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Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil
(SMPS) mit einen Oscillator enthaltenden Steuermitteln zur Erzeugung
eines impulsbreitenmodulierten Signals.
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Eine bekannte Schaltung dieses Typs,
benutzt im Thomson Chassis TX 91 (Asien), ist in 1 dargestellt. Eine Netzspannungsquelle
ist zur Erzeugung einer gleichgerichteten Spannung V1 mit einem
Zweiwegbrückengleichrichter
DP1 verbunden, die durch den Kondensator C7 geglättet wird. Das SMPS enthält außerdem einen
Transformator LP3 mit einer Primärwicklung
W1, einer Rückkopplungswicklung
W2 und Sekundärwicklungen
W3 und W4. Die Spannung V1 liegt in Reihe zu der Primärwicklung
W1 und einem Schalttransistor T1.
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Steuermittel IP1 mit einem Oscillator
OS zur Erzeugung eines impulsbreitenmodulierten Signals liefern eine
Treiberspannung V2 am Ausgang 14 zur Steuerung des Schalttransistors
T1. Die Schwingfrequenz des Oscillators OS kann durch einen Widerstand
R13 und einen Kondensator C26 eingestellt werden. Als Steuermittel
IP1 kann eine integrierte Schaltung, zum Beispiel TEA 2261, benutzt
werden, die in dem SGS-Thomson Microelectronics Catalogue 1994,
Seiten 1/9–9/9
beschrieben ist.
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Die Steuermittel IP1 bilden einen
weichen Start (soft start) für
einen Sicherheitsanlauf nach dem Anschalten der Netzspannung. Dieser
Anlauf erfolgt über
einen Widerstand R5, der einen Kondensator C14 mit einer hohen Kapazität lädt, der
die benötigte
Leistung für
die integrierte Schaltung IP1 an den Anschlußstiften oder sogenannten Pins
15 und 16 liefert.
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Außerdem startet das SMPS mit
einer niedrigen Schwingfrequenz, um zu verhindern, dass ein Strom in
dem Schalttransistor T1 ständig
zunimmt. Eine Stromzunahme kann erfolgen, wenn die in der Primärinduktivität gespeicherte
Energie nicht vollständig
zu der Sekundärseite übertragen
wird, bevor eine neue Leitungs-periode ausgelöst wird. Das führt zu einem
kontinuierlichen Betriebs-modus, und der Schalttransistor T1 kann
daher seinen sicheren Arbeitsbereich verlassen. Zur Verringerung
der Schwingfrequenz während
des Anlaufs enthält
das SMPS einen Widerstand R51 und eine Diode D9 in Reihe, die den
Kondensator C26 mit einem Kondensator C12 verbinden, der durch die
Rückkopplungswicklung
W2 aufgeladen wird. Der Kondensator C12 wird zunächst nicht geladen, wenn das
SMPS eingeschaltet wird. Daher trennt die Diode D9 den Kondensator
C26 von dem Kondensator C12. Die Betriebsfrequenz ist dann durch
R13 und C26 festgelegt, die eine niedrige Frequenz (einige wenige
KHz) ist. Nach einer bestimmten Zeit wird der Kondensator C12 aufgeladen,
und dann wird D9 leitend, und ein zusätzlicher Strom lädt über R51
den Kondensator C26, so dass die Schwingfrequenz auf ihre normale
Betriebsfrequenz (ungefähr
22 KHz) ansteigt. Das bewirkt, dass das SMPS sicher in einem diskontinuierlichen
Modus startet, d. h. die in der Primärinduktivität gespeicherte Energie wird
immer vollständig
zu der Sekundärseite übertragen,
bevor eine neue Leitperiode des Transistors T1 ausgelöst wird.
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Der Anlauf dieses bekannten SMPS
ist abhängig
von der Aufladezeit des Kondensators C4 über den Widerstand R5 und daher
abhängig
von dem Spannungswert der Eingangsnetzspannung AC. Das führt zu einer
ziemlich langen Anlaufzeit bei einer niedrigen Netzeingangsspannung.
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Es ist die Aufgabe der vorliegenden
Erfindung, ein SMPS der vorangehend beschriebenen Art mit einer
schnellen Anlaufzeit über
einen weiten Bereich von Eingangsspannungen zu schaffen. Diese Aufgabe
wird durch ein Schaltnetzteil gemäß Anspruch 1 gelöst. Die
Unteransprüche
betreffen bevorzugte Ausführungsformen.
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Gemäß der Erfindung enthält das Schaltnetzteil
ein Netzwerk, das im Fall einer hohen Eingangsspannung einen Anlauf
mit einer niedrigen Schwingfrequenz nur für die Anlaufzeit bildet. Nach
dem Anlauf ändert sich
die Schwingfrequenz auf die normale Schwingfrequenz. Im Falle einer
niedrigen Eingangsspannung bildet das Netzwerk einen Anlauf mit
im wesentlichen der normalen Schwingfrequenz. Das kann ohne Sicherheitsrisiko
für den
Schalttransistor erfolgen, da die Betriebsspannungen in diesem Fall
gering sind. Selbst wenn eine leichte Stromzunahme während des
Anlaufs erfolgt, bleibt der Schalttransistor wegen der niedrigen
Spannungen in dem sicheren Arbeitsbereich. Das Netzwerk enthält daher
Mittel, die die Schwingfrequenz nur in dem Fall einer hohen Netzeingangsspannung ändern. Kein
weicher Start (soft start) erfolgt im Falle einer niedrigen Netzeingangsspannung.
Die Frequenzsteuerung der Schwingfrequenz kann in vorteilhafter
Weise durch Frequenzsteuermittel mit einer Transistorstufe erfolgen,
die im Fall einer hohen Netzeingangsspannung die Zeitkonstante des
Oscillatornetzwerks ändert,
die die Schwingfrequenz bestimmt.
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In einer speziellen Ausführungsform
enthält
das Netzwerk einen Transistor im Inversbetrieb als ein Schaltelement.
Mit dieser Schaltungsnanordnung wird eine zusätzliche Diode nicht benötigt. Das
nutzt die Tatsache aus, dass die maximale Kollektor/Basis-Durchbruchspannung
nennenswert höher
ist als die maximale Emitter/Basis-Durchbruchspannung. Das SMPS
kann insbesondere für
einen Fernsehempfänger
benutzt werden, der in einem Bereich von Eingangsnetzspannungen
von 90 V bis 270 V arbeitet. In einem Fernsehempfänger muß die Anlaufzeit
der Bildröhre
zusätzlich
berücksichtigt
werden.
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Weitere Einzelheiten und Vorteile
der Erfindung werden an einer bevorzugten Ausführungsform anhand der Zeichnung
und einer Tabelle erläutert:
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1 ist
ein Blockschaltbild eines Schaltnetzteils gemäß dem Stand der Technik,
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2 ist
ein Blockschaltbild eines Schaltnetzteils gemäß der Erfindung,
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3 ist
ein Ersatzschaltbild einer Transistorstufe zur Änderung der Schwingfrequenz
während
des Anlaufs.
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Tabelle 1: Beispielhafte Werte zur
Beschreibung des Anlaufverhaltens des SMPS.
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2 zeigt
eine bevorzugte Ausführungsform
eines Schaltnetzteils (SMPS) mit einer Netzeingangsspannung AC,
einem Brückengleichrichter
DP1 und einem Glättungskondensator
C7 zur Erzeugung einer gleichgerichteten Spannung V1. Die Spannung
V1 wird der Reihenschaltung einer Primärwicklung W1 eines Transformators
LP3, eines Schalttransistors T1 und eines niederohmigen Widerstands
R20 zugeführt.
Das impulsbreitenmodulierte Signal V2 (PW 11) zur Steuerung des
Schalttransistors T1 wird durch eine integrierte Schaltung IP1,
z. B. TEA 2261 von SGS-Thomson,
erzeugt. Die integrierte Schaltung IP1 enthält einen Fehlerverstärker E zur
Stabilisierung einer Sekundärspannung
des Transformators LP3, einen Oscillator OS zur Erzeugung der Schwingfrequenz
des PWM-Signals, eine Treiberstufe D für das Ausgangssignal PWM und
einen Spannungsmonitor VM zur Überwachung
der Betriebsspannung VCC. Die Schwingfrequenz des Oscillators OS
kann über
Pins 10 und 11 bestimmt werden. Der Transformator LP3 enthält Sekundärwicklungen
W3 und W4 zur Erzeugung von Sekundärspannungen und eine Rückkopplungswicklung
W2 zur Erzeugung der Betriebsspannung VCC und eines Fehlersignals
VE. Das Fehlersignal VE wird dem Fehlerverstärker E der integrierten Schaltung
IP1 über
ein Potentiometer P1 zugeführt,
das eine Einstellung der Sekundärausgangsspannungen
ermöglicht.
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Das SMPS arbeitet folgendermaßen: Im
Normalbetrieb erzeugt die Rückkopplungswicklung
W2 die Betriebsspannung VCC und die notwendige Spannung für die Treiberstufe
D über
einen niederohmigen Widerstand R10 und den Pin 15 der integrierten
Schaltung IP1. Das Tastverhältnis
des PWM-Signals V2 wird durch das Fehlersignal VE gesteuert. In
der Anlaufphase nach dem Einschalten der Netzeingangsspannung AC
benötigt
die integrierte Schaltung IP1 eine zusätzliche Betriebsspannung für den Anlauf,
da der Schalttransistor T1 im ersten Augenblick nicht arbeitet und
der Kondensator C14 entladen ist. Zur Ladung des Kondensators C14
wird ein zusätzlicher
Widerstand R5 zwischen dem Kondensator und der Netzeingangsspannung AC
angewendet. Die Werte des Kondensators C14 und des Widerstands R5
müssen
sorgfältig
gewählt
werden, da der Kondensator C14 einen ziemlich hohen Wert benötigt, um
eine gut stabilisierte Betriebsspannung VCC während aller Betriebsbedingungen
zu bilden, und der Widerstand R5 muß einen ziemlich hohen Widerstandswert
aufweisen, um die Verlustleistung bei einem vernünftig niedrigen Wert zu halten.
Die Ladung des Kondensators C14 bestimmt daher die Anlaufzeit der
integrierten Schaltung IP1, die im Fall einer niedrigen Netzeingangsspannung
von 90 V zu einer ziemlich langen Anlaufzeit führt. Der Wert des Kondensators
C14 kann in vorteilhafter Weise auf einen Wert verringert werden,
der noch ausreichend ist für
einen stabilen Betrieb der integrierten Schaltung IP1. Dieser Wert
hat einen Haupteinfluß auf
die Anlaufzeit.
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Nach dem Start der integrierten Schaltung
IP1 wird der Transistor T1 mit dem Tastverhältnis (Einschaltzeit/Schaltperiode)
gemäß dem Weichstartbetrieb
der integrierten Schaltung IP1 rampenförmig ein- und ausgeschaltet.
Aufgrund des festen rampenförmigen
Anstiegs des Tastverhältnisses
ist die Stromeinhüllende der
Rampe des Transistors T1 abhängig
von der Spannung V1, die von der Netzeingangsspannung abhängig ist
(Strom durch T1 = V1*Einschaltzeit/Induktivität von W1). Bei einer hohen
Schaltfrequenz ist die Entladung der Energie der Wicklung W1 während der Zeit,
wo der Transistor T1 gesperrt ist, kürzer, und wenn die Energie nicht
vollständig
in die Last der Wicklungen W3, W4, W2 entladen wird, fließt sie zurück in die
Wicklung W1, wenn der Transistor T1 eingeschaltet ist, und bewirkt,
dass der Strom des Transistors T1 anfänglich hoch ist und die Energie
vollständig
zu dem Transistor T1 entladen wird, während der Schalter eingeschaltet
ist. Bei einer hohen Eingangsnetzspannung ist der Rücklaufstrom
wesentlich höher
als erwartet, wenn die Schaltfrequenz nicht verringert wird, und
die rekursive Stromzunahmewirkung für den Transistor T1 ist zu
groß und
wird den sicheren Arbeitsbereich für T1 überschreiten. Bei einer niedrigen
Netzspannung (< 150
V) ist die Stromeinhüllende
kleiner (bei derselben Einschaltzeit ist der Strom durch den Transistor
T1 kleiner, weil die Spannung V1 kleiner ist), so dass die Energieentladung
zu den Sekundärwicklungen
W3, W4, W2 vollständiger
und die Rücklaufenergie
zu dem Transistor T1, wenn T1 eingeschaltet ist, kleiner ist, so
dass der Transistor T1 bei einer höheren Frequenz geschaltet werden
kann, um den Kondensator C14 rechtzeitig zu laden und zu verhindern,
dass die Spannung an C14 abfällt
und der Betrieb der integrierten Schaltung IP1 gestoppt wird.
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Bei höheren Netzeigangsspannungen über 150
V muß die
Schwingfrequenz während
des Anlaufs verringert werden, führt
jedoch wegen der höheren
Spannung nach wie vor zu einer schnelleren Anlaufzeit. Das SMPS
enthält
daher ein Netzwerk zur Steuerung der Schwingfrequenz des PWM-Signals
in Abhängigkeit
von der Netzeingangsspannung AC. Das Netzwerk bildet einen Schwellwert,
unterhalb dessen das SMPS mit im wesentlichen der normalen Arbeitsfrequenz
startet.
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Die Schwingfrequenz des Oscillators
OS der integrierten Schaltung IP1 kann über die Pins 10 und 11 bestimmt
werden, wie bereits beschrieben. Daher liegt eine Transistorstufe
mit einem Transistor T2 und Widerständen R52, R51 und R24 zwischen
dem Kondensator C12 und dem Kondensator C26. Der Widerstand R13
und der Kondensator C26 bilden die hohe Schwingfrequenz im Normalbetrieb.
Für hohe
Netzeingangsspannungen AC wird der Transistor T2 über den
Widerstand R24 eingeschaltet, und ein Strom fließt von dem Kondensator C26 über den
Widerstand R51 und den Transistor T2 zu dem Kondensator C12 und
verringert die Schwingfrequenz während
der Anlaufphase, solange der Kondensator C12 entladen ist. Nach
einer bestimmten Zeit, wenn der Kondensator C12 entladen ist, wird
der Transistor T2 gesperrt. Der Schwellwert von 150 V ist durch
die Widerstände
R24 und R52 bestimmt. Die Basisspannung des Transistors T2 ist nach
dem Einschalten des SMPS über
die Widerstände
R24 und R14 unverzüglich
verfügbar.
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Der Transistor T2 arbeitet als inverser
Transistor. Das bedeutet, dass der Kollektor als Emitter wirkt und
umgekehrt. Das ist möglich,
da ein Transistor so verstanden werden kann, dass er aus zwei komplementären Dioden
aufgebaut ist. Der Stromfluß in
der Sperrichtung in einem Transistor ist im allgemeinen eine gefahrlose
Erscheinung, vorausgesetzt, dass die in dem Transistor erzeugte
Leistung vergleichsweise klein bleibt. Der Nachteil, dass die Sperrstromverstärkung des
Transistors wesentlich kleiner ist als die Verstärkung im Durchlaßmodus ist
in dieser Anwendung nicht relevant, da der Transistor T2 nur als
Schalter dient. Der Vorteil der Anwendung des inversen Transistormodus
besteht darin, dass eine zusätzliche
Diode zwischen dem Transistor T2 und dem Kondensator C12 eingespart
werden kann. Das ist der Fall, weil die maximale Kollektor/Basis-Spannung
VCBO deutlich höher ist als die maximale Emitter/Basis-Spannung
VEBO. Insofern ist keine Diode zum Schutz
des Transistors T2 erforderlich.
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In 3 ist
die Ersatzschaltung für
die Transistorstufe T2 während
der Anlaufphase dargestellt. Der Kollektor von T2 ist effektiv mit
Erde verbunden, weil nach dem Einschalten des SMPS keine Ladung über C12 vorliegt.
Eine Gleichspannung von 2,5 V wird am Pin 10 der integrierten Schaltung
IP1 gebildet. Der Spannungsteiler R24 und R51 ist derart sorgfältig abgeglichen,
dass der Transistor T2 nur für
Netzeingangsspannungen von 150 Volt und darüber einschaltet.
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Die resultierenden Spannungen für den Schalttransistor
T2, die Basisspannung VB und die Emitterspannung
VE sind in der Tabelle 1 für Netzeingangsspannungen
AC von 90 Volt bis zu 265 Volt dargestellt. Die Schwingfrequenz
im Normalbetrieb nach dem Anlauf beträgt 22 KHz. Außerdem sind
die entsprechenden Anlauffrequenzen dargestellt. Die Anlauffrequenz
für Spannungen
von 150 Volt und darüber
wird nennenswert verringert.
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Die Erfindung ist nicht auf diese
Ausführungsform
beschränkt,
sondern kann für
alle Schaltnetzteile gemäß Anspruch
1 angewendet werden, die eine letzte Anlaufzeit über einen weiten Bereich von
Netzeingangsspannungen benötigen.
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Relevante Bauteilwerte des in
2 dargestellten Schaltnetzteils
sind:
