NO132257B

NO132257B -

Info

Publication number: NO132257B
Application number: NO307770A
Authority: NO
Inventors: F Blaschke
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1969-08-14
Filing date: 1970-08-11
Publication date: 1975-06-30
Also published as: FR2060101A1; CA991699A; ES382708A1; SU548220A3; AT301700B; NL7012044A; NL171949C; HU167668B; NO132257C; DK147745B; CH543190A; DK147745C; EG9829A; SE385070B; BE754739A; GB1290962A; CS152368B2; RO64136A; FR2060101B1; LU61509A1

Description

Den foreliggende oppfinnelse angår en fremgangsmåte til styring eller regulering av asynkronmaskiner hvis statorstrøm er bragt i direkte avhengighet av to elektriske størrelser, og særlig asynkronmaskiner som mates over omrettere. Por oppfinnelsen er der oppstillet det mål i denne forbindelse å realisere en av omdreinings-tallet uavhengig og likeledes innbyrdes uavhengig innstillbarhet av felt og moment i motordrift, resp. av blind- og watteffekt i gene-ratordrift. The present invention relates to a method for controlling or regulating asynchronous machines whose stator current is brought into direct dependence on two electrical quantities, and in particular asynchronous machines which are fed via converters. According to the invention, the goal in this connection is to realize one of the revolutions independently and likewise mutually independent adjustability of field and torque in motor operation, resp. of reactive power and wattage in generator operation.

Man kunne tenke på å anordne en egen felt- og en egen moment-regulator og la disse innvirke på to innganger til et innstillingsorgan som forsyner asyhkronmaskinen med energi og påvirker statorstrommens styrke og frekvens. Feltregulatoren kunne da i det vesentlige innvirke på styrken og momentregulatoren på frekvensen av statorstrommen. Men i så fall påvirker styrken av statorstrommen ikke bare feltet, men One could think of arranging a separate field and a separate torque regulator and letting these affect two inputs to a setting device which supplies the asynchronous machine with energy and affects the strength and frequency of the stator current. The field regulator could then essentially influence the strength and the torque regulator the frequency of the stator current. But in that case the strength of the stator current affects not only the field but

også dreiemomentet, og omvendt påvirker statorstrommens frekvens ikke bare momentet, men også feltet. Foruten denne additive sammenknytning forer innstillingen av onskeverdiene av statorspenning resp. statorstrom med hensyn til stSrrelse og frekvens til at feltstyrke og moment også innenfor maskinen via dynamiske ledd påvirker hverandre gjensidig i form av en subtraktiv sammenknytning. Disse sammenknytninger forringer stabilitet og fSringsforhold i forhold til det innledningsvis nevnte tilfelle av innbyrdes avkoblede innstillingsstorrelser. also the torque, and vice versa, the frequency of the stator current affects not only the torque, but also the field. In addition to this additive connection, the setting of the desired values of stator voltage resp. stator current with regard to size and frequency so that field strength and torque also within the machine via dynamic links mutually influence each other in the form of a subtractive connection. These linkages impair stability and sliding conditions in relation to the initially mentioned case of mutually decoupled setting variables.

Der er kjent et forslag som går ut på ved asynkronmaskiner matet over omrettere å foreskrive statorstrommen med hensyn til styrke og frekvens og så vidt mulig å oppheve de ovennevnte gjensidige avhengig-hetsforhold ved hjelp av spesielt tilpassede styrekarakteristikker som realiseres ved hjelp av funksjonsgeneratorer. Ved denne metode er det ugunstig at en flerhet av funksjonsgeneratorer må være nSyaktig avpasset etter hverandre og en parameterendring eller innstilling derfor blir i ytterst kostbar og besværlig. There is a known proposal which, in the case of asynchronous machines fed via inverters, prescribes the stator current with regard to strength and frequency and, as far as possible, cancels the above-mentioned interdependence by means of specially adapted control characteristics which are realized by means of function generators. With this method, it is disadvantageous that a plurality of function generators must be closely matched to each other and a parameter change or setting therefore becomes extremely expensive and difficult.

Fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen er derimot karakterisert ved at de to elektriske størrelser er til dreiefeltaksen refererte The method according to the invention, on the other hand, is characterized by the fact that the two electrical quantities are referred to the rotating field axis

'ledestørrelser som bare påvirker størrelsen av hver sin komponent av statorstrømvektoren, og hvorav den ene ligger parallelt med og den annen loddrett på den momentane dreiefeltakse, idet der av to til statoren refererte feltkomponenter og ledestørrelsene dannes to til disse svarende, til statoren refererte vektorkomponenter som anvendes som styrestørrelser eller som reguleringsstørrelser for regulerings-ønskeverdier for statorstrømvektor-komponentene. Oppfinnelsens grunn-tanke ligger altså i en feltorientert styring resp. regulering av vektorkomponenter, idet asynkronmaskinens statorstrømvektor foreskrives ved hjelp av en komponent som står loddrett på og en som ligger parallelt med feltet, og den strømkomponent som ligger parallelt med feltet, bare virker på feitstyrken, mens den på feltet loddrette komponent bare virker på maskinens moment. De nevnte innbyrdes av-hengighetsforhold er dermed opphevet. Feltstyrken følger ønskeverdien av av den feltparallelle strømkomponent med hovedfeltets tidskonstant, mens momentet følger ønskeverdien av den på feltet loddrette strøm-komponent umiddelbart. 'conducting quantities which only affect the size of each individual component of the stator current vector, and one of which lies parallel to and the other perpendicular to the instantaneous rotating field axis, whereby two field components referred to the stator and the conducting quantities form two corresponding vector components referred to the stator which are used as control variables or as control variables for control desired values for the stator current vector components. The basic idea of the invention therefore lies in a field-oriented control resp. regulation of vector components, as the asynchronous machine's stator current vector is prescribed by means of a component that is perpendicular to and one that is parallel to the field, and the current component that is parallel to the field only acts on the torque, while the component perpendicular to the field only acts on the machine's torque . The aforementioned interdependence has thus been abolished. The field strength follows the desired value of the field-parallel current component with the main field's time constant, while the torque follows the desired value of the current component perpendicular to the field immediately.

Den måte hvorpå de til feltaksen refererte stCrrelser omsetter seg i tilsvarende stromvektorkomponenter referert til statoren, er i og for seg vilkårlig. En særlig oversiktlig og billig mulighet fås ifolge et ytterligere trekk ved oppfinnelsen hvis der med to til statoren refererte feltkomponenter samt de to til feltaksen refererte storrelser dannes to til disse svarende vektorkomponenter som er referert til stai oren, og som påvirker statorstrSmmen son> ftnske- eller The way in which the magnitudes referred to the field axis are converted into corresponding current vector components referred to the stator is in and of itself arbitrary. A particularly clear and inexpensive possibility is obtained according to a further feature of the invention if, with two field components referred to the stator and the two quantities referred to the field axis, two corresponding vector components are formed which are referred to the stator, and which affect the stator current sonically or

styrestSrrelser eller som regulerings-6nskeverdier. governing bodies or as regulatory demand values.

Som to slike vektorkomponenter egner seg prinsipielt to storrelser som gjor det mulig å definere en vektor som, når det gjelder avbildning i rommet, kan være definert i et kartesisk, et skjevvinklet eller et polar-koordinatsystem. En særlig enkel utforelsesform for fremgangsmåten iffilge oppfinnelsen fremkommer hvis både de til statoren refererte feltkomponenter og de til statoren refererte vektorkomponent«r som svarer til de til feltaksen refererte storrelser, er orientert ortogonalt i forhold til hverandre. As two such vector components, two magnitudes are suitable in principle, which make it possible to define a vector which, when it comes to mapping in space, can be defined in a Cartesian, skew-angled or polar coordinate system. A particularly simple embodiment of the method according to the invention appears if both the field components referred to the stator and the vector components referred to the stator which correspond to the magnitudes referred to the field axis, are oriented orthogonally in relation to each other.

IfSlge en videre utvikling av fremgangsmåten if61ge oppfinnelsen blir de til feltaksen refererte storrelser som innstillingsstorrelser bragt i avhengighet av differansen mellom onske- og måleverdiene for statorstrSmkomponenter referert til feltaksen, hvorved reguleringen på de foreskrevne vektorkomponenter av statorstrSmmen skjer i et koordinatsystem referert til feltaksen, så det her er mulig å anvende likestromregulatorer» som utmerker seg ved stor noyaktighet. Hvis der ennvidere benyttes en overlagret omdreiningstallregulering According to a further development of the method according to the invention, the quantities referred to the field axis as setting quantities are made dependent on the difference between the desired and measured values for stator current components referred to the field axis, whereby the regulation of the prescribed vector components of the stator current takes place in a coordinate system referred to the field axis, so that here it is possible to use direct current regulators" which are distinguished by great accuracy. If a superimposed speed regulation is also used

til å levere onskeverdiene for de til feltaksen refererte statorstromkomponenter, fås der ved oppfinnelsen en omdreiningstall-reguleringsdrift som er ytterst hSyverdig både i statisk og i dynamisk henseende. to deliver the desired values for the stator current components referred to the field axis, the invention provides a speed control drive which is extremely valuable both statically and dynamically.

Til kompensasjon av ét fasevinkelavvik mellom innstillings-eller styrevektoren og statorstromvektoren betinget ved eventuelle ytre eller indre forsinkelsesledd hos maskinen, viser det seg ifolge en videre utvikling av oppfinnelsen gunstig om der skjer en vinkelforskyvning av innstillings- eller styrevektoren i feltets dreieretning avhengig av statorstromvektoren av dreiefeltaksens vinkelhastighet og av de forsinkelses-tidskonstanter som til enhver tid virker mellom den innstillingsinngang som påvirker statorstrommen, og selve statorstrommen, særlig asynkronmaskinens spredningsfelt- tid skonstanter. For compensation of one phase angle deviation between the setting or control vector and the stator current vector conditioned by any external or internal delay links in the machine, it turns out, according to a further development of the invention, to be favorable if there is an angular displacement of the setting or control vector in the direction of rotation of the field depending on the stator current vector of the rotating field axis angular velocity and of the delay time constants that act at all times between the setting input that affects the stator current, and the stator current itself, in particular the asynchronous machine's spreading field time constants.

På lignende måte kan den fasedreiende virkning av hovedfelt-tidskonstantene minskes hvis der skjer en vinkelforskyvning av innstillings-eller styrevektoren motsatt feltets dreieretning, avhengig av feltvektoren av rotorens eller dreiefeltaksens vinkelhastighet og av asynkronmaskinens hovedfelt-tidskonstanter. In a similar way, the phase-rotating effect of the main field time constants can be reduced if there is an angular displacement of the setting or control vector opposite the field's direction of rotation, depending on the field vector of the angular speed of the rotor or rotating field axis and of the asynchronous machine's main field time constants.

Fremgangsmåten ifolge oppfinnelsen lar seg på enkel måte realisere ved hjelp av en komponentomformer inneholdende to adder.-forsterkere og fire multiplikatorer som får tilfort til statoren refererte feltkomponentspenninger, parvis normert av en vektoranalysatoij samt til feltaksen eller statoren refererte komponentspenningeij samtidig som utgangene fra hvert par er forbundet med en inngang til hver sin forsterker. Vektoranalysatoren kan i så fall i henhold til et ytterligere trekk ved oppfinnelsen bestå av to forsterkere som hver er negativt tilbakekoblet ved hjelp av en multiplikator, og hvis innganger får tilfort spenninger proporsjonale med de ortogonale,til statoren refererte komponenter* og hvis kvadrerte utgangsspenninger adderes og sammenlignes med en konstant storrelse i inngangen til en regulator, fortrinsvis en integralregulator, hvis utgangsstorrelse pådrar en og en inngang til de to multiplikatorer. Den normering som på denne måte tilveiebringes ved hjelp av en regulerings-sammenligning, utmerker seg ved stor n6yaktighet. The method according to the invention can be realized in a simple way with the help of a component converter containing two adder amplifiers and four multipliers which are supplied with field component voltages referred to the stator, normalized in pairs by a vector analyzer as well as component voltages referred to the field axis or the stator at the same time that the outputs from each pair are connected with an input to each amplifier. In that case, according to a further feature of the invention, the vector analyzer can consist of two amplifiers, each of which is negatively feedbacked by means of a multiplier, and whose inputs are supplied with voltages proportional to the orthogonal components referred to the stator* and whose squared output voltages are added and is compared with a constant magnitude in the input of a regulator, preferably an integral regulator, whose output magnitude incurs one and one input to the two multipliers. The standardisation, which is provided in this way by means of a regulation comparison, is distinguished by great accuracy.

Skal fremgangsmåten ifolge oppfinnelsen anvendes ved asynkronmaskiner som pådras med påtrykt str5m fra en mellomkrets-omretter* viser det seg gunstig om komponentomformeren på sin utgangsside er forbundet med en ytterligere vektoranalysator hvis reguleringsutgang er forbundet, med onskeverdi-inngangen til regulatoren for mellomkrets-likestrommen, og hvis forsterker-utgangsspenninger pådrar en vinkelkobler for vekselsretterens styregitter direkte og/eller ©ver en ytterligere regulator. På denne måte blir statorstromvektoren sluttelig foreskrevet med hensyn til storrelse og fase, altså i polarkoordinater. If the method according to the invention is to be used for asynchronous machines which are applied with applied str5m from an intermediate circuit converter*, it is advantageous if the component converter is connected on its output side to an additional vector analyzer whose control output is connected to the desired value input of the regulator for the intermediate circuit direct current, and whose amplifier output voltages apply an angle coupler for the inverter's control grid directly and/or provide an additional regulator. In this way, the stator current vector is finally prescribed with regard to magnitude and phase, i.e. in polar coordinates.

Oppfinnelsen, såvel som videre utviklinger av denne, vil i The invention, as well as further developments thereof, will i

det folgende bli belyst nærmere under henvisning til tegningen. the following will be explained in more detail with reference to the drawing.

Vektordiagrammet på fig. 1 gjelder en trefaset asynkronmaskin. lg, lg og I,p betegner de itre 120° vinkelforskjovne akser opptredende komponenter av statorstromvektoren I,som roterer med en vinkelhastighet d^/dt «yg* i forhold til statoren. Denne statorstrQmvektor vil også kunne avbildes i et ortogonalt, eventuelt til statoren referert koordinatsystem med aksene r og j og med origo i maskinens dreieakse. Komponentene av statorstromvektoren I er i dette til statoren refererte koordinatsystem betegnet^eoVI og I .. Aksen r i det ortogonale koordinatsystem skal falle sammen med retningen av viklingsaksen for fase R. Statorstromvektoren I kan imidlertid også avbildes i et ortogonalt koordinatsystem som likeledes har origo i maskinens dreieakse, men hvor aksen f stadig blir å tenke i retningen for den momentane dreief el takse og derfor dreier seg vinkelen Vmed dreief elt-aksens vinkelhastighet d *^/dt lp i forhold til det i statoren faste koordinatsystem. De komponenter som definerer statorstromvektoren I, ville i dette koordinatsystem være storrelsene 1^ og Iw, hvorav The vector diagram in fig. 1 applies to a three-phase asynchronous machine. lg, lg and I,p denote the three 120° angularly displaced axes appearing components of the stator current vector I, which rotates with an angular velocity d^/dt «yg* relative to the stator. This stator current vector will also be able to be depicted in an orthogonal coordinate system, possibly referred to the stator, with the axes r and j and with the origin in the machine's axis of rotation. The components of the stator current vector I are in this coordinate system referred to the stator denoted ^eoVI and I .. The axis r in the orthogonal coordinate system must coincide with the direction of the winding axis for phase R. However, the stator current vector I can also be depicted in an orthogonal coordinate system which likewise has its origin in the machine's axis of rotation, but where the axis f is always to be thought of in the direction of the instantaneous torque axis and therefore the angle V rotates with the angular speed of the torque axis d *^/dt lp in relation to the coordinate system fixed in the stator. The components that define the stator current vector I, in this coordinate system, would be the quantities 1^ and Iw, of which

Ib stadig ligger parallelt med og I stadig ligger loddrett på den momentane dreiefeltakse fo For hver stasjonær driftstilstand av asynkronmaskinen er komponentene 1^ og I konstante storrelser, hvorav 1^ svarer til maskinens blindstrom, d.v.s. den feltdannende andel av statorstrommen, og I W til wattstrommen, altså den momentdannende andel av statorstrommen. Statorstromvektoren I kunne i det til feltaksen refererte koordinatsystem også avbildes i polarkoordinater, hvor den ville være definert ved sin storrelse og sin vinkelstilling i forhold til akssn f, svarende til differansen mellom vinklene /3 og På Ib always lies parallel to and I always lies perpendicular to the instantaneous rotating field axis fo For each stationary operating state of the asynchronous machine, the components 1^ and I are constant magnitudes, of which 1^ corresponds to the machine's reactive current, i.e. the field-forming part of the stator current, and I W to the watt current, i.e. the torque-forming part of the stator current. In the coordinate system referred to the field axis, the stator current vector I could also be depicted in polar coordinates, where it would be defined by its magnitude and its angular position in relation to the axis f, corresponding to the difference between the angles /3 and On

fig. 1 er der ennvidere også inntegnet ortogonale feltkomponenter %. og V. referert til statoren, samt en enhetsvektor f'» e<*>'^beliggende i retningen for feltaksen f, tillike med de tilhOrende komponentene cosVog sin f som opptrer i det til statoren refererte koordinatsystem r, j. fig. 1, orthogonal field components % are also drawn there. and V. referred to the stator, as well as a unit vector f'» e<*>'^located in the direction of the field axis f, together with the corresponding components cosV and sin f which appear in the coordinate system r, j referred to the stator.

Det generelle koblingsskjerna på fig. 2 viser grunntrekkene The general coupling core of fig. 2 shows the basic features

ved fremgangsmåten ifolge oppfinnelsen. En asynkronmaskin 1 mates by the method according to the invention. An asynchronous machine 1 is fed

fra et trefasenett ved sine statorfaseklemmer R, S, T over et egnet innstillingsledd som er i stand til å innstille fasestrommene I R> lg og 1^,. Et slikt strominnstillingsledd kan f. eks. være en dreie trans-formator, en magnetforsterker eller en omretter. To Hallsonder eller andre magnetfeltfolsomme giverelementer som er forskutt 90 elektriske grader i forhold til hverandre langs omkretsen av asynkronmaskinen 1, avbilder luftspaltfeltet ved to 90° faseforskjovne spenninger, og fra disse fås ved hjelp av korrekturledd 4 de tilsvarende komponentspenninger ¥ og V. for den med rotoren sammenkjedede dreiefeltvektor. En vektoranalysator (VA) betegnet med 5 danner av disse komponenter to til statoren refererte komponenter som definerer enhetsvektoren f"" e<J>^<*>, som tilfores en komponent-omformer (KW) betegnet med 6. Komponentomformeren 6 omformer to til rotordreiefeltets akse refererte inngangsstorrelser b og w i to tilsvarende til statoren refererte vektorkomponenter for statorstrommen. Disse virker over et mellomledd 7» f.eks. for omformning fra toaksede til treaksede komponenter, på innstillingsinngangene til innstillingsleddet 2. Vesentlig er at det ved hjelp av denne feltorienterte vektorkomponent-styring med de til feltaksen refererte storrelser from a three-phase network at its stator phase terminals R, S, T over a suitable setting link capable of setting the phase currents I R> lg and 1^,. Such a current setting link can e.g. be a rotary transformer, a magnetic amplifier or an inverter. Two Hall probes or other magnetic field sensitive sensor elements which are offset by 90 electric degrees in relation to each other along the circumference of the asynchronous machine 1, image the air gap field at two 90° phase-shifted voltages, and from these the corresponding component voltages ¥ and V. for the one with the rotor concatenated turning field vector. A vector analyzer (VA) denoted by 5 forms from these components two components referred to the stator which define the unit vector f"" e<J>^<*>, which is supplied to a component converter (KW) denoted by 6. The component converter 6 converts two to the axis of the rotor rotating field referred input quantities b and w in two corresponding to the stator referred vector components for the stator current. These work over an intermediate link 7", e.g. for transformation from two-axis to three-axis components, on the setting inputs of the setting link 2. It is essential that with the help of this field-oriented vector component control with the magnitudes referred to the field axis

b og w er mulig å påvirke den komponent av statorstromvektoren som ligger parallelt med rotordreiefeltets momentane akse, og den som står loddrett på denne akse, altså wattstrom og feltstromandel, uavhengig av og avkoblet fra hverandre. b and w it is possible to influence the component of the stator current vector which lies parallel to the momentary axis of the rotor rotating field, and the one which is perpendicular to this axis, i.e. watt current and field current share, independently of and decoupled from each other.

Fig. 3 viser et utforelseseksempel på en vektorkomponent-regulering i ortogonale koordinatsystemer. For elementer med samme virkning er der her liksom også i de fSigende figurer beholdt tilsvarende henvisningsbetegnelser som i de foregående figurer. Asynkronmaskinen 1 blir her matet av en omrettei? f. eks. en direkte omretteri som har tre spennings-innstillingsinnganger, som er betegnet med Ug, Ug og UT og virker på hver sin av fasestrommene IR, lg og IT-I tilfQrselsledningene for statorstrommen er der anordnet strom-transformatorer hvis sekundærviklinger er tilsluttet en transformasjonskobling 8 til å omdanne de tre nevnte fasestrommer til på hinannen loddrette komponenter Ir og 1^, som tilfSres stromregulatorene 9 som måleverdier. Utgangsspenningene fra disse regulatorer blir i en transformasjonskobling 10 omdannet til tilsvarende trefasede kompo-tt en tsp enn inger og pådrar innstillingsinngaagene til omretteren 2. Utgangsstorrelsene 1^ og I. fra transformasjonskoblingen 8 blir via Fig. 3 shows an embodiment of a vector component regulation in orthogonal coordinate systems. For elements with the same effect, similar reference designations have been retained in the following figures as in the previous figures. The asynchronous machine 1 is here fed by an inverter? e.g. a direct inverter which has three voltage setting inputs, which are denoted by Ug, Ug and UT and act on each of the phase currents IR, lg and IT-I the supply lines for the stator current are arranged there current transformers whose secondary windings are connected to a transformation coupling 8 to to convert the three mentioned phase currents into mutually perpendicular components Ir and 1^, which are supplied to the current regulators 9 as measured values. The output voltages from these regulators are converted in a transformation coupling 10 into corresponding three-phase compo-tt a tsp than ingers and apply to the setting inputs of the inverter 2. The output quantities 1^ and I. from the transformation coupling 8 are via

to proporsjonalledd 4a subtrahert fra utgangsspenningene fra de givere som avfSler luftspaltfeltet, i to summeringssteder 4b, hvorunder proporsjonalitetsfaktoren K hos de to proporsjonalledd 4a i det vesentlige er proporsjonal, med forholdet mellom rotorsprednings-induktiviteten og hovedinduktiviteten hos asynkronmaskinen 1. Dermed opptrer der ved vektoranalysatorens inngangsklemmer 11 og 12 to Ortogonale komponenter ¥r og av rotorens dreiefelt,og ved dens utgangsklemmer 13 og 14 tilsvarende normerte komponentspenninger, two proportional elements 4a subtracted from the output voltages from the encoders that detect the air gap field, in two summation locations 4b, during which the proportionality factor K of the two proportional elements 4a is essentially proportional, with the ratio between the rotor spread inductance and the main inductance of the asynchronous machine 1. Thus, there occurs at the input terminals of the vector analyzer 11 and 12 two orthogonal components ¥r and of the rotor's rotating field, and at its output terminals 13 and 14 corresponding normalized component voltages,

altså komponentene cos V og sin av en enhetsvektor 'p = e^ som stadig peker i retningen for rotordreiefeltets momentane akse. Komponentomformeren 6 danner av de til feltet refererte inngangsstorrelser b og w som foreligger ved dens klemmer 17 og 18, såvel som de til statoren refererte f eltkomponenter cos * P og sin * P som tilfores ved klemmene 15 og 16, tilsvarende til statoren refererte statorstromkomponent^onskeverdier. I og I. for stromregulatorene 9»i.e. the components cos V and sin of a unit vector 'p = e^ which constantly points in the direction of the momentary axis of the rotor rotating field. The component converter 6 forms from the input quantities b and w referred to the field which are present at its terminals 17 and 18, as well as the field components cos * P and sin * P referred to the stator which are supplied at the terminals 15 and 16, corresponding to the stator current component referred to the stator^ desired values. I and I. for the current regulators 9"

Med den anordning...som er beskrevet hittil og vist på fig. er en innbyrdes avkoblet moment- og/eller feltregulering av asynkronmaskinen 1.mulig. For å forandre de tilsvarende onskeverdier behover man bare å endre inngangsstorrelsene b og w til komponentomformeren 6. Er komponentomformerens inngangsstorrelse w - som vist stiplet - utgangsstorrelsen fra en omdreiningstallregulator 110 som får tilfort onskeomdreiningstallet n<*> og en inngangsspenning proporsjonal med måleomdreiningstallet n for asynkronmaskinen 1, får man av anordningen på fig. 3 en omdreiningstallregulering med underlagret momentregulering. Mens der ved anordningen på fig. 3 ut fra de til feltaksen refererte storrelserb, w ble dannet til statoren refererte onskeverdier lp °g Ijj altså onskeverdier som ved stasjonært maskinomdreiningstall forloper sinusformet, viser fig. 4 et utforelseseksempel hvor der dannes måleverdier referert til feltaksen og disse så i stromregulatore^ 22 blir sammenlignet med onskeverdier 1^ og I* som direkte kan foreskrives for dem. Da det ved onske- og måleverdier av statorstrom-vektoren refeee'rt feil feltaksen ved ethvert stasjonært maskinomdreiningstall stadig dreier seg om likestromsstorrelser}blir det her mulig å anvende likestromregulatorer, som i dynamisk henseende og også med hensyn til noyaktighet viser seg overlegne likeoverfor vekselstromregula-torene. De til feltaksene refererte storrelser b, w fremkommer ved an-erdrtingen på fig. 4 som resultat av en regulerings-sammerQignirg meUcmtil feltaksen refererte onskeverdier 1^ og I^<*>" og til feltaksen refererte måleverdiflr. Iw og I^som ved hjelp av en annen komponentomformer 21 på With the device...which has been described so far and shown in fig. is a mutually decoupled torque and/or field regulation of the asynchronous machine 1.possible. To change the corresponding desired values, one only needs to change the input quantities b and w to the component converter 6. Is the component converter's input quantity w - as shown dashed - the output quantity from a revolution speed regulator 110 which receives the desired desired revolution number n<*> and an input voltage proportional to the measured revolution number n for the asynchronous machine 1, one obtains from the device in fig. 3 a speed regulation with subordinate torque regulation. While in the device in fig. 3 based on the magnitudes b, w referred to the field axis, the desired values lp °g Ijj referred to the stator were formed, i.e. desired values which, at a stationary machine speed, run sinusoidally, fig. 4 an embodiment example where measurement values are formed referred to the field axis and these then in current regulators^ 22 are compared with desired values 1^ and I* which can be directly prescribed for them. Since, at desired and measured values of the stator current vector, the field axis is always wrong at any stationary machine speed, it is always about direct current quantities}, it becomes possible to use direct current regulators, which in dynamic terms and also with regard to accuracy prove to be superior directly to alternating current regulators the thorns. The magnitudes b, w referred to the field axes appear from the change in fig. 4 as a result of a control summation meUcmtil the field axis referred desired values 1^ and I^<*>" and to the field axis referred measured value flr. Iw and I^ which by means of another component converter 21 on

en måte som vil bli forklart nærmere senere , blir dannet av ortogonale, til statoren refererte komponenter av statorstromvektoren såvel som av de ortogonale komponenter av enhetsvektoren f = e^ som peker i retningen for rotordreiefeltets akse. Utgangene fra likestrSmregulato-rene 22} som fordelaktig utfores som IP-regulatorer for å gi stor noyaktighet, danner de to til feltaksen refererte komponenter av en inn-stillingsvektor som tilfores inngangene til komponentomformeren 6, a way that will be explained in more detail later, is formed by orthogonal components of the stator current vector referred to the stator as well as by the orthogonal components of the unit vector f = e^ which point in the direction of the axis of the rotor rotating field. The outputs from the DC regulators 22}, which are advantageously designed as IP regulators to provide high accuracy, form the two components referred to the field axis of a setting vector which is fed to the inputs of the component converter 6,

som på den allerede beskrevne måte danner de tilsvarende innstillings-kommandoer referert til statoren. Også her er det mulig - som antydet stiplet - å overlagre en omdreiningstallregulator 110 hvis utgangsstorrelse danner onskeverdien I for en av stromregulatorene 22. which, in the manner already described, form the corresponding setting commands referred to the stator. Here, too, it is possible - as indicated by the dotted line - to superimpose a speed regulator 110 whose output value forms the desired value I for one of the current regulators 22.

Når styrevektorens komponenter virker på spenningsinnstillings-innganger U^, Ug og U,j til omretteren 2 , opptrer der ved virkningen av eventuelle forsinkelsesledd, særlig ved virkningen fra asynkronmaskinens spredningsfelt-tidskonstanter, en fasedreining mellom styrevektoren og statorstrom-vektoren. En endring av styrevektoren ville derfor ikke straks £Mr/es.av statorstrom-vektoren i den tilsiktede retning. Med ut-gangspunkt i en stasjonær tilstand vil det når bare én onskeverdi endres, være nodvendig å la begge regulatorene 22 arbeide for å kunne utregulere dette reguleringsawik, hvorved der forbigående vil inntre en viss dynamisk sammenknytning og dermed-en minskning av den i og for seg mulige reguleringshastighet. For også å avbote denne sammenknytning blir der derfor til en styrevektor som dannes ved hjelp av utgangsspenningene fra regulatoren 22,addert en vektor som står loddrett på den, så sumvektoren vil ligge foran den opprinnelige styrevektor i feltets dreieretning. Storrelsen av denne ekstra påkoblede vektor som bevirker .en vinkelforskyvning av styrevektoren ,skal da være proporsjonal med produktet av dreiefeltaksens vinkelhastighet, storrelsen av statorstrommen samt asynkronmaskinens spredningsfelt-tidskonstanter. Den ovennevnte vinkelforskyvning av styrevektoren bevirkes ved anordningen på fig. 4 av to multiplikatorer 23 og 24 hvis inngangsklemmer 25 og 26 får tilfort måleverdi-komponentspenningene Iw og ItøjOg hvis andre innganger får tilfort en storrelse som svarer til feltets vinkelhastighet f og stammer fra et måleorgan 27 tilsluttet utgangskiemmene for. vektoranalysatoren 5..Utgangsstorrelsene fra multiplikatorene 23 og 24 adderes i summeringsledd 52 og 53 m©d de der avmerkede virkningsretninger samt med en vektfaktor T som tilsvarer spredningsfelt-tidskonstantene. Det er prinsipielt likegyldig på hvilket sted mellom regulatorutgangen og de innganger som er tilordnet innstillingsleddet 2,den kompenserende vinkelforskyvning av styrevektoren skjer, det vil si hvor summeringsstedene 52 og 53 plaseres. F.eks. kan de som antydet stiplet også anbringes mellom de respektive klemmer 19 og 20 på komponentomf ormeren;:; 6 og inngangene til transformasjonskoblingen 10. I så fall tjener selvsagt de tilsvarende til statoren refererte komponent^måleverdier I og I. av statorstrommen som inngangsstorrelser for multiplikatorene. På analog måte-er det på dette sted også mulig å avbote en dynamisk sammenknytning av de til feltaksen refererte innstillingsstorrelser betinget ved asynkronmaskinens hovedfelt-tidskonstanter. Da der i dette tilfelle må skje en vinkelforskyvning.motsatt feltets dreieretning, blir de tilsvarende komponentspenninger-av feltvektoren tilfort inngangsklemmene 25^ og. 26» med negative fortegn. Dessuten er å bemerke-at dette prin-sipp med dynamisk avkobling ved vinkelforskyvning av styrevektoren selvsagt også lar seg anvende ved.enhver annen forsinkelse som virker mellom den respektive innstillingsinngang som påvirker statorstrommen, og statorstrommen. Svarende-til storrelsen av de tidskonstanter hvis fasedreiende virkning skal kompenseres,varieres bare vektfaktorene for multiplikatorens utgangsstorrelser. When the components of the control vector act on the voltage setting inputs U^, Ug and U,j of the inverter 2, a phase shift between the control vector and the stator current vector occurs due to the effect of any delay terms, particularly due to the effect of the asynchronous machine's spreading field time constants. A change of the control vector would therefore not immediately £Mr/es.of the stator current vector in the intended direction. With the starting point in a stationary state, when only one desired value changes, it will be necessary to let both regulators 22 work in order to be able to out-regulate this regulation deviation, whereby a certain dynamic coupling will temporarily occur and thus a reduction of the i and for possible control speed. In order to also undo this connection, a vector that is perpendicular to it is therefore added to a control vector that is formed using the output voltages from the regulator 22, so that the sum vector will lie in front of the original control vector in the field's direction of rotation. The size of this additional connected vector, which causes an angular displacement of the control vector, must then be proportional to the product of the angular speed of the rotating field axis, the size of the stator current and the asynchronous machine's spreading field time constants. The above-mentioned angular displacement of the control vector is effected by the device in fig. 4 of two multipliers 23 and 24 whose input terminals 25 and 26 are supplied with the measured value component voltages Iw and ItøjAnd whose other inputs are supplied with a magnitude that corresponds to the field's angular velocity f and originates from a measuring device 27 connected to the output terminals for. the vector analyzer 5..The output quantities from the multipliers 23 and 24 are added in summation links 52 and 53 with the directions of action marked there as well as with a weighting factor T which corresponds to the scattering field time constants. It is in principle indifferent at which place between the regulator output and the inputs assigned to the setting link 2, the compensating angular displacement of the control vector takes place, i.e. where the summation points 52 and 53 are placed. E.g. can those indicated dashed also be placed between the respective terminals 19 and 20 on the component converter;:; 6 and the inputs to the transformation coupling 10. In that case, the corresponding component measured values I and I. of the stator current referred to the stator naturally serve as input quantities for the multipliers. In an analogous way, it is also possible at this point to undo a dynamic linking of the setting variables referred to the field axis conditioned by the asynchronous machine's main field time constants. Since in this case an angular displacement must occur opposite to the field's direction of rotation, the corresponding component voltages of the field vector are supplied to the input terminals 25^ and . 26" with negative signs. Furthermore, it should be noted that this principle of dynamic decoupling by angular displacement of the control vector can of course also be applied to any other delay that acts between the respective setting input that affects the stator current and the stator current. Corresponding to the size of the time constants whose phase-rotating effect is to be compensated, only the weighting factors for the multiplier's output sizes are varied.

Fig. 5 viser et eksempel på hvorledes vektoranalysatoren Fig. 5 shows an example of how the vector analyzer works

5 på fig. 1-3 kan realiseres. To ortogonale komponentspenninger 5 in fig. 1-3 can be realised. Two orthogonal component voltages

vf r °g ^-j av dreiefeltvektoren foreligger ved inngangsklemmene 11 og vf r °g ^-j of the rotating field vector is present at the input terminals 11 and

12 til de respektive ved hjelp av multiplikatorer 28 og 29 motkoblede forsterkere 30 og 31. Utgangsspenningene fra forsterkerne 30 og 31 blir kvadrert i to ytterligere multiplikatorer 32 og 33 og blir så i inngangen til en summeringsforsterker sammenlignet med en negativ spenning -N<2>. Utgangsspenningen fra summeringsforsterkeren 34 pådrar inngangen til en integrator 35, hvis utgangsspenning ensidig er begrenset til null ved hjelp av et begrensningsanslag 36, f.eks. i form av i og for seg kjente begrenserdioder, og virker på de to andre innganger til multiplikatorene 28 og 29. Betegner man utgangsspenningen fra integratoren 35 med A, opptrer der på grunn av den negative tilbakekob-lingsvirkning av multiplikatorene 28 og 29 en spenning -rr/A ved utgangen fra forsterkeren 30 og en spenning ved utgangen fra forsterkeren 31. Integratoren endrer så ikke lenger sin utgangsspenning A hvis dens inngangsspenning er null, d.v.s. at det folgende uttrykk 12 to the respective by means of multipliers 28 and 29 counter-coupled amplifiers 30 and 31. The output voltages from the amplifiers 30 and 31 are squared in two further multipliers 32 and 33 and are then in the input of a summing amplifier compared with a negative voltage -N<2> . The output voltage from the summing amplifier 34 applies to the input of an integrator 35, whose output voltage is unilaterally limited to zero by means of a limiting stop 36, e.g. in the form of limiter diodes known per se, and act on the other two inputs to the multipliers 28 and 29. If the output voltage from the integrator 35 is denoted by A, there occurs due to the negative feedback effect of the multipliers 28 and 29 a voltage - rr/A at the output of amplifier 30 and a voltage at the output of amplifier 31. The integrator then no longer changes its output voltage A if its input voltage is zero, i.e. that the following expression

vil gjelde will apply

Ved vektoranalysatorens utgangskiemme 37 opptrer der derior At the output cell 37 of the vector analyzer, the following occurs

en spenning som er proporsjonal med storrelsen av den vektor som dannes av komponent spenningene r og^. Hvis utgangsspenningene fra forsterkerne 30 og 31, som vist på fig. 5, tilfores to negativt tilbakekoblede inversjonsforsterkere hvis tilbakekoblingsmotstander forholder seg til deres inngangsmotstander som 1 : N,, så opptrer ved klemmene 13 og 14 komponentene cosfog sin"/<7> av en enhetsvektor som stadig peker i feltvektorens retning. a voltage that is proportional to the magnitude of the vector formed by the component voltages r and ^. If the output voltages from the amplifiers 30 and 31, as shown in fig. 5, two negative-feedback inversion amplifiers whose feedback resistances relate to their input resistances as 1 : N,, then appear at terminals 13 and 14 the components cosfog sin"/<7> of a unit vector which constantly points in the direction of the field vector.

På fig. 6 er der -vist et utforelseseksempel på de komponent-., omformere som er betegnet med 6 resp. 21. Omformeren består av to ad-der -forsterkere 38 og 39 som får utgangsspenningene fra fire multiplikatorer tilfort. Samtlige motstander som er forbundet med de respektive med -.- og * betegnede innganger til forsterkerne 38 og 39, er av samme storrelse. Med de til statoren refererte normerte feltkomponentspenninger som tilfores inngangsklemmene 15 og l6,gjor koblingen på fig. 6 det mulig enten ut fra de til feltaksene refererte storrelser b, w som tilfores de ytterligere inngangsklemmer 17 og l8 og svarer til de til feltaksene refererte statorstromkomponenter I og 1^ å danne de tilsvarende,til statoren refererte statorstromkomponenter ir og . i^ eller, som det er tilfelle med komponentomformeren 21 i anordningen på fig. 4>ut fra normerte,til statoren refererte feltkomponenter cos og s±nf og til statoren refererte statorstromkomponenter Ir og 1^. å danne de tilsvarende statorstromkomponenter Iw og 1^ referert til feltaksen. - Dette kan vises idåt licnineene som kan utledes av fig. 1, loses med hensyn på Ir og Ij eller på Fig. 7 viser oppbyggingen av transformasjonskoblingen 10 til å omdanne to-ortogonale vektorkomponent-spenninger til tilsvarende komponentspenninger som definerer den -samme vektor i et trefaset system. Transformasjonskoblingen består av tre forsterkere som får tilfort de to komponentspenninger som er betegnet med Ur og U^. Som i diagrammet på fig. 1 skal den akse som er tilordnet komponenten U , falle sammen med den. akse som er tilordnet komponenten U R i trefasesystemet. Omform-ningen skjer efter i og for seg kjente transformasjonsregler ,og til dette formål har de motstander som er tilkoblet adderforsterkerne 44 til 46jde motstandsforhold som er angitt på fig. 7. Fig. 8 viser en tilsvarende kobling for transformasjonen av et trefaset komponent system UR, Ug og U,p i et tofaset ortogonalt kom-ponentsystem ved hjelp av to adderforsterkere 47 °g 4-8. En slik transformasjonskobling kan anvendes ved anordningene på fig. 3 og 4 og er der betegnet med 8. Fig. 9 °g 10 tjener til nærmere belysning av den fasedreiende virkning av forsinkelsesledd og kompensasjonen av den. Et forsinkelsesledd 49 av forste orden.ligger f.eks. i statorkretsen på et vilkårlig sted mellom innstillingsinngangene for statorstrommen og selve statorstrommen og er vist som tilkoblet integrator med integre-ringstid T. Forsinkelses-tidskonstanten for dette ledd 49 svarer til tiden T og ville f.eks. være representativ for asynkronmaskinens spredningsfelt-tidskonstant. Det ville imidlertid her også kunne dreie seg om et annet forsinkelsesledd,som f.eks. ofte behoves med sikte på å glatte statorstrommens måleverdi. In fig. 6 shows an embodiment of the component converters which are denoted by 6 or 21. The converter consists of two adder amplifiers 38 and 39 which receive the output voltages from four multipliers in addition. All resistors which are connected to the respective inputs marked with -.- and * to the amplifiers 38 and 39 are of the same size. With the standard field component voltages referred to the stator which are supplied to the input terminals 15 and 16, make the connection in fig. 6, it is possible either from the magnitudes b, w referred to the field axes which are supplied to the additional input terminals 17 and l8 and correspond to the stator current components I and 1^ referred to the field axes to form the corresponding stator current components ir and , referred to the stator. i^ or, as is the case with the component converter 21 in the device of fig. 4> based on normalized field components cos and s±nf referred to the stator and stator current components Ir and 1^ referred to the stator. to form the corresponding stator current components Iw and 1^ referred to the field axis. - This can be shown towards the licnines which can be derived from fig. 1, is resolved with regard to Ir and Ij or in Fig. 7 shows the structure of the transformation coupling 10 to convert two-orthogonal vector component voltages into corresponding component voltages which define the -same vector in a three-phase system. The transformation link consists of three amplifiers which are supplied with the two component voltages denoted by Ur and U^. As in the diagram in fig. 1, the axis assigned to the component U must coincide with it. axis which is assigned to the component U R in the three-phase system. The transformation takes place according to per se known transformation rules, and for this purpose the resistors connected to the adder amplifiers 44 to 46j have the resistance ratio indicated in fig. 7. Fig. 8 shows a corresponding connection for the transformation of a three-phase component system UR, Ug and U,p into a two-phase orthogonal component system by means of two adder amplifiers 47 °g 4-8. Such a transformation coupling can be used with the devices in fig. 3 and 4 and is denoted there by 8. Fig. 9 and 10 serve to further elucidate the phase-rotating effect of the delay term and its compensation. A delay link 49 of the first order is located e.g. in the stator circuit at an arbitrary location between the setting inputs for the stator current and the stator current itself and is shown as a connected integrator with integration time T. The delay time constant for this term 49 corresponds to the time T and would e.g. be representative of the asynchronous machine's spreading field time constant. However, this could also involve another delay, such as e.g. often needed with the aim of smoothing the measured value of the stator current.

Man skal forst bare betrakte den del av forsinkelsesleddet 49 som er omrammet med en fullt opptrukken linje i statorkoordinatsystemet. Mellom den vektorielle inngangsstorrelse E og den vektorielle utgangsstorrelse A, vist symbolsk ved to og to signalveier for de vektorkomponenter som definerer disse vektorer,foreligger der folgende vektorligning , One should first only consider the part of the delay term 49 which is framed by a fully extended line in the stator coordinate system. Between the vectorial input quantity E and the vectorial output quantity A, shown symbolically by two and two signal paths for the vector components that define these vectors, there exists the following vector equation,

jr a = dA (3) jr a = dA (3)

Ht Ht

Losningen av denne vektorligning gir som resultat at en endring av inngangsvektoren E med en differansevektor &E endrer den opprinnelige utgangsvektor A med en differansevektor AA som ligger noyaktig i retningen for vektoren AE,og hvis storrelse tiltar med for-sinkelsestidskonstanten T til verdien av differansevektoren £-E.Utgangsvektoren folger dermed fasetro enhver endring av inngangsvektoren E. The solution of this vector equation gives the result that a change of the input vector E with a difference vector &E changes the original output vector A with a difference vector AA which lies exactly in the direction of the vector AE, and whose magnitude increases with the delay time constant T to the value of the difference vector £- E. The output vector thus follows any change in the input vector E in phase fidelity.

Betraktes forsinkelsesleddet 49 imidlertid i et koordinatsystem referert til feltaksen,og betfcegnes dreiefeltets vinkelhastighet med f , fås folgende differensialligning mellom inngangsstorrelsen E -x. og A4^ : However, if the delay term 49 is considered in a coordinate system referred to the field axis, and the rotational field's angular velocity is denoted by f, the following differential equation between the input quantity E -x is obtained. and A4^ :

I blokk-koblingsskjemaet på fig. 9 ytrer dette seg ved at der i tillegg også opptrer et fiktivt negativt tilbakekoblingsledd 50, hvorved utgangsvektoren Avf> ikke lenger folger inngangsvektoren E>/> fasetro og der dessuten også inntrer en feil med hensyn til storrelse. Denne innflytelse kan kompenseres ved hjelp av et korrekturledd 51 med motsatt virkning til det negative tilbakekoblingsledd 50* Dette korrekturledd 51 må altså bevirke en vinkelforskyvning av inngangsvektoren i avhengighet av utgangsvektoren, dreiefeltaksens vinkelhastighet ^ og den virksomme tidskonstant T. Da virkningene av leddene 50 °g 51 °PP-hever hverandre gjensidig, gjelder mellom inngangsvektoren E ^ og utgangsvektoren en sammenheng svarende til ligning (3). Når en komponent av vektoren 1^, f.eks. El, forstilles loddrett på feltet, folger altså også en forstilling av utgangsvektoren A i samme retning. In the block connection diagram of fig. 9, this manifests itself in the fact that, in addition, a fictitious negative feedback term 50 also occurs, whereby the output vector Avf> no longer follows the input vector E>/> phase-correctly and there also occurs an error with regard to magnitude. This influence can be compensated by means of a correction link 51 with the opposite effect to the negative feedback link 50* This correction link 51 must therefore cause an angular displacement of the input vector in dependence on the output vector, the angular velocity ^ of the rotating field axis and the effective time constant T. Since the effects of the links 50 °g 51 °PP mutually raise each other, a relationship corresponding to equation (3) applies between the input vector E ^ and the output vector. When a component of the vector 1^, e.g. El, is assumed to be perpendicular to the field, therefore also follows an assumption of the output vector A in the same direction.

Fig. 10 viser den nærmere koblingstekniske oppbygging av denne kompensasjonskobling. Det forsinkelsesledd som er betegnet med 49 på fig. 9> er på fig. 10 anordnet til hoyre for linjen I-l i signal-gjennomgangsretningen og består av en RC-kobling av kondensatorene Cl og motstandene 2R1, så det får én tidskonstant T = RI • Cl. I hver av de signalveier som er tilordnet ingangene E-^ og Eg til forsinkelses-veien, blir der anordnet en adderforsterker 52 resp. 53 hvis inngangsspenning er betegnet med E^ resp. Eg. E^ og Eg skal bety komponentspenninger av en vektor og skal ha på hinannen loddrette retninger, Fig. 10 shows the more detailed connection engineering structure of this compensation connection. The delay term denoted by 49 in fig. 9> is in fig. 10 arranged to the right of the line I-1 in the signal-through direction and consists of an RC connection of the capacitors Cl and the resistors 2R1, so it gets one time constant T = RI • Cl. In each of the signal paths assigned to the inputs E-^ and Eg to the delay path, an adder amplifier 52 or. 53 whose input voltage is denoted by E^ resp. Me. E^ and Eg shall mean component voltages of a vector and shall have mutually perpendicular directions,

nærmere bestemt slik at retningen av komponenten E^ 'er dreiet 90° i forhold til retningen av komponentene Eg i feltets dreieretning. Tilsvarende gjelder for retningene av utgangsstorrelsene A^ og Ag. Utgangsstorrelsen Ag tilfores inngangen til en multiplikator 55 hvis utgangsstorrelse tilfores adderforsterkeren 52 subtraktivt, mens utgangsstorrei-sen A^ tilfores inngangskiemmen 26 til multiplikatoren 54 °g virker additivt på inngangen til adderforsterkeren 53* Da de med utgangene more specifically so that the direction of the component E^' is turned 90° in relation to the direction of the components Eg in the field's direction of rotation. The same applies to the directions of the output quantities A^ and Ag. The output quantity Ag is supplied to the input of a multiplier 55 whose output quantity is supplied to the adder amplifier 52 subtractively, while the output quantity A^ is supplied to the input seed 26 of the multiplier 54 °g acts additively on the input of the adder amplifier 53* As those with the outputs

fra multiplikatorene 54 og 55 forbundne inngangsmotstander til forsterkerne 52 og 53 forholder seg til disses negative tilbakekoblingmotstan-der som 1:T, blir der, når der ved klemmen 28 påtrykkes en spenning pre-porsjonal^med dreiefeltaksens vinkelhastighet, oppnådd en vinkelforskyvning ai' den ved komponentene E^ og Eg" bestemte inngang svekt or E avhengig av utgangsvektoren, dreiefeltaksens vinkelhastighet Vog forsinkelses leddets tidskonstant. Videre er å bemerke at den kompensasjon som from the multipliers 54 and 55 connected input resistances to the amplifiers 52 and 53 relate to their negative feedback resistances as 1:T, when at the terminal 28 a voltage proportional to the angular velocity of the rotating field axis is applied, an angular displacement ai' is obtained by the components E^ and Eg" determined input weakness or E depending on the output vector, the angular velocity of the rotating field axis and the time constant of the delay link. Furthermore, it is to be noted that the compensation which

bevirkes med korrekturleddet 51. prinsipielt kan gjennomføres på hvilket som helst sted langs signalveien forutsatt at stedet bare ligger foran is effected with correction section 51. in principle can be carried out at any place along the signal road provided that the place is only in front of

forsinkelsesleddet,og at det heller ikke spiller noen rolle om denne kompensasjon skjer i et koordinatsystem referert til feltaksen eller the delay term, and that it also does not matter whether this compensation takes place in a coordinate system referred to the field axis or

referert til statoren, og som allerede ble antydet i beskrivelsen av anordningen på fig. 4» referred to the stator, and which was already indicated in the description of the device in fig. 4"

Fig. 11 viser et utforelseseksempel på en kobling til å éi-stemme dreiefeltaksens vinkelhastighet, en kobling som ved anordningen på fig. 4 ble betegnet med 27. Ved dens inngangsklemmer 57 og 5^ ligger to normerte, ortogonale feltkomponentspenninger. Disse klemmer er forbundet med to differensieringsledd 59 °S 60 samt med multiplikatorer 6l og 62, som er anordnet efter disse,og hvis utgangsspenninger": subtraheres i en adderforste^rker 63. På grunn av differensiasjonsvirkningen opptrer spenningen - ^sinf ved utgangen fra differensieringsleddet 59 og spenningen ' P cos/ ved utgangen fra diff erensieringsleddet 60,så der ved utgangsklemmen 56 fås en spenning /svarende til vinkelhastigheten av rotorens dreiefelt. Fig. 11 shows an exemplary embodiment of a coupling to match the angular speed of the rotary field axis, a coupling which in the device of fig. 4 was denoted by 27. At its input terminals 57 and 5^ lie two normalized, orthogonal field component voltages. These terminals are connected to two differentiating elements 59 °S 60 as well as to multipliers 6l and 62, which are arranged after these, and whose output voltages are subtracted in an adder amplifier 63. Due to the differentiating effect, the voltage - ^sinf appears at the output of the differentiating element 59 and the voltage 'P cos/ at the output from the differential link 60, so that at the output terminal 56 a voltage /corresponding to the angular velocity of the rotor's rotating field is obtained.

Mens innstillings- eller styrevektoren ved anordningene på fig.3 og 4 hie foreskrevet innstillingsleddet i form av ortogonale vektorkomponenter,viser fig. 12 et eksempel hvor innstillingsvektoren foreskrives ikke ved hjelp av ortogonale komponenter, men ved hjelp av storrelse og fasestilling. Innstillingen av selve vektoren skjer nu som for i fastlagte retninger parallelt med og loddrett på den momentane dreiefeltakse. Onskeverdiean for statorstromvektorens komponenter blir,i form av ortogonale onskeverdier Iw °g <1>^ referert til feltaksen, innfort i en komponentomformer 6 og, som allerede belyst i forbindelse med fig. 3,ved hjelp av utgangsspenningene fra vektoranalysatoren 5 levert ut fra denne som tilsvarende vektorkomponentonskever-dier 1<*> og ij<*> referert til statoren. Selvsagt vil der også her - som vist på fig. 4 - med sikte_p.åjDm(fceiningstaTlreguleringQn kurne overlagres en omdreiningstallregulator hvis utgangsstorrelse leverer vektorkomponent-Qnskeverdien I^J<*>. Innstillingsleddet 2a og 2b har her form av en While the setting or control vector in the devices of fig. 3 and 4 had the prescribed setting term in the form of orthogonal vector components, fig. 12 an example where the setting vector is not prescribed by means of orthogonal components, but by means of magnitude and phase position. The setting of the vector itself now takes place as before in fixed directions parallel to and perpendicular to the instantaneous rotational field axis. The desired values for the components of the stator current vector are, in the form of orthogonal desired values Iw °g <1>^ referred to the field axis, inserted into a component converter 6 and, as already explained in connection with fig. 3, using the output voltages from the vector analyzer 5 delivered from this as corresponding vector component values 1<*> and ij<*> referred to the stator. Of course there will also be here - as shown in fig. 4 - with aim_p.åjDm(fceiningstaTlregulationQn the course is superimposed a revolution speed regulator whose output magnitude delivers the vector component Qdesired value I^J<*>. The adjustment term 2a and 2b here has the form of a

mellomkretsomretter i hvis mellomkrets der fremtvinges en likestrom I intermediate circuit inverter in whose intermediate circuit a direct current I is forced there

påtrykt ved hjelp av en stromregulator 64. Til dette formål innvirker stromregulatorens utgang på strominnstilingsinngangen til likeretteren 2a på den måte at der til stadighet i likestrommellomkretæsi gåren strom I 2_ som er akkurat like stor som den storrelse )l*| - som tilfores applied by means of a current regulator 64. For this purpose, the output of the current regulator affects the current setting input of the rectifier 2a in such a way that a current I 2_ which is exactly as large as the magnitude )l*| - which is supplied

regulatoren 64 ved onskeverdi-inngangen. Denne storrelse tas fra utgangsklemmen 37 Pa en vektoranalysator 5' som har samme indre oppbygging the regulator 64 at the desired value input. This size is taken from the output terminal 37 of a vector analyzer 5' which has the same internal structure

som den i koblingen på fig. 5. Inngangsklemmene 11 og 12 til denne vektoranalysator 5' er forbundet med utgangskiemmene 19 og 20 på kom-pensasjonsomformeren 6,hvor de til statoren refererte onskeverdier 1^ og I..<*>- av komponentene av styrevektoren for statorstrommen opptrer. Storrelsen av denne styrevektor opptrer således ved utgangsklemmen 37» mens der ved utgangskiemmene 13 og 14?analogt med hva som var tilfellet med vektoranalysatoren 5*ligger normerte,til statoren refererte styrekomponentspenninger cosfi*- og sin^^,hvor ^<*>skal bety statorstrdmvektorens onskevinkel i forhold til statoraksen R; vinkelen^ ville svare til den virkelige målevinkel for statorstromvektoren. Ut fra komponent spenningene cos^?<*>" und slnfl<*> blir der i en vinkelkobler 65 utarbeidet en informasjon om seks diskrete vinkelstil-linger pr. omdreining av denne styrevektor,og disse blir her ennvidere omformet til styrekommandoer for tenning av ventilene .i vekselretteren 2b. Ved utgangskiemmene 68 og 73 på vinkelkobleren 65 opptrer tennepulser som styrer ventilene hos vekselretteren 2b slik at statorstromvektoren til enhver tid folger seks diskrete vinkel stillinger av den Yed komponent spenningene cos/^^" und sin^<*> definerte styrevektor. like the one in the connection in fig. 5. The input terminals 11 and 12 of this vector analyzer 5' are connected to the output terminals 19 and 20 of the compensation converter 6, where the desired values 1^ and I..<*>- referred to the stator of the components of the control vector for the stator current appear. The magnitude of this control vector thus appears at the output terminal 37", while at the output terminals 13 and 14?analogous to what was the case with the vector analyzer 5*, there are normalized control component voltages referred to the stator cosfi*- and sin^^, where ^<*> shall mean the desired angle of the stator current vector in relation to the stator axis R; the angle^ would correspond to the real measurement angle for the stator current vector. Based on the component voltages cos^?<*>" und slnfl<*>, information is prepared in an angle coupler 65 about six discrete angular positions per revolution of this control vector, and these are further transformed into control commands for ignition of the valves .in the inverter 2b. At the output cores 68 and 73 of the angle coupler 65, ignition pulses occur which control the valves of the inverter 2b so that the stator current vector at all times follows six discrete angular positions of the Yed component voltages cos/^^" und sin^<*> defined control vector .

I tillegg til denne styring av statorstromvektorens fasestilling kan der anordnes en fasekorreksjonsregulator 74 som kon-staterer ethvert avvik av statorstromvektoren fra de respektive seks foreskrevne diskrete vinkelverdier og bevirker en tilsvarende fremover-dreining av de styrepulser som avgis av vinkelkobleren 65. Dermed kan forsinkelser i vekselretter-tenningsstyringen betinget ved kommu-teringen,såvel som eventuelle ytterligere forsinkelser kompenseres. In addition to this control of the phase position of the stator current vector, a phase correction regulator 74 can be arranged which detects any deviation of the stator current vector from the respective six prescribed discrete angular values and causes a corresponding forward rotation of the control pulses emitted by the angle coupler 65. Thus, delays in inverters can - the ignition control conditioned by the commutation, as well as any further delays are compensated.

Fig. 13 - l6 viser enkeltheter til tenningsstyring av vekselretteren hos en omretter med likestrommellomkrets. Vekselretteren består ifolge fig. 13 av seks styrte hovedventiler S-^ til Sg som er anordnet i trefaset brokobling og hver kan styres til ledende tilstand ved hjelp av pgjsitive tennepulser på sine respektive, styrestrakrdjger G 1 til Gg,samt av seks styrte kommuteringsventiler S^ til S12 anordnet parallelt med hovedventilene over kommuteringskondensatorer med til-hørende styrestrekninger gy til g^2. Ved tenning av en kommuterings-ventil blir hver gang den dermed paralleltobléde hovedventil slukket. De kommuteringsspenninger som behoves til dette, leveres av kommuterings-kondensatorene, som danner svingekrets med de tilhorende statorfase-viklinger hos asynkronmaskinen 1. Til enhver tid er en av ventilene S-j^ til S^ og samtidig en av ventilene S^ til Sg styrt til gjennomslippende tilstand,så den påtrykte likestrom I ^ til enhver tid går gjennom to faseviklinger. Fig. 13 - l6 shows details for ignition control of the inverter in an inverter with a rectifier circuit. The inverter consists according to fig. 13 of six controlled main valves S-^ to Sg which are arranged in a three-phase bridge connection and each can be controlled to a conducting state by means of positive ignition pulses on their respective control strkrdjgers G 1 to Gg, as well as of six controlled commutation valves S^ to S12 arranged in parallel with the main valves above commutation capacitors with associated control sections gy to g^2. When a commutation valve is switched on, the main valve, which is thus parallel-led, is switched off each time. The commutation voltages required for this are supplied by the commutation capacitors, which form a swing circuit with the associated stator phase windings of the asynchronous machine 1. At all times one of the valves S-j^ to S^ and at the same time one of the valves S^ to Sg is controlled to pass through state, so that the applied direct current I ^ passes through two phase windings at all times.

Av fig. 14 fremgår tenningsrekkefolgen for de enkelte hovedventiler. Der er her vist seks bestemte stillinger av den resulterende statorstromvektor, stillinger som fremkommer ved tenning av de ventiler som er avmerket ved de enkelte vektorpiler. For at statorstromvektoren skal bevege seg med urviseren i sprang på 60° ad gangen,skulle altså forst f.eks. ventilene S^ og Sg holdes i gjennomslippende tilstand, derefter ventilene Sg og Sg, derefter ventilene Sg og S^ o.s.v. From fig. 14 shows the ignition sequence for the individual main valves. Six specific positions of the resulting stator current vector are shown here, positions that appear when the valves are switched on which are marked by the individual vector arrows. In order for the stator current vector to move clockwise in leaps of 60° at a time, you should first e.g. the valves S^ and Sg are kept in the leaky condition, then the valves Sg and Sg, then the valves Sg and S^, and so on.

Står der til rådighet en kontinuerlig roterende styrevektor,fås av symmetrigrunner vinkelområder betegnet med I til VI hvori hovedventilene skal tennes på den måte som angitt på fig, 14. If there is a continuously rotating control vector available, for reasons of symmetry angular areas denoted by I to VI are obtained in which the main valves are to be ignited in the manner indicated in fig, 14.

Fig. 15 viser den indre oppbygging av den vinkelkobler som er betegnet med 65 på fig. 12 og fyller den oppgave ut fra komponentspenningene cos/^<*>" und sin^<*-> for den kontinuerlig roterende styrevektor å^frembringe de ovennevnte tennepulser for hoved- og kommuteringsventilene hos vekselretteren 2b i vinkelområdene.I til VI. Komponentspenningene cosfl* og sin^<*> som foreligger ved inngangsklemmene 66 og 67,blir i seks forsterkere 83 til 88 med forskjellige vektfak-' torer addert slik at der ved forsterkerutgangene opptrer seks sinus-spenninger innbyrdes forskjovet Til dette formål har de motstander som er tilkoblet de enkelte forsterkere,motstandsforhold som angitt på fig. 15. Efter utgangen fra hver av forsterkerne 83 til 88 folger en grenseverdimelder,som f.eks. har form av en i og for seg Schmitt-triggér, og som ved et fra null forskjellig inngangssignal E avgir et konstant positivt utgangssignal A. Ved utgangene fra denne grensever-dimelder oppstår der derfor pulssekvenser som er forskjovet ^~ i forhold til hverandre,og som hver har en varighet svarende til en halv-periode av de vekselspenninger som pådrar dem,resp. et halvt omlop av styrevektoren. Disse pulssekvenser er vist detalj på fig. 16. Videre er der anordnet seks Og-porter 89 til 94 sora hver pådras av to grenseverdimeldere, og som leverer et signal ved sin utgang når utgangsspenningene fra de to grenseverdimeldere som pådrar dem, har en verdi forskjellig fra null. Som man lett kan se ved å folge fig. 16, opptrer der på denne _måte ved utgangsklemmene 68 til 73 på vinkelkobleren 65 seks pulstog som er innbyrdes forskudt i vinkelavstander på og har en pulslengde på 2 pg som i forbindelse styregitterne g-]_til g12Fig. 15 shows the internal structure of the angle coupler which is denoted by 65 in fig. 12 and fulfills its task from the component voltages cos/^<*>" und sin^<*-> for the continuously rotating control vector to produce the above-mentioned ignition pulses for the main and commutation valves of the inverter 2b in the angular ranges I to VI. The component voltages cosfl * and sin^<*> which are present at the input terminals 66 and 67, are added in six amplifiers 83 to 88 with different weighting factors so that there appear at the amplifier outputs six mutually offset sine voltages. For this purpose, the resistors that are connected have the individual amplifiers, resistance ratio as indicated in Fig. 15. After the output from each of the amplifiers 83 to 88 follows a limit value indicator, which for example has the form of a Schmitt trigger in and of itself, and which in case of an input signal different from zero E emits a constant positive output signal A. At the outputs of this limit switch, pulse sequences occur which are shifted ^~ in relation to each other, and each of which has a duration corresponding to a ha lv period of the alternating voltages which incur them, resp. half a revolution of the control vector. These pulse sequences are shown in detail in fig. 16. Furthermore, six Og gates 89 to 94 are arranged which are each triggered by two limit value detectors, and which deliver a signal at their output when the output voltages from the two limit value detectors that trigger them have a value different from zero. As can be easily seen by following fig. 16, there appear in this way at the output terminals 68 to 73 of the angle coupler 65 six pulse trains which are offset from each other by angular distances of and have a pulse length of 2 pg which in connection with the control grids g-]__to g12

på fig. 15 muliggjor en tenning av hoved- og kommuteringsventilene S1 til S^g i samsvar med skjemaet på fig. 14. on fig. 15 enables an ignition of the main and commutation valves S1 to S^g in accordance with the diagram in fig. 14.

Fig. 17 viser oppbyggingen av den fasekorreksjonsregulator , som er betegnet med 74 på fig. 12,og som ved sine utgangsklemmer 8l og 82 skal ove en tilleggsinnflytelse som dreier styrevektoren fremover. Fig. 17 shows the construction of the phase correction regulator, which is denoted by 74 in fig. 12, and which at its output terminals 8l and 82 must exert an additional influence which turns the control vector forward.

Inngangsklemmene 75 og f6 pådras av de normerte komponentspenninger cos/f^ og sin/3^for den kontinuerlig roterende styrevektor og er forbundet med inngangsklemmene 66<»> og 67' til en ytterligere vinkelkobler 95,hvis koblingsmessige oppbygging svarer til en del av vinkelkoblere-,,. The input terminals 75 and f6 are subjected to the normalized component voltages cos/f^ and sin/3^ for the continuously rotating control vector and are connected with the input terminals 66<»> and 67' to a further angle coupler 95, whose connection-wise structure corresponds to a part of angle couplers -,,.

65 og derfor også har tilsvarende betegnelser for utgangskiemmene. De pulsspenninger som opptrer ved utgangsklemmene 73<*> og 70<*> såvel som ved utgangsklemmene 69' og 72', blir subtrahert i adderforsterkere henholdsvis 96 og 97* Forlopet av statorfasestrommene 1^ og lg skulle nu svare til forlopet av de spenninger IR-* og lg"*" som opptrer ved utgangene fra forsterkerne 96 og 97, d.v.s. at fasevinkelen mellom 1^ og IR resp. mellom Ig^ og lg skulle bli null. Med styrevektorens komponent spenninger Ij^" og og statorstromvektorens komponent spenninger Ij^ og lg blir det ytre (vektorielle) produkt av disse to vek-torer dannet ved hjelp av to multiplikatorer 98 og 99 °g en adderforsterker 100. Skjer der nu ved hjelp av en efterfolgende kvotientdanner 101 en normering med storrelsen av statorstromvektoren [l<*>|j en normering som kan leveres av utgangen fra vektoranalysatoren 5' som vist på fig. 12, så opptrer der ved utgangen fra kvotientdanneren 101 en storrelse som er proporsjonal med sinus til vinkelen mellom den foreskrevne styrevektor og statprstromvektoren. Denne storrelse virker på inngangen til integratoren 102, som er forbundet med inngangene til to multiplikatorer 103 og 104. Blir inngang ski emmen 75 forbundet direkte med den annen inngang til multiplikatoren 104 og inn-gangs klemmen 76 forbundet med den annen inngang til multiplikatoren 103 over en inversjonsforsterker 107,og tar man hensyn til at utgangsstorrelsene ved klemmene 82 og 81 på fasekorreksjonsregulatoren 74 virker additivt på inngangene 66 og 67 til vinkelkobleren 65 som vist på fig. 12, så blir den styrevektor som virker ved inngangen til vinkelkobleren 65,ved hjelp integratorens utgangsspenning dreiet så lenge i feltets dreieretning inntil inngangsstorrelsen til integratoren 102 - det vil igjen si vinkeldifferansen mellom styrevektoren og statorstromvektorens måleverdi - er blitt null. 65 and therefore also have corresponding designations for the output seeds. The pulse voltages that appear at the output terminals 73<*> and 70<*> as well as at the output terminals 69' and 72' are subtracted in adder amplifiers 96 and 97 respectively* The course of the stator phase currents 1^ and lg should now correspond to the course of the voltages IR -* and lg"*" which appear at the outputs of amplifiers 96 and 97, i.e. that the phase angle between 1^ and IR resp. between Ig^ and lg should become zero. With the control vector's component voltages Ij^" and and the stator current vector's component voltages Ij^ and lg, the outer (vectorial) product of these two vectors is formed with the help of two multipliers 98 and 99 °g an adder amplifier 100. Now happens with the help of a subsequent quotient generator 101 a normalization with the magnitude of the stator current vector [l<*>|j a normalization that can be delivered by the output of the vector analyzer 5' as shown in Fig. 12, then there appears at the output of the quotient generator 101 a magnitude that is proportional to the sine to the angle between the prescribed control vector and the stat current vector. This quantity acts on the input of the integrator 102, which is connected to the inputs of two multipliers 103 and 104. The input terminal 75 is connected directly to the second input of the multiplier 104 and the input terminal 76 connected to the second input to the multiplier 103 via an inversion amplifier 107, and taking into account that the output values at the terminals 82 and 81 on the phase correction regulator 74 act additively on the inputs 66 and 67 of the angle coupler 65 as shown in fig. 12, then the control vector that acts at the input to the angle coupler 65, with the help of the integrator's output voltage, is rotated in the field's direction of rotation until the input magnitude of the integrator 102 - that is, again, the angle difference between the control vector and the stator current vector's measured value - has become zero.

Fig. 17 viser enda en mulighet til direkte bestemmelse av fasevinkelen mellom styrevektoren og statorstromvektoren. Denne mulighet består i at et fasevinkel-måleinstrument, f.eks. av den art som er kjent fra tysk utlegningsskrift nr. I.I79.634, pådras med utgangsspenningen fra forsterkeren 96 og fra sekundærviklingen på den stromtrans-formator som avfoler fasestrommen IR?og den koblingsbro som er betegnet med SW på fig. 17,blir bragt til sin loddrette stilling som antydet med stiplede linjer. I anordningen på fig. 17 vil man da kunne unnvære utgangsklemmene 69' og 72' tillikemed de respektive foranliggende ele-; menter såvel som elementene 97, 9^, 99, 100 °g 101. Dette forandrer ikke noe ved den prinsipielle virkemåte. Den eneste forskjell ligger i at inngangen til integratoren 102 vil bli pådratt med en storrelse som er direkte proporsjonal med fasevinkelen mellom styrevektor og statorstromvektor. Fig. 17 shows yet another possibility for direct determination of the phase angle between the control vector and the stator current vector. This possibility consists in a phase angle measuring instrument, e.g. of the kind that is known from German explanatory document No. I.I79.634, is incurred with the output voltage from the amplifier 96 and from the secondary winding on the current transformer which de-folls the phase current IR? and the connecting bridge which is denoted by SW in fig. 17, is brought to its vertical position as indicated by dashed lines. In the device in fig. 17, it will then be possible to dispense with the output terminals 69' and 72' as well as the respective preceding ele-; ments as well as the elements 97, 9^, 99, 100 °g 101. This does not change anything about the principle mode of operation. The only difference is that the input to the integrator 102 will be applied with a magnitude that is directly proportional to the phase angle between the control vector and the stator current vector.

For tilpasning air reguleringshastigheten av integralregula-toren 102 efter vinkelhastigheten til enhver tid kan der i dens inngangskrets være anordnet en multiplikator 105 som ved sin inngangs-klemme 80 pådras med en storrelse som er proporsjonal med rotorfel-tets vinkelhastighet. To adapt the air regulation speed of the integral regulator 102 according to the angular speed at any time, a multiplier 105 can be arranged in its input circuit which is applied at its input terminal 80 with a magnitude that is proportional to the angular speed of the rotor field.

For tilfeller hvor der på luftspaltfeltets komponentspenninger er overlagret hoyerefrekvente svingningsandeler,altså hoyere harmoniske, f.eks. betinget ved rotorsporene,bør det sorges for å under-trykke resp. eliminere disse overbolger. Utforer man en glatting ved hjelp av vanlige RC- eller RL-forsinkelsesledd,må man da ta med på kjopet at disse ledd prinsipielt også virker fortegnende på grunnbol-gens fasestilling og amplitude . For en vektorregulering hvor en vektor skal bestemmes mest mulig noyaktig ved hjelp av to komponentspenninger som definerer den, må således denne metode forby seg selv. For cases where there are superimposed on the component voltages of the air gap field higher frequency oscillation parts, i.e. higher harmonics, e.g. conditioned by the rotor tracks, care should be taken to suppress or eliminate these excesses. If smoothing is carried out using normal RC or RL delay links, it must be taken into account that these links in principle also act as indicators of the fundamental wave's phase position and amplitude. For a vector regulation where a vector is to be determined as precisely as possible using two component voltages that define it, this method must thus prohibit itself.

Derimot kan den oppgave å skaffe en faseriktig glatting av feltkomponenspenningene loses ved en videre utvikling av oppfinnelsen . hvis der anordnes en tofasegenerator som er fri for overbolger,og hvis frekvens er bestemt av utgangssiden av en PI-regulator som på inngangssiden er pådratt med en storrelse som avhenger av differansen mellom vektorens fasevinkel og fasevinkelen for den vektor som dannes av tofasegeneratoren. Grunntanken består altså her i å påvirke fasevinkelen for en tofasegenerator som leverer overbolgefrie<:->vektorkomponent-spenninger,på en slik måte at dens midlere forskjell fra fasevinkelen for den med overbolger beheftede vektor forsvinner,hvorved de variasjoner som forårsakes av de overlagrede harmoniske, kan separe-res fra de kronologiske variasjoner av selve grunnbolgen og glattes for seg. In contrast, the task of obtaining phase-correct smoothing of the field component voltages can be solved by further development of the invention. if a two-phase generator is arranged which is free of harmonics, and whose frequency is determined by the output side of a PI regulator which is applied to the input side with a magnitude that depends on the difference between the phase angle of the vector and the phase angle of the vector formed by the two-phase generator. The basic idea here is therefore to influence the phase angle of a two-phase generator which delivers harmonic-free <:->vector component voltages, in such a way that its average difference from the phase angle of the vector affected by harmonics disappears, whereby the variations caused by the superimposed harmonics, can be separated from the chronological variations of the foundation wave itself and smoothed out separately.

Ifolge en videre utvikling av oppfinnelsen kan tofasegeneratoren under unngåelse av roterende deler bestå av to efter hinannen liggende integratorer,hver med en foranliggende multiplikator. According to a further development of the invention, the two-phase generator can, while avoiding rotating parts, consist of two integrators located one behind the other, each with a multiplier in front.

Dannelsen av en stQrrelse som avhenger av den ovennevnte differansevinkel,kunne i og for seg skje med kjente analogt- eller digitaltarbeidende komponenter,som funksjonsdreiemeldere eller fasevinkel-måleinstrumenter. En særlig enkel mulighet for å danne den av differansevinkelen avhengige storrelse åpner seg ifolge en videre utvikling av oppfinnelsen med. fire multiplikatorer som pådras av vektorkomponent-spenningene og av tofasegeneratorens utgangsspenninger, The formation of a quantity which depends on the above-mentioned difference angle could in and of itself take place with known analogue or digital working components, such as function rotary detectors or phase angle measuring instruments. A particularly simple possibility for forming the magnitude dependent on the difference angle opens up as a result of further development of the invention with. four multipliers incurred by the vector component voltages and by the two-phase generator output voltages,

og hvis utgangsspenninger tilfores to adderforsterkere på en slik måto at der ved disses innganger fremkommer storrelser som er proporsjonale med henholdsvis sinus og kosinus til differansevinkelen,og som tilfores en kvotientdanner for å danne en storrelse proporsjonal med tangens til differansevinkelen. and whose output voltages are supplied to two adder amplifiers in such a way that at their inputs quantities appear which are respectively proportional to the sine and cosine of the difference angle, and which are supplied to a quotient generator to form a quantity proportional to the tangent to the difference angle.

Fig l8 viser ren anvendelse av glatfceinnretningen ifolge oppfinnelsen, f.eks. ved en anordning på fig. 2,hvorfra henvisningsbeteg-nelsene for tilsvarende deler er overtatt. Fig 18 shows pure application of the glatfce device according to the invention, e.g. by a device in fig. 2, from which the reference designations for corresponding parts have been taken over.

Den med rotoren sammenkjedede dreiefeltvektors komponentspenninger som opptrer ved utgangen fra korreksjonsleddene 4 og ennu er beheftet med overbolger hovedsakelig forårsaket av rotorsporene,tilfores inngangsklemmene 108 og 109 til glatteleddet G,som er anordnet i samsvar med oppfinnelsen og senere vil bli beskrevet mere utforlig med hensyn til sin indre oppbygging. Glatteleddet G omformer disse komponentspenninger fasetro til to til statoren refererte vektorkompo-nentspenninger som er frie for overbolger og definerer en enhetsvektor °f = f som stadig peker i retningen for den momentane dreiefeltakse. De med henholdsvis cos^og sin f multipliserte utgangsspenninger fra glatteleddet G tilfores en komponentomformer (KW) 6, som med to inngang sst orr el ser b og w referert til rotordreiefeltets akse danner to tilsvarende,til statoren refererte vektorkomponenter for statorstrommen. Komponentomformeren:6 består - som allerede forklart i forbindelse med fig. 6 - av fire multiplikatorer og to adderforsterkere og leverer ved sin utgangsklemme 112 en spenning av storrelse b cos^- w sin^ og ved sin utgangsklemme 113 en spenning av storrelsen b sin w cos og disse spenninger virker via et mellomledd 7, f.eks. til omformning av toaksede til treaksede komponenter,på innstillingsinngangene til innstillingsleddet 2. The component voltages of the rotating field vector linked with the rotor, which appear at the output of the correction links 4 and are still affected by surges mainly caused by the rotor slots, are fed to the input terminals 108 and 109 of the smoothing link G, which is arranged in accordance with the invention and will be described later in more detail with regard to its internal structure. The smoothing element G transforms these component voltages in phase fidelity into two vector component voltages referred to the stator which are free of over-waves and defines a unit vector °f = f which constantly points in the direction of the instantaneous rotating field axis. The respectively cos^ and sin f multiplied output voltages from the smoothing link G are fed to a component converter (KW) 6, which with two input currents b and w referred to the axis of the rotor rotating field forms two corresponding vector components for the stator current referred to the stator. The component converter:6 consists - as already explained in connection with fig. 6 - of four multipliers and two adder amplifiers and delivers at its output terminal 112 a voltage of the magnitude b cos^- w sin^ and at its output terminal 113 a voltage of the magnitude b sin w cos and these voltages act via an intermediate link 7, e.g. . for converting two-axis to three-axis components, on the setting inputs of setting link 2.

Til forklaring av oppfinnelsens prinsipielle virkemåte skal der forst henvises til vektordiagrammet på fig. 19,som viser en fore-skreven plan vektor E, f.eks. en dreievektor, med fasevinkel £ i et rettvinklet stasjonært koordinatsystem med aksene r og j. Denne vektors komponenter i koordinataksenes retninger er betegnet med henholdsvis El og E2. Disse vektorkomponenter skal nu foruten en grunnsvingning også inneholde en oversvingning, noe som kan vises vektorielt ved at den på forhånd gitte dreievektor E setter seg sammen av en grunnbolge-vektor E og en overbolgevektor EQ SOm til enhver tid kretser om dens spiss. Betegnes fasevinkelen for grunnvektoren Eg med £ g»vil differansen mellom fasevinkelen £ for vektoren E og fasevinkelen £g for vektoren E periodisk bevege seg mellom <+>^ max °S ^"max' sa de~ns kro_ nologiske middelverdi blir 0. Omvendt kan man si at hver vektor A med fasevinkel <?( , hvis fasevinkeldifferanse & - d\ i forhold til fasevinkelen for den foreskrevne . vektor E får middelverdien 0,stadig må peke i retningen for grunnbolgevektoren Eg, en forutsetning som gjelder uavhengig av storrelsen på vinkelhastigheten av den foreskrevne vektor E og likeledes av storrelsen og vinkelhastigheten av vektoren EQ, d.v.s. av vedkommende overbolges ordenstall,og også holder stikk ved samtidig opptreden av flere overbolger. To explain the principle operation of the invention, reference must first be made to the vector diagram in fig. 19, which shows a prescribed plane vector E, e.g. a rotation vector, with phase angle £ in a right-angled stationary coordinate system with axes r and j. The components of this vector in the directions of the coordinate axes are denoted by El and E2 respectively. These vector components must now, in addition to a fundamental oscillation, also contain an over oscillation, which can be shown vectorially by the pre-given rotation vector E being composed of a fundamental wave vector E and an over wave vector EQ SOm at all times orbiting its tip. If the phase angle for the base vector Eg is denoted by £g», the difference between the phase angle £ for the vector E and the phase angle £g for the vector E will periodically move between <+>^ max °S ^"max' so their chronological mean value becomes 0. Conversely one can say that each vector A with phase angle <?( , whose phase angle difference & - d\ in relation to the phase angle of the prescribed the angular velocity of the prescribed vector E and likewise of the magnitude and angular velocity of the vector EQ, i.e. of the order number of the overwave in question, and also holds true in the case of simultaneous occurrence of several overwaves.

Fig. 20 viser et blokkskjema for en glatteinnretning som i samsvar med oppfinnelsen er oppbygget på grunnlag av denne erkjennelse. Den inneholder en tofaset generator 114 som er av i og for seg kjent utforelse og leverer overbolgefrie utgangsspenninger betegnet med sin<£ og cosov. Fasevinkelen cLr som utgjor den av tofasegeneratoren avgitte vektorstorrelse , er proporsjonal med tidsintegralet av den inngangs-storrelseo( som tilfores generatorens inngangskiemme 128, og som i sin tur representer utgangssignalet fra en PI-regulator 115. Utgangssignalet fra pl-regulatoren 115 bestemmer således vinkelhastigheten av den vektorstorrelse som avgis av tofasegeneratoren,resp. frekvensen av dens utgangsspenninger som representerer denne storrelse. De sinus-xesp, kosinusformede spenninger som opptrer ved klemmene 10 og 11,definerer en enhetsvektor (verdi 1) med f asevinkel C>( . Et vektorielt mul-tiplikatorledd 116 som med hensyn til oppbygging svarer til den ovennevnte komponentomformer 6 , får tilfort komponentspenniningene for denne enhetsvektor såvel som komponentspenningene El og E2 for den vektor E = |Ej e^É som skal glattes,på en slik måte at der ved utgangskiemmene 117 resp. Il8 på multiplikatorleddetH6 oppstår to spenninger som er proporsjonale med storrelsen | e[ av inngangsvektoren E og med heholds-vis sinus og kosinus til differansevinkelen £ ~ oC • Blir utgangsklemmen ll8 forbundet med divisor-inngangen og utgangsklemmen 117 med di-videndinngangen til en kvotientdanner 119> så oppstår der ved dennes utgang en spenning som nu bare er proporsjonal med tangens til differanse vinkelen - ck samtidig som en diode 120 innkoblet mellom klemmen 118 og divisorinngangen sorger for en entydig sammenheng mellom inn-gangs- og utgangsspenning for kvotientdanneren 119 i et område av differansevinkelen - 0^ mellom - j) og +//,idet utgangsstorrelsen fra kvotientdanneren 119 ved positive verdier av den spenning som opptrer ved klemmen 119,har en spenning proporsjonal med tangens til differanse-. Fig. 20 shows a block diagram for a smoothing device which, in accordance with the invention, is built on the basis of this recognition. It contains a two-phase generator 114 which is of known design per se and delivers harmonic-free output voltages denoted by sin<£ and cosov. The phase angle cLr, which constitutes the vector quantity emitted by the two-phase generator, is proportional to the time integral of the input quantity eo( which is supplied to the generator's input cell 128, and which in turn represents the output signal from a PI regulator 115. The output signal from the pl regulator 115 thus determines the angular velocity of the vector magnitude emitted by the two-phase generator, or the frequency of its output voltages that represent this magnitude. The sine-xesp, cosine-shaped voltages that appear at terminals 10 and 11, define a unit vector (value 1) with phase angle C>( . A vectorial mul -tipulator link 116, which in terms of structure corresponds to the above-mentioned component converter 6, is supplied with the component voltages for this unit vector as well as the component voltages El and E2 for the vector E = |Ej e^É to be smoothed, in such a way that at the output kernels 117 or Il8 on the multiplier link H6 two voltages occur which are proportional to the magnitude |e[ of the input vector E and together with the sine and cosine of the difference angle £ ~ oC • If the output terminal 118 is connected to the divisor input and the output terminal 117 to the divider input of a quotient generator 119> then a voltage arises at its output which is now only proportional with the tangent to the difference angle - ck at the same time that a diode 120 connected between the terminal 118 and the divider input ensures a clear connection between input and output voltage for the quotient generator 119 in a range of the difference angle - 0^ between - j) and +//, since the output from the quotient generator 119 at positive values of the voltage that occurs at the terminal 119 has a voltage proportional to the tangent to the difference.

vinkelen £ - <A-jmen forovrig en maksimal utgangsverdi som er bestemt ved den apparattekniske utforelse av kvotientdanneren ll°/,og hvis fortegn stemmer overens med sinusfunksjonen til differansevinkelen the angle £ - <A-jmen otherwise a maximum output value which is determined by the technical design of the quotient generator ll°/, and whose sign corresponds to the sine function of the difference angle

Virkemåten av denne innretning slik den er beskrevet hittix er som folger: PI-regulatoren 115 vil på vanlig måte ved endring av sin utgangsstorrelse C^og dermed av fasevinkelen for tofasegeneratoren 114 arbeide mot å tilveiebringe en stasjonær tilstand, som er nådd når middelverdien av inngangsstorrelsen til PI-regulatoren blir null. Denne inngangsstorrelse til PI-regulatoren 115 vil da variere periodisk om verdien null mellom verdiene + tg 6ma£ For utgangsstorrelsen fra PI-regulatoren 115 fremkommer der en tilsvarende variasjon,som'imidlertid kan dempes i praktisk talt vilkårlig sterk grad hvis dens proporsjonal-forsterkning velges tilstrekkelig liten og dens.efterstillings-tid tilstrekkelig stor. Dempningen av disse av overbolgene forårsakede variasjoner er gitt ved at der foreligger en integral sammenheng mellom inngangsstorrelsen til tofasegeneratoren 114 og fasevinkelverdien som representeres av de to utgangsspenninger fra tofasegeneratoren 1.14. På denne måte vil den vektor som defineres av utgangsspenningene ved klemmene 110 og 111,med hensyn til fasestilling bare pendle ganske ba-gatellmessig om stillingen av grunnbolgevektoren E^,så den enhetsvektor som er definert ved spenningene på klemmene 110 og 111 praktisk talt vil peke i retningen for grunnbolgevektoren Eg. Ved denne utjev-nede tilstand representerer imidlertid den spenning [e| cos ~ C^) som opptrer væd klemmen ll8, stadig projeksjonen av inngangsvektoren E på grunnbolgevektoren E^ en storrelse som varierer periodisk om verdien av grunnbolgevektoren E . Med et forsinkelsesledd av annen orden bestående av en integrator 122 hvis utgangssignal er negativt tilbakekoblet til inngangen til den foranliggende PI-forsterker 121, kan den spenning ved klemmene ll8 som i utjevnet tilstand av PI-regulatoren 115 varierer med grunnbolgevektorens verdi, glattes tilstrekkelig sterkt,så der ved utgangen 123 fra integratoren 122 vil stå til rådighet en spenning noyaktig svarende til storrelsen av grunnbolgevektoren E . Det er hensiktsmessig om parametrene for PI-forsterkeren 101 og integratoren 22 stemmer overens med dem for de tilsvarende elementer 115 og 114 så de tilsvarende signalveiavsnitt får samme over-gangsforhold. Blir klemmen 123 forbundet med inngangene til to multiplikatorer 124 og 125 hvis ovrige innganger utgangsklemmene 110 og 111 på tofasegeneratoren er tilsluttet, så fremkommer der ved utgangsklemmene 126 og 127 på glatteleddet to spenninger A]_ og Å£ som svarer The operation of this device as described here is as follows: The PI regulator 115 will, in the usual way, by changing its output quantity C^ and thus of the phase angle of the two-phase generator 114, work towards providing a stationary state, which is reached when the mean value of the input quantity until the PI controller becomes zero. This input quantity to the PI regulator 115 will then vary periodically if the value is zero between the values + tg 6ma£ For the output quantity from the PI regulator 115 there appears a corresponding variation, which, however, can be attenuated to a practically arbitrary degree if its proportional amplification is selected sufficiently small and its replacement time sufficiently large. The damping of these variations caused by the surges is provided by the fact that there is an integral relationship between the input magnitude of the two-phase generator 114 and the phase angle value represented by the two output voltages from the two-phase generator 1.14. In this way, the vector defined by the output voltages at the terminals 110 and 111, with regard to phase position, will only oscillate quite insignificantly about the position of the fundamental wave vector E^, so the unit vector defined by the voltages at the terminals 110 and 111 will practically point in the direction of the fundamental wave vector Eg. In this equalized state, however, it represents voltage [e| cos ~ C^) which occurs at clamp ll8, constantly the projection of the input vector E onto the fundamental wave vector E^ a quantity that varies periodically about the value of the fundamental wave vector E . With a second-order delay stage consisting of an integrator 122 whose output signal is negatively fed back to the input of the upstream PI amplifier 121, the voltage at terminals 118 which in the equalized state of the PI regulator 115 varies with the value of the fundamental wave vector can be sufficiently smoothed, so at the output 123 from the integrator 122 there will be available a voltage exactly corresponding to the magnitude of the fundamental wave vector E . It is appropriate if the parameters for the PI amplifier 101 and the integrator 22 agree with those for the corresponding elements 115 and 114 so that the corresponding signal path sections have the same transition ratio. If the terminal 123 is connected to the inputs of two multipliers 124 and 125, whose other inputs the output terminals 110 and 111 of the two-phase generator are connected, then there appear at the output terminals 126 and 127 on the smoothing link two voltages A]_ and Å£ which correspond

til de rettvinklede komponenter- av grunnbolgevektoren E ,som dermed blir representert såvel fase- som amplituderiktig» to the right-angled components of the fundamental wave vector E, which is thus represented both phase- and amplitude-correctly"

På fig. 21 er der vist en apparatteknisk realisering av glatteimretningen * på fig. 20, hvorfra henvisning st all ene er overtatt for elementer med samme virkning. Komponentspenningene El = |e) cos£ og E2 = E sin£ er tilsluttet ved klemmene 108 og 109 og pådrar det ene sett innganger til multiplikatorene I30og l31 resp, 132 cg 133. De to andre inngange r» til multiplikatorene 13°.og. 132 er forbundet med utgang ski emne n 110 på tofasegeneratoren 114,mens de to andre innganger til multiplikatorene 131 og 133 står i forbindelse med klemmen 111. Utgangene fra multiplikatorene 130 og 133 er over hver sin motstand av storrelse R additivt tilfort en adderforsterker 134>mens utgangene fra multiplikatorene 132 og 131 er fort subtraktivt til en ytterligere adderforsterker 135. De to adderforsterkere 134 °g 135 er hver negativt tilbakekoblet med en motstand av storrelse R,og summen av de admittanser som er forbundet med deres respektive med - og + betegnede inngangerj er den samme. Kvotientdanneren 119 er utformet som en forsterker som er negativt tilbakekoblet over en multiplikator 136,og som i ikke tilkoblet tilstand har en meget stor tomlopsforsterkning og på sin inngangsside er forbundet med klemmen l±7.Dens minusinngang representerer derfor divideiidinngangen,mens den annen,med katoden i dioden 120 forbundne inngang til multiplikatoren 136 utgjor divisorinngangen. Utgangssignalet fra kvotientdanneren 119 pådrar PI-regulatoren 115,som er utformet som en forsterker negativt tilbakekoblet med et RC-ledd og hvis utgangssignal tilfores frekvensinnstillingsinngangen 128 til tofasegeneratoren 114. In fig. 21 shows an apparatus-technical implementation of the smoothing direction * in fig. 20, from which reference st all one has been taken over for elements with the same effect. The component voltages El = |e) cos£ and E2 = E sin£ are connected at terminals 108 and 109 and cause one set of inputs to the multipliers I30 and 131 resp., 132 and 133. The other two inputs r» to the multipliers 13° and. 132 is connected to the output ski subject n 110 of the two-phase generator 114, while the other two inputs to the multipliers 131 and 133 are connected to the clamp 111. The outputs from the multipliers 130 and 133 are each via a resistance of size R additively added to an adder amplifier 134> while the outputs from the multipliers 132 and 131 are quickly subtracted to a further adder amplifier 135. The two adder amplifiers 134 and 135 are each negatively feedbacked with a resistance of magnitude R, and the sum of the admittances associated with their respective with - and + denoted input j is the same. The quotient generator 119 is designed as an amplifier which is negatively fed back via a multiplier 136, and which in the unconnected state has a very large empty loop gain and is connected on its input side to terminal l±7. Its minus input therefore represents the divide input, while the other, with the cathode of the diode 120 connected to the input of the multiplier 136 forms the divider input. The output signal from the quotient generator 119 applies to the PI regulator 115, which is designed as an amplifier negatively feedbacked with an RC element and whose output signal is fed to the frequency setting input 128 of the two-phase generator 114.

Som allerede nevnt sorger dioden 120 for at en ved klemmen 118 opptredende spenning til enhver tid kommer til virkning på multiplx. katoren 136 bare med de positive verdier som fores over PI-forsterkeren 121 og en integrator 122,hvis utgang over en inversjons-forsterker 137 er negativt tilbakekoblet til inggangen til PI-forsterkeren 121. Integratoren 122 og PI-forsterkeren 121 er her likeledes utfort som henholdsvis kapasitivt. , og ohmsk-kapasitivt negativt tilbakekoblede forsterkere. Det ved klemmen 123 opptredende utgangssignal fra integratoren 122 pådrar det ene sett innganger til to ytterligere multiplikatorer 124 og 125,,hvis andre innganger er forbundet med klemmene 110 og 111 på tofasegeneratoren 114. For å spare forsterkerelementer er As already mentioned, the diode 120 ensures that a voltage appearing at the terminal 118 at all times has an effect on the multiplex. the cator 136 only with the positive values that are fed across the PI amplifier 121 and an integrator 122, whose output via an inversion amplifier 137 is negatively fed back to the input of the PI amplifier 121. The integrator 122 and the PI amplifier 121 are here similarly extended as respectively capacitive. , and ohmic-capacitive negative feedback amplifiers. The output signal from the integrator 122 appearing at the terminal 123 causes one set of inputs to two further multipliers 124 and 125, whose other inputs are connected to the terminals 110 and 111 of the two-phase generator 114. In order to save amplifier elements,

det mulig å kombinere det av adderforsterkeren 135 bestående blande-ledd med kvotientdanneren 119 på den måte at utgangsspenningene fra it is possible to combine the mixing section consisting of the adder amplifier 135 with the quotient generator 119 in such a way that the output voltages from

multiplikatorene 131 og 132 - istedenfor i en særskilt forsterker som vist - subtraheres fra hverandre i inngangskretsen til kvotientdannerens forsterker. Man vil foretrekke dane modifikasjon i tilfeller hvor der ikke legges særlig vekt på lett tilgjengelighet av |E| sin ( £ - ^ ' the multipliers 131 and 132 - instead of in a separate amplifier as shown - are subtracted from each other in the input circuit of the quotient generator's amplifier. This modification will be preferred in cases where no particular emphasis is placed on the easy availability of |E| sin ( £ - ^ '

Ved den modifikasjon av koblingen på fig. 21 som fremkommer når koblingsbroene 138 og 139 bringes i den stiplet inntegnede loddrette stilling, er der parallelt med den signalvei som forer over PI-regulatoren 115, koblet en ytterligere signalvei for utgangssignålet fra Kvotientdanneren 119, nemlig en 'signalvei over to seriekoblede zener-dioder 140 med motsatt polaritet. Gjennombruddsspenningene for disse zener-dioder erher tilmålt slik at disse blir ledende ved en utgangsspenning fra kvotientdanneren svarende til en vinkeldifferanse £ -o( på ca. ^ og da ved hjelp av en tilsvarende okning av utgangsstorrelsen fra en adderforsterker 141 og dermed av den innstillingsstorrelse som tilfores tofasegeneratoren, muliggjor en efterforing av fasevinkelen hos tofasegeneratoren til den midlere stilling av inngangsvektoren E med langt storre hastighet enn om PI-regulatoren 115 virket alene. Dette progressive pådrag på frekvensinnstillingsinngangen til tofasegeneratoren 114 med storre vinkeldifferanser sikrer at tofasegeneratorens vektor selv ved storre nodvendigefrekvensendringer ikke mister folingen med inngangsvektoren E og det dermed forhindres at denne kommer ut av takt. Den beskrevne variant er å anbefale for anvendelseseksempeLet på fig. 1, hvor der kan opptre påtagelige frekvensendringer under drift. In the modification of the coupling in fig. 21 which appears when the connecting bridges 138 and 139 are brought into the dashed vertical position, parallel to the signal path that leads over the PI regulator 115, a further signal path for the output signal from the Quotient Generator 119 is connected, namely a 'signal path over two series-connected zener diodes 140 with opposite polarity. The breakdown voltages for these zener diodes are measured so that they become conductive at an output voltage from the quotient generator corresponding to an angle difference £ -o( of approx. is supplied to the two-phase generator, enables a follow-up of the phase angle of the two-phase generator to the mean position of the input vector E with a much greater speed than if the PI regulator 115 acted alone. This progressive input on the frequency setting input of the two-phase generator 114 with larger angle differences ensures that the vector of the two-phase generator even with larger required frequency changes does not loses the following with the input vector E and is thus prevented from getting out of step.

Står der til rådighet en storrelse som i det minste tilnær-melsesvis tilsvarer inngangsvektorens vinkelhastighet, resp. frekvensen av dens komponentspenninger - ved anvendelseseksempelet på fig. l8 ville dette f.eks. være rotoromdreiningstallet for asynkronmaskinen 1 - er det mulig ved hjelp av en tilkobling av.en forstyrrende storrelse å oppnå en ytterligere påskynnelse av f asevinkel-efterf oringen, idet vedkommende storrelse tilfores klemmen 42 og dermed pådrar- tofasegeneratorens frekvensinnstillingsinngang 128 i tillegg. If there is a quantity available that at least approximately corresponds to the input vector's angular velocity, resp. the frequency of its component voltages - in the application example of fig. l8 would this e.g. be the rotor revolution number for the asynchronous machine 1 - it is possible by means of a connection of a disturbing quantity to achieve a further acceleration of the phase angle tracking, the relevant quantity being supplied to terminal 42 and thus affecting the two-phase generator's frequency setting input 128 in addition.

Fig. 22 viser et utforelseseksempel på en tofasegenerator som arbeider med statiske organer. Den består<1>av to på hinannen fSigende integratorer 143 og 144,hver med foranliggende multiplikator 145 resp. 146. Utgangssignalet fra multiplikatoren 144 er tilbakekoblet til den multiplikator 145 som ligger foran integratoren 143. Blir der ved inngangskiemmen 128, som pådrar de andre innganger til multiplikatorene 144 °g 145' påtrykt et signal av storrelse ck = ^— , så opptrer der veet utgangen fra integratoren 143 en spenning som er proporsjonal med sin°C og ved utgangen fra integratoren 144 en storrelse som er proporsjonal med cos oC .De spenninger som opptrer ved utgangsklemmene 110 og 111, er altså til enhver tid proporsjonale med kosinus til tidsintegralet av den spenning som påtrykkes inngangs-klemmen 128. For at amplitudene av de sinus-kosinus-par som opptrer ved klemmenellO og 111,stadig skal være konstante,er integratoren 144 forsynt med en dempningsopphevende tilbakekobling i form av en tilbakekobling smotstand 147 som ansporer det svingningsdyktige system som består av de to i krets seriekoblede integratorer 143 °g 144» til til-tagende svingninger. Så snart disse imidlertid når terskelverdiene for to dioder 148 og 149 som har forspenninger med motsatt polaritet og er tilsluttet et symmetrisk matet potensiometer 150 hvis midtpunkt er forbundet med utgangen fra integratoren 144, kommer der til virkning en negativ tilbakekobling som begrenser forspenningen på disse dioder , så der dermed blir oppnådd en stabilisering av amplitudene av utgangsspenningene ved klemmene 110 og 111. Fig. 22 shows an embodiment example of a two-phase generator that works with static bodies. It consists <1> of two successive integrators 143 and 144, each with a preceding multiplier 145 or 146. The output signal from the multiplier 144 is fed back to the multiplier 145 which is in front of the integrator 143. If a signal of magnitude ck = ^— is applied at the input key 128, which causes the other inputs to the multipliers 144 °g 145', then the weight occurs there the output from the integrator 143 a voltage that is proportional to sin°C and at the output from the integrator 144 a magnitude that is proportional to cos oC. The voltages that appear at the output terminals 110 and 111 are thus at all times proportional to the cosine of the time integral of voltage that is applied to the input terminal 128. In order for the amplitudes of the sine-cosine pairs that occur at terminal 110 and 111 to remain constant, the integrator 144 is provided with a damping canceling feedback in the form of a feedback resistor 147 which stimulates the oscillating system which consists of the two circuit-connected series integrators 143 °g 144" for increasing oscillations. As soon as these, however, reach the threshold values for two diodes 148 and 149 which have bias voltages of opposite polarity and are connected to a symmetrically fed potentiometer 150 whose center point is connected to the output of the integrator 144, a negative feedback comes into effect which limits the bias voltage on these diodes, so that a stabilization of the amplitudes of the output voltages at terminals 110 and 111 is thus achieved.

Fordelaktige anvendelsesmuligheter for denne glatteinnretning foreligger ikke bare ved den tidligere nevnte vektorkomponent-styring av dreiefeltmaskinerj tverimot kan den anvendes generelt overalt hvor der foreligger cen oppgave ved et vilkårlig flerfaset spenningssystem beheftet med hoyere harmoniske år få ut systemets grunnbolge. Advantageous application possibilities for this smoothing device do not only exist in the previously mentioned vector component control of rotating field machines, on the contrary, it can be used in general wherever there is a task in an arbitrary multiphase voltage system burdened with higher harmonics to extract the system's fundamental wave.

med riktig fase og/eller amplitude. For ethvert flerfasesystem beskriver en vektor og kan derfor også representeres ved komponentene av et tofasesystem, hvormed inngangsstorrelsene for grunnbolgefiltret ifolge oppfinnelsen står til rådighet. Av særlig betydning er det i den forbindelse at grunnbolgefilteret er i stand til å arbeide efter sin bestemmelse ved enhver gr unnbolgef r ek vens, frekvensen null innb e-- - fattet. with the correct phase and/or amplitude. For any multiphase system, a vector describes and can therefore also be represented by the components of a two-phase system, with which the input quantities for the fundamental wave filter according to the invention are available. It is of particular importance in this connection that the fundamental wave filter is able to work according to its determination at any fundamental wave frequency, the frequency zero included.

Således kanglatteinnretningen ifolge oppfinnelsen også bringes til anvendelse ved synkronisering av nett for å gi en overbøl-gefri^fasetro avbildning av måleverdien av nettspenningen resp. nett-spenningsvektoren. Méd samme fordel kan oppfinnelsen også anvendes til å glatte synkroniseringsspenningen for styresett for stromrettere med faseutsnitt-styring. Da denne synkroniseringsspenning vanligvis avledes fra nettspenningen, er det også her viktig å kunne bevirke en faseren undertrykkelse av overbolgene for å sikre samme tennetidspunkt under hver halvbolge. Thus, the canglatte device according to the invention is also used when synchronizing mains to provide a surge-free, phase-true representation of the measured value of the mains voltage or the net voltage vector. With the same advantage, the invention can also be used to smooth the synchronization voltage for control systems for rectifiers with phase section control. As this synchronizing voltage is usually derived from the mains voltage, it is also important here to be able to effect a phased suppression of the overwaves in order to ensure the same ignition time during each half-wave.

Den ovenfor beskrevne oppfinnelse gjor det mulig ved drift av asynkronmaskiner å tilfredsstille kravet om rask og innbyrdes uavhengig innstillbarhet av de dreiemomentdannende storrelser minst - like godt og- like enkelt som man hittil har kunnet ved drift av like- st romma skiner. I og med at like st romma skinen erstattes med en asynkronmaskin, fås der imidlertid betydelige fordeler betinget ved asynkronmaskinens storre driftssikkerhet og mindre behov for tilsyn. The invention described above makes it possible when operating asynchronous machines to satisfy the requirement for fast and mutually independent adjustability of the torque-generating quantities at least - as well and - as simply as has been possible up to now when operating synchronous machines st room shines. By replacing the same room machine with an asynchronous machine, however, there are significant advantages due to the asynchronous machine's greater operational reliability and less need for supervision.

Claims

1. Procedure for controlling or regulating asynchronous machines whose stator current is brought into direct dependence on two electrical quantities, in particular asynchronous machines which are fed via inverters, characterized in that the two electrical quantities are reference quantities (b, w) referred to the rotating field axis which only affect the size of each separate component (I.D , I W) of the stator current vector, one of which lies parallel to and the other perpendicular to the instantaneous rotating field axis, with tb field components referred to the stator and the leading quantities forming two vector components corresponding to these, referred to the stator, which are used as control variables or as control desired values for the stator current vector components.

2. Method as stated in claim 1, characterized in that both the stator-referred field components r, <-f j) °g the stator-referred vector components (ir, i. resp. I.<*>) which, they correspond to magnitudes (b, w) referred to by the field axis are orthogonal to each other.

3. Method as stated in claim 1 or 2, characterized in that the magnitudes referred to the field axis as setting magnitudes are made dependent on the difference between desired values (1^ and 1^<*>) and measured values (Ib, l" w) for stator components referred to the field axis (fig. 4).

4. Method as specified in claims 1 to 3, characterized in that at least one of the magnitudes referred to the field axis or of the stator current component desired values (Iw<*> ) referred to the field axis is made dependent on the difference between a prescribed number of desired revolutions (n< *>) and the measuring speed (n) for the asynchronous machine.

5. Method as stated in claim 3, characterized in that the measured values of the stator current components referred to the field axis are formed from orthogonal field components referred to the stator (-s^ , and orthogonal stator current components referred to the stator (I , V-

<6>< Method as specified in claim 1*"5, characterized by an angular displacement of the setting or control vector in the field's direction of rotation depending on the stator current vector, the angular velocity of the rotating field axis [fr) and the delay time constants (T) which at all times acts between the control input that affects the stator current, and the stator current itself, especially the asynchronous machine's spreading field time constants.

7« Method as specified in claims 1-5, characterized in that there is an angular displacement of the setting or control vector opposite the direction of rotation of the field, depending on the field vector, the angular velocity of the rotor or rotating field axis and the asynchronous machine's main field time constants.

8. Device for carrying out a method as specified in one of claims 1-7, characterized by at least one component converter l6) consisting of two adder amplifiers (38, 39) and four multipliers (40 - 43) which are fed to the stator referenced field component voltages (cos^, sin^Jnormalized in pairs by a vector analyzer (5), as well as component voltages referred to the field axis or the stator, while the outputs from each pair are connected to one amplifier input each (fig. 6).

9. Device as stated in claim 8, characterized in that the vector analyzer (5) consists of two amplifiers, each of which is negatively fed back by means of a multiplier (28, 29), and whose inputs are supplied with voltages proportional to the components orthogonally referred to the stator , and if squared output voltages are added and compared with a constant magnitude in the input of a regulator tpreferably an integral regulator (35), whose output magnitude incurs an input to each of the two multipliers (fig. 5)"

10. Device as stated in claim 9, characterized in that the regulator's output is unilaterally limited to zero.

11. Device as stated in claims 8-10, characterized by a measuring element for angular velocity (27), consisting of two differentiating elements (59, 60) followed by multipliers (6l, 62) whose output voltages are supplied to an adder amplifier (63) subtractively, while the normalized orthogonal field component voltages referred to the stator (cos^, sinj^) are supplied to the input of each differentiating term as well as the input of the multiplier that does not follow this (fig.11).

12. Device as stated in claims 8-11, for asynchronous machines which are fed by an intermediate circuit inverter with applied direct current, characterized in that the component converter (J( 6) is connected on its output side to a further vector analyzer (5<1>) if regulation output is connected to the desired value input of a regulator (64) for the intermediate circuit direct current (I^^and whose amplifier output voltages (cos/f*, sin/]^ incurs an angle coupler (65) for the control grids of the inverter (2b) directly and /or over a further regulator (fig.12)

13. Device as stated in claim 12, characterized by the right-angle coupler containing six adder amplifiers (83 - 88) which are connected on their input side to the outputs of the vector analyzer (5') and serve to produce six alternating voltages which are mutually phase-shifted by 60°, and each of which via a threshold value link and a gate (89 - 94) applies to the inverter's control grid (gl - gl2) (fig. 15).

14. Device as set forth in claim 12, characterized in that the output voltage from a phase correction regulator (74) for the angular position of the stator current vector also acts on the angle coupler's input.

15. Device as specified in claim 1H, characterized in that the phase correction regulator contains an integrator (102) which is supplied with a magnitude that depends on the angular difference between one of the component voltages (cos/?^, sin/t'<5*>') at the output of the vector analyzer (5') determines the control vector and the stator current vector, and whose output voltage causes an input to a phase turning element consisting of two multipliers (103, 104) and an inversion amplifier (107), to turn the control vector acting at the input of the angle coupler (65) (fig. 17).

16. Device as specified in claim 15 characterized by two multipliers (96, 97) which are supplied with two voltages (1^, lg) proportional to the stator phase current and two corresponding alternating voltages formed from the control vector's component voltages (cos^<*>, slnff* )} and whose output voltages are subtractively supplied to an adder amplifier (100) whose output voltage acts on the input of the integrator.

17. Device as specified in claim 15, characterized in that the output voltage from a phase measuring instrument (106) acts on the input of the integrator at whose inputs there is a with . the stator current proportional voltage (IR) and a corresponding alternating voltage formed from the control vector's component voltages (cos/5'<*>, sin/J<*>)

18. Device as specified in claim 16 or 17, characterized in that a multiplier (80) is arranged in the input circuit of the integrator which is supplied with a quantity (V) proportional to the angular velocity of the field.

19 • Device for carrying out a method as stated in claim 1, characterized in that for phase-correct smoothing of the field component voltages, a surge-free two-phase generator (114) whose frequency is determined by the output of a PI regulator (115) is arranged as on its input side is affected by a magnitude that depends on the difference between the phase angle (£) of the rotating field vector (E) and the phase angle {£) of the vector (A) formed by the two-phase generator.

20. Device as stated in claim 19 > characterized in that the two-phase generator (114) consists of two successive integrators (143»144) each with a preceding multiplier (145>146).

21. Device as specified in claim 19 or 20, characterized by four multipliers (130 - 133) which are applied by the vector component voltages and by the output voltages of the two-phase generator (114), and whose output voltages are fed to two adder amplifiers (134, 135) in such a way that where at their outputs quantities appear which are respectively proportional to the sine and cosine of the difference angle domain ( C >) and which are fed to a quotient generator (119) to form a quantity proportional to the tangent to the difference angle (fig. 21).

22. Device as stated in claim 21, characterized in that the divisor input of the quotient generator (119) is only charged with positive values of the associated adder amplifier output voltage.

23. Device as stated in claim 21 or 22, characterized in that the frequency setting input (128) of the two-phase generator (114) is additionally affected by two Zener diodes (140) connected in series in the opposite direction by the output voltage of the quotient generator.

24. Device as specified in claim 21 or 22, characterized in that the two-phase generator's frequency setting input (128) is applied with a magnitude dependent on the angular velocity of the rotating field vector (E) in the direction of a connection of a disturbing quantity.

25. Device as specified in claims 21 - 24, with amplitude-correct smoothing, characterized in that the output signal from the adder amplifier which is assigned to the quotient generator's divisor input (119)" via a smoothing link, preferably of a different order, applies to the inputs of two multipliers (124, 125) at whose other inputs the output voltages of the two-phase generator (114) are present.