connected to the inputs - and + designated by the amplifiers 38 and 39, are the same size. With the normalized field component voltages applied to the input terminals 15 and 16, the field component voltages shown in FIG. 6, either of the sizes b and w oriented to the field axis oriented to the additional axis terminals 17 and 18, corresponding to the stator components ly and 1 relative to the stator, stator current components ir and ij are oriented or, as with the component converter 21 of FIG. 4, of standardized field components Eos <j> and βϊηφ oriented relative to the stator, and stator current components Ir and Ij oriented relative to the stator form the corresponding stator current components ly and I-D · This can be demonstrated by the fact that in FIG. 1 deducible equations (1) = Ir / coS (j> + Iy * tg <J> (2) Ij = Ir * tg <} »+ 1 ^. / Cos ψ is solved after Ip and Ij or after Iw and 1¾.

Pig. 7 viser opbygningen af transformationskoblingen 10 til omformning af to orthogonale vektorkomposantspaaidinger til tilsvarende, dvs. den samme vektor beskrivende komposantspsaidinger i et trefaset system. Transformationskoblingen består af tre forstærkere, til hvilke tilføres de to med Ur og Uj betegnede komposantspændinger, ligesom ved diagrammet i fig. 1 akal den til komposanten Ur hørende akse falde sammen med den til komposanten 1¾ i trefasesystemet hørende akse. Omformningen sker ved hjælp af i og for sig kendte transformationsregler, i hvilket øjemed modstandene i additionsforstærkerne 44 - 46 har de i fig. 7 angivne modstandsforhold.Pig. 7 shows the structure of the transform coupling 10 for converting two orthogonal vector component voltages into corresponding, i.e. the same vector descriptive component spacing in a three-phase system. The transformer circuit consists of three amplifiers to which the two component voltages designated Ur and Uj are applied, just as in the diagram in FIG. 1 acal the component belonging to the clockwise axis coincides with the axis of the component 1¾ of the three-phase system. The transformation is carried out by means of transformation rules known per se, in which the resistors in the addition amplifiers 44 - 46 have the same in FIG. 7 resistance ratios.

Pig. 8 viser den tilsvarende kobling til transformation af et trefaset komposantsystea %, Ug og UT til et tofaset, orthogonalt komposantsystem ved hjælp af to additionsforstærkere 47 og 48. En sådan transformationskobling kan anvendes ved anordningerne ifølge fig. 3 og 4 og er dér betegnet med 8.Pig. 8 shows the corresponding coupling for transformation of a three-phase component system%, Ug and UT to a two-phase, orthogonal component system by means of two addition amplifiers 47 and 48. Such a transformation coupling can be used in the devices of FIG. 3 and 4 and is designated there by 8.

Pig. 9 og 10 tjener til nærmere forklaring af den fasedrejende virkning af forsinkelsesled og kompensationen heraf. Et med 49 betegnet forsinkelsesled af første orden ligger fx. i statorkredsen på et vilkårligt sted mellem indstillingsindgangene for statorstrømmen og statorstrømmen selv og er vist som tilbagekoblet integrator med integreringstiden T. Forsirikelsestidskonstanten af dette led 49 svarer til tiden T og ville fx. være repræsentativ for asynkronmaskinens spredningsfelttidskonstant. Det kunne dog også dreje sig om et andet forsinkelsesled, som fx. ofte er nødvendigt til glatning af statorstrømmens faktiske værdi.Pig. 9 and 10 serve to explain further the phase-turning effect of delay joints and their compensation. For example, one of the first order delay joints of 49 is located. in the stator circuit at any location between the setting inputs of the stator current and the stator current itself and is shown as a feedback integrator with the integration time T. The supply time constant of this link 49 corresponds to time T and would e.g. be representative of the spread-field time constant of the asynchronous machine. However, it could also be another delay, such as. often necessary to smooth the actual value of the stator current.

14774$ - 12 - I første ra&ke skal kun betragtes den æd fuldt optrukne linier omrammede del af forsirikelsesleddet 49 i statorkoordinatsystemet. Mellem den vektorielle indgangsstørrelse E og den vektorielle udgangsstørrelse A, der hver er fremstillet symbolsk ved to signalveje for de disse vektorer beskrivende vektor-komposanter består nu følgende vektorligning (3) 3-A = lj| Løsningen af denne vektorligning giver som resultat, at der ved en ændring af indgangsvektoren E med en differensvektor AE sker ændring af den oprindelige udgangsvektor A med en differensvektor ΔΑ, som ligger nøjagtig i retning af vektoren AE, og hvis størrelse tiltager med forsinkelsestidskonstanten T på størrelsen af differensvektoren AE. Udgpngsvektoren følger derved faserigtigt enhver forskydning af indgangsvektoren E.14774 $ - 12 - In the first instance, only the fully drawn lines framed part of supply line 49 of the stator coordinate system must be considered. Between the vector input size E and the vector output size A, each symbolically produced by two signal paths for the vector components describing these vectors, the following vector equation (3) 3-A = lj | The solution of this vector equation results in a change of the input vector E with a difference vector AE, a change of the original output vector A with a difference vector ΔΑ which is exactly in the direction of the vector AE, and whose magnitude increases with the delay time constant T of the size of the difference vector AE. The output vector then follows in phases any displacement of the input vector E.

Hvis derimod forsinkelsesleddet 49 betragtes i et i forhold til feltaksen orienteret koordinatsystem, hvorhos vinkelhastigheden af drejefeltet andrager Φ, fremkommer der mellem indgangsstørrelsen ΕΨ og ΑΨ følgende differentialligning ® dAf (4) ΕΨ - ΑΨ - jijiTAf = T ~få I blokdiagrammet i fig 9 giver dette sig tilkende ved, at der yderligere optræder et fiktivt modkoblingsled 50, hvorved ud^ngen ΑΨ ikke mere følger indgangen ΕΨ faserigtigt, og endvidere forårsages der også en størrelsesfejl. Denne indflydelse kan kompenseres ved, at der anbringes et korrekturled 51 med modsat virkning af modkoblingsleddet 50's. Dette korrekturled 51 må altså bevirke en drejningsstra&ning af indgangsvektoren i afhæigighed af udgangsvektoren, vinkel-hastigheden af drejefeltaksen Φ og den effektive tidskonstant T. Da virkningerne af leddene 50 og 51 ophæver hinanden, består der mellem indgangsvektoren ΕΨ og udgangsvektoren ΑΨ en til ligning (5) svarende relation. Hvis altså en komposant af vektoren ΕΨ fx. El forskydes vinkelret på feltet, sker der også en forskydning af udjspngsvektoren A i samme retning.By contrast, if the delay link 49 is considered in a coordinate system oriented relative to the field axis, where the angular velocity of the pivot field is Φ, the following differential equation d and ΑΨ follows the following differential equation ® dAf (4) ΕΨ - ΑΨ - jijiTAf = T ~ get in the block diagram in Fig. 9 this is known by the fact that a fictitious counter-coupling link 50 is also present, whereby the output ΑΨ no longer follows the input ΕΨ in a phased manner, and furthermore a size error is also caused. This influence can be compensated for by the provision of a proof link 51 having the opposite effect of the counter-link 50. Thus, this proof line 51 must cause a rotational stress of the input vector in dependence on the output vector, the angular velocity of the pivot field axis Φ and the effective time constant T. Since the effects of links 50 and 51 cancel each other, there exists an equation between the input vector ΕΨ and the output vector ΑΨ. ) responding relationship. Thus, if a component of the vector ΕΨ e.g. If electricity is displaced perpendicular to the field, the output vector A is also displaced in the same direction.

Pig. 10 viser de nærmere enkeltheder ved opbygningen af denne kompensationskobling. Det i fig. 9 med 49 betegnede forsinkelsesled er i fig. 10 anbragt i signalvejen til højre for linien I-I og består af en RC-kobling med kondensatorer C1 og modstande 2R1, så at dens tidskontant bliver T = R1 *G1. I hver af de 147745 - 13 - til indgangene E^ og 1¾ til forsinkelsesleddet hørende signalveje er anbragt en additionsforstærker 52 henholdsvis 53, hvis indgangsspændinger er betegnet med Ef og E2. E1 og E2 betyder her komposantspændinger af en vektor, hvorhos kompo-santretningeme er indbyrdes vinkelrette, og komposantretningen af E1 er drejet 90* i feltets drejningsretning i forhold til retningen af komposanten E2. Tilsvarende galder for retningerne af ud^ngskomposanteme og A2. Udgangsstørrelsen A2 er forbundet med en indgang til en multiplikator 55, hvis udgang tilføres subtraktivt til additionsforstærkeren 52, medens udgangsstørrelsen Α·| tilføres til multiplikatoren 54*s indgangsklemme 26 og indvirker additivt på additionsforstærkeren 53's indgang. Da de med udgangene fra multiplikatorerne 54 og 55 forbundne indgangsmodstande i forstærkerne 52 og 53 forholder sig til disses modkoblingsmodstande som 1:T, opnås der ved tilførsel af en med drejefeltaksens vinkelhastighed proportional speaiding til klemmen 28 en drejestrækning af den af komposanterne El og E2 bestemte indgangsvektor Εψ, der afhænger af udgangsvektoren, vinkelhastigheden af drejefeltaksen φ og forsinkelsesleddets tidskonstant. Det skal endnu bemærkes, at den ved korrektur leddet 51 bevirkede kompensation principielt kan overtages på et virkårligt sted langs signalvejen, når blot dette sted ligger i signalvejsretningen foran forsihkelsesleddet, og at det ligeledes ikke spiller nogen rolle, om denne kompensation sker i et i forhold til feltaksen orienteret eller i et i forhold til statoren orienteret koordinatsystem, således som dette allerede er blevet antydet ved beskrivelsen af anordningen ifølge fig. 4.Pig. 10 shows the details of the structure of this compensation coupling. The FIG. 9 with 49 designated delay joints is shown in FIG. 10 is located in the signal path to the right of line I-I and consists of an RC coupling with capacitors C1 and resistors 2R1 so that its time cash becomes T = R1 * G1. In each of the signal paths belonging to the inputs E1 and 1¾ of the delay link, an addition amplifier 52 and 53, respectively, whose input voltages are designated Eph and E2 are arranged. Here, E1 and E2 mean component voltages of a vector where the component directions are mutually perpendicular and the component direction of E1 is rotated 90 ° in the direction of rotation of the field relative to the direction of component E2. The same applies to the directions of the output components and A2. The output size A2 is connected to an input to a multiplier 55, the output of which is subtractively supplied to the addition amplifier 52, while the output size Α · | is applied to the input terminal 26 of multiplier 54 * and acts additively on the input amplifier 53. Since the input resistors associated with the outputs of the multipliers 54 and 55 in the amplifiers 52 and 53 relate to their counter-resistors as 1: T, a pivot stretch of the component determined by the components E1 and E2 is obtained by applying a spindle proportional to the angular speed of the terminal 28. input vector Εψ, which depends on the output vector, the angular velocity of the pivot axis φ and the delay constant of the delay link. It should also be noted that the compensation effected by the proof link 51 can in principle be taken over at a real-time location along the signal path, provided that this location lies in the signal path direction in front of the supply link, and that it also does not matter if this compensation occurs in a proportionate manner. oriented to the field axis or in a coordinate system oriented relative to the stator, as has already been indicated by the description of the device according to FIG. 4th

Eig. 11 viser et udførelseseksempel for en kobling til konstatering af drejefeltaksens vinkelhastighed, hvilken kobling ved anordningen ifølge fig. 4 er betegnet med 27. Til koblingens indgangsklemmer 57 og 58 er tilsluttet de to normerede, orthogonale feltkomposantspsaidinger. Disse klemmer er forbundet med to differentieringsled 59 og 60 samt med efter disse anbragte multiplikatorer 61 og 62, hvis udgangsspændinger subtraheres i en additionsforstærker 63. På grund af differentiationsvirkningen fremkommer der ved udgangen fra differentierings- leddet 59 spændingen -5>sin<j> og ved udgangen fra differentieringsleddet 60 spæn-• · dingen Φοοβφ, så at der dermed ved udgangsklemmen 56 fremkommer en spænding φ, som svarer til vinkelhastigheden af rotordrejefeltet.Eig. 11 shows an exemplary embodiment of a coupling for determining the angular velocity of the pivot axis, which coupling of the device according to FIG. 4 is designated 27. The two standardized orthogonal field component spacings are connected to the input terminals 57 and 58 of the coupling. These terminals are connected to two differentiation links 59 and 60 as well as to the multipliers 61 and 62 located therein, whose output voltages are subtracted in an addition amplifier 63. Due to the differential effect, at the output of the differential 59 the voltage -5> sin <j> and at the output of the differential 60, the voltage Φοοβφ, so that a voltage som corresponding to the angular velocity of the rotor rotor field is obtained at the output terminal 56.

Medens indstillings- eller styrevektoren ved anordningerne ifølge fig.While the setting or control vector of the devices of FIG.

3 og 4 blev indført i indstillingsleddet i form af orthogonale vektorkomposan-ter, viser fig. 12 et eksempel, ved hvilket indstillingsvektoren ikke indføres 147745 - Η - ved hjælp af orthogonale komposanter, men efter størrelse og faseteliggenhed. Indstillingen af vektoren selv sker her ligesom før i fastlagte retninger parallelt med og vinkelret på den momentane drejefeltakse. De nominelle værdier af statorstrømvektorens vektorkomposanter indføres orienteret i forhold til feltaksen som orthogonale nominalværdier I* og 1^ i en komposantomformer 6 og afgives fra denne, som allerede forklaret i forbindelse med fig. 3, ved hjælp af udgangsspændingerne fra en vektoranalysator 5 som tilsvarende i forhold til stato-ren orienterede nominelle vektorkomposantværdier I* og I*. Naturligvis kunne der også her, som vist i fig. 4, overlejres en omdrejningstalregulator til omdrejningstalregulering, hvis udgangsstørrelse giver den nominelle vektorkomposant-værdi I*. Indstillingsleddet 2a og 2b består her af en mellemkredsvekselretter, i . hvis mellemkreds der fremtvinges en ved hjælp af en strømregulator 64 indpræget jævnstrøm Ig^. I dette øjemed indvirker strømregulatorens udgang på ensretteren 2a's strømindstillingsindgang på den måde, at der i jærastrømsmellemkred-sen til stadighed løber en strøm Ig-j, som er nøjagtig lige så stor som den til regulatoren 64 ved nominalværdiindgangen tilførte størrelse /1*/· Denne størrelse udtages fra udgangsklemmen 37 i en vektoranalysator 5', som har samme indre opbygning som den i fig. 5 viste kobling. Indgangsklemmeme 11 og 12 af denne vektoranalysator 5' er forbundet med komposantomformeren 6’s udgangsklemmer 19 og 20, ved hvilke de i forhold til statoren orienterede nominalværdier I* og I| af konposanterne af styrevektoren for statorstrømmen fremkommer. Størrelsen af denne styrevektor fremkommer således ved udgangsklemmen 37, medens der på lignende måde som ved vektoranalysatoren 5 til udgangsklemmerne 13 og 14 er tilsluttet normerede i forhold til statoren orienterede styrekomposantspændinger cos 3* og sine*, hvorhos vinklen 3* skal betyde nominalvinkelstillingen af sta-torstrømvektoren i forhold til statoraksen R. Vinklen 3 ville svare til den faktiske beliggenhed af statorstrømvektoren. Af komposantspændingeme cos3* og sin3* udarbejdes i en vinkelonkobler 65 en information om seks diskrete vinkel-stillinger per omdrejning af denne styrevektor, og disse informationer omformes til tilsvarende indstillingskommandoer til tænding af vekselretteren 2b's ventiler. Ved de med 68 - 75 betegnede udgangsklemmer i virikelomkobleren 65 fremkommer der tændingsimpulser, der styrer vekselretteren 2b*s ventiler således, at statorstrømvektoren følger seks diskrete virikelstillinger af den med komposant-spændingerne cos3* og sin3* beskrevne siyrevektor.3 and 4 were introduced into the alignment stage in the form of orthogonal vector components, FIG. 12 is an example in which the setting vector is not introduced by orthogonal components, but by size and phase position. The alignment of the vector itself is done here as before in fixed directions parallel to and perpendicular to the instantaneous pivot field axis. The nominal values of the vector components of the stator current vector are introduced oriented relative to the field axis as orthogonal nominal values I * and 1 ^ in a component converter 6 and are output from it, as already explained in connection with FIG. 3, using the output voltages of a vector analyzer 5 as corresponding to the stator oriented nominal vector component values I * and I *. Of course, as shown in FIG. 4, a speed controller is superimposed for speed control whose output size gives the nominal vector component value I *. The setting link 2a and 2b here consists of an intermediate inverter, i. whose intermediate circuit is forced a DC Ig1 impregnated by a current controller 64. To this end, the output of the current regulator on the rectifier input 2a affects the current in the current current intermediate circuit to have a current Ig-j which is exactly as large as that supplied to the controller 64 at the nominal value input / 1 * / · size is taken out of the output terminal 37 in a vector analyzer 5 'having the same internal structure as that of FIG. 5. The input terminals 11 and 12 of this vector analyzer 5 'are connected to the output terminals 19 and 20 of the component converter 6, at which nominal values I * and I | of the components of the stator current control vector appear. The magnitude of this control vector is thus obtained at the output terminal 37, while in the same way as with the vector analyzer 5 the output terminals 13 and 14 are connected normed with respect to the stator oriented control component voltages cos 3 * and sin *, where the angle 3 * must mean the nominal angle position of the sta- the torque vector relative to the stator axis R. The angle 3 would correspond to the actual location of the stator current vector. Of the component voltages cos3 * and sin3 *, in an angular coupler 65, information is obtained about six discrete angular positions per revolution of this control vector, and this information is converted into corresponding setting commands for switching on the inverter valves 2b. At the output terminals indicated by 68 - 75 in the viral switch 65, ignition pulses are generated which control the inverters 2b * s valves such that the stator current vector follows six discrete viral positions of the syry vector described with the component voltages cos3 * and sin3 *.

Foruden denne styring af statorvektorens fasebeliggenhed kan der være 147745 - 15 - anbragt en fasekorrekturregulator 74, som konstaterer enhver afvigelse af sta-torstrømvektoren fra de forskellige foreskrevne seks diskrete vinkelværdier, og som bevirker en tilsvarende fremdrejning af de fra virikelomkobleren 65 afgivne styreimpulser. Dermed kan ved kommatering betingede forsinkelser ved vekselret-terstyringen og eventuelle andre forsinkelser kompenseres.In addition to this control of the phase location of the stator vector, there may be arranged a phase correction controller 74 which detects any deviation of the stator current vector from the various prescribed six discrete angular values and which causes a corresponding propulsion of the output switches 65 of the vortex switch. Thus, by delayed conditional delays in the inverter control and any other delays can be compensated.

Pig. 13-16 viser enkeltheder til styring af vekselretteren i en omretter med jævnstrømsmellemkreds. Denne vekselretter består ifølge fig. 13 af seks styrede hovedventiler S-j til Sg i drejestrømbrokobling, som hver ved positive tændimpulser i deres styrestrækninger g1 - gg kan styre til ledende tilstand, samt at seks over koramuteringskondensatorer med hovedventilerne parallelkoblede, styrede kommateringsventiler Sy - med tilhørende styrestrskninger grj - g·] 2· Ved tænding af en kommaterin^ventil slukkes den dermed parallelt anbragte hovedventil. De hertil nødvendige kommuteringsspeøidinger tilvejebringes af kommateringskondensatorerne, som sammen med de tilhørende statorfaseviklinger i asynkronmaskinen 1 danner svingningskredse. På ethvert tidspunkt er en af ventilerne S1 - og samtidig en af ventilerne S4 - Sg i ledende tilstand, så at den indprægede jævnstrøm til enhver tid gennemløber to faseviklinger.Pig. Figures 13-16 show details for controlling the inverter in an inverter with DC intermediate circuit. This inverter consists of FIG. 13 of six controlled main valves Sj to Sg in rotary current bridging, each with positive ignition pulses in their control lines g1 - gg can control to conductive state, and six over coramutation capacitors with the main valves connected, controlled commutation valves Sy - with associated control currents gr - g · 2 · When a switch valve is switched on, the main valve thus placed in parallel is switched off. The commutation voltages required for this are provided by the commutation capacitors, which together with the associated stator phase windings in the asynchronous machine 1 form oscillation circuits. At any one time, one of the valves S1 - and at the same time one of the valves S4 - Sg is in a conductive state, so that the embedded direct current flows through two phase windings at all times.

Pig. 14 viser tændrækkefølgen af de enkelte hovedventiler. Der er her vist seks diskrete stillinger af den resulterende statorstrømvektor, som fremkommer ved tænding af de ved de enkelte vektorpile anførte ventiler. Por at sta-torstrømvektoren skal bevæge sig i urvisernes omløbsretning i spring på 60‘, måtte altså fx. først ventilerne S·) og Sg holdes i ledende tilstand, derefter ventilerne S2 og S^, derefter ventilerne S2 og S4 osv. Hvis der forefindes en kontinuerligt roterende styrevektor, skal hovedventilerne af symmetrigrunde tændes på den i fig. 14 angivne måde i de med I - TI betegnede virikelområder.Pig. 14 shows the ignition order of the individual main valves. Here, six discrete positions of the resulting stator current vector are shown, which are generated by switching on the valves indicated by the individual vector arrows. For example, the stator current vector must move in the clockwise orbital direction in leaps of 60 ', ie. first, the valves S ·) and Sg are held in a conductive state, then the valves S2 and S ^, then the valves S2 and S4, etc. If there is a continuously rotating control vector, the main valves of symmetry round must be turned on in the manner shown in FIG. 14 in the viral regions designated by I - TI.

Pig. 15 viser den indre opbygning af den i fig. 12 med 65 betegnede virikelomkobler, som har til opgave af komposantspændinger cos3* og sinp* af den kontinuerligt roterende styrevektor at frembringe de ovenfor omtalte tændimpul-ser for hoved- og kommuteringsventilerne i vekselretteren indenfor virikelområ-derne I-VI. De til indgangsklemmerne 66 og 67 tilførte komposantspændinger cos3* og sin3* adderes i seks forstærkere 83 - 88 med forskellig vægt på en sådan måde, at der ved forstærkerudgangene optræder seks sinusspændinger, som er indbyr-des forsat I dette øjemed har koblingsmodstandene i de enkelte forstærkere de i fig. 15 angivne modstandsforhold. Bag hver af udgangene fra forstærkerne 83 -88 er indskudt en. grænseværdimelder, fx. i form af en i og for sig bekendt 147745 - 16 -Pig. 15 shows the internal structure of the device shown in FIG. 12 with 65 designated viral switches, which are designed to produce component voltages cos3 * and sinp * of the continuously rotating control vector to produce the above-mentioned ignition pulses for the main and commutation valves of the inverter within the viral ranges I-VI. The component voltages cos3 * and sin3 * supplied to the input terminals 66 and 67 are added in six amplifiers 83 - 88 with different weights in such a way that at the amplifier outputs there are six sine voltages which are mutually offset In this regard, the coupling resistors in the individual amplifiers shown in FIG. 15 resistance ratios. Behind each of the outputs of amplifiers 83-88 is inserted one. limit value detectors, e.g. in the form of one known per se 147745 - 16 -

Schmitt-trigger, som ved et fra nul forskelligt indgangssignal E afgiver et konstant positivt udgangssignal A. Ved udgangene fra disse granseværdimeldere op- π står der derfor impulsfalger, som er indbyrdes forsat 3, og hvis varighed hver svarer til en halvperiode af de indvirkende vekselspeaidinger, dvs. en halv omdrejning af styrevektoren. Disse impulsf ølger er nærmere vist i fig. 16. Der er endvidere vist seks og-porte 89 til 94, som hver er påvirket af to graaisevasrdi-meldere, og som derfor ved deres udgang afgiver et signal, når udgangsspaaidin-gerne fra de to derpå indvirkende granseværdimeldere har en fra nul forskellig værdi. Som det let vil kunne ses af fig. 16, fremkommer der på denne måde ved vinkelomkobleren 65's udgangsklemmer 68-75 seks impulsfølger, som er indbyrdes ir 2ir forsat y og som har en varighed på -JT og som i den i fig. 15 angivne forbindelse med styregitrene g·] - g] 2 muliggør en tænding af hoved- og kommuteringsværdi-erne S-j - efter det i fig. 14 angivne skema.Schmitt trigger, which produces a constant positive output signal A. At a different from zero input signal E At the outputs of these limit values detectors, therefore, impulse faults are set, which are mutually offset 3, and whose duration each corresponds to half a period of the alternating alternating voltages. , ie half a revolution of the control vector. These pulse sequences are shown in more detail in FIG. 16. Also, six and gates 89 to 94 are shown, each of which is influenced by two gray water detectors, and therefore at their output gives a signal when the output voltages from the two impact limit sensors then have a value of zero different . As will be readily apparent from FIG. 16, in this way, at the output terminals 68-75 of the angular switch 65, six impulse sequences, which are mutually irregular and which have a duration of -JT and which in the embodiment of FIG. 15 with the control grids g ·] - g] 2 enable an ignition of the main and commutation values S-j - after the operation shown in FIG. 14.

Pig. 17 viser opbygningen af den i fig. 12 med 74 betegnede fasekorrek-turregulator, som ved sine udgangsklemmer 81 og 82 skal bevirke en hjælpepåvirkning til fremdrejning af styrevektoren. De normerede komposantspændinger cosø* og sinø* af den kontinuerligt roterende styrevektor indvirker på ind^ngsklem-merne 75 og 76, som er forbundet med indgangsklemmer 66' og 67' til en yderligere vinkelomkobler 95» der er udformet på samme måde som en del af vinkelomkobleren 65, og som derfor også har lignende ud^ngsklemmebetegnelser. De ved ud-gangsklemme me 75' og 70' samt ved indgangsklemmerne 69' og 72* optrædende im-pulsspsaidinger subtraheres i hver sin additionsforstærker 96 og 97. Forløbet af statorfasestrømmene Ir og Ig skulle nu svare til forløbet af de ved udgangene fra forstærkerne 96 og 97 optrædende spsaidinger Ig og Ig, dvs. faseviriklen mel- ‘K’ * lem Ir og Ir henholdsvis mellem Ig og Ig skulle blive nul. Med komposantspaaidin-* * gerne Ir og Ig af styrevektoren og komposantspsaadingeme Ir og Ig af stator-strømvektoren dannes ved hjælp af to multiplikatorer 98 og 99 samt en additionsforstærker 100 det ydre (vektorielle) produkt af disse to vektorer. Sker der nu ved hjælp af en efterfølgende kvotientdanner 101 en normering med størrelsen af statorstrømvektoren /1*/» der, som vist i fig. 12, kan afgives fra udgangen fra véktoranalysatoren 5'» fremkommer der ved udgangen fra kvotientdanneren 101 en størrelse, som er proportional med sinus til vinklen mellem den indførte styrevektor og statorstrømvektoren. Denne størrelse indvirker på indgangen til en in-tegrator 102, som er forbundet med indgangene til to multiplikatorer 105 og 104.Pig. 17 shows the structure of the device shown in FIG. 12, which is designated a phase correction controller 74, which at its output terminals 81 and 82 is intended to produce an auxiliary load to propel the control vector. The normalized component voltages cos0 and sin0 of the continuously rotating control vector act on the input terminals 75 and 76, which are connected to input terminals 66 'and 67' to a further angular switch 95 'formed in the same manner as part of the the angular switch 65, which therefore also has similar output terminal designations. The impulse readings at output terminals with 75 'and 70' as well as at the input terminals 69 'and 72 * are subtracted in each of the addition amplifiers 96 and 97. The sequence of stator phase currents Ir and Ig should now correspond to that of the output amplifiers 96. and 97 occurring stresses Ig and Ig, i.e. the phase vortex between 'K' * limbs Ir and Ir, respectively, between Ig and Ig should be zero. With the component voltage inducers Ir and Ig of the control vector and the component voltages Ir and Ig of the stator current vector, two multipliers 98 and 99 as well as an addition amplifier 100 form the outer (vector) product of these two vectors. Now, by means of a subsequent quotient generator 101, a standardization of the size of the stator current vector / 1 * / »occurs, as shown in FIG. 12 can be emitted from the output of the vector analyzer 5 '', at the output of the quotient generator 101, a magnitude proportional to the sine of the angle between the introduced control vector and the stator current vector is obtained. This size affects the input of an integrator 102 which is connected to the inputs of two multipliers 105 and 104.

Hvis indgangsklemmen 75 forbindes direkte med den anden indgang til mltiplika- 147746 - 17 - toren 104 og indgangsklemmen 76 forbindes æd den anden indgang til multiplikatoren 103 over en inverteringsforstærker 107, og tager man i betragtning at udgangsstørrelserne ved klemmerne 82 og 81 i fasekorrektur regulatoren 74, som vist i fig. 12, indvirker additivt på virikelonikobleren 65's indgange 66 og 67, drejes den ved indgangen til virikelomkobleren 65 virksomme styrevéktor ved hjælp af in-tegratorens udgangsspænding fremad i feltet drejningsretning, indtil integrato-ren 102's indgangsstørrelse, dvs. vinkeldifferensen mellem styrevektoren og den faktiske værdi af statorstrømvektoren, er blevet nul.If the input terminal 75 is connected directly to the second input of the multiplier 104 and the input terminal 76, the second input is connected to the multiplier 103 over an inversion amplifier 107, taking into account the output sizes of terminals 82 and 81 of the phase correction controller 74 , as shown in FIG. 12, additively acting on the inputs 66 and 67 of the vironelonic coupler 65, the control vector operable at the input to the virelon switch 65 is rotated forwardly in the integrator output voltage in the field of rotation, until the input size of the integrator 102, i. the angular difference between the control vector and the actual value of the stator current vector has become zero.

Pig. 17 viser endnu en mulighed til direkte konstatering af fasevinklen mellem styrevektoren cg statorstrømvektoren. Denne mulighed består i, at et fx. ifølge tysk fremlæggelsesskrift 1 179 634 kendt fasevinkelmåleapparat påvirkes ved sin indgang med udgangsspændingen fra forstærkeren 96 samt fra sekundærvik-lingen i den fasestrømmen konstaterende strømtransformator, og den i fig. 17 med 108 betegnede koblingsbro bringes i de med punkterede linier antydede, lodrette stilling. I anordningen ifølge fig. 17 bliver så udgangsklemmerne 69* og 72' tilligemed de foran disse anbragte elementer unødvendige sammen med elementerne 97, 98, 99, 100 og 101. Den principielle virkemåde ældres ikke herved. Den eneste forskel er, at indgangen til integratoren 102 nu påvirkes med en størrelse, som er direkte proportional med fasevinklen mellem styrevektoren og statorstrømvektoren.Pig. 17 shows yet another possibility for directly determining the phase angle between the control vector and the stator current vector. This possibility consists in that a e.g. According to German patent specification 1,179,634, the phase angle measuring apparatus known at its input is affected by its input with the output voltage of the amplifier 96 as well as from the secondary winding in the current transformer, and the current transformer found in FIG. 17 with 108 designated coupling bridge is brought into the vertical position indicated by dashed lines. In the device according to FIG. 17 then the output terminals 69 * and 72 ', as well as the elements placed in front of these, become unnecessary together with elements 97, 98, 99, 100 and 101. The principle operation is not thereby aged. The only difference is that the input to the integrator 102 is now affected by a magnitude which is directly proportional to the phase angle between the control vector and the stator current vector.

Til tilpasning af intergralregulatoren 102’s reguleringshastighed efter den foreliggende vinkelhastighed kan der i dens indgangskreds være anbragt en multiplikator 105, til hvis indgangsklemme tilføres en med rotorfeltets vinkelhastighed proportional størrelse.For adjusting the control speed of the intergral controller 102 to the present angular speed, a multiplier 105 may be provided in its input circuit, to which the input terminal is supplied with a magnitude proportional to the angular speed of the rotor field.

I tilfælde, hvor der på luftspaltefeltets komposantspændinger er overlejret svingningsdele med højere frekvens, såkaldte overbølger, fx. på grund af noterne i rotoren, bør der sørges for en eliminering af disse overbølger. Hvis man udfører en glatning ved hjælp af kendte RC- eller KL-forsirikelsesled, må man · tillige tage med i købet, at disse led principielt også forvrænger grundbølgens fasebeliggenhed og amplitude. Ved en vektorregulering, hvor en vektor skal fastslås så nøjagtigt som muligt ved hjælp af to vektoren beskrivende komposantspæn-dinger, er denne metode således udelukket.In cases where the component voltages of the air gap field have higher frequency oscillating parts, so-called overwaves, e.g. due to the notes in the rotor, these overwaves should be eliminated. If a smoothing is carried out by means of known RC or KL rectification joints, one must also take into account that these joints also in principle distort the phase position and amplitude of the fundamental wave. Thus, by a vector control, where a vector must be determined as accurately as possible by means of two vector descriptive component voltages, this method is excluded.

Derimod kan man ifølge en videre udformning af opfindelsen løse den opgave at foretage faserigtig gLatning af feltkomposantspæidingerne, hvis der er anbragt en overbølgefri tofasegenerator, hvis frekvens er bestemt af udgangen 147745 - 18 - fra en Pi-regulator, hvis indgang er påvirket af en størrelse, der afhænger af en af differensen mellem vektorens fasevinkel og fasevinklen af den af tofase-generatoren dannede vektor. Grundtanken består således i at påvirke fasevinklen af en tofasegenerator, der afgiver en overbølgefri vektorkomposantspaaiding, på en sådan måde, at dennes forskel til fasevinklen af den overbølgebehæftede vektor i gennemsnit forsvinder, hvorved de af de overlejrede overbølger forårsagede variationer kan adskilles fra tidsmasssige forandringer af selve grundbølgen og glattes for sig selv.By contrast, according to a further embodiment of the invention, it is possible to solve the task of conducting phase-correcting of the field component voltages if an over-wave two-phase generator whose frequency is determined by the output 147745 - 18 - from a Pi controller whose input is influenced by a magnitude , which depends on one of the difference between the phase angle of the vector and the phase angle of the vector formed by the two-phase generator. Thus, the basic idea is to affect the phase angle of a two-phase generator which emits an over-wave-free vector component voltage in such a way that its difference to the phase angle of the over-wave vector disappears, on average, whereby the variations caused by the superimposed overwaves can be separated from time the ground wave and smoothing for itself.

Tofasegeneratoren kan under undgåelse af roterende dele ifølge en videre udformning af opfindelsen bestå af to bag hinanden koblede integratorer, foran hver af hvilke er indskudt en multiplikator.The two-phase generator can, in the avoidance of rotating parts according to a further embodiment of the invention, consist of two interconnected integrators, in front of which a multiplier is inserted.

Dannelsen af en af den førnævnte differensvirikel afhængig størrelse kunne i og for sig ske med kendte analogt eller digitalt arbejdende komponenter som fx. furiktionsdrejemeldere eller fasevinkelmåleapparater. En særlig enkel mulighed til dannelse af den af differensvinklen afhængige størrelse opnås ifølge en videre udformning af opfindelsen med fire multiplikatorer, som er påvirket af vektorkomposantspændingerne og af udgangsspændingerne fra to fasegeneratorer, og hvis udgangsspændinger tilføres til to additionsforstærkere på en sådan måde, at der ved disses indgange opstår størrelser, som er proportionale med differens-vinklens sinus og cosinus, og som til dannelse af en med differensviriklens tangens proportional størrelse tilføres til en kvotientdanner.The formation of a size dependent on the aforementioned differential virus could in itself occur with known analog or digital working components, e.g. friction turning detectors or phase angle gauges. A particularly simple possibility of forming the magnitude dependent on the difference angle is obtained according to a further embodiment of the invention by four multipliers which are influenced by the vector component voltages and by the output voltages of two phase generators and whose output voltages are supplied to two addition amplifiers in such a way that their inputs produce magnitudes which are proportional to the sine and cosine of the differential angle, and which are fed to a quotient generator to form a proportionate magnitude of the differential vortex.

Eig. 18 viser anvendelsen af glatningsindretningen ifølge opfindelsen, fx. ved en anordning ifølge fig. 2, fra hvilken henvisningsbetegnelserne for overensstemmende dele er overtaget.Eig. 18 shows the use of the smoothing device according to the invention, e.g. in a device according to FIG. 2, from which the reference numerals for corresponding parts are taken.

De ved korrekturleddet 4’s udgang optrædende, endnu med de hovedsagelig af rotorens noter forårsagede overbølger behæftede komposantspændinger af den med rotoren roterende drejefeltvektor tilføres til indgangsklemmerne 108 og 109 af det nedenfor nærmere beskrevne gLatningsled G ifølge opfindelsen, som omformer disse spændinger faserigtigt til to overbølgefri, statororienterede vektor-komposantspøaidinger, som beskriver en stadig i retning af den momentane dreje-feltakse visende enhedsvektor Ψ = e^. De med cos<j> og sin<j) betegnede udgangsspændinger fra glatningsleddet G tilføres til en med 6 betegnet komposantomfor-mer (KW), som med to i forhold til rotordrejefeltaksen orienterede indgangsstørrelser b og w danner to tilsvarende i forhold til statoren orienterede vektor-komposanter for statorstrømmen. Komposantomformeren 6 består, som allerede for- 147745 - 19 - klaret i forbindelse med fig. 6, af fire multiplikatorer og to additionsforstærkere og afgiver ved sin udgangsklemme 112 en spænding med størrelsen bcos<f> -wsin<|> og ved sin udgangsklemme 113 en spænding med størrelsen bsin$ + wcos<|>, som over et mellemled 7, fx· til omformning af toaksede komposanter til treaksede komposanter, føres til indstillingsleddet 2's indstillingsind^nge.Component stresses of the rotational field vector rotating with the rotor rotating field vector occurring at the output of the proof 4, still caused by the rotor notes, are applied to the input terminals 108 and 109 of the sliding link G of the invention described below, which converts these voltages into two phase sensors. vector component sprays which describe a unit vector still in the direction of the instantaneous rotational field axis showing Ψ = e ^. The output voltages denoted by cos <j> and sin <j) from the smoothing link G are applied to a component denominator (KW) denoted by 6, which, with two input sizes b and w oriented relative to the rotor rotary axis, forms two vector oriented with respect to the stator. -components of the stator current. Component converter 6 consists, as already explained in connection with FIG. 6, of four multipliers and two addition amplifiers and emits at its output terminal 112 a voltage bcos <f> -wsin <|> and at its output terminal 113 a voltage bsin $ + wcos <|>, which exceeds an intermediate 7, for example, for converting two-axis components into three-component components, is fed to the setting input 2 of the adjustment link 2.

Til forklaring af opfindelsens principielle virkemåde henvises først til vektordiagrammet i fig. 19, som viser en forindstillet plan vektor E, fx. en drejevektor, med fasevinklen ε i et retvinklet faststående koordinatsystem med akserne r og j, hvis i retning af koordinatakserne faldende vektorkomposanter er betegnet med E1 og E2. Vektorkomposanterne skal nu foruden en grundsvingning også indeholde en oversvingning, hvilket vektorielt kan fremstilles således, at den forindstillede drejevektor E er sammensat af en med Eg betegnet grundbølge-vektor og en omkring dennes spids roterende overbølgevektor EQ. Hvis man betegner fasevinklen af grundvektoren Eg med sg, vil differensviriklen mellem vektoren E's fasevirikel ε og fasevinklen sg af vektoren Eg periodisk bevæge sig mellem værdierne +6max og så at dens tidsmæssige middelværdi er nul. Omvendt kan man sige, at hver vektor A med fasevinklen a, hvis fasevirikeldifferens ε - α til faseviriklen af den forindstillede vektor E i gennemsnit forsvinder, altid må vise i retning af grundbølgevektoren Eg, hvorhos dette udsagn gelder uafhængigt af størrelsen og vinkelhastigheden af den forindstillede vektor E og af størrelsen og vinkelhastigheden af vektoren EQ, dvs. af den påfaldende overbølges ordens-tal, og også er rigtigt ved samtidig optræden af flere overbølger.For an explanation of the principle operation of the invention, reference is first made to the vector diagram of FIG. 19, which shows a preset planar vector E, e.g. a rotary vector, with the phase angle ε in a right-angled fixed coordinate system with the axes r and j, if falling vector components are designated E1 and E2 in the direction of the coordinate axes. The vector components must now contain, in addition to a fundamental oscillation, an oscillation, which can be made vectorially, such that the preset turning vector E is composed of a ground wave vector designated E, and a rotating over-wave vector EQ around its tip. If the phase angle of the basic vector Eg is denoted by sg, the difference vortex between the phase vortex ε of the vector E and the phase angle sg of the vector Eg will periodically move between the values + 6max and so that its temporal mean is zero. Conversely, it can be said that each vector A with phase angle a, whose phase vortex difference ε - α to the phase vortex of the preset vector E disappears, must always point in the direction of the fundamental wave vector Eg, where this statement applies regardless of the magnitude and angular velocity of the preset vector E and of the magnitude and angular velocity of the vector EQ, i.e. of the striking wave of the order number, and is also true of the simultaneous occurrence of several waves.

Eig. 20 viser et blokdiagram af en på denne erkendelse baseret gLat-ningsindretning ifølge opfindelsen. Den indeholder en overbølgefri tofasegenera-tor 114 af i og for sig kendt konstruktion, som afgiver udgangsspændinger, der er betegnet med sina og cosa. Fasevinklen a af den af tofasegeneratoren afgivne vektorstørrelse er proportional med tidsintegralet af den til dens indgangsklemmer 128 tilførte indgangsstørrelse o, som på sin side udgør udgangssignalet fra en Pi-regulator 115· Pi-regulatoren 115's udgangssignal bestemmer således vinkelhastigheden af den af tofasegeneratoren afgivne vektorstørrelse og dermed frekvensen af de tilsvarende udgangsspændinger. De ved klemmerne 10 og 11 optrædende sinusformede og cosinusformede spændinger beskriver en enhedsvektor (værdi 1) med faseviriklen a. Til et vektorielt raultipliceringsled 116, som i sin opbygning svarer til den ovenfor omtalte komponentomformer 6, tilføres komposantspasi-dingerne af denne enhedsvektor såvel som komposantspændingerne E1 og E2 af den 147745 - 20 - til udglatning bestemte vektor E = /E/e^e på en sådan måde, at der ved multipli-ceringsleddet 1161 s udgangsklemmer 117 og 118 opstår to spajidinger, som er proportionale med størrelsen /E/ af indgangsvektoren E og sinus henholdsvis cosinus af differensvinklen ε - α. Hvis udgangsklemmen 118 forbindes med divisorind^n-gen og udgangsklemmen 117 med dividendind^ngen til en kvotientdanner 119, opstår der ved dennes udgang en med tangens af differensvinklen ε - α proportionale spaaiding, hvorhos en mellem klemmen 118 og divisorindgangen indskudt diode 120 sørger for en entydig sammenhæng mellem indgangs- og udgangsspændingen af kvotientdanneren 119 i et område af differensviriklen ε - α mellem -ir og +ir, idet udgangsstørrelsen fra kvotientdanneren 119 ved positive værdier af den ved klemmen 119 optrædende spænding har en med tangens til differensvinklen e - α proportional spænding, men i øvrigt har en af den apparattekniske udformning af kvotientdanneren 119 bestemt maksimal udgangsværdi, hvis fortegn stemmer overens med fortegnet af sinusfunktionen af differensvinklen e - α.Eig. 20 is a block diagram of an inventive glating device based on this invention. It contains an over-wave two-phase generator 114 of a construction known per se, which emits output voltages denoted by sine and cosa. The phase angle a of the vector size emitted by the two-phase generator is proportional to the time integral of the input size o applied to its input terminals 128, which in turn constitutes the output of a Pi controller 115 · The output of the Pi controller 115 thus determines the angular velocity of the two-phase generator and hence the frequency of the corresponding output voltages. The sinusoidal and cosine-shaped voltages occurring at terminals 10 and 11 describe a unit vector (value 1) with the phase vortex a. To a vectorial multiplication link 116 which corresponds in its structure to the component converter 6 mentioned above, the component spaces of this unit vector are added as well as the component vectors. E1 and E2 of the smoothing vector E = / E / e ^ e determined for smoothing in such a way that at the multiplication link 1161 s output terminals 117 and 118, two splits proportional to the size / E of the input vector E and sine respectively cosine of the difference angle ε - α. If the output terminal 118 is connected to the divisor input gene and the output terminal 117 with the dividend input to a quotient generator 119, at its output, a voltage proportional to the tangent of the difference angle ε - α is produced, a diode 120 inserted between the terminal 118 and the divisor input. an unambiguous relationship between the input and output voltages of quotient 119 in an area of differential ε - α between -ir and + ir, the output size of quotient 119 having positive values of voltage at terminal 119 having a tangent to the differential angle e - α proportional voltage, but otherwise one of the apparatus designs of the quotient generator 119 has a certain maximum output value whose sign corresponds to the sign of the sine function of the difference angle e - α.

Virkemåden af den hidtil beskrevne indretning er følgende: PI-regulato-ren 115 vil på kendt måde ved forandring af sin udgangsstørrelse α og dermed af tofasegeneratoren114's fasevinkel arbejde hen mod tilvejebringelsen af en stationær tilstand, som er opnået, når indgangsstørrelsen til Pi-regulatoren forsvinder i gennemsnit. Indgpngsstørrelsen til Pi-regulatoren 115 vil så variere periodisk omkring værdien nul mellem værdierne ±tg6. Por udgangsstørrelsen fra Pi-regulatoren 115 fremkommer en tilsvarende variation, som dog i praksis kan af dampes vilkårligt stærkt, hvis dens proportionalforstærkning vælges tilstrækkelig lille og dens efterstillingstid tilstrækkelig stor. Dæmpningen af disse af overbølgerne fremkaldte svingninger er givet ved, at der mellem tofasegenerato-ren 114's indgangsstørrelse og den af to udgangsspændinger fra tofasegeneratoren 114 repræsenterede fasevinkelværdi α består en integral sammenhæng. På denne måde vil den af udgangsspændingerne ved klemmerne 110 og 111 beskrevne vektor med hensyn til fasebeliggenhed kun svinge ganske svagt omkring beliggenheden af grundbølgevektoren Eg, så at den af spændingerne ved klemmerne 110 og 111 beskrevne enhedsvektor praktisk taget viser i retning af grundbølgevektoren Eg.The operation of the device described so far is as follows: PI controller 115 will, in known manner, by changing its output size α and thus the phase angle of the two-phase generator 114, work towards the provision of a stationary state obtained when the input size of the Pi controller disappears. in average. The input size of the Pi controller 115 will then vary periodically around the value zero between the values ± tg6. The output size of the Pi controller 115 results in a corresponding variation, which, however, can in practice be of a vaporous intensity if its proportional gain is sufficiently small and its delay time sufficiently large. The attenuation of these oscillation-induced oscillations is given by the fact that there is an integral relationship between the input size of the two-phase generator 114 and the phase angle value α represented by two output voltages of the two-phase generator 114. In this way, the vector described by the output voltages at terminals 110 and 111 with respect to phase location will only oscillate very weakly around the location of the ground wave vector Eg, so that the unit vector described by the voltages at terminals 110 and 111 is practically in the direction of the ground wave vector Eg.

Ved denne udlignede tilstand repræsenterer imidlertid den ved klemmen 118 optrædende spænding /E/cos(e - o) altid projektionen af indgangsvektoren E på grundbølgevektoren Eg, hvis størrelse varierer periodisk med værdien af grundbølge-véktoren Eg. Med et forsirikelsesled af anden orden, bestående af en integrator 122, hvis udgangssignal er modkoblet til indgangen til en foran den anbragt PI- - 21 - ί4774δ forstærker 121, kan den i udlignet tilstand af Pi-regulatoren 115 med værdien af grundbølgevektoren varierende spsaiding ved klemmen 118 glattes tilstrækkeligt stærkt, så at der ved integratoren 122's udgang 123 forefindes en spænding, som nøjagtigt svarer til størrelsen af grundbølgevektoren Eg. Det er hensigtsmæssigt, hvis Pi-forstærkeren 121's og integratoren 122's karakteristika stemmer overens ned de tilsvarende elementer 115's og 114*s karakteristika, så at de tilsvarende signalvejsafsnit udviser samme overgangsforhold. Hvis kLemmen 123 forbindes med indgangene til to multiplikatorer 124 og 125, til hvis andre indgange tofasegeneratoren 114's udgangsklemmer 110 og 111 er tilsluttet, fremkommer der ved glatningsleddets udgangsklemmer 126 og 127 to spændinger Aj og A2, som svarer til de retvinklede komposanter af grundbølgevektoren Eg, som dermed er faserigtigt og amplituderigtigt fremstillet.However, in this offset state, the voltage / E / cos (e - o) present at the terminal 118 always represents the projection of the input vector E on the ground wave vector Eg, the magnitude of which varies periodically with the value of the ground wave vector Eg. With a second-order supply line consisting of an integrator 122 whose output signal is coupled to the input of an amplifier 121 located in front of the amplifier 121, it can, in the offset state of the Pi controller 115, vary with the value of the fundamental wave vector at the terminal 118 is sufficiently smoothed so that at the output 123 of the integrator 122 there is a voltage which corresponds exactly to the size of the ground wave vector Eg. It is convenient if the characteristics of the Pi amplifier 121 and the integrator 122 match the characteristics of the corresponding elements 115 and 114 * so that the corresponding signal path sections exhibit the same transition conditions. If the terminal 123 is connected to the inputs of two multipliers 124 and 125, to whose other inputs the output terminals 110 and 111 of the two-phase generator 114 are connected, at the output terminals 126 and 127 of the smoothing joint, two voltages Aj and A2 corresponding to the right-angled components of the ground wave vector Eg appear. which is thus phasedly and amplitively prepared.

I fig. 21 er vist en apparatteknisk realisering af gLatningsindretningen ifølge fig. 20, hvorhos der for ens virkende elementer er benyttet samme henvisningsbetegnelser. Til klemmerne 108 og 109 er tilsluttet komponentspsaadin-gerne El = /E/cose og E2 = /E/sine, og disse speaidinger indvirker på den ene indgang til multiplikatorer 130 og 131 henholdsvis 132 og 133· Den anden indgang til multiplikatorerne 130 og 132 er forbundet med tofasegeneratoren 114's udgangsklemme 110 medens de to andre indgange til multiplikatorerne 131 og 133 er forbundet med klemmen 111. Udgangen fra multiplikatorerne 130 og 133 tilføres additivt over hver sin modstand med størrelsen R til en additionsforstærker 134, medens udgangen fra multiplikatorerne 132 og 131 tilføres subtraktivt til en y-derligere additionsforstærker 135· De to additionsforstærkere 134 og 135 er modkoblet med en modstand af størrelsen R, og summen af de med deres med - og + betegnede indgang forbundne ledeværdier er altid den samme. Kvotientdanne ren 119 er udformet som en over en multiplikator 136 modkoblet forstærker, som i sin ikke koblede tilstand har en meget stor tomgangsforstærkning, og hvis indgang er forbundet med klemmen 117· Dens minusindgang udgør derfor dividendindgangen, medens den anden, med dioden 120's katode forbundne indgang udgør divisor åndingen. Kvotientdanneren 119*s udgangssignal indvirker på Pi-regulatoren 115, der er udformet som en med et RC-led modkoblet forstærker, og hvis udgangssignal tilføres til tofasegeneratoren 114's frekvensindstillings indgang 128.In FIG. 21 is an apparatus technical implementation of the smoothing device of FIG. 20, wherein the same reference numerals are used for similarly acting elements. The terminals E1 = / E / cose and E2 = / E / sin are connected to terminals 108 and 109, and these spacings affect one input to multipliers 130 and 131 and 132 and 133 respectively. The other input to multipliers 130 and 132 is connected to the output terminal 110 of the two-phase generator 114 while the other two inputs to the multipliers 131 and 133 are connected to the terminal 111. The output of the multipliers 130 and 133 is added additively across the resistor of magnitude R to an addition amplifier 134, while the output of the multipliers 132 and 131 is added subtractively to a y-additional addition amplifier 135 · The two addition amplifiers 134 and 135 are counter-coupled to a resistor of size R, and the sum of the conductor values associated with their - and + denoted input is always the same. Quotient pure 119 is designed as an amplifier coupled to a multiplier 136 which in its uncoupled state has a very large idle gain and whose input is connected to terminal 117 · Its minus input therefore constitutes the dividend input, while the other is connected to cathode 120 entrance constitutes the divisor breath. The output signal of quotient 119 * 119 acts on the Pi controller 115, which is designed as an amplifier coupled to an RC link and whose output is applied to the frequency tuning input 128 of the two-phase generator 114.

Dioden 120 tjener som ovenfor omtalt, til kun at lade de positive værdier af de ved kLemmen 118 optrædende speaidinger indvirke på multiplikatoren 136, hvilken spænding føres over Pi-forstærkeren 121 og en integrator 122, hvis 147745 - 22 - udgang over en inverteringsforstærker 137 er modkoblet på Pi-forstærkeren 121' s indgang. Integratoren 122 og Pi-forstærkeren 121 er her ligeledes udformet som kapacitivt henholdsvis ohmsk-kapacitivt modkoblede forstærkere. Det ved klemmen 123 fremkommende udgangssignal fra integratoren 122 indvirker på den ene indgang til to yderligere multiplikatorer 124 og 125, hvis anden indgang er forbundet med klemmerne 110 og 111 i tofasegeneratoren 114· Til besparelse af forstærkerelementer kan det af additionsforstærkeren 135 bestående blandingsled være sammensluttet med kvotientdanneren 119 på den måde, at udgangsspændingerne fra multiplikatorerne 131 og 132 i stedet for som vist at subtraheres fra hinanden i en særskilt forstærker subtraheres i indgangskredsen af kvotientdannerens forstærker. Denne modifikation foretrækkes i de tilfælde, hvor der ikke lægges nogen særlig værdi på en let tilgeaigelighed til /E/sin(s - a).The diode 120 serves, as discussed above, to affect only the positive values of the speaidings at the terminal 118 on the multiplier 136, which voltage is passed across the Pi amplifier 121 and an integrator 122 whose output over an inverting amplifier 137 is counterconnected at the input of the Pi amplifier 121. The integrator 122 and the Pi amplifier 121 are here also designed as capacitive and ohmic-capacitively coupled amplifiers respectively. The output signal obtained from terminal 123 from the integrator 122 acts on one input to two additional multipliers 124 and 125, the other input of which is connected to terminals 110 and 111 of the two-phase generator 114 · In order to save amplifier elements, the mixing link consisting of the addition amplifier 135 may be connected to the quotient generator 119 in such a way that the output voltages of the multipliers 131 and 132, instead of being subtracted from each other in a separate amplifier, are subtracted in the input circuit by the quotient generator amplifier. This modification is preferred in cases where no particular value is placed on an easy accessibility to / E / sin (s - a).

Ved modifikationen af koblingen ifølge fig. 21, som fremkommer, når med 38 og 39 betegnede koblingsbroer bringes i de med stiplede linier viste lodrette stillinger, er der med den over Pi-regulatoren 115 førende signalvej parallelkoblet en yderligere signalvej for udgangssignalet fra kvotientdanneren 119, hvilken vej fører over to modsat i serie anbragte zenerdioder 140. Disse zener-dioders gennemslagsspændinger er således valgt, at de ved en udgangsspænding fra ΤΓ kvotientdanneren, som svarer til en virikeldifferens ε - α på ca. jj, bliver ledende og derved tillader den til tofasegeneratoren tilførte indstillingsstørrelse at efterstille tofasegeneratorens fasevirikel til middelstillingen af ind-gan^vektoren E med langt større hastighed, end hvis kun Pl-regnlatoren 115 virkede alene. Denne ved større virikeldifferenser progressive indvirkning af fre-kvensindstillingsindgangen til tofasegeneratoren 114 sikrer, at tofasegeneratorens vektorer også ved større nødvendige frekvensændringer ikke mister følingen med indgangsvektoren E, således at en klipning forhindres. Den beskrevne variant er navnlig hensigtsmæssig ved anvendelseseksemplet ifølge fig. 1, hvor der driftsmasssigt kan optræde betydelige frekvensændringer.In the modification of the coupling according to FIG. 21, which results when coupling bridges designated by 38 and 39 are brought into the vertical positions shown in broken lines, with the signal path leading over Pi controller 115, a further signal path for the output signal from quotient generator 119 is coupled, which leads across two opposite in series of zener diodes 140. The average voltages of these zener diodes are chosen so that at an output voltage of ΤΓ the quotient generator, which corresponds to a vortex difference ε - α of approx. jj, becomes conductive, thereby permitting the setting size applied to the two-phase generator to reset the phase vortex of the two-phase generator to the mean position of the input vector E at a much greater rate than if only the P1 controller 115 operated alone. This progressive influence of the frequency-setting input of the two-phase generator 114 at larger vortex differences ensures that the vectors of the two-phase generator also do not lose their sense with the input vector E, even in larger necessary frequency changes, so that a clipping is prevented. The variant described is particularly useful in the application example of FIG. 1 where significant frequency changes may occur.

Hvis der forefindes en til indgangsvektorens vinkelhastighed henholdsvis til frekvensen af dens komposantspeaiding i hvert fald tilnærmelsesvis svarende størrelse - ved anvendelseseksemplet ifølge fig. 18 ville dette fx. være asynkronmaskinen l's rotoromdrejningstal - kan der ved tilkobling af en forstyrrelsesstørrelse opnås en yderligere fremskyndelse af fasevirikelefterstillingen, idet denne størrelse tilføres til klemmen 142 og således virker yderligere på tofasegeneratorens frekvensindstillingsindgang 128.If there is an angular velocity of the input vector or the frequency of its component spacing, respectively, at least approximately the size - in the application example of FIG. 18 this would e.g. be the rotor speed of the asynchronous machine 1 - by switching on a disturbance size a further acceleration of the phase vortex reset can be obtained, this size being applied to the terminal 142 and thus acting further on the frequency tuning input 128 of the two-phase generator.

1477 45 - 23 -1477 45 - 23 -

Pig. 22 viser et udførelseseksempel for en med statiske midler arbejdende tofasegenerator. Denne består af to bag hinanden koblede integratorer 143 og 144, foran hver af hvilke der er anbragt en multiplikator 145 henholdsvis 146· Multiplikatoren 144's udgangssignal er tilbagekoblet til den foran integra-toren 143 anbragte multiplikator 145· Hvis der til den på de andre indgange til multiplikatorerne 144 og 145 indvirkende indgangsklemme 128 tilføres et signal . da af størrelsen α = fremkommer der ved integratoren 143's udgang en spænding, som er proportional med sina, og ved integratoren 144's udgang fremkommer en størrelse, som er proportional med cosa. De ved udgangsklemmerne 110 og 111 optrædende spændinger er altså til enhver tid proportionale med cosinus af tidsintegralet af den ved indgangsklemmen 128 optrædende spsaiding. Por at amplituderne af det ved klemmerne 110 og 111 fremkommende sinus-cosinus-par altid skal være konstante, er integratoren 144 forsynet med en afdsanpende tilbagekobling i form af en tilbagekoblingsmodstand 147, som påvirker den af de to bag hinanden i kreds koblede integratorer 143 og 144 bestående svingningsdygtige struktur til tiltagende svingninger. Så snart disse imidlertid kommer op på tærskelværdien for to med modsat polaritet forspændte dioder 148 og 149, som er tilsluttet til to potentiometerudtag på et symmetrisk fødet potentiometer 150, hvis midte er forbundet med integratoren 144's udgang, bliver en modkobling virksom, som begrænser spændingsamplituden til disse dioders forspaaiding, så at der derved opnås en amplitudestabilisering af udgangsspændingen ved klemmerne 110 og 111.Pig. 22 shows an exemplary embodiment of a two phase generator operating with static means. This consists of two interconnected integrators 143 and 144, in front of each of which a multiplier 145 and 146 respectively are provided · The output signal of the multiplier 144 is fed back to the multiplier 145 located in front of the integrator 143. the multipliers 144 and 145 acting as input terminal 128 are applied to a signal. since of magnitude α =, at the output of integrator 143, a voltage is proportional to sine, and at the output of integrator 144, a magnitude proportional to cosa appears. Thus, the voltages occurring at the output terminals 110 and 111 are at all times proportional to the cosine of the time integral of the voltage occurring at the input terminal 128. In order that the amplitudes of the sine cosine pairs at terminals 110 and 111 must always be constant, the integrator 144 is provided with a flushing feedback in the form of a feedback resistor 147, which affects the two integral circuits 143 of the two rearwardly integrated circuits. 144 existing oscillatory structure for increasing oscillations. However, as soon as these come up to the threshold value of two polarity biased diodes 148 and 149 connected to two potentiometer outputs on a symmetrically fed potentiometer 150, the center of which is connected to the output of integrator 144, a counterconnection which limits the voltage amplitude to biasing these diodes so as to achieve an amplitude stabilization of the output voltage at terminals 110 and 111.

Fordelagtige anvendelsesmuligheder for denne gLatningsindretning hestår ikke hlot ved den ovenfor omtalte vektorkomposantstyring af drejefeltmaskiner.Advantageous applications for this smoothing device are not lost in the above-mentioned vector component control of turning field machines.

Den kan også generelt anvendes overalt, hvor der er behov for ved et vilkårligt overhølgehehæftet flerfasespændingssystem at frembringe dettes grundbølge fase-rigtigt eller anrplituderigtigt eller begge dele. Ethvert flerfasesystem beskriver nemlig en vektor og kan derfor også fremstilles ved komposanterne af et to-fasegystem, hvorved indgangsstørrelserne for grundbølgefiltret ifølge opfindelsen således står til disposition. Af særlig betydning er det, at dette grund-bølgefilter er i stand til at arbejde efter sin bestemmelse ved enhver grund-bølgefrekvens inklusive frekvensen nul.It can also generally be used wherever there is a need to produce its ground wave phase-correct or error-correct, or both, by any over-coupled multiphase voltage system. Namely, any multiphase system describes a vector and can therefore also be produced by the components of a two-phase system, whereby the input sizes of the basic wave filter according to the invention are at disposal. Of particular importance is that this ground-wave filter is capable of working according to its determination at any ground-wave frequency including the zero frequency.

Således kan gLatningsindretning ifølge opfindelsen også anvendes ved synkronisering af net for derved at få et overhølgefrit fasetro billede af netspændingens faktiske værdi henholdsvis af netspændingsvektoren. Med samme fordel kan opfindelsen også anvendes til glatning af syrikroniseringsspændingerne i sty- U7746 - 24 - resæt til faseanskæringsstyrede strømrettere. Da denne synkroniseringsspænding sædvanligvis afledes fra netspasidingen, er også her en faseren undertrykkelse af overbølgerne vigtig til sikring af det samme tsendingstidspunkt under hver halvbølge.Thus, glowing device according to the invention can also be used in synchronization of grids in order to obtain an over-phase phase-free image of the actual value of the grid voltage and of the grid voltage vector, respectively. With the same advantage, the invention can also be used for smoothing the synchronization voltages in control sets for phase cut controlled current rectifiers. Since this synchronization voltage is usually derived from the grid passage, here too, a phased suppression of the overwaves is important to ensure the same time of tithing during each half-wave.

Den ovenfor beskrevne opfindelse gør det muligt ved asyrikronmaskindrift at opfylde fordringen om hurtig og indbyrdes uafhængig indstillelighed af de drejningsmomentdannende størrelser mindst lige så godt og lige så enkelt som hidtil ved jævnstrømsmaskindrift. Ved at erstatte en jævnstrømsmaskine med en asyhkronmaskine opnår man imidlertid betydelige fordele som følge af asynkronmaskinens forøgede driftssikkerhed og dens ringe behov for tilsyn og pasning.The above-described invention enables the asyricron machine operation to meet the demand for rapid and independent adjustability of the torque-forming sizes at least as good and as simple as hitherto in DC machine operation. However, by replacing a DC machine with an asychronous machine, you gain significant benefits due to the increased reliability of the asynchronous machine and its poor need for supervision and care.

Claims

147745 - 25 -

A method for controlling or regulating, in particular, inverter-fed asynchronous motors whose stator current under "determination of air gap flux is made dependent on two electrical sizes, characterized in that, for adjusting blind and utility currents separately, using two stator-oriented field components (σοβφ, βίηφ) transform two field axis oriented magnitudes (b, w and Ig, I *, respectively) describing a setting vector into two the same setting vector descriptor, stator oriented vector components used as control sizes (ir, i ^) or as control reference values (I *, I *) for the stator current.

Method according to claim 1, characterized in that both the stator-oriented field components (οοβφ, βϊηφ) and the stator-oriented vector components (ir, ij and I *, I *) formed at right angles in pairs together.

Method according to claim 1 or 2, characterized in that the field axis oriented magnitudes (b, w) are dependent on the difference between the nominal values and the actual values of the field axis oriented stator current components, whereby these actual values are formed from one another perpendicularly, stator oriented field components (οο3φ, 8ίηφ) and perpendicular to each other, stator oriented stator current components (lr, Ij), (Fig. 4) · 4 * Method according to claims 1 -3, characterized in that at least one of the field axis oriented sizes (w) or of the field axis oriented stator current component reference values (1 $) are brought about by the difference between a preset nominal rpm (n *) and the actual rpm (n) of the asynchronous motor.

Circuits for controlling or regulating, in particular, inverter-fed a-syricron motors by the method of claim 1, wherein the stator current is controlled by a control device which is influenced by a device for measuring the air gap flux in the asychronous motor and by additional operating magnitudes in the asynchronous end, a component converter (6) consisting of two addition amplifiers (38, 39) and four multipliers (40 - 43) to which are supplied from a vector analyzer (5) paired standard stator oriented field component voltages (οοβφ, βίηφ) as well as field axis oriented setting vector arrays. Posant voltages (b, w and I |, I *, respectively), wherein the outputs of each pair are connected to each amplifier input and the vector analyzer (5) consists of two each coupled by a multiplier (28, 29) , to whose inputs are applied voltage charges proportional to the stator-oriented field components and produced by two 90 * offsets Ball probes are placed on the aker circuit, which are squared output squares of amplifiers and compared to a constant size at the input of a controller, preferably an integral controller (35), the output of which is connected to one input of each of the two multipliers, wherein the component converter (6). output sizes are supplied either as setting sizes (ir, ij) to a current setting means (7, 10. or as reference values (i *, I *) for stator current control devices).

Circuit according to claim 5, characterized in that the output of the controller (35) is unilaterally limited to zero.

Circuit according to claim 5 or 6, characterized in that the field axis oriented setting vector components (b, w) are determined by the output signals of two current controllers (22) whose actual values consist of the output signals of an additional component converter (21) for which input the stator oriented field component voltages (eos <j>, sin <|>) and the stator oriented current component voltages (lr, Ij) are applied (Fig. 4).

Circuit according to claim 5 or 6 for acrylic motors supplied by a DC direct current with printed DC, characterized in that the output of the component atom (6) is connected to an additional vector analyzer (5 *) whose control output is connected to the reference value input to a regulator (64) for the DC direct current (Ig- |), and whose amplifier output voltages (eos3 *, sin3 *) are connected directly and / or via an additional regulator to a viral switch (65) for the inverter (2b) control grids, the selector switch contains six addition amplifiers (83 - 88) connected to their inputs to the vector analyzer's (5 ') outputs to produce six 60 * phase-shifted alternating circuits, which are supplied to each of the gate transducers (89 - 94) over each of the threshold circuits (89 - 94). g- | - «12) ·

Circuit according to claim 8, characterized in that the input of the viral switch is further influenced by the output voltage of a phase correction controller (74) for the stator current vector's viral position. 147745 - 27 -

Circuit according to claim 9, characterized in that the phase correction controller contains an integrator (102) to which is applied one of the angular difference between one of the component voltages (cosB *, sing *) at the output vector of the vector analyzer (5 ') and of the stator current vector is variable in size and whose output voltage is connected to an input of one of two multipliers (103, 104) and an inverting amplifier (107) comprising three phase links to rotate the control vector operating at the input of the viral switch (95) (Fig. 17) ·

Circuit according to claim 10, characterized in that a multiplier (105) is provided in the input circuit of the integrator (102) to which a magnitude (φ) proportional to the angular velocity is applied.

Circuit according to claim 5, characterized in that for phase-correct smoothing of the field component voltages an over-wave two-phase generator (114) is arranged, the frequency of which is determined by the output of a Pi controller (115) whose input is influenced by one of the the difference between the phase angle (ε) of the vector (E) and the phase angle (a) of the vector (A) dependent on the phase angle (a), (Fig. 20).

A circuit according to claim 12, characterized in that the two-phase generator (114) consists of two series-connected integrators (143, 144), in front of which a multiplier (145, 146) is inserted.

· Circuits according to claim 12 or 13, characterized by four multipliers (130 - 133) which are influenced by the vector component voltages and by the output phase of the two-phase generator (114), and whose output voltages are thus supplied to two addition amplifiers (134, 135) their outputs appear sizes which are proportional to the sine and cosine of the angle of difference (ε - α), and which are fed to a quotient generator (119) to form a proportionate magnitude of the differential vortex (119) (Fig. 21).

Circuit according to claim 14, characterized in that the divisor input (119) of the quotient generator (119) is only affected by positive values of the added amplifier output voltage applied.

Circuit according to claim 14, characterized in that the frequency tuning input (128) of the two-phase generator (114) over two opposite series connected diodes (140) is further influenced by the output voltage of the quotient generator.

Circuit according to claims 14-16 with amplitude-correct smoothing, characterized in that the output signal of the divisor of the quotient generator (119)