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Die
Erfindung betrifft eine optische Vorrichtung zum Lesen und Decodieren
von Strichen unterschiedlichen Reflexionsvermögens, die gemäß einem
Strichcode angeordnet sind und aneinander anschließen, mit
einer optischen Abtastvorrichtung zum Abtasten der Striche mittels
eines Lichtstrahls, einem Sensor zum Empfangen des reflektierten
Lichtstrahls und zum Umwandeln derselben in ein elektrisches Sensorausgangssignal,
einen Übergangsdetektor zum
Detektieren der Pegelübergänge in dem
Sensorausgangssignal und einer Decodiervorrichtung, die den abgetasteten
Barcode auf der Basis der Ausgangssignale von dem Übergangsdetektor
decodiert.
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Eine
Vorrichtung dieser Bauart, bei der der Weg vom Sensor zum Übergangsdetektor
in analoger Elektronik gestaltet ist, ist allgemein bekannt, siehe
EP-A 0 427 528 .
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In
der Praxis sind optische Lesegeräte
zum Lesen und Decodieren von Barcodes häufig mit einem problematischen
niedrigen Signal-zu-Rausch-Verhältnis
konfrontiert, insbesondere im Fall von schwach gedruckten Barcodes
und im Fall des Lesens nahe der Kante des Lesebereichs. Es ist dann
nicht einfach, die Übergänge exakt
zu bestimmen. Diese Übergänge werden
häufig
durch die Bestimmung der Spitzen der ersten Ableitung des Sensorausgangssignals
bestimmt.
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Das
Ziel der Erfindung ist es, eine Vorrichtung der im Oberbegriff beschriebenen
Bauart zu schaffen, mit der ungeachtet eines geringen Signal-zu-Rausch-Verhältnisses
des Sensorausgangssignals die Zuverlässigkeit der Bestimmung der Übergänge auf
einfache Weise verbessert werden kann und bei dem die Kosten der
Vorrichtung auf ein Minimum beschränkt sind.
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Ein
Schritt in die richtige Richtung wäre, die Digitalisierung unter
Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers, beispielsweise eines schnellen
ADC (Analog-Digital-Konverter). Wegen der geforderten Geschwindigkeit
wird ein derartiges Bauteil jedoch teuer, was zu einem Verbrauch
führt,
der ebenfalls ein Problem ist.
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Die
vorstehende Aufgabe wird gemäß der Erfindung
dadurch gelöst,
dass der Übergangsdetektor
mit einem Komparator versehen ist und ein Flip-Flop mit dessen Ausgang
verbunden ist, wobei das Sensorausgangssignal einem der Eingänge des Komparators
zugeleitet wird und der Ausgang des Flip-Flops über ein oder mehrere Integrationsschaltungen
an den anderen Eingang des Komparators gekoppelt ist, wobei ein
oder mehrere zweite Integrationsschaltungen mit dem Ausgang des
Flip-Flops verbunden sind, und eine Vorrichtung aufweist, die mit
den zweiten Integrationsschaltungen verbunden ist, um die Positionen
der Übergänge in dem
Barcode zu bestimmen.
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Im
Prinzip wird bei dieser Vorrichtung ein sogenannter Bit-Strom-Wandler
verwendet, der aus dem vorstehend genannten Komparator, dem Flip-Flop
und den ersten Integrationsschaltungen besteht. Die zweiten Integrationsschaltungen,
vorzugsweise digitale Integrationsschaltungen sind mit dem Ausgang
des Bitstromwandlers (des Flip-Flops) verbunden.
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In
einer Ausführungsform
wird das Sensorausgangssignal an den Komparator angelegt und die Anzahl
der ersten Integrationsschaltungen ist gleich der Anzahl der zweiten
Integrationsschaltungen, so dass das Sensorausgangssignal an den
Ausgang des letzten der zweiten Integrationsschaltungen angelegt
wird. Ein Signal der ersten Ableitung kann von dem Sensorausgangssignal
erzeugt werden, ist es möglich,
die Positionen der Übergänge in dem
Barcode aus dem Maxima und Minima des Signals erster Ableitung zu
bestimmen.
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In
einer weiteren Ausführungsform
werden zwei erste Integrationsschaltungen und eine zweite Integrationsschaltung
verwendet, wobei es dann nicht mehr notwendig ist, eine Vorrichtung
zu verwenden, die ein Signal erster Ableitung erzeugt. Das Signal
erster Ableitung kann am Ausgang der zweiten Integrationsschaltung
abgegriffen werden, die Posi tionen der Übergänge in dem Barcode werden aus
dem Maxima und Minima des Signals der ersten Ableitung bestimmt.
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Vorzugsweise
wird dem Komparator das Sensorausgangssignal über eine erste ableitende Vorrichtung,
die ein Signal der ersten Ableitung aus dem Sensorausgangssignal
erzeugt, zugeleitet. Wenn die Anzahl der ersten Integrationsschaltungen gleich
der Anzahl der zweiten Integrationsschaltungen ist, wird somit am
Ausgang der zweiten Integrationsschaltung ein Signal erster Ableitung
erzeugt. Diese Anordnung hat den Vorteil, dass der große dynamische
Bereich des Sensorsignals als Folge des Umgebungslichts sehr viel
weniger schwierig ist.
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Weitere
Ausführungsformen
der Erfindung werden in den abhängigen
Patentansprüchen
beschrieben.
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Die
Erfindung wird im Folgenden im Einzelnen anhand der Zeichnungen
beschrieben. In den Zeichnungen zeigt:
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1 ein
Blockschaltbild einer Ausführungsform
des digitalen Übergangsdetektors
gemäß der Erfindung;
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2 eine
weitere Entwicklung eines Bit-Strom-Wandlers mit zwei Integrationsschaltungen;
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3 ein
Blockschaltbild einer Ausführungsform
des Übergangsdetektors
gemäß der Erfindung, der
ebenfalls vorzugsweise zu verwenden ist;
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4 ein
Beispiel eines konvolutionellen Filters mit einer Kosinus-Quadratfunktion;
und
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5 ein
Beispiel der Frequenzcharakteristika des konvolutionellen Filters.
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In
einer bekannten optischen Abtastvorrichtung oder einem Laserscanner
ist ein feststehendes Linienmuster mit einem Laserstrahl mittels
eines Systems von Linsen und Spiegeln geschrieben, das Spiegel aufweist,
die an der Welle eines Motors befestigt sind und mit diesem drehen.
Wenn der Laserstrahl auf ein Objekt auftrifft, beispielsweise einen Barcode,
wird ein Teil des Lichts diffus reflektiert. Ein Teil dieses reflektierten
Lichts wird mittels eines Systems von Linsen und Spiegeln, die in
der entgegengesetzten Weise arbeiten, auf einen Sensor, beispielsweise
in Form einer Photodiode, projiziert. In dem zuletzt genannten System
aus Linsen und Spiegeln werden in großem Umfang die vorstehend genannten
Spiegel verwendet, die dazu verwendet werden, das Abtastlinienmuster
zu erzeugen, die die Drehspiegel aufweisen. Die Lichtmenge, welche
auf den Sensor zu einem vorgegebenen Zeitpunkt auftrifft, ist somit
ein Maß des
Reflexionsvermögens
des Gegenstands am Ort des Laserspots.
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Die
optische Abtastvorrichtung, die vorstehend kurz beschrieben ist,
ist allgemein bekannt und die Erfindung zielt insbesondere auf den
Empfangsteil des reflektierten Lichts ab. Daher reicht es hier, auf
den Stand der Technik Bezug zu nehmen, um die Abtastvorrichtung
zu implementieren.
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In
der 1 ist das Blockschaltbild einer Ausführungsform
des Übergangstransistors
gemäß der Erfindung
gezeigt, der vorteilhafter Weise in einer optischen Lese- und Decodiervorrichtung
für Barcodes
verwendet werden kann. Der durch den Strichcode reflektierte Lichtstrahl
trifft auf den Sensor 1 auf und wird durch diesen Sensor
in ein elektrisches Signal umgewandelt, dieses Sensorausgangssignal
ist eine Funktion der Lichtmenge, die vom Sensor als Funktion der
Zeit empfangen worden ist. Dieses Sensorausgangssignal wird, falls
zweckmäßig, verstärkt und
in eine elektrische Spannung umgewandelt und dann einem der Eingänge des
Komparators 2 zugeleitet. Der Ausgang dieses Komparators 2 ist
mit dem Eingang D des Flip-Flops 3 verbunden. Dieses Flip-Flop 3 wird
mittels des Taktsignals c gesteuert. Der Ausgang Q des Flip-Flops 3 wird über eine
Anzahl von ersten Integrationsschaltungen, von denen in der 1 nur
eine erste Integrationsschaltung 4 als ein Beispiel angegeben
ist, an den anderen Eingang des Komparators 2 geleitet.
Der Komparator 2, das Flip-Flop 3 und die Integrationsschaltung 4 bilden einen
sogenannten Bit- Strom-Wandler.
Unter gewissen Umständen
ist eine Integrationsschaltung ausreichend, aber in anderen Fällen ist
es vorzuziehen, beispielsweise zwei oder mehr Integrationsschaltungen, die
in Reihe geschaltet sind, zu verwenden, wenn eine noch bessere Auflösung erforderlich
ist.
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Der
Ausgang des Flip-Flops 3 ist auch mit dem Eingang einer
Anzahl von zweiten Integrationsschaltungen 5 verbunden,
von denen in der 1 nur eine zweite Integrationsschaltung 5 als
ein Beispiel gezeigt ist.
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Wenn
die Anzahl der ersten Integrationsschaltungen 4 gleich
der Anzahl der zweiten Integrationsschaltungen ist, wird am Ausgang
der zweiten Integrationsschaltung(en) ein Signal, welches mit dem
Sensorausgangssignal so nahe als möglich übereinstimmt, erzeugt, vorausgesetzt,
dass die Bemessung gut ist. Dieses Sensorausgangssignal wird der
Vorrichtung 6 zugeleitet, die die Positionen der Übergänge in dem
Strichcode bestimmt. Diese Vorrichtung kann beispielsweise aus einer
Vorrichtung der ersten Ableitung bestehen, die ein Signal der ersten
Ableitung aus dem Sensorausgangssignal bildet, wobei die Maxima
und Minima des Signals der ersten Ableitung die Positionen der Übergänge in dem Strichcode
repräsentieren.
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Wenn
jedoch beispielsweise zwei erste Integrationsschaltungen 4 und
eine zweite Integrationsschaltung 5 verwendet werden, wird
die erste Ableitung des Sensorausgangssignals am Ausgang der zweiten
Integrationsschaltung 5 erzeugt. Bei dieser Ausführungsform
ist eine Vorrichtung der ersten Ableitung nicht mehr notwendig.
Die Maxima und Minima des Ausgangssignals von der zweiten Integrationsschaltung
repräsentieren
dann die Positionen der Übergänge in dem
Strichcode.
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Eine
Folge des Einflusses von unter anderem dem Umgebungslicht ist, dass
das Sensorausgangssignal einen breiten Bereich hat. Dieser Einfluss
kann vermieden werden, indem vorzugsweise zunächst die erste Ableitung aus
dem Sensorausgangssignal mittels beispielsweise eines Differentiators
erzeugt wird. Wenn die Anzahl der ersten Integrationsschaltungen 4 gleich
der Anzahl der zweiten Integrationsschaltungen 5 ist, kann
ein Signal der ersten Ableitung, aus welchem die Positionen der Übergänge in dem
Strichcode detektiert werden können,
somit am Ausgang der letzten Integrationsschaltung 5 erzeugt
werden.
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Wenn
zwei oder mehr erste Integrationsschaltungen verwendet werden, ist
es vorzuziehen, eine Summiervorrichtung zwischen jeweils zwei aufeinander
folgenden Integrationsschaltungen zu verwenden. Der Ausgang der
vorhergehenden Integrationsschaltung ist mit einem der Eingänge der
Summiervorrichtung verbunden, während
der Ausgang der Summiervorrichtung mit dem Eingang der darauffolgenden
Integrationsschaltung verbunden ist. Der andere Eingang der Summiervorrichtung
ist wiederum mit dem Ausgang Q des Flip-Flops 3 verbunden.
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2 zeigt
ein Beispiel eines Bitstromwandlers mit zwei Integrationsschaltungen,
sowie einem Differentiator zum Erzeugen des Signals der ersten Ableitung
aus dem Sensorausgangssignal. Die in der 2 gezeigte
Ausführungsform
hat einen Differentiator mit einem Hochfrequenzüberkreuzungspunkt, bestehend
aus einem Operationsverstärker
U3, den Kondensatoren C1 und
C2 und dem Widerstand R1. Das
Sensorausgangssignal, das, falls erforderlich, verstärkt worden
ist, wird dem Kondensator C1 zugeleitet.
Das Signal der ersten Ableitung, das dann von dem Sensorausgangssignal
abgeleitet worden ist, wird dann am Ausgang des Operationsverstärkers U3 erzeugt. Gemäß der 2 besteht
der Bitstromwandler aus zwei ersten Integrationsschaltungen, von
denen eine aus dem Operationsverstärker U5, dem
Widerstand R2 und dem Kondensator C3 besteht. Die andere erste Integrationsschaltung
besteht aus dem Verstärker
U4 und dem Kondensator C4.
Die Summiervorrichtung zwischen den Integrationsschaltungen besteht
dann aus den Widerständen
R3 und R4. Die Ausgänge der
Verstärker
U3 und U4 werden an
den Komparator 2 angelegt, dessen Ausgang mit dem Eingang
D des Flip-Flops 3 verbunden ist. Das Taktsignal c wird
wiederum an den Takteingang des Flip-Flops 3 angelegt.
Der Q-Ausgang des Flip-Flops 3 wird über den
Widerstand R2 an den Eingang der ersten
Integrationsschaltung U5, C3,
angelegt. Der Q-Ausgang des Flip-Flops 3 wird über den
Widerstand R4 an den Eingang der anderen ersten Integrationsschaltung
U4, C4, angelegt.
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Das
Flip-Flop ist beispielsweise mit 32 MHz getaktet. Ein Bitstrom wird
vom Flip-Flop ausgegeben, der dort ist, woher der Name Bitstromwandler herrührt. Somit
ist bei jedem Abtastaugenblick nur ein Bit vorhanden.
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Die
Intention ist, dass die zwei Signale an den Eingängen des Komparators 2 virtuell
identisch sind. Wenn die Signale identisch sind oder in irgendeinem
Fall, wenn das Signal von der zweiten Integrationsschaltung ausreichend ähnlich dem
Signal von dem Differentiator ist, um die Flanken des Strichcodes
aus diesen zu unterscheiden, dann enthält der Bitstrom somit die gesamte
Information, die erforderlich ist, und die Digitalisierung ist daher
erzielt worden.
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Der
Grad, bis zu welchem die zwei Signale an den Eingängen des
Komparators identisch sind oder die Auflösung, hängt von der Dimensionierung der
Schaltung ab. Erstens ist die Taktfrequenz des Flip-Flops und zweitens
sind die Werte der Widerstände
und der Kondensatoren von Bedeutung. Es ist wesentlich, dass die
Integrationsschaltungen in der Lage sind, dem Signal von dem Differentiator
zu folgen.
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Wenn
der Bitstrom, der am Ausgang der in der 2 gezeigten
Ausführungsform
produziert wird, den zwei in Reihe geschalteten zweiten Integrationsschaltungen
zugeleitet wird, präsentiert
das Ausgangssignal an der letzten zweiten Integrationsschaltung
die erste Ableitung des Sensorausgangssignals. Dieses zuletzt genannte
Signal kann einem Spitzendetektor zugeleitet werden. In seiner einfachsten
Form nimmt der Spitzendetektor den Ort des höchsten Abtastwertes als den Übergang
in dem Sensorausgangssignal.
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Eine
Ausführungsform
eines Übergangsdetektors,
in dem wenige Bauelemente benötigt
werden, ist in der 3 gezeigt.
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Das
Ausgangssignal vom Sensor 1 wird über eine erste ableitende Vorrichtung 7 an
den (+)-Eingang des Komparators 2 angelegt, während der
Ausgang des Komparators 2 an das Flip-Flop 3 angeschlossen
ist. Der Ausgang des Flip-Flops 3 wird zurück an den
anderen (–)-Eingang
des Komparators 2 über
zwei Integrationsschaltungen 4 und 4' geleitet. Das
Flip-Flop 3 wird durch das Taktsignal c gesteuert, welches
an seinem Eingang zugefügt
wird. Die Bauelemente 2, 3, 4, 4' und 7 können wie
in der 2 gezeigt, implementiert sein.
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Das
Ausgangssignal von dem Bitstromwandler (Ausgang Q des Flip-Flops 3)
muss zwei Mal integriert werden (zweite Integrationsschaltungen),
um die erste Ableitung des Signals vom Sensor 1 zu erzielen.
Wenn keine Maßnahmen,
wie beispielsweise die vorstehend beschriebene Summiervorrichtung, getroffen
werden, ist eine derartige doppelte Integration instabil. Es ist
jedoch vorzuziehen, ein Hochpassfilter 9 für die zwei
Integrationsschaltungen zu wählen,
wie dies in der 3 gezeigt ist. Eine zusätzliche
Summiervorrichtung ist dann nicht notwendig und die Schaltung ist
davor bewahrt, dass sie auf der Steuerung läuft. Abgesehen von der Einfachheit
des Hochpassfilters hat dieses auch den Vorteil eines geringen Versatzes,
der für
die Spitzendetektion von Bedeutung sein kann.
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Wenn
das Hochpassfilter ein Filter dritter Ordnung ist, wird das Ausgangssignal
nach der doppelten Integration im Durchschnitt Null sein, ungeachtet
des mittleren Prozentsatzes derjenigen in dem Bitstrom. Dies ist
für den
Spitzendetektor von Bedeutung.
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Obwohl
es zahlreiche andere Möglichkeiten für das Hochpassfilter
gibt, wird ein Hochpassfilter der Butterworth-Bauart dritter Ordnung
bevorzugt. Dieses Filter hat vorteilhafte Frequenzcharakteristika und
seine Implementierung ist einfach. Der Transfer wird in der folgenden
Gleichung beschrieben: Z(ω) = X(ω)jω/(–jω3 – 2ω2ω0 + 2jωω0 2 + ω0 3)
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In
der Gleichung ist X das Eingangssignal, Z das Ausgangssignal und ω0 der Kreuzungspunkt des Filters.
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Aus
der Gleichung ist zu ersehen, dass die Frequenzen gut oberhalb des Überkreuzungspunktes
zwei Mal integriert werden. Es ist auch zu sehen, dass der Versatz
nicht durch das Filter geht, eine wichtige Anforderung, die somit
erfüllt
ist.
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Der
Ort des Überkreuzungspunkts
ist kritisch und daher ist er vorzugsweise mittels Software einstellbar
ausgeführt.
Wenn der Punkt zu hoch ist, sind Strichcodes, die nahe am Scannerfenster
liegen, wo die Spot-Geschwindigkeit am geringsten ist, schwierig
zu decodieren. Wenn andererseits der Punkt zu niedrig ist, braucht
es für
das Filter länger,
den Übergang
nach dem Start zu verzögern.
Weiterhin oszilliert das Ausgangssignal von der Integrationsschaltung
etwas breiter um Null, als ein Ergebnis davon sind Barcodes mit
geringem Kontrast schwieriger zu decodieren.
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Die
Setzung des Überkreuzungspunktes
beeinflusst auch den Verstärkungsfaktor
des Filters.
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Um
dies zu kompensieren und um in der Lage zu sein, den Bereich der
internen Variablen optimal zu nutzen, wird eine Skalierung des Eingangssignals
verwendet. Die Skalierung ist beispielsweise einstellbar.
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Anzumerken
ist, dass es auch möglich
ist, das Sensorausgangssignal nicht über die erste ableitende Vorrichtung 7,
sondern das Signal direkt zum (+)-Eingang des Komparators zu leiten.
An dem Ausgang des Flip-Flops 3 ist nur eine Integrationsschaltung
notwendig, um das Signal der ersten Ableitung des Sensorausgangssignals
zu erhalten. Wenn beispielsweise ein Hochpassfilter 8 verwendet
wird, kann das Signal der ersten Ableitung nach der ersten Integrationsschaltung
des Hochpassfilters 8 abgegriffen werden.
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Wie
in der 3 gezeigt, wird das Ausgangssignal vom Flip-Flop 3 nicht
direkt an das integrierende Hochpassfilter 8 geleitet,
sondern wird dem Filter über
ein Tiefpassfilter 9 zugeleitet. Dieses Einsetzen des Tiefpassfilters
hat den Vorteil, dass erstens Frequenzkomponenten höher als
die höchste
Frequenz, die immer noch von Interesse ist, somit ausgefiltert werden.
Zweitens trägt
ein Tiefpassfilter zur Auflösung
des Systems als Folge seines Mittelwertbildungseffekts bei.
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Es
ist vorteilhaft, wenn die mittlere Zahl der Nullen oder Einsen von
dem Bitstromwandler sich von 50% unterscheidet, weil dann in den
Hochfrequenzkomponenten, die durch das Tiefpassfilter ausgefiltert
worden sind, Diskretisierung wirkt.
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Obwohl
es verschiedene Möglichkeiten
zur Implementierung eines Tiefpassfilters gibt, hat ein konvolutionelles
Filter Vorteile. Mit einem derartigen Filter wird eine spezifische
Anzahl von hereinkommenden Abtastungen immer mit dem Koeffizienten multipliziert
und dann akkumuliert. Da der Bitstrom nur die Ziffern 0 und 1 enthält, bedeutet
dies, dass die Koeffizienten zu diesen Abtastungen addiert oder nicht
addiert werden. Dies führt
zu einer sehr einfachen Implementierung des Filters, was ein signifikanter
Vorteil des Bitstromverfahrens ist.
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Die
Funktion, mittels welcher die Konvolution durchgeführt wird,
muss symmetrisch sein, so dass das Filter keinen Anstieg irgendeiner
Phasenverschiebung erzeugt. Obwohl es auch verschiedene Möglichkeiten
für die
Funktion gibt, einschließlich beispielsweise
der Trapezfunktion und Gauss'schen Funktion,
ist die Kosinusquadratfunktion vorzuziehen, weil diese Funktion
auf solche Weise symmetrisch ist, dass die gleichen Koeffizienten
vier Mal zu verwenden sind. Dies ist ein Implementierungsvorteil,
während
gute Filtercharakteristika ungeachtet dessen erhalten bleiben.
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Die
Länge des
Filters beträgt
beispielsweise festgelegt 64 Abtastungen. Die Koeffizienten des
Filters sind in der 4 aufgezeichnet. Der (–)6-dB-Punkt
des Filters liegt präzise
bei fsys/32 (Systemfrequenz geteilt durch
32). Wie angegeben, leitet das Filter keine Phasenverschiebung ein
und hat zwischen dem (–)6-dB-Punkt
und fsys/16 steile Charakteristiken. Die
Welligkeit ist auf –31
dB beschränkt.
Siehe auch 5.
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Das
Ausgangssignal vom Hochpassfilter 8 wird der Vorrichtung 6 zugeleitet,
die die Übergänge in dem
Strichcode aus dem Ausgangssignal ableitet.