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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Biband-Sender-Empfänger mit
doppelter Strahlungsvorrichtung. Sie findet insbesondere Anwendung
auf dem Gebiet des Mobiltelefonwesens. Auf diesem Gebiet sind die
betreffenden Sender-Empfänger ganz einfach
Mobiltelefone, die Sender, Empfänger
und mindestens Bibandgeräte
sind, da sie sich an die eine oder die andere Norm (bzw. an eine
dritte oder eine vierte) anpassen können. Die betreffenden Normen
sind insbesondere die so genannte GSM-Norm, wo das Senden-Empfangen
im Band von 900 MHz erfolgt, die DCS-Norm, wo das Senden-Empfangen im
Band von 1800 MHz erfolgt, die PCS-Norm, wo es im Band von 1900
MHz erfolgt, oder auch die UMTS-Norm, wo es im Band von 2200 MHz
erfolgt.
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Für solche
Geräte
ist die Erfindung im Wesentlichen nützlich, wenn sie mit zwei Strahlungsmitteln
versehen sind. Zu diesem Zweck ist als erstes Strahlungsmittel die
Antenne eines Mobiltelefons bekannt. Jedoch diese Mobiltelefone
sind meistens in ihrem Sockel mit einem Stecker versehen, der die Sendungen
verbreiten kann (und auch für
den Empfang dienen kann), wobei er an eine andere Freileitung als
jene des Mobiltelefons angeschlossen wird, beispielsweise an jene
eines Fahrzeugs, in dem sich dieses Mobiltelefon befindet.
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Die
bei diesem Ausrüstungstyp
auftretenden Probleme liegen hauptsächlich in einem Antennenumschalter,
der es ermöglicht,
die abgestrahlte Leistung beim Senden entweder in die eigene Antenne
des Mobiltelefons oder über
den Sockelstecker dieses Mobiltelefons in eine äußere Freileitung zu verbreiten.
Diese Antennenumschalter sind nämlich mit
Hilfe von integrierten Schaltungen und insbesondere Transistorschaltungen
vom Typ MOS ausgeführt.
Diese Transistoren MOS lassen je nachdem, ob sie durchgängig oder
blockiert sind, die zu verbreitende Leistung zu einer Luftleitung
oder dergleichen durch.
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Es
zeigt sich überdies,
dass die zu verteilenden Leistungen von einer Norm zu einer anderen
variieren. Diese Leistungen sind nämlich mit den Ausbreitungsbedingungen
je nach den Frequenzbereichen verbunden. So wird angenommen, dass
bei der GSM-Norm bis zu zwei Watt funkelektrische Energie entsandt
werden können.
In den DCS- und PCS- sowie UMTS-Normen hingegen begrenzt die Norm
die Sendeleistung auf ein Watt.
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So
sehr Durchgang einer Leistung von einem Watt durch die Transistoren,
die die Ausgangsumschalter bilden, keine besondere Schwierigkeit
darstellt, so sehr zeigt es sich, dass eine Leistung von zwei Watt über einer
linearen Grenzfunktionsleistung der derzeit verfügbaren Umschalttransistoren
liegt. Diese Umschalttransistoren funktionieren nun in einer nicht
linearen Zone. Genauer führt
die Umschaltung zu einer Funktion dieser Transistoren in der Klasse
B. Unter diesen Bedingungen entzerren diese Transistoren die gesendeten
Signale, was als Hauptfolge das Senden einer Zweierharmonischen
der Grundsendefrequenz hat.
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Eine
solche Zweierharmonische hat einen ersten Nachteil: jenen, dass
unnötig
Leistung verschwendet wird, da sie nicht erfasst wird. Sie hat überdies
einen zweiten wesentlich störenderen Nachteil:
jenen, dass eine unkontrollierbare Störquelle in den höheren Frequenzbändern als
jenem des Basissignals gebildet wird. In der Praxis wird angenommen,
dass ein Ausgangsumschalter des Typs GSM-DCS eine störende Lärmquelle
für die
Netzes des Typs DCS, PCS oder UMTS darstellt. Natürlich entsteht
dasselbe Verzerrungsproblem für
diese letztgenannten Netze, wenn der Ausgangsumschalter Entsendungen
nach diesen Normkriterien gestattet. Aber das Problem ist nun weniger
störend,
einerseits weil die gesendete Leistung nun wesentlich geringer ist,
und andererseits weil bis zum heutigen Tag keine Benutzer auf Doppelfrequenzen
der Nominalfrequenzen dieser drei letztgenannten Bereiche vorhanden
sind.
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Eine
einfache Lösung
für dieses
Problem könnte
darin bestehen, einen Filter am Ausgang des Umschalters anzuordnen,
wobei das Ziel dieses Filters wäre,
die in einem Bereich entsandten Zweierharmonischen zu dämpfen. Das Vorhandensein
eines solchen Filters wäre
leider nicht akzeptabel, da er ipso facto das Senden und Empfangen
in den drei anderen Bereichen dämpfen
würde.
Mit anderen Worten könnte
vorgesehen werden, diesen Filter selbst umschaltbar zu machen. Aber
dies würde
wieder zum vorherigen Problem führen,
bei dem der Umschalter dieses Filters selbst Störungen durch Verzerrung verursachen
würde,
die zu vermeiden sind.
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Im
Telefonwesen des Typs GSM, DCS, PCS oder dergleichen sind die verwendeten
Geräte
keine Duplex-Geräte.
In Wirklichkeit sind sie entweder Sender oder Empfänger abwechselnd.
Es gibt mehrere Übertragungssysteme:
das so genannte TDMA-System (Time Division Multiple Access), das
so genannte FDMA-System (Frequency Division Multiple Access), das
so genannte CDMA-System
(Coded Division Multiple Access) oder Mischsysteme aus diesen drei
Systemen. Das System TDMA geht durch Teilung der Zeit vor, während die
beiden anderen Systeme durch Teilung einer Frequenzebene oder eines
Codierungssystems vorgehen. Aber bei diesen drei Systemen sind die
Geräte
entweder am Senden oder am Empfangen: nicht beides gleichzeitig.
Es gibt somit eine automatische Abwechslung, die von einem Mikroprozessor
des Mobiltelefons in Übereinstimmung
mit den Instruktionen, die ihm von einer Basisstation gegeben werden,
und unter Einhaltung eines gewünschten
Protokolls gesteuert wird. Nach diesem Protokoll folgen Sendephasen
alternativ auf Empfangsphasen, unabhängig davon, ob diese Phasen
zeitlich kontinuierlich oder sporadisch sind. Die Funktion eines
Duplexers, die so verwirklicht ist, wird nun ebenfalls in Form eines
Alternierungsumschalters verwirklicht.
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In
den Biband-Geräten
(insbesondere GSM-DCS) gibt es schließlich einen dritten Umschalttyp:
einen Bandumschalter oder Modusumschalter, um von einer Norm zur
anderen überzugehen.
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Es
ist keine globale Umschaltfunktion bekannt. Auf Grund der Komplexität der drei
kaskadenartigen Umschalttypen, Antennenumschalter, Alternierungsumschalter
und Modusumschalter, wurde bei der Erfindung herausgefunden, dass
es wesentlich einfacher ist, den Antennenumschalter stromabwärts zu der Einheit
anzuordnen. Die Anzahl von verwendeten Transistoren für den Globalumschalter
ist nun auf ein Minimum reduziert, was zu der geringstmöglichen
Rate an Zweierharmonischer führt.
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Unter
diesen Bedingungen betrifft die Erfindung einen Sende-Empfangsschaltkreis,
dadurch gekennzeichnet, dass er umfasst:
- – ein erstes
Paar von Empfangskanälen,
die auf eine Frequenz f0 bzw. eine Frequenz f1, die sich von f0
unterscheidet, abgestimmt und mit zwei Eingängen eines ersten Diplexers
verbunden sind,
- – ein
zweites Paar von Sendekanälen,
die auf die Frequenz f0 bzw. die Frequenz f1 abgestimmt und mit
zwei Eingängen
eines zweiten Diplexers verbunden sind,
- – einen
ersten und einen zweiten Strahlungsschaltkreis,
- – und
einen Umschalter, der am Eingang mit den Ausgängen der beiden Diplexer und
am Ausgang mit den beiden Strahlungsschaltkreisen verbunden ist,
um diese beiden Kanäle
zu empfangen und einen Sendekanal und einen Empfangskanal, die auf
eine selbe Frequenz abgestimmt sind, auf einen der Strahlungsschaltkreise
umzuschalten.
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Überdies
wird in den Sendephasen, die vom Standpunkt des Sendens der Zweierharmonischen aus,
um die Ausbreitung einer solchen Zweierharmonischen zu vermeiden,
am kritischsten sind, insbesondere im Falle einer Verwendung des
Typs GSM (um die Bänder
DCS, PCS und UMTS nicht zu stören),
erfindungsgemäß vorgesehen,
einen nicht umgeschalteten Filter herzustellen. Bei der Erfindung sind
die Komponenten dieses nicht umgeschalteten Filters zum Teil nach
und zum Teil vor dem Modusumschalter angeordnet. Bei einer bevorzugten
Variante sind diese Komponenten beiderseits des allgemeinen Umschalters
ange ordnet. Unter diesen Bedingungen kombiniert sich der reaktive
Impedanzteil, der sich nach dem Umschalter befindet, mit einem weiteren
reaktiven Impedanzteil, der sich vor diesem Umschalter auf einem
Sendekanal befindet, um die Zweierharmonische zu dämpfen.
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Wenn
die Verwendung auf einen anderen Modus umgeschaltet wird, sieht
das gesendete Signal auf seinem Weg nur mehr einen dieser beiden
reaktiven Impedanzteile, jenen, der sich nach dem Modusumschalter
befindet. Bei der Übertragung
auf diesem anderen Kanal ist nämlich
eine andere reaktive Impedanz nicht vorhanden oder hat einen anderen Wert.
Unter diesen Bedingungen wird dieses andere Signal nicht gedämpft und
kann sich frei ausbreiten. Dies war das zu erreichende Ziel.
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Die
Erfindung betrifft somit auch einen Sendeschaltkreis, der einen
Sendekanal für
eine Trägerwelle
mit einer Frequenz in, einen Sendekanal für eine Trägerwelle mit einer Frequenz
f1, die sich von f0 unterscheidet, eine Strahlungsschaltung und
einen Umschalter umfasst, um diese beiden Sendekanäle zu empfangen
und einen dieser beiden Sendekanäle auf
die Strahlungsschaltung umzuschalten, dadurch gekennzeichnet, dass
er ein erstes Filterelement umfasst, das sich zwischen dem Umschalter
und der Strahlungsschaltung befindet, wobei dieses erste Filterelement
mit einem zweiten Filterelement abgestimmt ist, das sich in dem
Sendekanal auf der Frequenz f0 befindet, um zu vermeiden, dass über diesen
Sendekanal auf der Frequenz f0 Frequenzkomponenten auf der Frequenz
f1 übertragen
werden.
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Die
Erfindung wird durch die Studie der nachfolgenden Beschreibung und
der begleitenden Figur besser verständlich. Diese haben nur hinweisenden
und für
die Erfindung keineswegs einschränkenden
Charakter.
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1 zeigt
einen Sendeschaltkreis, der beim Senden und Empfangen verwendet
werden kann und die erfindungsgemäßen Mittel umfasst.
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1 zeigt
erfindungsgemäß einen
Sendeschaltkreis, umfassend einen ersten Sendekanal 1, um
ein Signal mit einer Trägerfrequenz
f0 zu entsenden, und einen zweiten Sendekanal 2, um ein
Signal mit einer Trägerfrequenz
f1 zu entsenden. 1 zeigt auch eine Strahlungsschaltung 3 und
einen Umschalter 4, um am Eingang die beiden Sendkanäle zu empfangen
und einen dieser beiden Sendekanäle auf
die Strahlungsschaltung 3 umzuschalten. Der Umschalter 4 ist
ein Modusumschalter, auch Diplexer genannt. Ein erster Modus ermöglicht die
Entsendung einer Trägerwelle
f0 nach der GSM-Norm. Ein zweiter Modus ermöglicht die Entsendung einer
Trägerwelle
f1 nach der DCS-Norm (oder PCS oder UMTS), so dass f1 ungefähr das Doppelte
von f0 ist.
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Die
Erfindung ist insbesondere dadurch gekennzeichnet, dass ein erstes
Filterelement 5 in Kaskade zwischen dem Schalter 4 und
der Strahlungsschaltung 3 angeordnet ist. Das Filterelement 5 ist mit
einem zweiten Filterelement 6 abgestimmt. Das Filterelement 6 befindet
sich in dem Sendekanal 1 mit der Frequenz f0 stromaufwärts zum
Umschalter 4. Die Abstimmung der Elemente 5 und 6 wird
derart geregelt, dass die Übertragung
von Frequenzkomponenten mit der Frequenz f1, der Trägerfrequenz
des Sendekanals 2, durch den Kanal 1 verhindert
wird.
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Die
Funktion dieses Schaltkreises ist folgende. Wenn der Umschalter 4 den
Kanal 1 auswählt, um
ihn mit der Strahlungsschaltung 3 in Verbindung zu bringen,
greifen die kaskadenartigen Elemente 5 und 6 in
einem Filter ein, um Entsendungen einer Komponente mit der Frequenz
f1 durch die Strahlungsvorrichtung 3 zu verhindern. Wenn
der Umschalter den Sendekanal 2 in Betrieb nimmt, wird
das Filterelement 5 mit Filterelementen dieses Kanals 2 zusammen,
die aber von diesem Standpunkt aus nicht abgestimmt sind und die
die Übertragung
von Frequenzkomponenten mit der Frequenz f1 über den Kanal 2 durch
die Strahlungsschaltung 3 nicht verhindern.
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1 zeigt
mehrere Strahlungsschaltungen: die Schaltungen 3 und 7.
In einem Beispiel ist die Schaltung 7 die normale Antennenschaltung
eines Mobiltelefons mit einer Antenne 8. In diesem selben Beispiel
umfasst die Strahlungs schaltung 3 eine Freileitung 9 eines
Fahrzeugs, die sich an einen Sockelstecker 10 des Mobiltelefons
anschließt.
Ein Mobiltelefon besitzt eine gewisse Länge. Im Allgemeinen beträgt diese
Länge ungefähr 15 Zentimeter.
Aus Abschirmungsgründen
befinden sich die Sendeschaltkreise, insbesondere ein Ausgangsleistungsverstärker, in
der Nähe
der normalen Freileitung 8 des Mobiltelefons. Da sich diese
Freileitung 8 im Allgemeinen im oberen Bereich des Mobiltelefons
befindet, muss das gesendete Signal bis zum Stecker 10 des Sockels
geleitet werden. Dies erfolg im Inneren des Mobiltelefons durch
ein Koaxialkabelelement 11 mit einer Länge von derselben Größenordnung
wie die Länge
des Mobiltelefons.
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Aus
Gründen
der Impedanzanpassung können
der Eingang 12 und der Ausgang 13 dieses Koaxialkabels 11 mit
Impedanzanpassungsschaltungen versehen werden, um Reflexionen in
die Freileitung 9 zu verhindern. Beispielsweise ermöglichen
es eine Schaltung 14 am Eingang und eine Schaltung 15 am Ausgang
zu bewirken, dass die Impedanzen Ze am Eingang und Zs am Ausgang
an Impedanzen ZE und ZS am Eingang und am Ausgang der Strahlungsschaltung 3 angepasst
werden. Aus praktischen Gründen,
insbesondere damit Ze und Zs an 50 Ohm angepasst werden, umfassen
die Schaltungen 14 und 15 jeweils in einem Beispiel
einen Kondensator und eine Induktanz, die, wie in 1 gezeigt,
mit den hier angegebenen Werten montiert sind.
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In
einem dargestellten Beispiel ist das erste Filterelement 5 eine
Induktanz parallel zwischen dem Ausgang des Umschalters 4 und
der Masse. Sie ist dazu bestimmt, mit einem Kondensator 6,
der parallel zwischen dem Eingang des Umschalters 4 und
der Masse montiert ist, in Resonanz zu stehen. Diese Resonanz verhindert
die Übertragung
von Frequenzkomponenten mit der Frequenz f1. Natürlich könnten einerseits die Induktanz 5 und
der Kondensator 6, die parallel montiert sind, unterschiedliche
Komponenten sein, die unterschiedlich montiert sind, wobei sie ein selbes
Rückspeiseziel
haben. Andererseits können die
Anpassungsimpedanzen der Schaltungen 14 und 15,
wobei letztgenannte an den Eingang 12 des Koaxialkabels 11 rückgeführt werden,
mit der Impedanz 5 dazu beitragen, die gewünschte Rückspeisefrequenz
zu definieren. Die für
die Schaltungen 14 und 15 angegebenen Werte sind
Breitbandanpassungswerte: ihre Wirkung ist hier auf die Breitbandanpassung
des Koaxialkabels 11 beschränkt. Dennoch wäre es möglich, eines
der Elemente der Schaltung 14, beispielsweise eine Induktanz 16 oder
einen Kondensator 17, zu ändern, damit dieses an Stelle
oder in Ergänzung
zur reaktiven Impedanz 5 und im Zusammenwirken mit der
reaktiven Impedanz 6 dazu beiträgt, die gewünschte Rückspeisung hervorzurufen.
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Ebenso
ist der Kondensator 6 auch an einem Eingangsfilter 18 beteiligt,
der sich in dem Sendekanal 1 am Ausgang eines Leistungsverstärkers (nicht dargestellt)
befindet. Aus diesem Grund kann das zweite Filterelement, auf das
das erste Filterelement 5 abgestimmt wird, auch mehrere
reaktive Komponenten umfassen.
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Ein
am Ausgang eines Leistungsverstärkers in
dem Sendekanal mit der Frequenz f0 montierter Filter darf nicht
in der Lage sein, Komponenten mit der Frequenz f1 durchzulassen.
Unabhängig
vom Umschaltproblem ist dieser Filter meistens in Form eines Filters 19 mit
Oberflächenwelle
ausgeführt. Dieser
Filter 19 ist folglich symbolisch durch eine Gesamtheit
von Meandern dargestellt, deren Verwirklichung auf einer gedruckten
Schaltung im Falle eines Rückspeisefilters
dazu führt,
dass die Ausbreitung einer ungewünschten
Komponente über
eine umgekehrte Oberflächenwelle
verhindert wird. Hier ist beispielsweise die ungewünschte Komponente
eine Komponente mit der Frequenz f1. Aus diesem Grund ist das Durchlassband
des Filters 19 mit einer Rückspeisefrequenz mit der Frequenz
f1 gezeigt.
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Normalerweise
vermeidet der Filter 19 somit die Ausbreitung der ungewünschten
Modi mit der Frequenz f1 von ungefähr dem Doppelten von f0. Erfindungsgemäß muss das
Filterelement 5 mit dem Element 6, insbesondere
mit der Frequenz f1, zusammenwirken, um einen Rückspeisefilter mit der Frequenz
f1 zu bilden. Unter diesen Bedingungen ist die Rückspeisefrequenz des Filters 19 vorzugsweise auf
einer Zwischenfrequenz f1 zwischen der Frequenz f0 und der Frequenz
f1 versetzt. Auf diese Weise kann das Phänomen des Zusammenwirkens der
reaktiven Elemente 5 und 6 stattfinden. In einem Beispiel
hat der hergestellte Filter 19 somit eine Rückspeisefrequenz
f1', die ungefähr gleich
1,4-mal f0 ist. Auf dieses Weise ist der Filter 19 eventuell
weniger rückspeisend
für die
Kompo nenten auf f1, da er im Wesentlichen für die Komponenten auf f1' berechnet wurde.
Er lässt
hingegen die Wellen mit der Frequenz f1 durch, damit die Filterelemente 6 (oder 18) mit
dem Filterelement 5 (oder 14, 15) zusammenwirken
können.
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Der
Umschalter 4 ist in Form von zwei parallelen Schaltern
ausgeführt.
Ein Schalter umfasst einen ersten Transistor 20 (oder ein Äquivalent),
um die Übertragung
der im Sendekanal 1 verfügbaren Signale zu gestatten.
Die Darstellung zeigt für
diesen Schalter schematisch einen Transistor 20 des Typs N,
der ein Steuersignal auf seiner Gate-Elektrode empfängt. In
Wirklichkeit ist dieser Schalter 20 mit einem Transistor
N und einem Transistor P, die zueinander parallel sind und komplementäre Signale
an ihren Gate-Elektroden empfangen, um die Übertragung von Analogwechselsignalen
zu gestatten, ausgeführt.
Der Umschalter 4 umfasst überdies einen zweiten Transistor 21 (oder
ein Äquivalent),
um die Übertragung
der im Sendekanal 2 gesendeten Signale zu gestatten.
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Der
Sendekanal 2 umfasst seinerseits einen Filter 22 analog
zum Filter 19, für
den sich die Rückspeisefrequenz über der
Frequenz f1 befindet. Der Filter 22 soll nämlich die
Signale auf dieser Frequenz f1 durchlassen, soll aber die Signale
mit doppelter Frequenz von f1 und darüber hinaus aufhalten. Der Filter 22 mit
Oberflächenwelle
umfasst stromaufwärts reaktive
Elemente 220 analog zu den Elementen 6 und 18.
Diese reaktiven Elemente sind dazu bestimmt, sich mit der Impedanz 5 zu
kombinieren, um dazu beizutragen, die Komponenten auf der Frequenz
f1 wirksam durchzulassen.
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Die
Transistoren 20 und 21 werden durch ein Modussignal
SM gesteuert, das von einer Steuerschaltung 23 erzeugt
wird, deren Funktion später
beschrieben ist. Das Steuersignal der Transistoren 20 und 21 unterliegt
einer Umkehr zwischen der Transistorsteuerung 20 und der
Transistorsteuerung 21 insbesondere mit Hilfe eines Umkehrkontakts 24.
Aus diesem Grund wird mit einem einzigen Signal entweder der Sendekanal 1 oder
der Sendekanal 2 durchgängig
gemacht.
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Der
durchgängig
gemachte Kanal wird dann vorzugsweise mit einer Auswahlschaltung 25 verbunden,
bevor er mit der Strahlungsschaltung 3 oder der Strahlungsschaltung 7 in
Verbindung gebracht wird. Die Auswahlschaltung 25 ist somit
ein Antennenumschalter. Sie soll eine Strahlungsschaltung auswählen, die
eher einer als einer anderen Verwendung entspricht. Auf bekannte
weise ruft der Anschluss der Freileitung 9 im Stecker 10 das
Schließen
oder Öffnen
eines Schalters 26 hervor, der es ermöglicht, die Polarität eines
Auswahlsignals zu ändern,
das an Schaltertransistoren 27 und 28 (oder dergleichen) der
Auswahlschaltung 25 angelegt wird. Das Auswahlsignal unterliegt
ebenfalls einer Umkehr zwischen der Steuerung des Transistors 27 und
jener des Transistors 28. Die einfache Tatsache, dass der Anschluss
hervorgerufen wird, betätigt
somit einen Endschalter. Unter diesen Bedingungen wird durch den
Umschalter 4 und den Umschalter 25 ein Sendekanal
mit der Schaltung 3 oder der Schaltung 7 verbunden.
Auf Grund der Polarisationsprobleme, die an verschiedenen Stellen
des Schaltkreises auftreten können,
wird der Umschalter 4 mit dem Schaltkreis 25 über einen
Entkopplungskondensator 29 verbunden.
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Um
das Pendant der Sendekanäle 1 und 2 in Verbindung
mit Strahlungsschaltungen 3 oder 7 herzustellen,
umfasst ein erfindungsgemäßer Sender-Empfänger auch
zwei Empfangskanäle 30 und 31,
die auf f0 bzw. f1 abgestimmt sind. In einem Beispiel ist der Kanal 30 mit
f0 ein Empfangskanal nach der GSM-Norm, während der Kanal 31 ein
Empfangskanal nach der DCS-Norm ist. Die Herstellung der Verbindung
des einen oder des anderen dieser Kanäle mit dem einen oder dem anderen
der Sendschaltkreise 3 und 7 erfolgt durch einen
Umschalter 32, der ebenfalls eine Rolle eines Diplexers
spielt und eine identische Funktion zu jener des Umschalters 4 hat.
Der Umschalter 32 besitzt zwei Eingänge und einen Ausgang. Ein
Eingang ist mit dem Kanal 30, der andere mit dem Kanal 31 verbunden.
Der Ausgang des Umschalters 32 ist mit dem einzigen Eingang
des Umschalters 25 mit Hilfe eines Entkopplungskondensators 33 verbunden.
Wie der Umschalter 4 umfasst der Umschalter 32 zwei
Schaltertransistoren 34 und 35, die mit einem
der Kanäle 30 bzw. 31 und
mit dem Kondensator 33 andererseits in Kaskade geschaltet sind.
Diese Transistoren 34 und 35 (oder dergleichen)
werden auch durch das Steuersignal SM gesteuert, das von der Steuerschaltung 23 kommt.
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Die
Steuerschaltung 23 kann Angaben berücksichtigen, die von einem
Benutzer auf der Tastatur des Mobiltelefons oder von einer in diese
letztgenannte eingesetzten abnehmbaren Schaltung vorgegeben werden,
um sie von einem Modus nach einer Norm in einen Modus nach einer
anderen Norm umzuschalten. Das zu diesem Zweck von der Schaltung 23 entsandte
Steuersignal steuert somit folglich gleichzeitig den Umschalter 4 und
den Umschalter 32.
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Wie
vorher angeführt,
sind unabhängig
von den eingesetzten Funktionsmodi (TDMA, FDMA, CDMA oder gemischt)
die Mobiltelefone keine echten Duplex-Geräte, sondern funktionieren eher
mit einer automatischen Alternierung. In der Steuerschaltung 23 ist
im Rahmen der Verwendung des Typs TDMA eine Aufteilung von Zeitfenstern 36 und 37 beim
Senden bzw. Empfangen dargestellt. Nach der GSM-Norm müssen Zeitfenster
von je 577 Mikrosekunden durch zwei Zeitfenster getrennt sein, die eventuell
anderen Benutzern in einem selben rastern von 4,65 Millisekunden
zugewiesen werden. In den Fenstern 36 und 37 sind
die Austauschfrequenzen fi bzw. ftp. Diese Frequenzen fi und fj
gehören
je nach Fall dem Band in oder dem Band f1 an.
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Um
die Alternierung durchzuführen,
umfasst der Globalumschalter einen Alternierungsumschalter 38 mit
zwei Schaltertransistoren 39 und 40 (oder gleichwertig),
die in Serie an den Ausgängen
der Umschalter 4 bzw. 32 angeordnet sind und in
Serie durch die Kondensatoren 29 und 33 mit dem
einzigen Eingang des Antennenumschalters 25 verbunden sind.
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Die
Schaltung 23 erzeugt nun ein Signal ST zur Steuerung des
Umschalters 38 im Rhythmus der Fenster 36 und 37,
um die Steuer-Gate-Elektroden der Transistoren 39 und 40 der
Schaltung 38 anzugreifen. Die Schaltung 38 ist
somit in Kaskade zwischen den Umschaltern 4 und 32 und
dem Umschalter 25 angeordnet. Je nach dem Wert des von
der Schaltung 23 gelieferten Zeitsignals ST wird der eine oder
der andere der Transistoren 39 oder 40 durchgängig gemacht,
um einen Sendekanal 1 oder 2 oder einen Empfangskanal 30 oder 31 mit
einer Strahlungsschaltung 3 oder 7 zu verbinden.
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Aus
Sicht der Erfindung sind die Umschalter 4, 23 und 25 gleichwertig
in dem Sinn, als ihre Funktionen umschaltbar sind. Jedoch allen
Umschaltfällen ist
festzustellen, dass eine Kaskade von drei Schaltertransistoren in
Serie vorhanden ist. Beispielsweise für die Strahlungsschaltung 3 und
für den
Sendekanal 1 handelt es sich um die Transistoren 27, 39 und 20.
Für den
Sendekanal 2 handelt es sich um die Transistoren 27, 39 und 21.
Für den
Empfang wird der Transistor 39 durch den Transistor 40 ersetzt, und
die Transistoren 20 und 21 durch die Transistoren 34 bzw. 35.
Unter diesen Bedingungen hat das oben erwähnte Verzerrungsphänomen starke
Chancen, dass es entsteht, auf Grund der Anzahl der Transistoren,
die zu seiner Entstehung beitragen können. Es wird allerdings mit
der Architektur der Erfindung, bei der nur drei Schalter in Serie
sind, verringert.
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Es
wurden Filter für
den Sendekanal 1, insbesondere mit den Komponenten 18, 6 und 5,
gezeigt. In den Empfangskanälen 30 und 31 hingegen ist
es nicht erforderlich, solche Filter anzuordnen, da auf Grund dessen,
dass sie am Empfangen sind, keine Entsendung von Störsignalen
auf dem Funknetz zu befürchten
ist. Es werden höchstens
Entkopplungskondensatoren in Serie am Empfang des Signals angeordnet.
Ebenso wie das Filterelement 5 auf der Strahlungsschaltung 3 vorgesehen
wurde, kann eine ähnliche
Ausführung
auf der Schaltung 7 vorgesehen werden.