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Zweiter Ordnung differenzierender Signalprozessor für einen Strichkodescanner sowie Signalverarbeitungsverfahren zum Verwenden von Strichkodescannern
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Die Erfindung betrifft einen zweiter Ordnung differenzierenden Signalprozessor für einen Strichkodescanner sowie ein Signalverarbeitungsverfahren zum Verwenden von Strichkodescannern. Insbesondere betrifft die Erfindung ein elektronisches Randerfassungssystem und Verwendungsmethoden in Verbindung mit Strichkodescannersystemen, die zweiter Ordnung differenzierende Signalverarbeitung verwenden.
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Ein Strichkodeetikett weist eine Reihe von parallelen dunklen Strichen unterschiedlicher Breite mit dazwischenliegenden hellen Zwischenräumen, deren Breite auch unterschiedlich ist, auf. Die in dem Strichkode kodierte Information ist durch eine spezifische Abfolge von Strich- und Zwischenraumbreite dargestellt, wobei die genaue Natur der Darstellung von der verwendeten speziellen Strichkode-Symbologie abhängt.
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Strichkodeleseverfahren weisen typischerweise das Erzeugen eines elektronischen Signals auf, wobei die Signalspannung zwischen zwei voreingestellten Spannungspegeln wechselt, von denen einer die dunklen Streifen und der andere die hellen Zwischenräume darstellt. Die zeitlichen Breiten dieser wechselnden Pulse hohen und niedrigen Spannungspegels entsprechen der räumlichen Breite der Striche und Zwischenräume. Die zeitliche Abfolge von wechselnden Spannungspulsen unterschiedlicher Breite, die das elektronische Signal aufweisen, wird an eine elektronische Dekodiervorrichtung zum Dekodieren der in dem Strichkode kodierten Information übergeben.
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Es gibt eine Vielzahl von gängigen und gut entwickelten Verfahren zum Erzeugen des elektronischen Signals durch Konvertieren der räumlichen Abfolge von Strichen/Zwischenräumen in eine zeitliche Abfolge von hohen/niedrigen Spannungen, d.h. zum Strichkodelesen. Gängigen Arten von Strichkodescannern umfassen Punktscanner und Zeilenscanner.
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Punktscanner weisen ein Strichkodelesesystem auf, bei dem eine Lichtquelle, der Lesepunkt, über den Strichkode bewegt (d.h. gescannt, gerastert) wird, während ein Photodetektor das reflektierte oder zurückgestreute Licht aufnimmt. Bei einer Art von Punktscannersystemen, die typischerweise als Abtaststiftleser (Wand-Leser) bezeichnet werden, wird der Lesepunkt des Scanners von Hand über den Strichkode hinweg bewegt. Bei einer anderen Art von Punktscannersystemen wird der Lesepunkt automatisch in einem gesteuerten Muster über den Strichkode hinweg bewegt. Bei jedem der Punktscannersysteme wird der Weg, dem der gerasterte Lichtstrahl folgt, typischerweise als eine Abtastzeile bezeichnet.
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Die Lichtquelle bei Punktscannern ist typischerweise eine kohärente Lichtquelle (z. B. ein Laser), kann aber auch eine nicht kohärente Lichtquelle (z. B. eine lichtemittierende Diode) aufweisen. Eine Laserlichtquelle bietet jedoch den Vorteil einer Beleuchtung mit hoher Intensität auf einer kleinen Fläche, was es ermöglicht, daß Strichkodes über einen großen Bereich von Abständen von dem Strichkodescanner (eine große Feldtiefe) hinweg und unter einem großen Bereich von Hintergrund-Beleuchtungsbedingungen gelesen werden können. Der mit einem Punktscanner verbundene Photodetektor vermag einen hohen Strom zu erzeugen, wenn eine große Menge von von dem Strichkode gestreuten Licht auf den Detektor einfällt, wie von einem hellen Zwischenraum, und vermag ähnlich einen niedrigen Strom zu erzeugen, wenn eine geringe Menge von von dem Strichkode gestreuten Licht auf den Photodetektor einfällt, wie von einem dunklen Strich.
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Bei automatischen Punktscannersystemen wird ein Rastermechanismus oder eine Rastermaschine dazu verwendet, den Lichtstrahl automatisch über den Strichkode hinweg zu rastern. Ein solcher Rastermechanismus kann ein sich drehendes Spiegelflächenrad, einen wackelnden Spiegel oder eine andere Einrichtung zum wiederholten Bewegen des Beleuchtungsstrahls aufweisen.
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Zusätzlich zu einer Rastermaschine kann bei einem Strichkodescanner auch ein ein Rastermuster erzeugendes Optiksystem zum Erzeugen einer Mehrzahl von von dem Scanner in verschiedene Richtung ausgehenden und verschiedene Ausrichtungen aufweisenden Abtastzeilen verwendent werden, was es erlaubt, Strichkodes über einen großen Blickwinkel hinweg und über einen großen Bereich von Ausrichtungen hinweg (d.h. in einem mehrdimensionalen Rastermuster) zu lesen. Die Optik zur Rastermustererzeugung weist typischerweise einen Satz von in veränderlichen Winkeln ausgerichteten Spiegeln auf, von denen ein jeder den Beleuchtungsstrahl während eines Teils seiner Bewegung kreuzt und ihn in einen Bereich vor dem Strichkodescanner projiziert, der im folgenden als Abtastvolumen bezeichnet wird. Jeder Spiegel in dem Satz erzeugt in Verbindung mit der Rastermaschine an einem bestimmten Ort und in einer bestimmten Ausrichtung eine Abtastzeile.
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Bei frühen Punktscannersystemen nach dem Stand der Technik hing ein erfolgreiches Lesen des Strichkodes davon ab, daß sich die einzelnen Abtastzeilen über den gesamten Strichkode hinweg erstreckten. Diese Systeme wiesen bei praktischen Echtzeitanwendungen, bei denen die Ausrichtung eines Strichkodes gegenüber dem Scanner nur schwer zu kontrollieren war, Schwierigkeiten und Ineffizienzen auf. Dementsprechend wurden spezialisierte Zusammenstückelungsmechanismen mit Software und Elektronik entwickelt, die vermögen, Teilabschnitte von Strichkodes aufzunehmen und zu einem vollständigen Kode zusammenzusetzen, welches Verfahren allgemein als Heften („stitching“) bekannt ist. Weitere Details betreffend beispielhafte Heftverfahren und -systeme können in der
US 5 493 108 A gefunden werden.
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Bei Zeilenscannersystemen wird ein gesamter Strichkode auf eine lineare oder eine flächige Mehrelement-Photodetektor-Anordnung fokussiert und das Bild des Strichkodes aufgenommen. Die Photodetektor-Anordnung kann eine CCD-Anordnung (charge coupled device) aufweisen, eine CMOS-Aktiv- oder Passiv-Pixel-Sensor-Anordnung oder eine Mehrelement-Photodetektor-Anordnung. Diese Art von Leser kann auch eine Lichtquelle zum Beleuchten des Strichkodes zum Liefern der dem Bild entsprechenden erforderlichen Signalantwort aufweisen. Die abbildende Optik, die ein Bild des Strichkodes auf der Photodetektor-Anordnung erzeugt, kann alternativ auch ein Bild der Photodetektor-Anordnung (eine „virtuelle Abtastzeile“) in das Abtastvolumen projizieren, in ganz analoger Weise zu der von einem Punktscanner erzeugten realen Abtastzeile. Weiter kann die Optik zur Rastermustererzeugung zum Projizieren mehrerer virtueller Abtastzeilen in unterschiedliche Richtungen und mit unterschiedlichen Ausrichtungen in das Abtastvolumen verwendet werden, wodurch sie ein virtuelles Rastermuster erzeugt, wieder ganz in Analogie zu dem von einem Punktscanner erzeugten realen Rastermuster. Systeme mit virtuellen Rastermustern sind weiter in der
US 5 446 271 A beschrieben.
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Unabhängig davon, welcher der in den vorangehenden Abschnitten beschriebenen Strichkodeleser verwendet wird, wird ein elektronisches Rohsignal erzeugt, aus welchem die relativen Breiten der Striche und der Zwischenräume gewonnen werden müssen. Hoch-zu-niedrig- oder niedrig-zu-hoch-Übergänge (d. h. Ränder) in der elektronischen Signalspannung können mittels eines beliebigen aus einer Anzahl von bekannten Einrichtungen erfaßt werden. Eine geläufige und wohl bekannte Technik der Kantenerfassung ist die zweiter Ordnung differenzierende Signalverarbeitung, bei der die Nulldurchgänge der zweiten Ableitung des elektronischen Signals während ausgewählter Zeitabschnitte ermittelt werden. Ein Beispiel für diese Technik ist in der
US 4 000 397 A beschrieben.
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In der
DE 69 05 277 T2 wird ein Strichkodescannersystem zum Lesen von Strichkodesymbolen mit Kantenverstärkung beschrieben. Hierzu wird ein Verstärkungsfilter verwendet, der mit einer Übertragungskennlinie versehen ist, die eine größere Verstärkung für die Frequenzen der schmalen Strichkodeelemente vorsieht als die Verstärkung, die für die Frequenzen der breiteren Strichkodeelemente vorgesehen ist Somit werden die Amplituden der Impulse für die schmaleren Elemente des Strichkodes erhöht, beispielsweise auf die Größenordnungen, die den Größenordnungen der breiteren Elemente entsprechen. Die Anordnung weist auch eine Differenziereinheit auf, in der ein erstes und ein zweites Ableitungssignal erzeugt wird.
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Die
EP 0 469 305 B1 beschreibt einen Strichkodescanner, bei dem bei der Auswertung des abgetasteten Signals nur die erste Ableitung des Eingangssignals berücksichtigt wird.
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Die
US 5 371 361 A beschreibt ein optisches Verarbeitungssystem, wobei zur Auswertung des Eingangssignals die erste und die zweite Ableitung des Eingangssignals verwendet werden.
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Aus der
US 5 272 323 A ist ein zweiter Ordnung differenzierender Signalprozessor für einen Strichcodeleser bekannt, wobei der zweiter Ordnung differenzierende Signalprozessor eingerichtet ist zum Erfassen von Rändern, die Strich- und Zwischenraum-Übergänge in einem Eingangssignal darstellen und der die erste Ableitung und die zweite Ableitung des Eingangssignals verwendet und der zweiter Ordnung differenzierende Signalprozessor eine Einrichtung zum Anpassen des zeitlichen Versatzes zwischen dem Signal der ersten Ableitung und dem Signal der zweiten Ableitung aufweist.
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Unter Bedingungen mit hohem Signal-zu-Rausch-Verhältnis können vorhergehende Randerfassungssysteme befriedigend funktionieren; jedoch haben die Erfinder gefunden, daß unter bestimmten Bedingungen, und insbesondere unter Bedingungen mit niedrigem Signal-zu-Rausch-Verhältnis einige Schwächen offensichtlich werden können. In dieser letzteren Hinsicht können, als Ergebnis dessen, daß das Signal der ersten Ableitung und das Signal der zweiten Ableitung innerhalb des Signalprozessors nacheinander erzeugt werden, ein inhärenter zeitlicher Versatz zwischen den Extrema des Signals der ersten Ableitung und den Nulldurchgängen des Signals der zweiten Ableitung auftreten. Bei großen Signalen kann es sein, daß der zeitliche Versatz zwischen dem Signal der ersten Ableitung und dem Signal der zweiten Ableitung die Fähigkeit des Signalprozessors, Ränder im Eingangsrohsignal zu detektieren, nicht wesentlich beeinträchtigt. Wenn die Signalpegel abnehmen, kann es jedoch sein, daß der verwendbare Dynamikbereich des Signalprozessors durch den zeitlichen Versatz zwischen dem Signal der ersten Ableitung und dem Signal der zweiten Ableitung begrenzt ist, und nicht durch das Rauschen des Eingangsrohsignals.
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Es wurden verschiedene Techniken zum Minimieren des zeitlichen Versatzes zwischen dem Signal der ersten Ableitung und dem Signal der zweiten Ableitung vorgeschlagen. Zum Beispiel kann der Signalprozessor mit einem mit einer relativ hohen Abschneidefrequenz ausgestalteten Hochpaßfilter implementiert sein. Solch hohe Abschneidefrequenzen führen jedoch zu einer wesentlichen Verringerung des Verstärkungsfaktors des zweiten Differenzierers und damit zu einem geringeren Signal-zu-Rausch-Verhältnis bei dem Signal der zweiten Ableitung. Ebenso können hohe Abschneidefrequenzen zu einer verringerten Genauigkeit bei der Detektion der Nulldurchgänge des Signals der zweiten Ableitung und zu einer beeinträchtigten Randerfassungsfähigkeit des Signalprozessors führen.
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Alternativ können die Signalprozessoren zum Implementieren der zweiten Ableitung gesonderte Filternetzwerke einsetzen, um den zeitlichen Versatz zu minimieren. Eine solche Implementierung fügt jedoch dem gesamten Signalprozessorsystem eine Gruppenverzögerungsstörung hinzu, was zu einer Verzögerung führt, die von der Datenfrequenz abhängt. Unter solchen Umständen ist das Erfassen einer Randposition durch die Anwesenheit anderer in der Nähe gelegenen Ränder beeinflusst; diese Auswirkung ist dabei für Ränder, die zeitlich nahe beieinander liegen, am stärksten ausgeprägt. Entsprechend kann die Störung bei relativ schmalen Strichen und Zwischenräumen zu zunehmend ungenauen Randpositionen führen.
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Bedingungen kleinen Signals können unter den verschiedensten Umstände auftreten. Bei einem Punktscanner hängt die Signalstärke direkt von der Intensität der Lichtquelle und der Effizienz der Signalaufnahmeoptik ab. Bei Zeilenscannern ist der Signalpegel auch durch die Intensität der Lichtquelle und die Effizienz der Aufnahmeoptik bestimmt. Der Signalpegel ist bei Zeilenscannern, die nur Umgebungslicht verwenden, besonders niedrig. Bei jeder der Scannerarten führt ein Positionieren des Strichkodes aus der optimalen Feldtiefe des Scanners heraus zu einem Verschmieren des elektronischen Signals. Die gesamten Signalpegel fallen dabei vielleicht nicht viel ab, aber die Übergänge im Eingangssignal sind „weicher“ (d. h. allmählicher). Dies führt zu kleineren Extrema und einem kleineren Signal-zu-Rausch-Verhältnis bei dem Signal der ersten Ableitung und dem Signal der zweiten Ableitung. Eine relative Verkippung zwischen einem Strichkode und einem Zeilenscanner mit rechteckigen Detektorelementen führt zu ähnlichen Eingangssignalen wie den durch ein Verschmieren erzeugten.
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Es wurde vorgeschlagen, daß diese und andere Bedingungen niedrigen Signals bei bestehenden Scannern auf eine Anzahl von Wegen verbessert werden können, die umfassen aber die nicht beschränkt sind auf: Verwendung von Hochleistungslichtquellen; Vergrößern der Feldtiefe des Scanners; und/oder Verwendung vonquadratischen Detektorelementen in einer Multielement-Detektoranordnung. Diese Lösungen können jedoch unerwünschterweise unter anderem zu einer Erhöhung von Größe, Leistungsverbrauch, Komplexität und/oder Kosten des fraglichen Strichkodescanners und/oder zu einer Verringerung von einem oder mehreren der Leistungsparameter oder Kenndaten des Strichkodescanners führen.
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Aufgabe der Erfindung ist es, einen zweiter Ordnung differenzierenden Signalprozessor für einen Strichcodescanner sowie ein Signalverarbeitungsverfahren zum Verwenden von Strichkodescannern zu schaffen, wobei die Hauptquelle von Verzögerungsstörungen virtuell beseitigt ist. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind ein Randerfassungssystem mit zweiter Ordnung differenzierendem Signalprozessor und ein Verfahren vorgesehen, wobei der zweite Differenzierer als ein realer Pol des Filterpolynoms des gesamten Randerfassungssystems implementiert ist. Das Gesamt-Filternetzwerk empfängt das Eingangsrohsignal und weist zwei reale Pole als die jeweiligen letzten Elemente von zwei parallelen Ausgangskanälen auf. Der erste Ausgangskanal schließt mit einem Tiefpaßfilter ab und erzeugt die erste Ableitung des Einganssignals. Der zweite Ausgangskanal schließt mit einem Hochpaßfilter ab und erzeugt die zweite Ableitung des Eingangssignals. Ein Anordnen der Pole der beiden Ausgangsfilter bei der gleichen Frequenz beseitigt jeglichen zeitlichenVersatz zwischen dem Signal der ersten und dem der zweiten Ableitung, was wiederum eine Randerfassung für Signalpegel bis hinunter zum Rauschpegel des Eingangssignals ermöglicht.
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Entsprechend können bei den bevorzugten Ausführungsformen eines/r oder mehrere der folgenden Ziele und Vorteile vorgesehen sein:
- ein Randerfassungssystem mit zweiter Ordnung differenzierendem/n Signalprozessor/en vorzusehen, wobei der Dynamikbereich am unteren Ende nur durch das Rauschen des Eingangssignals begrenzt ist;
- ein Randerfassungssystem mit zweiter Ordnung differenzierendem/n Signalprozessor/en vorzusehen, wobei zwischen dem Signal der ersten und dem der zweiten Ableitung kein zeitlicher Versatz besteht;
- ein Randerfassungssystem mit zweiter Ordnung differenzierendem/n Signalprozessor/en vorzusehen, wobei der Verstärkungsfaktor des zweiten Differenzierers höher ist als bei bisherigen Randerfassungssystemen mit zweiter Ordnung differenzierendem/n Signalprozessor/en;
- ein Randerfassungssystem mit zweiter Ordnung differenzierendem/n Signalprozessor/en vorzusehen, wobei sowohl für das Signal der ersten als auch das der zweiten Ableitung die Gruppenverzögerung über den Filter-Durchlaßbereich des Systems hinweg im wesentlichen konstant und gleich ist; und
- ein Randerfassungssystem mit zweiter Ordnung differenzierendem/n Signalprozessor/en vorzusehen, wobei die Gruppenverzögerungsstörung in Bezug auf die Signalfrequenz minimiert ist.
- Andere Ziele und Vorteile der Erfindung werden dem Fachmann aus einer Prüfung der detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen ersichtlich.
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Figurenliste
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- 1 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften bekannten Randerfassungssystems mit zweiter Ordnung differenzie-Randerfassungssystems mit zweiter Ordnung differenzierendem Signalprozessor.
- 4 veranschaulicht dem System aus 3 entsprechende beispielhafte Kurvenformen.
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Ein Beispiel einer bekannten Randerfassungsschaltung 100 mit zweiter Ordnung differenzierender Signalverarbeitung ist in 1 gezeigt. Eine solche Schaltung weist auf: 1) ein Bandpaßfilter 102 zweiter Ordnung; 2) ein Tiefpaßfilter 104 zweiter Ordnung; 3) ein Tiefpaßfilter 106 erster Ordnung; 4) ein Hochpaßfilter 108 erster Ordnung; und 5) einen Komparatorlogikblock 110. Den Signalen in der Schaltung aus 1 entsprechende beispielhafte Signalverläufe sind in 2 veranschaulicht. Im vorliegenden Beispiel entspricht eine zunehmende Intensität des auf den Detektor (z.B. Photodetektor(en)) des Strichkodescanners einfallenden Lichts einer abnehmenden Spannung des Eingangssignals 220 in der Eingangsleitung 120; jedoch könnten mit einem Eingangssignal umgekehrter Polarität völlig analoge Kurvenformen erzeugt werden. Für Zwecke der weiteren unten stehenden Offenbarung beziehen sich mit 1xx und 2xx nummerierte Elemente auf 1 bzw. 2.
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Das Bandpaßfilter 102 zweiter Ordnung, das Tiefpaßfilter 104 zweiter Ordnung und das Tiefpaßfilter 106 erster Ordnung wirken als ein gefilterter erster Differenzierer, der die Zeitableitung des Eingangssignals 220 in der Eingangsleitung 120 bildet und dadurch in der Ausgangsleitung 126 des Tiefpaßfilters 106 erster Ordnung das Signal der ersten Ableitung erzeugt. Das Hochpaßfilter 108 erster Ordnung wirkt als ein zweiter Differenzierer, der die Zeitableitung des Signals 226 der ersten Ableitung in der Ausgangsleitung 126 des Tiefpaßfilters 106 erster Ordnung bildet und dadurch in der Ausgangsleitung 128 des Hochpaßfilters 108 erster Ordnung das Signal 228 der zweiten Ableitung bildet.
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Das Signal 226 der ersten Ableitung und das Signal 228 der zweiten Ableitung werden, zusammen mit einem Schwellwertsignal 224a in der Eingangsleitung 124 zum Komparator-Logikblock 110 und einem invertierten Schwellwertsignal 224b, an einen Komparator-Logikblock 110 geliefert. Der Komparator-Logikblock 110 erzeugt ein erstes Komparatorgattersignal 232 und ein zweites Komparatorgattersignal 234 (das positiven bzw. negativen Extrema des Signals 226 der ersten Ableitung entspricht). Das erste Komparatorgattersignal 232 wird geltend gemacht, wenn das Signal 226 der ersten Ableitung das Schwellwertsignal 224a positiv übersteigt; das zweite Komparatorgattersignal 234 wird geltend gemacht, wenn das Signal 226 der ersten Ableitung das invertierte Schwellwertsignal 224b negativ überschreitet. Die Größe des Schwellwertsignals 224a und des invertierten Schwellwertsignals 224b werden höher eingestellt als der Rauschpegel des Signals 226 der ersten Ableitung, welcher wiederum durch das Rauschen des Eingangssignals 220 in der Eingangsleitung 120 bestimmt ist.
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Der Komparatorlogikblock 110 erfaßt auch durch ein Vergleichen des Signals 228 der zweiten Ableitung mit einem Null- oder Bezugsspannungspegel Nulldurchgänge des Signals 228 der zweiten Ableitung. Die Nulldurchgänge des Signals 228 der zweiten Ableitung werden als gültige Übergänge angesehen, falls sie auftreten, während das angemessene erste oder zweite Komparatorgattersignal 232 oder 234 geltend gemacht ist.
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Falls ein gültiger Übergang erfaßt wird, während das erste Komparatorgattersignal 232 (positiv) geltend gemacht ist, wird ein STV („Video setzen“) Signal 236 geltend gemacht. Das STV-Signal 236 bleibt geltend gemacht, solange das erste Komparatorgattersignal 232 geltend gemacht bleibt, wobei bei dem Ausgangssignal 230 des Signalprozessors in der Ausgangsleitung 130 des Komparatorlogikblocks 110 ein Übergang von einem Zwischenraum-Signalpegel zu einem Strich-Signalpegel (ein hell-zu-dunkel-Übergang) ausgelöst wird.
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Falls ein gültiger Übergang erfaßt wird, während das zweite Komparatorgattersignal 234 (negativ) geltend gemacht ist, wird ein RTV („Video zurücksetzen“) Signal 238 geltend gemacht. Das RTV-Signal 238 bleibt geltend gemacht, solange das zweite Komparatorgatter 234 geltend gemacht bleibt, wodurch bei dem Ausgangssignal 230 des Signalprozessors in der Ausgangsleitung 130 des Komparatorlogikblocks 110 ein Übergang von einem Strich-Signalpegel zu einem Zwischenraum-Signalpegel (ein dunkel-zu-hell-Übergang) ausgelöst wird.
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Das Ausgangssignal 230 des Signalprozessors weist ein rekonstruiertes Strichkodesignal auf, das zum Dekodieren an einen Dekoder übergebbar ist. In der näheren Umgebung jedes Randes können mehr als eine Geltendmachung eines RTV-Signals 238 oder STV-Signals 236 auftreten. Die Auswahl, welche der Geltendmachungen zum Auslösen von Übergängen im Ausgangssignal 230 des Signalprozessors verwendet werden soll, kann die Leistungsfähigkeit des Signalprozessors unter wechselnden Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Bedingungen beeinflussen. Sowohl bei bisherigen Signalprozessoren als in dem obigen Beispiel sind die Nulldurchgänge des Signals 228 der zweiten Ableitung bezüglich der Extrema des Signals 226 der ersten Ableitung zeitlich versetzt. Solche zeitlichen Versätze folgen aus der durch den Pol in dem Hochpaßfilter 108 erster Ordnung eingeführten frequenzabhängigen Verzögerung. Während dieser zeitliche Versatz durch ein Erhöhen der Polfrequenz des Hochpaßfilters reduziert werden kann, haben die hiesigen Erfinder gefunden, daß eine solche Erhöhung den unerwünschten Nebeneffekt einer Reduzierung der Signalamplitude des Signals 228 der zweiten Ableitung und/oder einer Erhöhung der Rauschbandbreite des Systems hat.
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Weitere Details betreffend Detektionstechniken für die zweite Ableitung sind in der
US 4 000 397 A beschrieben, welche obenstehend zitiert wurde. Zusätzlich sind weitere Details betreffend Design und Konstruktion von elektronischen Filtern zur Verwendung als Differenzierer im „Electronic Filter Design Handbook“ von Arthur B. Williams (McGraw Hill, 1981) zu finden.
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Übergänge im Eingangssignal sind auch durch Verwendung der in der
US 5 463 211 A und in der
US 5 371 361 A beschriebenen Techniken erfaßbar. Weitere verwandte Techniken können in der
US 5 298 728 A gefunden warden.
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Das ein rekonstruiertes Strichkodesignal aufweisende Ausgangssignal
230 des Signalprozessors wird an einen Dekoder übergeben, der die Übergangsdaten mittels nach dem Stand der Technik wohlbekannter Mittel interpretiert. So vermag der Dekoder mittels Messung der relativen Zeit zwischen jedem Übergang im Ausgangssignal
230 des Signalprozessors die relativen Breiten von Strichen und Zwischenräumen zu bestimmen. Der Dekoder kann die Strich- und Zwischenraummeßdaten verwenden, um zu ermitteln, welche aus einer Anzahl von Strichkode-Symbologieen erfaßt (gescannt) worden sind, und/oder um die innerhalb des Strichkodes kodierten besonderen Zeichen zu lesen. Weitere Details zur Dekodierung können z.B. in der
US 5 493 108 A gefunden werden, welche oben zuvor zitiert wurde.
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Unter Bedingungen mit hohem Signal-zu-Rausch-Verhältnis vermag das Randerfassungssystem aus 1 eine befriedigende Leistung zu vollbringen. Unter bestimmten Bedingungen jedoch, und besonders unter Bedingungen mit niedrigem Signal-zu-Rausch-Verhältnis haben die hiesigen Erfinder gefunden, daß verschiedene Schwächen bisheriger Signalprozessoren sichtbar werden können.
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In dieser letzteren Hinsicht kann ein inhärenter zeitlicher Versatz zwischen Extrema des Signals 226 der ersten Ableitung und den Nulldurchgängen des Signals 228 der zweiten Ableitung auftreten, was daher kommt, daß das Signal 226 der ersten Ableitung und das Signal 228 der zweiten Ableitung innerhalb des Signalprozessors 100 sequenziell erzeugt werden. Bei großen Signalen überschreitet das Signal 226 der ersten Ableitung das Schwellwertsignal 224a, 224b während eines relativ langen Zeitabschnitts; so wird ein relativ breites erstes Komparatorgattersignal 232 oder zweites Komparatorgattersignal 234 erzeugt, während dessen die Nulldurchgänge des Signals 228 der zweiten Ableitung als gültige Übergänge angesehen werden. Unter diesen Bedingungen kann es sein, daß der zeitliche Versatz zwischen dem Signal 226 der ersten Ableitung und dem Signal 228 der zweiten Ableitung die Fähigkeit des Signalprozessors 100 zur Randerfassung im Eingangssignal 220 in der Eingangsleitung 120 nicht wesentlich beeinträchtigt ist.
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Bei abnehmenden Signalpegeln wird jedoch der Zeitabschnitt, während dessen das Signal 226 der ersten Ableitung das Schwellwertsignal 224a, 224b überschreitet, kürzer, wodurch die Zeiten, während derer das erste Komparatorgattersignal 232 oder das zweite Komparatorgattersignal 234 geltend gemacht ist, verkürzt sind. Wenn der Signalpegel klein genug wird, überschreitet der zeitliche Versatz zwischen dem Signal 226 der ersten Ableitung und dem Signal 228 der zweiten Ableitung die Breite des ersten Komparatorgattersignals 232 oder des zweiten Komparatorgattersignals 234, wodurch es dem Signalprozessor 100 unmöglich wird, Ränder im Eingangssignal 220 zu erfassen. Der verwendbare Dynamikbereich des Signalprozessors 100 ist daher durch den zeitlichen Versatz zwischen dem Signal 226 der ersten Ableitung und dem Signal 228 der zweiten Ableitung begrenzt, und nicht durch das Rauschen des Eingangssignals 220.
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Wie oben vorgeschlagen wurde, kann zum Minimieren des zeitlichen Versatzes zwischen dem Signal 226 der ersten Ableitung und dem Signal 228 der zweiten Ableitung der Hochpaßfilter 108 des Signalprozessors mit einer relativ hohen Abschneidefrequenz ausgestaltet sein. Solch hohe Abschneidefrequenzen führen jedoch zu einer wesentlichen Reduzierung des Verstärkungsfaktors des zweiten Differenzierers und damit zu einem geringeren Signal-zu-Rausch-Verhältnis für das Signal 228 der zweiten Ableitung. Hohe Abschneidefrequenzen führen auch, wegen der erhöhten Rauschbandbreite, zu einer verringerten Genauigkeit bei der Erfassung von Nulldurchgängen des Signals 228 der zweiten Ableitung und zu einer beeinträchtigten Randerfassungsfähigkeit des Signalprozessors 100.
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Alternativ können die Signalprozessoren zum Implementieren der zweiten Ableitung gesonderte Filternetzwerke verwenden, wodurch der zeitliche Versatz minimiert ist. Eine solche Implementierung fügt jedoch dem gesamten Signalprozessorsystem eine Gruppenverzögerung hinzu, welche zu einer von der Datenfrequenz abhängigen Verzögerung führt. Unter solchen Umständen ist das Erfassen einer Randposition durch die Anwesenheit anderer nahe gelegener Ränder beeinflußt; die Auswirkung ist für zeitlich nahe beieinander liegende Ränder am stärksten ausgeprägt. Entsprechend kann die Störung bei relativ schmalen Strichen und Zwischenräumen zu zunehmend ungenauen Randpositionen führen.
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In Bezug auf 3 und 4 weist eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Randerfassungssystems 300 mit einem zweiter Ordnung differenzierenden Signalprozessor auf:
- 1) ein Bandpaßfilter 302;
- 2) ein erstes Tiefpaßfilter 304;
- 3) ein zweites Tiefpaßfilter 306;
- 4) ein Hochpaßfilter 308; und
- 5) einen Komparatorlogikblock 310.
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Der bevorzugten Ausführungsform aus 3 entsprechende Signalverläufe sind in 4. veranschaulicht. Zum Zwecke weiterer nachfolgender Offenbarung beziehen sich mit 3xx bzw. 4xx bezeichnete Zeichnungselemente auf 3 bzw. 4.
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Das Randerfassungssystem 300 mit zweiter Ordnung differenzierendem/n Signalprozessor/en ist auf Strichkodescanner generell anwendbar, welche sowohl manuelle als automatische Punktscannersysteme umfassen, als auch Zeilenscannersysteme und andere Strichkodescannersysteme, bei denen ein aus einem Strichkode gelesene Information aufweisendes Eingangssignal erzeugt wird, das verarbeitet und anschließend dekodiert werden soll, so daß die in dem Strichkode kodierte Information identifiziert wird. Bei dem vorliegenden Beispiel wird von einem System ausgegangen, bei dem eine zunehmende Intensität des auf den Detektor (z.B. Photodetektor(en)) des Strichkodescanners fallenden Lichtes einer abnehmenden Spannung bei dem erzeugten Eingangssignal 420 in der Eingangsleitung 320 entspricht; jedoch könnten mit einem Eingangssignal umgekehrter Polarität völlig analoge Signalverläufe erzeugt werden.
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Bei dem Randerfassungssystem 300 haben das zweite Tiefpaßfilter 306 und das Hochpaßfilter 308 ein jedes einen einzelnen realen Pol an der gleichen Frequenz, die, für typische Polynome bei einer Antwort in einer Näherung linearer Phase (konstanter Gruppenverzögerung), deutlich unterhalb der oberen Abschneidefrequenz des gesamten Filterpolynoms liegt. Das Bandpaßfilter 302, das erste Tiefpaßfilter 304 und das zweite Tiefpaßfilter 306 weisen ein Filter fünfter Ordnung auf und wirken als ein erster Differenzierer, der die Zeitableitung des Eingangssignals 420 in der Eingangsleitung 320 bildet und dadurch in der Leitung 326 das Signal 426 der ersten Ableitung bildet. Das Bandpaßfilter 302, das erste Tiefpaßfilter 304 und das Hochpaßfilter 308 weisen ein Filter fünfter Ordnung auf und wirken als ein zweiter Differenzierer, der die zweite Zeitableitung des Eingangssignals 420 bildet und dadurch in der Leitung 328 das Signal 428 der zweiten Ableitung bildet.
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Das Signal 426 der ersten Ableitung in der Leitung 326 und das Signal 428 der zweiten Ableitung in der Leitung 328 werden zusammen mit einem Schwellwertsignal 424a in der Leitung 324 und einem invertierten Schwellwertsignal 424b an den Komparatorlogikblock 310 geliefert. Der Komparatorlogikblock 310 erzeugt ein erstes Komparatorgattersignal 432 und ein zweites Komparatorgattersignal 434 (das den positiven bzw. den negativen Extrema des Signals 426 der ersten Ableitung entspricht). Das erste Komparatorgattersignal 432 wird geltend gemacht, wenn das Signal 426 der ersten Ableitung das Schwellwertsignal 424a positiv überschreitet; das zweite Komparatorgattersignal 434 wird geltend gemacht, wenn das Signal 426 der ersten Ableitung das invertierte Schwellwertsignal 424b negativ überschreitet. Die Größe des Schwellwertsignals 424a und des invertierten Schwellwertsignals 424b werden höher gesetzt als der Rauschpegel des Signals 426 der ersten Ableitung, welcher wiederum durch die Größe und die spektrale Kennlinie des Rauschens des Eingangssignals 420 in der Eingangsleitung 320 bestimmt ist.
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Der Komparatorlogikblock 310 erfaßt auch durch ein Vergleichen des Signals 428 der zweiten Ableitung mit einem Null- oder Bezugsspannungspegel Nulldurchgänge des Signals 428 der zweiten Ableitung. Die Nulldurchgänge des Signals 428 der zweiten Ableitung werden als gültige Übergänge angesehen, falls sie auftreten, während das passende erste Komparatorgattersignal 432 oder zweite Komparatorgattersignal 434 geltend gemacht ist.
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Falls ein gültiger Übergang erfaßt wird, während das erste Komparatorgattersignal 432 (positiv) geltend gemacht ist, wird ein STV („Video setzen“) Signal 436 geltend gemacht, während das Komparatorgattersignal 432 geltend gemacht bleibt, wodurch im Ausgangssignal 430 des Signalprozessors in der Ausgangsleitung 330 des Komparatorlogikblocks 310 ein Übergang von einem Zwischenraum-Signalpegel zu einem Strich-Signalpegel (ein hell-zu-dunkel-Übergang) ausgelöst wird.
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Falls ein gültiger Übergang erfaßt wird, während das zweite Komparatorgattersignal 434 (negativ) geltend gemacht ist, wird ein RTV („Video zurücksetzen“) Signal 438 geltend gemacht, während das zweite Komparatorgattersignal 434 geltend gemacht bleibt, wodurch im Ausgangssignal 430 des Signalprozessors in der Ausgangsleitung 330 des Komparatorlogikblocks 310 ein Übergang von einem Strich-Signalpegel zu einem Zwischenraum-Signalpegel (ein dunkel-zu-hell-Übergang) ausgelöst wird.
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Das Ausgangssignal 430 des Signalprozessors in der Ausgangsleitung 330 des Komparatorlogikblocks 310 weist so ein rekonstruiertes Strichkodesignal auf, welches zum Dekodieren an einen Dekoder übertragbar ist. In der näheren Umgebung jedes Randes kann eine Geltendmachung von mehr als einem RTV-Signal 438 oder STV-Signal 436 auftreten. Die Auswahl, welche der mehreren Geltendmachungen entweder des RTV-Signals 438 oder des STV-Signals 436 zum Auslösen der Übergänge bei dem Ausgangssignal 430 des Signalprozessors verwendet werden soll, kann die Leistungsfähigkeit des Signalprozessors unter wechselnden Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Bedingungen beeinflussen. Jedes der Konzepte (z. B. erstes RTV/erstes STV, letztes RTV/erstes STV, erstes RTV/letztes STV, letztes RTV/letztes STV usw.) kann in dem Randerfassungssystem 300 gemäß den hier ausgeführten erfinderischen Konzepten verwendet werden. Bei dem bevorzugten Randerfassungssystem 300 fallen die Nulldurchgänge des Signals 428 der zweiten Ableitung mit den Extrema des Signals 426 der ersten Ableitung zusammen, wodurch der zeitliche Versatz zwischen dem Signal 426 der ersten Ableitung und dem Signal 428 der zweiten Ableitung beseitigt ist. Ebenso wird ein Dynamikbereich für die Randerfassung bereitgestellt, der durch das Signal-zu-Rausch-Verhältnis der Ableitungssignale begrenzt ist, und nicht durch den zeitlichen Versatz zwischen den Ableitungssignalen begrenzt ist.
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Bei einer spezifischen Anwendung der bevorzugten Ausführungsform:
- weist das Bandpaßfilter 302 ein Filter zweiter Ordnung mit zwei komplexen Polen des Filterpolynoms insgesamt fünfter Ordnung auf;
- weist das erste Tiefpaßfilter 304 ein Filter zweiter Ordnung mit den verbleibenden zwei komplexen Polen des Filterpolynoms insgesamt fünfter Ordnung auf;
- weist das zweite Tiefpaßfilter 306 ein Filter erster Ordnung mit dem einzigen realen Pol des Filterpolynoms insgesamt fünfter Ordnung auf; und
- weist das Hochpaßfilter 308 ein Filter erster Ordnung mit dem einzigen realen Pol des Filterpolynoms insgesamt fünfter Ordnung auf, der an der gleichen Frequenz angeordnet ist wie der einzige reale Pol des zweiten Tiefpaßfilters 306.
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Als ein Ergebnis des Anordnens des einzigen realen Pols des zweiten Tiefpaßfilters 306 und des Hochpaßfilters 308 bei der gleichen Frequenz ist jeglicher zeitlicher Versatz zwischen dem Signal 426 der ersten Ableitung und dem Signal 428 der zweiten Ableitung beseitigt. Für typische Filterpolynome mit linearer Phasennäherung haben die Erfinder gefunden, daß diese Frequenz deutlich unterhalb der Abschneidefrequenz des gesamten Filternetzwerkes liegt, wodurch der Verstärkungsfaktor des zweiten Differenzierers erhöht ist, die Rauschbandbreite des zweiten Differenzierers verringert ist und das Signal-zu-Rausch-Verhältnis des Signals 428 der zweiten Ableitung gegenüber bisherigen zweiter Ordnung differenzierenden Signalprozessoren wesentlich erhöht ist. Die hiesigen Erfinder haben weiter gefunden, daß ein verbessertes Signal-zu-Rausch-Verhältnis bei dem Signal 428 der zweiten Ableitung zu einer verbesserten Randerfassungsfähigkeit und einer genaueren Randerfassung für das Randerfassungssystem 300 gemäß der bevorzugten Ausführungsform gegenüber bisherigen Signalprozessoren führt.
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Zusätzlich können gemäß der bevorzugten Ausführungsform das Bandpaßfilter 302 und das erste Tiefpaßfilter 304 so gestaltet sein, daß ihre Verwendung in Verbindung miteinander und mit entweder dem zweiten Tiefpaßfilter 306 oder dem Hochpaßfilter 308 zu einem Filternetzwerk fünfter Ordnung mit im wesentlichen konstanter Gruppenverzögerung über das gesamte Frequenzband des Durchlaßbereichs des Filters hinweg führt. Die konstante Gruppenverzögerung beseitigt Gruppenverzögerungsstörungen als eine Quelle von Fehlern bei der Randpositionserfassung.
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Bei einer alternativen Ausführungsform können das Bandpaßfilter 302 und das erste Tiefpaßfilter 304 durch ein beliebiges funktionell äquivalentes Filternetzwerk ersetzt sein. Solch ein funktionell äquivalentes Filternetzwerk sollte das Eingangssignal 420 in der Eingangsleitung 320 in ein Signal zum Übergeben an das zweite Tiefpaßfilter 306 und das Hochpaßfilter 308 transformieren, so daß: 1) die resultierende Ausgabe des zweiten Tiefpaßfilters 306 äquivalent ist zu einer verzögerten ersten Zeitableitung 426 des Eingangssignals 420; 2) die resultierende Ausgabe des Hochpaßfilters 308 äquivalent ist zu einem gleich verzögerten zweiten zeitabgeleiteten Signal 428 des Eingangssignals 420; und 3) die resultierenden Signale 426 erster Ableitung und 428 zweiter Ableitung über den gesamten Durchlaßbereich des Filters hinweg eine im wesentlichen konstante und gleiche Gruppenverzögerung haben. Eine Vorstellung ist, daß ein solches funktionell äquivalentes Filternetzwerk passive Schaltkreiskomponenten, aktive Schaltkreiskomponenten oder Kombinationen davon aufweisen kann.
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Die Gestaltung des gesamten Filternetzwerkes für eine über den Filter-Durchlaßbereich des Systems hinweg für beide Ausgangskanäle simultan konstante Gruppenverzögerung, wodurch eine Hauptquelle von Verzögerungsstörungen virtuell beseitigt wird, wird auch als Ergebnis dessen geliefert, daß die Pole der beiden Ausgangsfilter an der gleichen Frequenz angeordnet sind. Weiter kann, da die Verzögerung durch den zweiten Differenzierer hindurch nicht minimiert werden muß, der reale Pol des zweiten Differenzierers bei einer relativ niedrigeren Frequenz als bei zuvor bekannten Randerfassungssystemen zweiter Ordnung und typischerweise weit unterhalb der Abschneidefrequenz des gesamten Filternetzwerks angeordnet sein. Der resultierende höhere Verstärkungsfaktor des zweiten Differenzierers erlaubt das Erzeugen von Signalen zweiter Ableitung mit einem viel höheren Signal-zu-Rausch-Verhältnis und daher ein genaueres Erfassen von Nulldurchgängen des Signals der zweiten Ableitung. Es wird bemerkt, daß die Begriffe „lineare Phase“ und „konstante Gruppenverzögerung“, wie sie in dieser Beschreibung verwendet werden, und für die Zwecke derselben gegeneinander austauschbar sind.
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Andere alternative Ausführungsformen sind denkbar und sollen innerhalb des Umfangs dieser Anmeldung liegen, wobei andere Polynomialordnungen als die fünfte Ordnung implementiert werden, wobei die Vorteile den oben in Bezug auf die bevorzugte Ausführungsform beschriebenen entsprechen. Ähnlich können, falls ein Polynom gerader Ordnung gewünscht ist, die parallelen Endstufen (Tiefpaßfilter und Hochpaßfilter) als Filter zweiter Ordnung implementiert sein.
