JPH0682494A - Current detection device - Google Patents
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- JPH0682494A JPH0682494A JP4233460A JP23346092A JPH0682494A JP H0682494 A JPH0682494 A JP H0682494A JP 4233460 A JP4233460 A JP 4233460A JP 23346092 A JP23346092 A JP 23346092A JP H0682494 A JPH0682494 A JP H0682494A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電力系統において高調
波成分や不平衡成分を含む多相交流電圧と多相交流電流
から高調波電流や無効電流または脈流電力や無効電力を
分離検出してこれを補償する電力補償装置などに適用さ
れる瞬時電流（電圧）を検出する電流検出装置に関する
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention separates and detects a harmonic current, a reactive current, a pulsating current or a reactive power from a polyphase AC voltage and a polyphase AC current containing a harmonic component or an unbalanced component in a power system. The present invention relates to a current detection device that detects an instantaneous current (voltage) applied to a power compensation device that compensates for this.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図９は、例えば電気学会産業応用部門全
国大会講演論文集Ｓ．４−６「アクティブフィルタの制
御」に示された従来の電流（電力）の検出装置を示すブ
ロック図である。アクティブフィルタは配電系統に接続
されたサイリスタ変換装置などが発生する高調波電流や
無効電力を検出し、これを打ち消すような電流を電力変
換装置から系統に給電して障害電流を補償する電力補償
装置の一つであるが、ここでは特に文献記載の内容で本
発明と直接関連する高調波、無効電流（電力）の検出装
置の部分に関して説明する。2. Description of the Related Art FIG. FIG. 4-6 is a block diagram showing a conventional current (power) detection device shown in 4-6 “Control of Active Filter”. An active filter is a power compensator that detects harmonic currents and reactive power generated by thyristor converters connected to the distribution system, and supplies a current that cancels them to the grid from the power converter to compensate for fault currents. However, here, the description will be made particularly on the portion of the harmonic and reactive current (power) detection device which is directly related to the present invention in the contents of the literature.
【０００３】図９に於いて、１１と３相交流電圧ｖR 、
ｖS 、 ｖT の基準相としてＲ相の電圧ｖR が基準信号と
して入力されるＰＬＬ回路、１２はこのＰＬＬ回路１１
により検出した位相θv から２相正弦波信号を出力する
２相正弦波発生器、１３は３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉ
T をこの２相正弦発生器１２の出力を用いて回転直交２
軸座標に変換する３φ／２φ座標変換器、１４はこの３
φ／２φ座標変換器１３の出力である各軸成分ｉｐ，ｉ
ｑが入力されるローパスフィルタ、１５はローパスフィ
ルタ１４の各出力ｉｐ' 、ｉｑ' を上記２相正弦波発生
器１２の出力に基づいて３相交流に変換する２φ／３φ
座標変換器、１６は上記３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉT
からこの２φ／３φ座標変換器１５の各相出力を各々減
算してｉCR 、ｉCS 、ｉCTを得る減算器である。In FIG. 9, 11 and three-phase AC voltage v R,
A PLL circuit in which the R-phase voltage v R is input as a reference signal as a reference phase of v S and v T , and 12 is this PLL circuit 11
, A two-phase sine wave generator that outputs a two-phase sine wave signal from the phase θ v detected by the three-phase alternating currents i R, i S, i
T a rotation orthogonal using the output of the two-phase sine generator 12 2
3φ / 2φ coordinate converter for converting to axis coordinates, 14 is this 3
Each axis component ip, i which is the output of the φ / 2φ coordinate converter 13
A low-pass filter to which q is input, 15 is a 2φ / 3φ that converts each output ip ′, iq ′ of the low-pass filter 14 into a three-phase AC based on the output of the two-phase sine wave generator 12.
Coordinate converter, 16 is the three-phase alternating current i R, i S, i T
Is a subtracter for subtracting each phase output of the 2φ / 3φ coordinate converter 15 to obtain i CR, i CS, and i CT .
【０００４】次に動作について説明する。先ず図に於い
てＰＬＬ回路１１には３相交流電圧の代表相としてＲ相
の電圧検出値が入力され、ＰＬＬ回路１１は交流電圧の
基本波成分の瞬時位相θV を検出し出力する。この瞬時
位相の検出はθV は次段の２相正弦波発生器１２に入力
され、ｓｉｎθV 、ｃｏｓθV の２相信号が生成され
る。この２相信号は先ず３φ／２φ座標変換器１３に入
力される。この３φ／２φ座標変換器１３は上記２相信
号ｓｉｎθV 、ｃｏｓθV に基づき３相交流電圧ｉR 、
ｉS 、 ｉT を次式により回転直交座標の成分ｉｐ、ｉｑ
に変換する。Next, the operation will be described. First, in the figure, the voltage detection value of the R phase is input to the PLL circuit 11 as a representative phase of the three-phase AC voltage, and the PLL circuit 11 detects and outputs the instantaneous phase θ V of the fundamental wave component of the AC voltage. In the detection of this instantaneous phase, θ V is input to the next-stage two-phase sine wave generator 12, and two-phase signals of sin θ V and cos θ V are generated. This two-phase signal is first input to the 3φ / 2φ coordinate converter 13. The 3φ / 2φ coordinate converter 13 uses the two-phase signals sin θ V and cos θ V to generate a three-phase AC voltage i R,
The components i S and i T of rotational Cartesian coordinates ip and iq are calculated by the following equation.
Convert to.
【０００５】[0005]
【数１】 [Equation 1]
【０００６】（１）式による座標変換は、図１０に示す
ベクトル図のように３相交流電圧ｉR 、 ｉS 、 ｉT が作
る瞬時電流ベクトルｉを３相交流電圧の基本波成分が作
る瞬時電圧ベクトルｖ0 に同期した回転直交座標の成分
に分解する作用を有する。すなわち、ｓｉｎθV に基づ
き変換した電流成分ｉｐは交流電圧の基本波成分が作る
瞬時電圧ベクトル（以下、「基準電圧ベクトル」とい
う）と同方向の成分となり、一方ｃｏｓθV に基づき変
換した電流成分ｉｑは上記基準電圧ベクトルと直交する
成分となる。In the coordinate conversion by the equation (1), the fundamental wave component of the three-phase AC voltage produces the instantaneous current vector i produced by the three-phase AC voltages i R, i S, and i T as shown in the vector diagram of FIG. It has an action of decomposing into a component of rotation orthogonal coordinates synchronized with the instantaneous voltage vector v 0 . That is, the current component ip converted based on sin θ V becomes a component in the same direction as the instantaneous voltage vector (hereinafter referred to as “reference voltage vector”) created by the fundamental wave component of the AC voltage, while the current component iq converted based on cos θ V. Is a component orthogonal to the reference voltage vector.
【０００７】この電力を電圧、電流ベクトルを用いて表
すと、有効電圧とは電圧ベクトルと電流ベクトルの内積
で与えられ、また無効電力は外積で与えられる。また上
記電流成分ｉｐは電圧ベクトルと同方向の電流ベクトル
の成分であるから、有効電力を生じる電流成分すなわち
有効電流となり、上記電流成分ｉｑは電力ベクトルと直
交する電流ベクトルの成分であるから無効電力を生じる
電流成分すなわち無効電流となる。When this electric power is expressed using a voltage and a current vector, the active voltage is given by the inner product of the voltage vector and the current vector, and the reactive power is given by the outer product. Further, since the current component ip is a current vector component in the same direction as the voltage vector, it becomes a current component that produces active power, that is, an active current, and the current component iq is a current vector component orthogonal to the power vector. Is a current component that causes the above, that is, a reactive current.
【０００８】更に、（１）式による座標変換の別の作用
としては、交流電流に基本波の正相成分に加えて高調波
成分や逆相成分が存在する場合において、基本波の正相
成分は直流量として変換され、逆相成分は２ω0 、高調
波成分は（ｎ±１）ω0 の周波数（ここでω0 は基本波
周波数、ｎは高調波次数）を有する交流量として変換さ
れる。瞬時有効電流（電力）、瞬時無効電流（電力）と
は、これら基本波の正相成分以外の電流成分を含めた瞬
時値を用いて上記ベクトルの内積、外積により定義され
る諸量であって、従来の有効電力、無効電力の概念を包
含はするが、必ずしも同義では無いため「瞬時」という
語を付加して区別するのが一般である。Further, as another function of the coordinate conversion by the equation (1), when the alternating current has a harmonic component or a negative phase component in addition to the positive phase component of the fundamental wave, the positive phase component of the fundamental wave is present. Is converted into a DC amount, the antiphase component is converted into an AC amount having a frequency of 2ω 0 , and the harmonic component is (n ± 1) ω 0 (where ω 0 is a fundamental wave frequency and n is a harmonic order). It Instantaneous active current (power) and instantaneous reactive current (power) are quantities defined by the inner product and outer product of the above vector using the instantaneous values including the current components other than the positive phase component of these fundamental waves. Although the conventional concepts of active power and reactive power are included, they are not necessarily synonymous with each other and are generally distinguished by adding the word “instantaneous”.
【０００９】更に、以上から３相交流電流ｉR 、 ｉS 、
ｉT が高調波成分を含む歪波であったり、不平衡多相交
流であるとき、３φ／２φ座標変換器１３の出力は直流
量（基本波の正相成分）に交流量（基本波の逆相成分や
高調波成分）が重畳したものとなり、瞬時有効電流ｉ
ｐ、瞬時無効電流ｉｑとなる。これらを各々ローパスフ
ィルタ１４に入力し高周波成分を遮断するように構成す
ると、基本波成分の正相成分の電流成分のみが直流であ
るためローパスフィルタ１４の出力ｉｐ' 、ｉｑ' は基
本波の正相成分が分離抽出でき、ｉｐ' は（基本波）有
効電流、ｉｑ' は（基本波）無効電流となる。この電流
成分ｉｐ' 、ｉｑ' を２相正弦波発生器１２の出力を再
度用いて２φ／３φ座標変換器１５により３相の電流値
に逆変換することにより、基本波の正相成分のみが３相
交流瞬時値として抽出される。Further, from the above, the three-phase alternating currents i R, i S,
When i T is a distorted wave including a harmonic component or an unbalanced polyphase alternating current, the output of the 3φ / 2φ coordinate converter 13 has a direct current amount (a positive phase component of the fundamental wave) and an alternating current amount (of the fundamental wave). The negative active component i and the harmonic component) are superimposed, and the instantaneous active current i
p, the instantaneous reactive current iq. When these are respectively input to the low-pass filter 14 so as to block high-frequency components, only the current component of the positive phase component of the fundamental wave component is direct current, so that the outputs ip 'and iq' of the low-pass filter 14 are positive components of the fundamental wave. Phase components can be separated and extracted, and ip 'is a (fundamental wave) active current and iq' is a (fundamental wave) reactive current. By using the outputs of the two-phase sine wave generator 12 again to inversely convert the current components ip ′ and iq ′ into three-phase current values by the 2φ / 3φ coordinate converter 15, only the positive-phase component of the fundamental wave is obtained. It is extracted as a three-phase AC instantaneous value.
【００１０】更に、この３相各相の基本波の正相成分を
３相電流の各相瞬時値から減算器１６により減じると、
逆相電流と高調波電流のみが抽出された３相電流検出値
ｉCR、ｉCS 、ｉCTが得られる。Further, when the positive phase component of the fundamental wave of each of the three phases is subtracted from the instantaneous value of each phase of the three phase current by the subtracter 16,
Three-phase current detection values i CR, i CS, and i CT are obtained by extracting only the anti-phase current and the harmonic current.
【００１１】[0011]
【発明が解決しようとする課題】従来の電流（電力）検
出装置は上述のようなに構成されている。この検出原理
から明らかなように瞬時有効電流（電力）及び瞬時無効
電流（電力）の検出性能は３相交流電圧の基本波成分が
作る基準電圧ベクトルの瞬時位相を検出する性能に依存
していることが分かる。すなわち、多相交流電流を上記
基準電圧ベクトルに同期した回転座標の成分に変換する
ことにより、座標変換された電流成分が瞬時有効電流及
び瞬時無効電流として分離されて得られ、かつ多相交流
電流の基本波成分の正相分が直流量として変換されるこ
とからローパスフィルタなどの帯域分離手段によって、
逆相成分や高調波成分と分離検出することが可能とな
る。ところが、従来の電流（電圧）の検出装置では、こ
の基準電圧ベクトルの瞬時位相を検出する手段としてＰ
ＬＬ回路が用いられているため、以下の問題点がある。The conventional current (power) detecting device is constructed as described above. As is apparent from this detection principle, the detection performance of the instantaneous active current (power) and the instantaneous reactive current (power) depends on the performance of detecting the instantaneous phase of the reference voltage vector created by the fundamental wave component of the three-phase AC voltage. I understand. That is, by converting the multi-phase AC current into the rotational coordinate component synchronized with the reference voltage vector, the coordinate-converted current component is obtained as an instantaneous active current and an instantaneous reactive current, and the multi-phase AC current is obtained. Since the positive phase component of the fundamental wave component of is converted as a direct current amount, by band separation means such as a low pass filter,
It is possible to separate and detect the anti-phase component and the harmonic component. However, in the conventional current (voltage) detection device, P is used as means for detecting the instantaneous phase of the reference voltage vector.
Since the LL circuit is used, there are the following problems.
【００１２】先ず、第１の問題点は、ＰＬＬ回路に基準
信号として入力される交流電圧が高調波成分を含む歪波
の場合、高調波成分の影響により基本波成分に安定に同
期しない可能性がある。従って、実際には電圧検出信号
をＰＬＬ回路に入力する際に安定な動作を確保する目的
から高調波成分を予め減衰させるためのフィルタリング
が必要となる。系統電圧に含まれる高調波は３次調波程
度からを考慮する必要があり、３次調波以上の周波数成
分に対して十分な減衰を得ようとした場合、基本波との
周波数比が高々３倍しかないため基本波成分の影響が無
いようなフィルタを選定することは不可能である。特
に、位相がフィルタの影響により大きくシフトするため
に、電圧の位相を検出する為の手段としては誤差の発生
や、補正手段や調整要素が別に必要となるなど問題であ
る。First, in the case where the AC voltage input to the PLL circuit as a reference signal is a distorted wave containing a harmonic component, there is a possibility that the harmonic component does not cause stable synchronization with the fundamental component. There is. Therefore, in practice, filtering for attenuating the harmonic components in advance is required for the purpose of ensuring stable operation when the voltage detection signal is input to the PLL circuit. It is necessary to consider the harmonics contained in the system voltage from the order of the third harmonic, and if sufficient attenuation is obtained for frequency components above the third harmonic, the frequency ratio with the fundamental wave will be high. Since there is only three times, it is impossible to select a filter that is not affected by the fundamental wave component. In particular, since the phase is largely shifted due to the influence of the filter, there are problems such as the occurrence of an error as a means for detecting the phase of the voltage and the need for a correction means and an adjustment element separately.
【００１３】第２の問題点は、ＰＬＬ回路による位相検
出では多相交流電圧に基本波周波数の逆相成分が含まれ
る場合、逆相成分の周波数は正相成分と同一であるた
め、フィルタによっても分離不可能であり直接影響を受
けることである。特に、従来例のように１相の電圧を基
準相として用いる場合は逆相成分が存在することによっ
て位相ずれが生じている場合、これによって生じる検出
誤差は全く補正することができない。結局、従来のＰＬ
Ｌ回路を用いた基準電圧ベクトルの瞬時位相検出は、多
相交流電圧に高調波成分や逆相成分が存在する場合に問
題があるということができ、このために電流（電圧）検
出性能にも問題が生じるということができる。The second problem is that, in the phase detection by the PLL circuit, when the multiphase AC voltage includes a reverse phase component of the fundamental wave frequency, the frequency of the reverse phase component is the same as the positive phase component, and therefore, depending on the filter, Is inseparable and is directly affected. In particular, when a single-phase voltage is used as the reference phase as in the conventional example, if a phase shift occurs due to the presence of an anti-phase component, the detection error caused by this cannot be corrected at all. After all, conventional PL
It can be said that the instantaneous phase detection of the reference voltage vector using the L circuit has a problem when the multi-phase AC voltage has a harmonic component or an anti-phase component. Therefore, the current (voltage) detection performance is also deteriorated. It can be said that there will be problems.
【００１４】本発明は上記のような問題点を解決するた
めになされたもので、多相交流電圧が高調波や逆相成分
を含む歪波電圧や不平衡電圧であっても、それに含まれ
る基本波成分の正相成分のみによって作られる基準電圧
ベクトルを正確に検出でき、よって高性能な電流（電
力）の検出を可能とするとともに、調整手段を全く必要
とせず、かつ簡単な構成で実現可能な電流（電力）検出
装置を得ることを目的としている。The present invention has been made to solve the above problems, and even if the polyphase AC voltage is a distorted wave voltage or an unbalanced voltage containing harmonics or antiphase components, it is included therein. It is possible to accurately detect the reference voltage vector created only by the positive phase component of the fundamental wave component, thus enabling high-performance current (power) detection, and without requiring any adjustment means, and with a simple configuration. The aim is to obtain a possible current (power) detection device.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】本発明に係る電流検出装
置は、多相交流電圧を回転直交座標の成分に変換する座
標変換手段を設け、この座標変換手段の出力をローパス
フィルタの出力と、多相交流電流を座標変換する手段の
出力とから瞬時有効電流（電力）及び瞬時無効電流（電
力）を検出するように構成したものである。ここで、上
記多相交流電圧を上記回転直交座標に変換する際の座標
回転位相角を、所定の基準周波数を発生する発振器と、
この基準周波数を積分して上記回転位相角を演算出力す
る積分器により与えるように構成することができる。A current detection device according to the present invention is provided with coordinate conversion means for converting a multi-phase AC voltage into a component of rotational Cartesian coordinates, and the output of this coordinate conversion means is the output of a low-pass filter. The instantaneous active current (electric power) and the instantaneous reactive current (electric power) are detected from the output of the means for coordinate conversion of the polyphase alternating current. Here, the coordinate rotation phase angle when converting the multi-phase AC voltage to the rotation rectangular coordinates, an oscillator for generating a predetermined reference frequency,
The reference frequency may be integrated and given by an integrator that calculates and outputs the rotational phase angle.
【００１６】また、上記座標回転位相角を上記ローパス
フィルタの出力成分からベクトルの角度を検出する角度
検出手段と、この角度検出値に基づいて制御する位相制
御手段の出力により与えるように構成することもでき
る。また、上記座標回転位相角を上記ローパスフィルタ
の出力の一つが常時零になるように制御する位相制御手
段の出力によって与えるように構成することもできる。
また、この場合多相交流電圧を座標変換する手段が２軸
座標の一つの成分のみ演算に用いるように構成すること
もできる。Further, the coordinate rotation phase angle is provided by the output of the angle detecting means for detecting the angle of the vector from the output component of the low pass filter and the output of the phase controlling means for controlling based on the detected angle value. You can also Further, the coordinate rotation phase angle may be provided by the output of a phase control means for controlling so that one of the outputs of the low pass filter is always zero.
Further, in this case, the means for converting the coordinates of the multi-phase AC voltage may be configured to use only one component of the biaxial coordinates for the calculation.
【００１７】更に、本発明に係る電流検出装置は、多相
交流電圧を位相θで回転する直交２軸座標に変換する第
１の座標変換手段と、この第１の座標変換手段の一つの
出力を所定の周波数帯域に制限する第１のローパスフィ
ルタと、上記多相交流電流を該位相θで回転する直交２
軸座標に変換する第２の座標変換手段と、この第２の座
標変換手段のそれぞれの出力を所定の周波数帯域に制限
する第２と第３のローパスフィルタと、これらの第２と
第３のローパスフィルタの出力を該位相θで交流に逆変
換する第３の座標変換手段と、上記ローパスフィルタの
出力が常時零となるように上記位相θを制御する位相制
御手段とを有するものである。Further, the current detecting device according to the present invention is such that the first coordinate converting means for converting the multi-phase AC voltage into the orthogonal biaxial coordinates rotating at the phase θ, and one output of the first coordinate converting means. Low-pass filter for limiting the frequency to a predetermined frequency band, and a quadrature 2 for rotating the polyphase alternating current at the phase θ.
Second coordinate conversion means for converting to axial coordinates, second and third low-pass filters for limiting respective outputs of the second coordinate conversion means to a predetermined frequency band, and second and third of these. It has a third coordinate conversion means for inversely converting the output of the low-pass filter into an alternating current at the phase θ, and a phase control means for controlling the phase θ so that the output of the low-pass filter is always zero.
【００１８】[0018]
【作用】本発明における電流検出装置では、多相交流電
圧を回転直交座標の成分に変換する座標変換手段により
瞬時電圧ベクトルが直交座標の２成分として検出され
る。更に、この各成分をローパスフィルタにより高調波
成分を遮断することによって、多相交流電圧の基本波成
分の基本波成分の正相成分が作る基準電圧ベクトルを抽
出できる。また、同様に多相交流電流を座標変換する手
段によって得た瞬時電流ベクトルと上記基準電圧ベクト
ルとから瞬時有効電流（電力）及び瞬時無効電流（電
力）が演算検出できるものである。In the current detecting device of the present invention, the instantaneous voltage vector is detected as two orthogonal coordinate components by the coordinate conversion means for converting the multi-phase AC voltage into the rotational rectangular coordinate components. Further, by blocking the harmonic components of these components by a low-pass filter, it is possible to extract the reference voltage vector created by the positive phase component of the fundamental component of the fundamental component of the multi-phase AC voltage. Similarly, the instantaneous active current (power) and the instantaneous reactive current (power) can be calculated and detected from the instantaneous current vector obtained by the means for coordinate conversion of the polyphase alternating current and the reference voltage vector.
【００１９】ここで、多相交流電圧を座標変換する際の
座標回転位相角を多相交流電圧の基本波周波数に応じた
所定の基準周波数を発生する発振器と、この基準周波数
を積分して上記回転角を演算出力する積分器により与え
るように構成することにより、多相交流電圧の基本波成
分の正相成分のみを容易に極低周波数することができ、
ローパスフィルタによる分離を容易にするとともに、こ
のローパスフィルタが基準電圧ベクトルの位相角の検出
に影響を及ぼさないようにすることが可能となる。Here, an oscillator for generating a predetermined reference frequency corresponding to the fundamental wave frequency of the polyphase AC voltage as the coordinate rotation phase angle when the coordinate conversion of the polyphase AC voltage is performed, and the reference frequency is integrated to obtain the above. By configuring the rotation angle by an integrator that outputs a calculation, only the positive phase component of the fundamental wave component of the polyphase AC voltage can be easily made extremely low frequency,
It becomes possible to facilitate the separation by the low-pass filter and prevent the low-pass filter from affecting the detection of the phase angle of the reference voltage vector.
【００２０】また、上記座標回転位相角θを上記ローパ
スフィルタの出力成分からベクトルの角度を検出する角
度検出手段と、この角度検出値に基づいて制御する位相
制御手段の出力により与えるように構成したものでは、
上記作用に加え、座標回転位相角θを検出した基準電圧
ベクトルと常に一致させるように検出装置内部で自動調
節するため、調整要素が全く不要となる。更に、多相交
流電流をこの座標回転位相角θで座標変換した各成分は
直接、瞬時有効電流、瞬時無効電流となり、検出装置の
構成が簡単になる。Further, the coordinate rotation phase angle θ is provided by the output of the angle detecting means for detecting the angle of the vector from the output component of the low pass filter and the output of the phase controlling means for controlling based on the detected angle value. By what
In addition to the above operation, since the coordinate rotation phase angle θ is automatically adjusted inside the detection device so as to always match the detected reference voltage vector, no adjustment element is required at all. Further, each component obtained by coordinate-converting the polyphase alternating current with the coordinate rotation phase angle θ directly becomes an instantaneous active current and an instantaneous reactive current, which simplifies the structure of the detection device.
【００２１】また、上記ローパスフィルタの出力の一つ
を常時零となるように制御する構成では、位相制御手段
にこのローパスフィルタの出力を直接入力でき、角度検
出手段が不要になり検出装置の構成が一層簡単になる。
更に、この場合多相交流電圧を座標変換する手段が位相
角を制御するために使用する成分のみ演算するように構
成することもできるため、装置の構成を更に一層簡単に
することもできる。Further, in the configuration in which one of the outputs of the low-pass filter is controlled to be always zero, the output of the low-pass filter can be directly input to the phase control means, and the angle detection means is not required, and the detection device is configured. Will be even easier.
Further, in this case, the means for coordinate conversion of the polyphase AC voltage can be configured to calculate only the component used for controlling the phase angle, so that the configuration of the device can be further simplified.
【００２２】[0022]
実施例１．以下、本発明の一実施例を図に基づいて説明
する。図１は、本発明の一実施例による電流検出装置を
示すブロック図である。Example 1. An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a current detection device according to an embodiment of the present invention.
【００２３】図において、１は発振器、２はこの発振器
１の出力である周波数ωを積分して位相角θを出力する
積分器、３はこの積分器２の出力である位相角θにより
３相交流電圧ｖR ，ｖs ，ｖT を回転直交座標に変換す
る第１の座標変換器、４はこの第１の座標変換器３の出
力である各軸成分ｖａ，ｖｂが入力されるローパスフィ
ルタ、５は上記位相角θにより３相交流電流ｉR ，
ｉS ，ｉT を回転直交座標に変換する第２の座標変換
器、６はこの第２の座標変換器５の各軸出力成分ｉａ，
ｉｂと上記ローパスフィルタの各出力ｖａ’，ｖｂ’か
らベクトルの内積、外積を演算することにより瞬時有効
電力ｐ、瞬時無効電力ｑを演算するベクトル積演算器、
７はこのベクトル積演算器６の出力ｐ，ｑと上記ローパ
スフィルタ４の各出力とから瞬時有効電流ｉｐ、瞬時無
効電流ｉｑを演算する電流成分演算器である。In the figure, 1 is an oscillator, 2 is an integrator which integrates the frequency ω which is the output of the oscillator 1 and outputs a phase angle θ, and 3 is three phases depending on the phase angle θ which is the output of the integrator 2. A first coordinate converter 4 for converting the AC voltages v R , v s , v T into rotational Cartesian coordinates, 4 is a low-pass filter to which the respective axial components va, vb output from the first coordinate converter 3 are input. 5 is a three-phase alternating current i R , due to the phase angle θ,
A second coordinate converter for converting i S , i T into rotational Cartesian coordinates, 6 is each axis output component ia, of the second coordinate converter 5.
ib and each output va ′, vb ′ of the low-pass filter, a vector product calculator for calculating an instantaneous active power p and an instantaneous reactive power q by calculating a vector inner product and a vector outer product,
Reference numeral 7 is a current component calculator that calculates the instantaneous active current ip and the instantaneous reactive current iq from the outputs p and q of the vector product calculator 6 and the outputs of the low pass filter 4.
【００２４】次いで動作について説明する。発振器１の
周波数ωを積分器２により積分演算すると、位相角θは
θ＝ωｔとなる。これを３相交流電圧が入力される第１
の座標変換器３の座標回転角として用いて座標変換する
と、その出力ｖａ及びｖｂは次式となる。Next, the operation will be described. When the frequency ω of the oscillator 1 is integrated by the integrator 2, the phase angle θ becomes θ = ωt. This is the first to which the three-phase AC voltage is input.
When the coordinate conversion is performed using the coordinate rotation angle of the coordinate converter 3, the outputs va and vb are as follows.
【００２５】[0025]
【数２】 [Equation 2]
【００２６】ここで、３相交流電圧が次式のような周波
数ω0 の平衡３相交流とする。Here, it is assumed that the three-phase AC voltage is a balanced three-phase AC voltage having a frequency ω 0 as shown in the following equation.
【００２７】[0027]
【数３】 [Equation 3]
【００２８】（３）式を（２）式に代入して整理する
と、第１の座標変換器３の出力ｖａ，ｖｂは次式とな
る。When the equation (3) is substituted into the equation (2) and arranged, the outputs va and vb of the first coordinate converter 3 are given by the following equations.
【００２９】[0029]
【数４】 [Equation 4]
【００３０】（４）式から、周波数ω0 の平衡３相電圧
は周波数が（ω0 −ω）の２相正弦波信号に変換される
ことが分かる。[0030] (4) from the equation, the equilibrium 3-phase voltage of the frequency omega 0 is seen to be converted to two-phase sine wave signal frequency (omega 0 - [omega]).
【００３１】さて、ここで３相電圧に逆相成分が存在す
る場合は、結果のみ示すと周波数がω0 ＋ωの２相正弦
波に、高調波成分は次式をｎとしたときｎω0 ±ωの周
波数を有する２相正弦波に変換される。Now, if there is an anti-phase component in the three-phase voltage, only the result is shown as a two-phase sine wave having a frequency of ω 0 + ω, and the harmonic component is nω 0 ± when the following equation is n. It is converted into a two-phase sine wave having a frequency of ω.
【００３２】従って、基準周波数ωを３相交流電圧の基
本波周波数ω0 に近づけるほど、基本波の平衡分すなわ
ち正相成分は低周波となり、ω0 ＝ωのとき直流成分と
なる。一方、逆相成分は２ω0 の周波数に、高調波成分
は（ｎ±１）ω0 の周波数に近づく。つまり、基本波の
正相成分による成分と逆相成分や高調波成分による成分
の周波数比を極めて高くすることが可能となる。ここで
交流電圧の基本波周波数ω0 は系統電圧では５０Ｈz ま
たは６０Ｈz に正確かつ安定に保持されているので、発
振器１の出力周波数ωをこれと殆ど同一に設定すること
は容易であり、結果として第１の座標変換器３の出力成
分ｖａ，ｖｂの内、基本波の正相成分によるものを極低
周波数化することができる。Therefore, the closer the reference frequency ω is to the fundamental wave frequency ω 0 of the three-phase AC voltage, the lower the equilibrium component of the fundamental wave, that is, the positive phase component, becomes the DC component when ω 0 = ω. On the other hand, the antiphase component approaches the frequency of 2ω 0 and the harmonic component approaches the frequency of (n ± 1) ω 0 . That is, the frequency ratio of the positive phase component of the fundamental wave to the negative phase component or the harmonic component can be extremely increased. Here, since the fundamental frequency omega 0 of the AC voltage in the system voltage is held accurately and stably to 50H z and 60H z, setting the output frequency omega of the oscillator 1 in almost identical to this is easy, As a result, of the output components va and vb of the first coordinate converter 3, those due to the positive phase component of the fundamental wave can be made extremely low in frequency.
【００３３】次いで、この第１の座標変換器３の出力ｖ
ａ，ｖｂをローパスフィルタ４により低域濾波すること
によりその出力ｖａ’，ｖｂ’は基本波の正相成分のみ
を抽出したものとなる。この際、不要成分との周波数比
が増大していることから、ローパスフィルタ４のカット
オフ周波数は基本波の正相成分による周波数（ω0 −
ω）に対して十分大きくすることができる。この効果に
よりローパスフィルタの構成が容易になるだけでなく、
基本波の正相成分による座標成分ｖａ’，ｖｂ’がロー
パスフィルタ４によってゲインは無論のこと、位相にお
いても影響を受けないように構成することができる。Next, the output v of the first coordinate converter 3
By low-pass filtering a and vb by the low-pass filter 4, the outputs va 'and vb' are obtained by extracting only the positive phase component of the fundamental wave. At this time, since the frequency ratio to the unnecessary component is increasing, the cutoff frequency of the low-pass filter 4 is the frequency (ω 0 −) due to the positive phase component of the fundamental wave.
ω) can be made sufficiently large. This effect not only facilitates the construction of the low-pass filter,
The low-pass filter 4 can be constructed so that the coordinate components va 'and vb' due to the positive phase component of the fundamental wave are not affected by the gain and the phase is not affected.
【００３４】結局、ローバスフィルタ４の各出力ｖ
ａ’，ｖｂ’は３相交流電圧の基本波の正相分の情報の
み正確に抽出し、これを成分とするベクトルは正確な基
準電圧ベクトルを示すことになる。After all, each output v of the low-pass filter 4
Only information of the positive phase of the fundamental wave of the three-phase AC voltage is accurately extracted from a ′ and vb ′, and the vector having this as a component indicates an accurate reference voltage vector.
【００３５】上述のように基準電圧ベクトルが位相θで
回転する直交座標の成分として得られるので、次にこれ
と瞬時電流ベクトルとから瞬時有効電力ｐ、瞬時無効電
力ｑが演算できる。すなわち、３相交流電流を座標変換
する第２の座標変換器５の出力ｉａ，ｉｂは瞬時電流ベ
クトルの直交成分となるが、第１と第２の座標変換器
３，５は同一の回転位相角θを用いるように構成してい
るため、両者は同一座標であり、基準電圧ベクトルと瞬
時電流ベクトルの内積や外積の演算は各成分を用いて演
算することができる。As described above, since the reference voltage vector is obtained as a component of rectangular coordinates rotating at the phase θ, the instantaneous active power p and the instantaneous reactive power q can be calculated from this and the instantaneous current vector. That is, the outputs ia and ib of the second coordinate converter 5 that performs coordinate conversion of the three-phase alternating current become orthogonal components of the instantaneous current vector, but the first and second coordinate converters 3 and 5 have the same rotational phase. Since the angle θ is used, both have the same coordinates, and the inner product and outer product of the reference voltage vector and the instantaneous current vector can be calculated using each component.
【００３６】ベクトル積演算器６は、基準電圧ベクトル
の成分ｖａ’，ｖｂ’及び瞬時電流ベクトルの成分ｉ
ａ，ｉｂから次式により瞬時有効電流ｐ、瞬時無効電流
ｑを演算する。The vector product calculator 6 calculates the components va 'and vb' of the reference voltage vector and the component i of the instantaneous current vector.
An instantaneous active current p and an instantaneous reactive current q are calculated from a and ib by the following equations.
【００３７】[0037]
【数５】 [Equation 5]
【００３８】次いで、電流成分演算器７は、上記ベクト
ル積演算器６により演算した瞬時有効電流ｐ及び瞬時無
効電流ｑと基準電圧ベクトルの成分ｖａ’，ｖｂ’か
ら、基準電圧ベクトルと同方向の電流成分すなわち瞬時
無効電流ｉｐと基準電圧ベクトルと直交する電流成分す
なわち瞬時無効電流ｉｑを演算する。これは、下記の式
６に示す関係から容易に得られ、結局、図２のブロック
図に示す電流成分演算器７により瞬時有効電流ｉｐ、及
び瞬時無効電流ｉｑが演算され出力される。Next, the current component calculator 7 determines from the instantaneous active current p and the instantaneous reactive current q calculated by the vector product calculator 6 and the components va 'and vb' of the reference voltage vector in the same direction as the reference voltage vector. The current component, that is, the instantaneous reactive current ip and the current component that is orthogonal to the reference voltage vector, that is, the instantaneous reactive current iq are calculated. This can be easily obtained from the relationship shown in the following Expression 6, and in the end, the instantaneous active current ip and the instantaneous reactive current iq are calculated and output by the current component calculator 7 shown in the block diagram of FIG.
【００３９】[0039]
【数６】 [Equation 6]
【００４０】実施例２．従来例の説明で述べたように３
相交流電流を変換する第２の座標変換器５の回転軸が基
準電圧ベクトルと一致している場合、この座標変換器５
の出力である電流成分ｉａ，ｉｂは直接、瞬時有効電流
ｉｐ、瞬時有効電流ｉｑとなる。図３は、基準電圧ベク
トルの角度を検出して、この角度検出値に基づき回転直
交座標の回転位相角θを制御することにより、座標軸が
基準電圧ベクトルと常に一致するように自動制御するよ
うに構成したものである。Example 2. As described in the explanation of the conventional example, 3
When the rotation axis of the second coordinate converter 5 for converting the phase alternating current matches the reference voltage vector, this coordinate converter 5
The current components ia and ib, which are the outputs of the above, directly become the instantaneous active current ip and the instantaneous active current iq. In FIG. 3, the angle of the reference voltage vector is detected, and the rotation phase angle θ of the rotation rectangular coordinate is controlled based on the detected angle value so that the coordinate axis is automatically controlled so as to always match the reference voltage vector. It is composed.
【００４１】図において、３１はローパスフィルタ４の
各出力が入力され、この成分からベクトルの角度Δθｖ
を検出する角度検出器、３２はこの角度検出値Δθｖに
基づき回転位相角θを制御する位相コントローラであ
り、第１と第２の座標変換器３，５はこの位相コントロ
ーラ３２の出力である回転位相角θにより座標変換を行
う構成とする。In the figure, 31 is the input of each output of the low-pass filter 4, and from this component the vector angle Δθv
Is a phase controller that controls the rotational phase angle θ based on the detected angle value Δθv. The first and second coordinate converters 3 and 5 are the output of the phase controller 32. The configuration is such that coordinate conversion is performed according to the phase angle θ.
【００４２】次いで動作であるが、ローパスフィルタ４
の各出力ｖａ’，ｖｂ’は直交回転座標上での基準電圧
ベクトルの検出成分となるが、この直交成分から、基準
電圧ベクトルの角度Δθｖを例えば図４に内部構成を示
す角度検出器３１の演算により検出する。Next, in operation, the low-pass filter 4
Outputs va ′ and vb ′ of the reference voltage vector are detected components of the reference voltage vector on the orthogonal rotation coordinates. From this orthogonal component, the angle Δθv of the reference voltage vector is calculated, for example, by the angle detector 31 whose internal configuration is shown in FIG. Detect by calculation.
【００４３】この角度Δθｖは直交座標のａ軸からの基
準電圧検出ベクトルの角度に相当する。従って、この角
度検出値Δθｖが零となるように回転座標の回転位相角
を制御すれば基準電圧ベクトルに回転直交座標のａ軸が
一致することになる。この制御は例えば図４に内部構成
を示す位相コントローラ３２により行われる。この例で
は零を角度指令値として、角度検出値Δθｖとの偏差値
を比例積分演算するものとしている。この位相コントロ
ーラ３２は例えばΔθｖが正の値に検出された場合これ
を増幅し周波数ωを増加させることにより座標回転の回
転速度を増加させ基準電圧ベクトルの回転速度に追いつ
こうとする。逆に、Δθｖが負となった場合はこれと逆
の作用となり結果として角度検出値Δθｖが常に零とな
るように座標回転位相角θが制御される。This angle Δθv corresponds to the angle of the reference voltage detection vector from the a-axis of the rectangular coordinates. Therefore, if the rotational phase angle of the rotational coordinate is controlled so that the detected angle value Δθv becomes zero, the a-axis of the rotational rectangular coordinate will coincide with the reference voltage vector. This control is performed by, for example, the phase controller 32 whose internal configuration is shown in FIG. In this example, zero is used as the angle command value, and the deviation value from the angle detection value Δθv is proportionally integrated. For example, when Δθv is detected as a positive value, the phase controller 32 amplifies it and increases the frequency ω to increase the rotational speed of coordinate rotation and try to catch up with the rotational speed of the reference voltage vector. On the contrary, when Δθv becomes negative, the action is opposite to this, and as a result, the coordinate rotation phase angle θ is controlled so that the angle detection value Δθv is always zero.
【００４４】回転座標のａ軸が基準電圧ベクトルと一致
するように制御すると、上述のように第２の座標変換器
３の出力ｉａ、ｉｂが直接、瞬時有効電流ｉｐ、瞬時無
効電流ｉｑとなる。更に、ローパスフィルタ４の出力ｖ
ａ’，ｖｂ’においても、ｖｂ’＝０となり、ｖａ’は
基準電圧ベクトルの大きさを示すことになるため、内
積、外積による瞬時電力の演算も極めて簡単になり、図
３に示すように瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電流ｑは各
々ｉａ・ｖａ’及びｉｂ・ｖｂ’の乗算によって演算で
きる。When the a-axis of the rotational coordinate is controlled so as to coincide with the reference voltage vector, the outputs ia and ib of the second coordinate converter 3 directly become the instantaneous active current ip and the instantaneous reactive current iq as described above. . Furthermore, the output v of the low-pass filter 4
Also in a ′ and vb ′, vb ′ = 0, and va ′ indicates the magnitude of the reference voltage vector. Therefore, the calculation of the instantaneous power by the inner product and the outer product becomes extremely simple, and as shown in FIG. The instantaneous active power p and the instantaneous reactive current q can be calculated by multiplication of ia · va ′ and ib · vb ′, respectively.
【００４５】ここで、角度検出器３１の構成としては、
図４に示した逆正接演算を行う他に、図５に示すような
逆正接演算を省略した構成でも、角度検出の線形性は悪
くなるが、同様の効果を有する。Here, as the configuration of the angle detector 31,
In addition to performing the arctangent calculation shown in FIG. 4, the configuration in which the arctangent calculation shown in FIG. 5 is omitted also has the same effect although the linearity of the angle detection is deteriorated.
【００４６】実施例３．図６は、回転直交座標の回転位
相角θをローパスフィルタ４の出力に基づいて直接制御
するもので、図３の構成に対し基準電圧ベクトルの角度
検出手段を不要とし構成を簡単にしたものである。図に
おいて、６１はローパスフィルタ４の一方の出力ｖｂが
入力される位相コントローラであり、この位相コントロ
ーラ６１の出力θを座標回転位相角とするように構成す
る。Example 3. FIG. 6 directly controls the rotation phase angle θ of the rotation rectangular coordinates based on the output of the low-pass filter 4, and the configuration is simplified by eliminating the reference voltage vector angle detecting means from the configuration of FIG. is there. In the figure, reference numeral 61 is a phase controller to which one output vb of the low-pass filter 4 is input, and the output θ of this phase controller 61 is configured to be the coordinate rotation phase angle.
【００４７】この場合の動作原理は、ローパスフィルタ
４の一方の出力であるｖｂ’が基準電力ベクトルの角度
をθv としたときｖｂ’＝ ｜ｖ0 ｜・ｓｉｎθｖ（こ
こで｜ｖ0 ｜は基準電力ベクトルの大きさ）となること
から、基準電圧ベクトルの角度θv に対応して変化する
ことによる。従って、図７に例示した位相コントローラ
６１にフィードバック信号として入力することにより前
述と同様な動作を行うことができる。The operating principle of this case, 'when the angle of the reference power vector was theta v vb' is one of the outputs of the low pass filter 4 vb = | v 0 | · sinθv ( where | v 0 | is The magnitude of the reference power vector), and therefore varies depending on the angle θ v of the reference voltage vector. Therefore, the same operation as described above can be performed by inputting it as a feedback signal to the phase controller 61 illustrated in FIG.
【００４８】実施例４．図８は、図６に示した構成を従
来例に応用したものであり、その構成は従来例と同様に
３相交流電流の高調波電流成分ｉcR，ｉcS, ｉcTを分離
検出するように構成したものである。図において、３０
１は３相交流電圧を座標変換する際に一成分ｖｂのみを
演算するように構成した第１の座標変換器であり、８１
は位相コントローラ６１の出力である位相θにより回転
座標の成分を３相交流量に逆変換する２φ／３φ座標変
換器である。Example 4. FIG. 8 is a diagram in which the configuration shown in FIG. 6 is applied to a conventional example, and the configuration is such that the harmonic current components i cR , i cS, i cT of the three-phase AC current are separated and detected as in the conventional example. It is configured in. In the figure, 30
Reference numeral 1 denotes a first coordinate converter configured to calculate only one component vb when the coordinate conversion of the three-phase AC voltage is performed.
Is a 2φ / 3φ coordinate converter for inversely converting the components of the rotational coordinate into the amount of three-phase alternating current by the phase θ output from the phase controller 61.
【００４９】図８において、回転直交座標の位相制御に
座標変換器３０１の座標成分ｖｂのみを用いるようにし
た場合、瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電力ｑの検出はで
きない。しかし、ローパスフィルタから得られるもう一
方の成分出力ｖａ’を第１の座標変換器３０１から導出
すれば、瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電力ｑが検出でき
ることは明らかである。従って、従来例のように電流の
高調波成分のみを検出する場合は、ｖａ' の検出は不要
となる。このように、座標変換器３０１のｂ軸成分ｖｂ
のみを演算するように構成しても、図８に示した構成で
従来例と同様の動作により高調波成分が３相交流として
抽出検出できる。In FIG. 8, when only the coordinate component vb of the coordinate converter 301 is used for the phase control of the rotating rectangular coordinates, the instantaneous active power p and the instantaneous reactive power q cannot be detected. However, it is obvious that the instantaneous active power p and the instantaneous reactive power q can be detected by deriving the other component output va ′ obtained from the low-pass filter from the first coordinate converter 301. Therefore, when only the harmonic component of the current is detected as in the conventional example, it is not necessary to detect va '. Thus, the b-axis component vb of the coordinate converter 301
Even if only the calculation is performed, the harmonic components can be extracted and detected as three-phase alternating current by the same operation as in the conventional example with the configuration shown in FIG.
【００５０】尚、上記各実施例では、多相交流として３
相交流を取り扱う検出装置を示したが、回転座標変換は
Ｎ相多相交流についても３相交流の場合と同様に取り扱
うことができる。すなわち、実施例の座標変換手段をＮ
相多相交流の座標変換するものに換えれば、他は同一の
構成により、上記各実施例と同様の効果を奏する。In each of the above-mentioned embodiments, the multi-phase alternating current is 3
Although the detection device handling the phase alternating current is shown, the rotational coordinate conversion can be handled for the N phase polyphase alternating current in the same manner as the case of the three phase alternating current. That is, the coordinate conversion means of the embodiment is N
By replacing the coordinate conversion of the phase-to-phase alternating current, the same effect can be obtained as in each of the above-described embodiments with the same configuration.
【００５１】[0051]
【発明の効果】以上のように、本発明によればＮ相多相
交流電圧（但し、Ｎは１，２…）を位相角θで回転する
回転直交座標の成分に変換し、この出力をローパスフィ
ルタで帯域制限した成分出力と多相交流電流を上記位相
角θで回転する回転角直交座標の成分に変換した成分と
から瞬時電流（電力）を演算するように構成し、上記位
相角θを所定の基準周波数を発生する発振器と、この基
準周波数を積分する積分器により得るように構成したの
で、多相交流電圧が、高周波や逆相成分を含む歪波電圧
や不平衡電圧であっても正確な検出ができる効果があ
る。As described above, according to the present invention, an N-phase multi-phase AC voltage (where N is 1, 2, ...) Is converted into a component of rotation rectangular coordinates rotating at a phase angle θ, and this output is converted. The instantaneous current (electric power) is calculated from the component output band-limited by the low-pass filter and the component obtained by converting the polyphase alternating current into the component of the rotation angle orthogonal coordinates rotating at the phase angle θ. Since it is configured to obtain an oscillator that generates a predetermined reference frequency and an integrator that integrates this reference frequency, the polyphase AC voltage is a distorted wave voltage or an unbalanced voltage that includes a high frequency component or a negative phase component. Also has the effect of enabling accurate detection.
【００５２】また、上記座標回転位相角を上記ローパス
フィルタの出力成分からベクトルの角度を検出する角度
検出手段と、この角度検出値に基づいて制御する位相制
御手段の出力により与えるように構成したものでは、上
記効果に加えて周波数設定などの調整要素が不要とな
り、また装置の構成を簡単にすることができる。Further, the coordinate rotation phase angle is given by the output of the angle detecting means for detecting the angle of the vector from the output component of the low-pass filter and the output of the phase controlling means for controlling based on the detected angle value. In addition to the above effects, the need for adjusting elements such as frequency setting is eliminated, and the structure of the device can be simplified.
【００５３】また、上記座標回転位相角を上記ローパス
フィルタの出力の一つが常時零になるように制御する位
相制御手段の出力により与えるように構成したもので
は、装置の構成を一層簡単にすることができる。If the coordinate rotation phase angle is given by the output of the phase control means for controlling one of the outputs of the low-pass filter so that it is always zero, the structure of the apparatus is further simplified. You can
【００５４】更に、この場合多相交流電圧を座標変換す
る手段を２軸座標の一つの成分のみ演算するように構成
したものでは、装置の構成を更に簡単にすることができ
る利点がある。Further, in this case, if the means for converting the coordinates of the multi-phase AC voltage is configured to calculate only one component of the biaxial coordinates, there is an advantage that the structure of the device can be further simplified.
【図１】本発明の実施例１を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】図１の電流成分演算器の構成を示すブロック図
である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a current component calculator of FIG.
【図３】本発明の実施例２を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図４】図３の角度検出器と位相コントローラの構成例
を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of an angle detector and a phase controller of FIG.
【図５】図３の角度検出器と位相コントローラの他の構
成例を示すブロック図である。5 is a block diagram showing another configuration example of the angle detector and the phase controller of FIG.
【図６】本発明の実施例３を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図７】図６の位相コントローラの構成例を示すブロッ
ク図である。7 is a block diagram showing a configuration example of the phase controller of FIG.
【図８】本発明の実施例４を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
【図９】従来の電流（電力）検出装置を示すブロック図
である。FIG. 9 is a block diagram showing a conventional current (power) detection device.
【図１０】従来の電流（電圧）検出装置の原理を説明す
るためのベクトル図である。FIG. 10 is a vector diagram for explaining the principle of a conventional current (voltage) detection device.
１ 発振器 ２ 積分器 ３ 第１の座標変換器 ４ ローパスフィルタ ５ 第２の座標変換器 ６ ベクトル積演算器（瞬時有効、無効電力演算手段） ７ 電流成分演算器（瞬時有効、無効電流演算手段） ３１ 角度検出器 ３２ 位相コントローラ（位相制御手段） ６１ 位相コントローラ（位相制御手段） DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 oscillator 2 integrator 3 first coordinate converter 4 low-pass filter 5 second coordinate converter 6 vector product calculator (instantaneous effective / reactive power calculating means) 7 current component calculator (instantaneous effective / reactive current calculating means) 31 angle detector 32 phase controller (phase control means) 61 phase controller (phase control means)
─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成５年３月１７日[Submission date] March 17, 1993
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】請求項５[Name of item to be corrected] Claim 5
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【手続補正２】[Procedure Amendment 2]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】０００１[Correction target item name] 0001
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電力系統において高調
波成分や不平衡成分を含む多相交流電圧と多相交流電流
から高調波電流や無効電流または脈流電力や無効電力を
分離検出してこれを補償する電力補償装置などに適用さ
れる瞬時電流（電力）を検出する電流検出装置に関する
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention separates and detects a harmonic current, a reactive current, a pulsating current or a reactive power from a polyphase AC voltage and a polyphase AC current containing a harmonic component or an unbalanced component in a power system. it relates current detecting device for detecting the instantaneous current (power) to be applied to such power compensator to compensate for this Te.
【手続補正３】[Procedure 3]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】０００３[Name of item to be corrected] 0003
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【０００３】図９に於いて、１１は３相交流電圧ｖR 、
ｖS 、 ｖT の基準相としてＲ相の電圧ｖR が基準信号と
して入力されるＰＬＬ回路、１２はこのＰＬＬ回路１１
により検出した位相θv から２相正弦波信号を出力する
２相正弦波発生器、１３は３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉ
T をこの２相正弦発生器１２の出力を用いて回転直交２
軸座標に変換する３φ／２φ座標変換器、１４はこの３
φ／２φ座標変換器１３の出力である各軸成分ｉｐ，ｉ
ｑが入力されるローパスフィルタ、１５はローパスフィ
ルタ１４の各出力ｉｐ’、ｉｑ’を上記２相正弦波発生
器１２の出力に基づいて３相交流に変換する２φ／３φ
座標変換器、１６は上記３相交流電流ｉR 、 ｉS 、 ｉT
からこの２φ／３φ座標変換器１５の各相出力を各々減
算してｉCR 、ｉCS 、ｉCTを得る減算器である。In FIG. 9, 11 is a three-phase AC voltage v R,
A PLL circuit in which the R-phase voltage v R is input as a reference signal as a reference phase of v S and v T , and 12 is this PLL circuit 11
, A two-phase sine wave generator that outputs a two-phase sine wave signal from the phase θ v detected by the three-phase alternating currents i R, i S, i
T a rotation orthogonal using the output of the two-phase sine generator 12 2
3φ / 2φ coordinate converter for converting to axis coordinates, 14 is this 3
Each axis component ip, i which is the output of the φ / 2φ coordinate converter 13
A low-pass filter into which q is input, 15 is a 2φ / 3φ that converts each output ip ′, iq ′ of the low-pass filter 14 into a three-phase AC based on the output of the two-phase sine wave generator 12.
Coordinate converter, 16 is the three-phase alternating current i R, i S, i T
Is a subtracter for subtracting each phase output of the 2φ / 3φ coordinate converter 15 to obtain i CR, i CS, and i CT .
【手続補正４】[Procedure amendment 4]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】０００７[Correction target item name] 0007
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【０００７】ここで電力を電圧、電流ベクトルを用いて
表すと、有効電力とは電圧ベクトルと電流ベクトルの内
積で与えられ、また無効電力は外積で与えられる。また
上記電流成分ｉｐは電圧ベクトルと同方向の電流ベクト
ルの成分であるから、有効電力を生じる電流成分すなわ
ち有効電流となり、上記電流成分ｉｑは電力ベクトルと
直交する電流ベクトルの成分であるから無効電力を生じ
る電流成分すなわち無効電流となる。[0007] This voltage power in this, when expressed using the current vector and the active power given by the inner product of the voltage vector and the current vector, also reactive power is given by the cross product. Further, since the current component ip is a current vector component in the same direction as the voltage vector, it becomes a current component that produces active power, that is, an active current, and the current component iq is a current vector component orthogonal to the power vector. Is a current component that causes the above, that is, a reactive current.
【手続補正５】[Procedure Amendment 5]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１１[Correction target item name] 0011
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００１１】[0011]
【発明が解決しようとする課題】従来の電流（電力）検
出装置は上述のように構成されている。この検出原理か
ら明らかなように瞬時有効電流（電力）及び瞬時無効電
流（電力）の検出性能は３相交流電圧の基本波成分が作
る基準電圧ベクトルの瞬時位相を検出する性能に依存し
ていることが分かる。すなわち、多相交流電流を上記基
準電圧ベクトルに同期した回転座標の成分に変換するこ
とにより、座標変換された電流成分が瞬時有効電流及び
瞬時無効電流として分離されて得られ、かつ多相交流電
流の基本波成分の正相分が直流量として変換されること
からローパスフィルタなどの帯域分離手段によって、逆
相成分や高調波成分と分離検出することが可能となる。
ところが、従来の電流（電力）の検出装置では、この基
準電圧ベクトルの瞬時位相を検出する手段としてＰＬＬ
回路が用いられているため、以下の問題点がある。THE INVENTION Problems to be Solved] conventional current (power) detector is good urchin configuration described above. As is apparent from this detection principle, the detection performance of the instantaneous active current (power) and the instantaneous reactive current (power) depends on the performance of detecting the instantaneous phase of the reference voltage vector created by the fundamental wave component of the three-phase AC voltage. I understand. That is, by converting the multi-phase AC current into the component of the rotating coordinate synchronized with the reference voltage vector, the coordinate-converted current component is obtained as an instantaneous active current and an instantaneous reactive current, and the multi-phase AC current is obtained. Since the positive phase component of the fundamental wave component is converted into a direct current amount, it becomes possible to separate and detect the negative phase component and the higher harmonic component by the band separation means such as a low pass filter.
However, the detection device of a conventional current (power) is, PLL as a means for detecting the instantaneous phase of the reference voltage vector
Since the circuit is used, there are the following problems.
【手続補正６】[Procedure correction 6]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１２[Correction target item name] 0012
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００１２】先ず、第１の問題点は、ＰＬＬ回路に基準
信号として入力される交流電圧が高調波成分を含む歪波
の場合、高調波成分の影響により基本波成分に安定に同
期しない可能性がある。従って、実際には電圧検出信号
をＰＬＬ回路に入力する際に安定な動作を確保する目的
から高調波成分を予め減衰させるためのフィルタリング
が必要となる。系統電圧に含まれる高調波は３次調波程
度からを考慮する必要があり、３次調波以上の周波数成
分に対して十分な減衰を得ようとした場合、基本波との
周波数比が高々３倍しかないため基本波成分に影響が無
いようなフィルタを選定することは不可能である。特
に、位相がフィルタの影響により大きくシフトするため
に、電圧の位相を検出する為の手段としては誤差の発生
や、補正手段や調整要素が別に必要となるなど問題であ
る。First, in the case where the AC voltage input to the PLL circuit as a reference signal is a distorted wave containing a harmonic component, there is a possibility that the harmonic component does not cause stable synchronization with the fundamental component. There is. Therefore, in practice, filtering for attenuating the harmonic components in advance is required for the purpose of ensuring stable operation when the voltage detection signal is input to the PLL circuit. It is necessary to consider the harmonics contained in the system voltage from the order of the third harmonic, and if sufficient attenuation is obtained for frequency components above the third harmonic, the frequency ratio with the fundamental wave will be high. for 3 times only to select a filter such that no effect on the fundamental wave component is not possible. In particular, since the phase is largely shifted due to the influence of the filter, there are problems such as the occurrence of an error as a means for detecting the phase of the voltage and the need for a correction means and an adjustment element separately.
【手続補正７】[Procedure Amendment 7]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１３[Correction target item name] 0013
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００１３】第２の問題点は、ＰＬＬ回路による位相検
出では多相交流電圧に基本波周波数の逆相成分が含まれ
る場合、逆相成分の周波数は正相成分と同一であるた
め、フィルタによっても分離不可能であり直接影響を受
けることである。特に、従来例のように１相の電圧を基
準相として用いる場合は逆相成分が存在することによっ
て位相ずれが生じている場合、これによって生じる検出
誤差は全く補正することができない。結局、従来のＰＬ
Ｌ回路を用いた基準電圧ベクトルの瞬時位相検出は、多
相交流電圧に高調波成分や逆相成分が存在する場合に問
題があるということができ、このために電流（電力）検
出性能にも問題が生じるということができる。The second problem is that, in the phase detection by the PLL circuit, when the multiphase AC voltage includes a reverse phase component of the fundamental wave frequency, the frequency of the reverse phase component is the same as the positive phase component, and therefore, depending on the filter, Is inseparable and is directly affected. In particular, when a single-phase voltage is used as the reference phase as in the conventional example, if a phase shift occurs due to the presence of an anti-phase component, the detection error caused by this cannot be corrected at all. After all, conventional PL
Instantaneous phase detection of the reference voltage vector with L circuit can be said that there is a problem when there is a harmonic component and negative phase component to the multi-phase AC voltage, for the current (power) to the detection performance Can also be said to cause problems.
【手続補正８】[Procedure Amendment 8]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１８[Correction target item name] 0018
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００１８】[0018]
【作用】本発明における電流検出装置では、多相交流電
圧を回転直交座標の成分に変換する座標変換手段により
瞬時電圧ベクトルが直交座標の２成分として検出され
る。更に、この各成分をローパスフィルタにより高調波
成分を遮断することによって、多相交流電圧の基本波成
分の正相成分が作る基準電圧ベクトルを抽出できる。ま
た、同様に多相交流電流を座標変換する手段によって得
た瞬時電流ベクトルと上記基準電圧ベクトルとから瞬時
有効電流（電力）及び瞬時無効電流（電力）が演算検出
できるものである。In the current detecting device of the present invention, the instantaneous voltage vector is detected as two orthogonal coordinate components by the coordinate conversion means for converting the multi-phase AC voltage into the rotational rectangular coordinate components. Further, by blocking the harmonic components of these components by a low-pass filter, it is possible to extract the reference voltage vector created by the positive phase component of the fundamental wave component of the polyphase AC voltage. Similarly, the instantaneous active current (power) and the instantaneous reactive current (power) can be calculated and detected from the instantaneous current vector obtained by the means for coordinate conversion of the polyphase alternating current and the reference voltage vector.
【手続補正９】[Procedure Amendment 9]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３８[Correction target item name] 0038
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００３８】次いで、電流成分演算器７は、上記ベクト
ル積演算器６により演算した瞬時有効電力ｐ及び瞬時無
効電力ｑと基準電圧ベクトルの成分ｖａ’，ｖｂ’か
ら、基準電圧ベクトルと同方向の電流成分すなわち瞬時
無効電流ｉｐと基準電圧ベクトルと直交する電流成分す
なわち瞬時無効電流ｉｑを演算する。これは、下記の式
（７）〜（１０）に示す関係から容易に得られ、結局、
図２のブロック図に示す電流成分演算器７により瞬時有
効電流ｉｐ、及び瞬時無効電流ｉｑが演算され出力され
る。[0038] Then, the current component calculation unit 7, the vector product calculator instantaneous active power computed by 6 p and instantaneous reactive power q and components of the reference voltage vector va ', vb' from the reference voltage vector The directional current component, that is, the instantaneous reactive current ip and the current component orthogonal to the reference voltage vector, that is, the instantaneous reactive current iq are calculated. This is the formula
It is easily obtained from the relationships shown in (7) to (10), and in the end,
The current component calculator 7 shown in the block diagram of FIG. 2 calculates and outputs the instantaneous active current ip and the instantaneous reactive current iq.
【手続補正１０】[Procedure Amendment 10]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００４４[Correction target item name] 0044
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００４４】回転座標のａ軸が基準電圧ベクトルと一致
するように制御すると、上述のように第２の座標変換器
３の出力ｉａ、ｉｂが直接、瞬時有効電流ｉｐ、瞬時無
効電流ｉｑとなる。更に、ローパスフィルタ４の出力ｖ
ａ’，ｖｂ’においても、ｖｂ’＝０となり、ｖａ’は
基準電圧ベクトルの大きさを示すことになるため、内
積、外積による瞬時電力の演算も極めて簡単になり、図
３に示すように瞬時有効電力ｐ及び瞬時無効電力ｑは各
々ｉａ・ｖａ’及びｉｂ・ｖｂ’の乗算によって演算で
きる。When the a-axis of the rotational coordinate is controlled so as to coincide with the reference voltage vector, the outputs ia and ib of the second coordinate converter 3 directly become the instantaneous active current ip and the instantaneous reactive current iq as described above. . Furthermore, the output v of the low-pass filter 4
Also in a ′ and vb ′, vb ′ = 0, and va ′ indicates the magnitude of the reference voltage vector. Therefore, the calculation of the instantaneous power by the inner product and the outer product becomes extremely simple, and as shown in FIG. instantaneous active power p and instantaneous reactive power q is each be calculated by multiplication of ia · va 'and ib · vb'.
【手続補正１１】[Procedure Amendment 11]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００５１[Correction target item name] 0051
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００５１】[0051]
【発明の効果】以上のように、本発明によればＮ相多相
交流電圧（但し、Ｎは２，３…）を位相角θで回転する
回転直交座標の成分に変換し、この出力をローパスフィ
ルタで帯域制限した成分出力と多相交流電流を上記位相
角θで回転する回転角直交座標の成分に変換した成分と
から瞬時電流（電力）を演算するように構成し、上記位
相角θを所定の基準周波数を発生する発振器と、この基
準周波数を積分する積分器により得るように構成したの
で、多相交流電圧が、高周波や逆相成分を含む歪波電圧
や不平衡電圧であっても正確な検出ができる効果があ
る。As described above, according to the present invention, the N-phase multi-phase AC voltage (where N is 2, 3, ...) Is converted into the component of the rotation rectangular coordinate which rotates at the phase angle θ, and this output is converted. The instantaneous current (electric power) is calculated from the component output band-limited by the low-pass filter and the component obtained by converting the polyphase alternating current into the component of the rotation angle orthogonal coordinates rotating at the phase angle θ. Since it is configured to obtain an oscillator that generates a predetermined reference frequency and an integrator that integrates this reference frequency, the polyphase AC voltage is a distorted wave voltage or an unbalanced voltage that includes a high frequency component or a negative phase component. Also has the effect of enabling accurate detection.
【手続補正１２】[Procedure Amendment 12]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】図１０[Name of item to be corrected] Fig. 10
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図１０】従来の電流（電力）検出装置の原理を説明す
るためのベクトル図である。[10] Conventional current (power) is a vector diagram for explaining the principle of the detection device.
【手続補正１３】[Procedure Amendment 13]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図３[Name of item to be corrected] Figure 3
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図３】 [Figure 3]
Claims (5)
ら上記Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効
電流と瞬時無効電流を検出する電流検出装置に於いて、
所定の基準周波数ωを発生する発振器と、この発振器の
出力周波数ωを積分して位相θを得る積分器と、上記Ｎ
相多相交流電圧を該位相θで回転する直交２軸座標に変
換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手段
の出力を所定の周波数帯域に制限するローパスフィルタ
と、上記Ｎ相多相交流電流を上記位相θで回転する直交
２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、この第２の
座標変換手段の出力と上記ローパスフィルタの出力とか
ら瞬時有効電流及び瞬時無効電流を演算する演算手段と
を有することを特徴とする電流検出装置。1. A current detection device for detecting an instantaneous active current and an instantaneous reactive current with respect to a fundamental wave component of the N-phase multi-phase AC voltage from the N-phase multi-phase AC voltage and the N-phase multi-phase AC current.
An oscillator for generating a predetermined reference frequency ω, an integrator for integrating the output frequency ω of the oscillator to obtain a phase θ, and the above N
First coordinate conversion means for converting the phase-to-phase AC voltage into orthogonal two-axis coordinates rotating at the phase θ; a low-pass filter for limiting the output of the first coordinate conversion means to a predetermined frequency band; An instantaneous active current and an instantaneous invalidity are obtained from the second coordinate conversion means for converting the phase-to-phase alternating current into the orthogonal two-axis coordinates rotating at the phase θ, and the output of the second coordinate conversion means and the output of the low-pass filter. A current detecting device, comprising: a calculating unit that calculates a current.
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流を検出する電流検出装置に於いて、上
記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２軸座標に
変換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手
段の出力を所定の周波数帯域に制限するローパスフィル
タと、上記Ｎ相多相交流電流を該位相θで回転する直交
２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、上記ローパ
スフィルタの出力から角度検出値Δθｖを演算する角度
検出手段と、この角度検出値Δθｖに基づき該位相θを
制御する位相制御手段とを有することを特徴とする電流
検出装置。2. A current detecting device for detecting an instantaneous active current and an instantaneous reactive current with respect to a fundamental wave component of the N-phase polyphase AC voltage from the N-phase polyphase AC voltage and the N-phase polyphase AC current. First coordinate conversion means for converting the multi-phase AC voltage into orthogonal two-axis coordinates rotating at phase θ, a low-pass filter for limiting the output of the first coordinate conversion means to a predetermined frequency band, and the N-phase Second coordinate conversion means for converting the multi-phase alternating current into orthogonal two-axis coordinates rotating at the phase θ, angle detection means for calculating the angle detection value Δθv from the output of the low-pass filter, and the angle detection value Δθv And a phase control means for controlling the phase θ based on the current detection device.
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流を検出する電流検出装置に於いて、上
記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２軸座標に
変換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手
段の出力を所定の周波数帯域に制限するローパスフィル
タと、上記Ｎ相多相交流電流を該位相θで回転する直交
２軸座標に変換する第２の座標変換手段と、上記ローパ
スフィルタの出力を入力するとともに、この一つが常時
零となるように上記位相θを制御する位相制御手段とを
有することを特徴とする電流検出装置。3. A current detecting device for detecting an instantaneous active current and an instantaneous reactive current for a fundamental wave component of the N-phase multi-phase AC voltage from the N-phase multi-phase AC voltage and the N-phase multi-phase AC current. First coordinate conversion means for converting the multi-phase AC voltage into orthogonal two-axis coordinates rotating at phase θ, a low-pass filter for limiting the output of the first coordinate conversion means to a predetermined frequency band, and the N-phase Second phase conversion means for converting a multi-phase alternating current into orthogonal two-axis coordinates rotating at the phase θ and the output of the low-pass filter are inputted, and the phase θ is controlled so that one of them is always zero. And a phase control means for controlling the current.
交２軸座標に変換する前記第１の座標変換手段から得ら
れる２軸座標の一つの成分と、前記第２の座標変換手段
から得る２軸座標成分とを演算することによって瞬時有
効電力と瞬時無効電力を出力するようになされたことを
特徴とする請求項２又は請求項３記載の電流検出回路。4. One component of biaxial coordinates obtained from the first coordinate conversion means for converting an N-phase multiphase AC voltage into orthogonal biaxial coordinates rotating at a phase θ, and the second coordinate conversion means. The current detecting circuit according to claim 2 or 3, wherein the instantaneous active power and the instantaneous reactive power are output by calculating a two-axis coordinate component obtained from the above.
ら該Ｎ相多相交流電圧の基本波成分に対する瞬時有効電
流と瞬時無効電流を検出する電流検出装置に於いて、上
記Ｎ相多相交流電圧を位相θで回転する直交２軸座標に
変換する第１の座標変換手段と、この第１の座標変換手
段の一つの出力を所定の周波数帯域に制限する第１のロ
ーパスフィルタと、上記Ｎ相多相交流電流を該位相θで
回転する直交２軸座標に変換する第２の座標変換手段
と、この第２の座標変換手段のそれぞれの出力を所定の
周波数帯域に制限する第２と第３のローパスフィルタ
と、これらの第２と第３のローパスフィルタの出力を該
位相θでＮ相交流に逆変換する第３の座標変換手段と、
上記ローパスフィルタの出力が常時零となるように上記
位相θを制御する位相制御手段とを有することを特徴と
する電流検出装置。5. A current detecting device for detecting an instantaneous active current and an instantaneous reactive current with respect to a fundamental wave component of the N-phase multi-phase AC voltage from the N-phase multi-phase AC voltage and the N-phase multi-phase AC current. First coordinate conversion means for converting the phase-to-phase AC voltage into orthogonal two-axis coordinates rotating at phase θ, and a first low-pass filter for limiting one output of the first coordinate conversion means to a predetermined frequency band. And second coordinate conversion means for converting the N-phase multi-phase alternating current into orthogonal two-axis coordinates rotating at the phase θ, and limiting the output of each of the second coordinate conversion means to a predetermined frequency band. Second and third low-pass filters, and third coordinate conversion means for inversely converting the outputs of the second and third low-pass filters into N-phase alternating current at the phase θ.
A current detecting device, comprising: phase control means for controlling the phase θ so that the output of the low-pass filter is always zero.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23346092A JP3271319B2 (en) | 1992-09-01 | 1992-09-01 | Current detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23346092A JP3271319B2 (en) | 1992-09-01 | 1992-09-01 | Current detector |
Publications (2)
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| JPH0682494A true JPH0682494A (en) | 1994-03-22 |
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Family
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|---|---|---|---|
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3271319B2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003504599A (en) * | 1999-07-02 | 2003-02-04 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | Method and apparatus for real-time measurement of three-phase electrical parameters |
| JP2023002994A (en) * | 2021-06-23 | 2023-01-11 | 愛知電機株式会社 | Method for controlling power factor by using self-excited reactive power compensator |
| JP2023002993A (en) * | 2021-06-23 | 2023-01-11 | 愛知電機株式会社 | Method for controlling power factor by using self-excited reactive power compensator |
-
1992
- 1992-09-01 JP JP23346092A patent/JP3271319B2/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2003504599A (en) * | 1999-07-02 | 2003-02-04 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | Method and apparatus for real-time measurement of three-phase electrical parameters |
| JP4993153B2 (en) * | 1999-07-02 | 2012-08-08 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | Method and apparatus for real-time measurement of three-phase electrical parameters |
| JP2023002994A (en) * | 2021-06-23 | 2023-01-11 | 愛知電機株式会社 | Method for controlling power factor by using self-excited reactive power compensator |
| JP2023002993A (en) * | 2021-06-23 | 2023-01-11 | 愛知電機株式会社 | Method for controlling power factor by using self-excited reactive power compensator |
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