DE69724973T2

DE69724973T2 - Signalverarbeitungsvorrichtung

Info

Publication number: DE69724973T2
Application number: DE69724973T
Authority: DE
Inventors: Toshiharu Yokohama-shi Kuwaoka
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1997-10-24
Filing date: 1997-10-24
Publication date: 2004-05-19
Anticipated expiration: 2017-10-25
Also published as: DE69724973D1

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Signalverarbeitung und eine Signalverarbeitungsvorrichtung und spezieller auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Umwandeln kodierter Daten –mit N Bits wie Audiosignalen, Videosignalen usw. in kodierte Daten mit M Bits unter der Bedingung, daß M größer als N ist.
Für den Fall, daß Signale wie Audio- oder Videosignale in digitale Signale umgewandelt werden, werden digitale Signale mit einer vorherbestimmten Anzahl von Bits pro Stichprobe gemäß einem Standard erzeugt, der unter gebührender Berücksichtigung verschiedener Bedingungen (zum Beispiel Übertragung, Genauigkeit der Aufzeichnung und Wiedergabe, Vorrichtungskosten usw.) vorgeschrieben ist. Für den Fall einer CD werden beispielsweise digitale Signale mit 16 Bits pro Stichprobe aufgezeichnet.
In 1 stellen mehrere dicke solide Linien S wie a → b → c → d → ... k → l → m → n digitale Signale dar, die durch Quantisierung eines ursprünglichen analogen Signals (durch Auflösung von 1/2^N pro bestimmter Abtastperiode Ts) in Form eines analogen Signals erhalten wurden. Dabei liegt das ursprüngliche analoge Signal in dem Bereich, der durch die gestrichelten Linien einschließlich der durchgehenden Linie S, die in 1 gezeigt sind, eingeschlossen ist. Mit anderen Worten ist der Fehler kleiner als ±0,5 LSB (der geringstwertige Bit) zwischen dem ursprünglichen analogen Signal und dem wiederhergestellten analogen Signal (das durch Wiederherstellen des ursprünglichen analogen Si gnals erhalten wurde). Daher kann das winzige Signal, das so fein ist, als ob es mit einer Auflösung von mehr als 1/2^N erhalten wurde, für ein digitales Signal mit N Bits, das durch Umwandeln des analogen Signals mit der Auflösung von 1/2^N erhalten wurde, nicht wiederhergestellt werden. Außerdem bezeichnen in der 1 t1, t2, t3 sequentielle Abtastpunkte und Ts bezeichnet eine Abtastperiode.
Jedoch besteht bereits Interesse an der Wiederherstellung des winzigen Signals mit einer Auflösung von mehr als einem Wert, der durch die Anzahl der Bits der digitalen Signale bestimmt wird. Deshalb hat beispielsweise das offengelegte Japanische Patent Nr. 5(1993)-304474 ein Verfahren zur Umwandlung von kodierten Daten mit N Bits in kodierte Daten mit M Bits unter der Bedingung vorgeschlagen, daß M größer als N ist. In einer Technik zur Vergrößerung der Anzahl der Bits, das in diesem Patent offenbart wird, werden digitale Signale durch einen digitalen Tiefpaßfilter so geglättet, daß selbst die winzigen Niveausignale durch eine Digital/Analog-Umwandlung ohne Verzerrung umgewandelt werden können. Mit anderen Worten können Daten, die kleiner als ein LSB der ursprünglichen Anzahl von Bits sind, für eine Digital/Analog-Umwandlung ausgegeben werden.
Obwohl die digitalen Signale mit N Bits in digitale Signale mit M Bits (M > N) durch Verwendung des digitalen Tiefpaßfilters umgewandelt werden, ist es mit dieser Technik unmöglich, die Fehler von 0,5 LSB zu korrigieren, die mit den digitalen Signalen mit N Bits einhergehen. Da der digitale Tiefpaßfilter zum Glätten der Wellenform verwendet wird, ändert sich zusätzlich die Signalwellenform. Wenn dieses Verfahren beispielsweise auf die Digital/Analog-Umwandlung von digitalen Audiosignalen angewandt wird, besteht folglich darin ein Problem, daß die Qualität der digitalen Audiosignale variiert.
Zur Lösung dieses Problems hat der Anmelder der vorliegende Anmeldung das folgende Verfahren vorgeschlagen:
für den Fall, daß kodierte Daten mit N Bits, die durch Umwandlung von analogen Signalen in digitale Signale mit einer Auflösung von 1/2^N erhalten wurden, in kodierte Daten mit M Bits umgewandelt werden, werden kodierte Daten mit M Bits, die einer Umwandlung der Anzahl der Bits ausgesetzt werden sollen, die sequentiell pro Abtastperiode auftritt, mit Bezug auf ihre Übergänge erfaßt.
Genauer wird zuerst für kontinuierliche erste und zweite kodierte Daten mit N Bits bestimmt, ob ein digitaler Wert der ersten kodierten Daten mit N Bits, welche den zweiten kodierten Daten auf der Zeitachse vorausgehen, größer, kleiner oder gleich dem der zweiten kodierten Daten ist, um das erste (größere), das zweite (kleinere) bzw. das dritte (gleiche) Erfassungsausgangssignal zu erzeugen.
Zweitens wird für die Ausgangssignalfolge der ersten und zweiten Erfassungsausgangssignale bestimmt, ob ein Übergangsmuster von jeweils vier Ausgangssignalen (eine Ausgangssignalgruppe) zu einem von vorherbestimmten Übergangsmustern mit digitalem Wert zugeordnet ist.
Drittens wird die folgende Operation auf die kodierten Daten mit N Bits aus mehreren sequentiellen Ausgangssignalgruppen angewandt, wobei sich jede Gruppe aus dem sequentiellen ersten bis vierten Übergangspunkten mit digitalem Wert zusammensetzt, um eine lineare Interpolation mit Hilfe der digitalen Signale mit der Auflösung 1/2^N auszuführen:
eine lineare Interpolation, die in einer Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkten mit digitalem Wert in einer Ausgangssignalgruppe angewandt werden soll, wird mit Bezug auf die lineare Interpolation beschlossen, die bereits in einer Periode zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt mit digitalem Wert angewandt wird.
Dann wird ein zusätzliches Signal mit (M – N) Bits mit Hilfe des digitalen Signals mit der Auflösung von 1/2^N auf folgende Weise erhalten: die lineare Interpolation wird in der Periode wie oben beschrieben so angewandt, daß ein Bereich eines Rechtecks, das durch digitale Übergangspunkte auf der Zeitachse gebildet wird und in dem der Übergang des digitalen Werts einem niedrigstwertigen Bit (LSB) mit der Auflösung von 1/2^N entspricht, beinahe gleich einem Bereich einer Form ist, die durch das Rechteck und eine Linie des digitalen Signals mit der Auflösung von 1/2^N gebildet wird. Das zusätzliche Signal mit (M – N) Bits wird zu den kodierten Daten mit N Bits bei ihrem LSB addiert, um kodierte Daten mit M Bits zu erzeugen.
Das obige Verfahren ist in 2a dargestellt. Im Detail setzt sich ein LSB mit der Auflösung von 1/2^N aus den Punkten w → x → a → u → v → r → y → z → zusammen. Die lineare Interpolation wird auf die ursprünglichen digitalen Signale so angewandt, daß ein Dreieck der Punkte a → u → i und ein Dreieck der Punkte r → v → i zueinander gleich werden, um das digitale Signal mit der Auflösung von 1/2^N zu erhalten. Das zusätzliche Signal mit (M-N) Bits wird mit Hilfe des digitalen Signals mit der Auflösung von ½^M erhalten. Deshalb kann ein Informationssignal erhalten werden, das im Vergleich zu einem digitalen Signal, das durch eine gewöhnliche Bitumwandlungstechnik gebildet wurde, eine hohe Qualität aufweist.
Die Dreiecke der Punkte a → u → i und der Punkte r → b → i sind wie oben beschrieben zueinander gleich. Jedoch wird ein tatsächliches digitales Signal mit der Auflösung von 1/2^N nicht so erhalten, daß es der Linie a → r entspricht, die in 2b gezeigt ist, sondern diskret auf der Zeitachse pro Abtastperiode erhalten wird. Deshalb werden die Dreiecke der Punkte a → u → i und r → v → i tatsächlich Polygone b → c → d → e → f → g → h → u bzw. r → v → i → j → k → l→ m → n → p → q wie in den 2A bis 2C gezeigt. Die 2B und 2C sind vergrößerte Ansichten der Teile, die in 2A gezeigt sind.
Dieses Verfahren kann weiter verbessert werden, da die Polygone unterschiedliche Bereiche dazwischen haben. Deshalb hat der Anmelder der vorliegenden Anmeldung eine Informationssignalverarbeitungsvorrichtung vorgeschlagen, um das zusätzliche Signal mit (M – N) Bits mit einem Versatzwert zu verändern, der einen Versatz von einer halben Abtastperiode verursacht, wobei die stufenförmige Wellenform des digitalen Signals mit der Auflösung von 1/2^N durch lineare Interpolation erhalten wird.
Jedoch kann bei diesem Verfahren die lineare Interpolation nicht durchgeführt werden, wenn kodierte Daten mit N Bits, die einer Bit-Umwandlung ausgesetzt werden sollen, die sequentiell pro Abtastperiode Ts auftritt, verschiedene digitale Werte pro Abtastperiode haben.
In der US-A-5638070 schlug der vorliegende Anmelder eine weitere Vorrichtung zum Umwandeln von digitalen Signalen mit N Bits in digitale Signale mit M Bits vor, wobei M größer als N ist. In dieser Schrift werden M – N zusätzliche Bits erzeugt, die Fehler in den Signalen mit N Bits korrigieren, und diese Signale werden so verzögert, daß sie dem niedrigstwertigen Bits des Signals mit N Bits entsprechen. Die verzögerten zusätzlichen Bits werden mit den Signalen mit N Bits kombiniert, um die Signale mit M Bits zu erzeugen. Ein Problem dieser besonderen Vorrichtung besteht darin, daß sie bei der Umwandlung der Signale mit N Bits in Signale mit M Bits Schwierigkeiten hat, wobei M größer als N ist, wenn sich die Daten mit N Bits für jede Abtastperiode Ts verändern.
Daher kann dieses Verfahren weiter verbessert werden.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung schafft eine Signalverarbeitungsvorrichtung zum Umwandeln kodierter Daten mit N Bits in kodierte Daten mit M Bits, wobei M größer als N ist, wobei die kodierten Daten mit N Bits erhalten werden, indem ein analoges Signal in ein digitales Signal mit der Auflösung von 1/2^N umgewandelt wird, wobei die Vorrichtung aufweist:
einen Diskriminator zum Erfassen eines Signalwellenformübergangs von den kodierten Eingangsdaten mit N Bits und zum Auflösen eines Signalübergangsmusters des Signalwellenformübergangs gemäß vorherbestimmter Referenzübergangsmuster;
einen Signalgenerator zum Erzeugen von kodierten Daten mit (M – N) Bits als Reaktion auf die aufgelösten Signalübergangsmuster; und
einen Addierer zum Addieren der kodierten Daten mit N Bits und der kodierten Daten mit (M – N) Bits, um kodierte Daten
mit M Bits auszugeben,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalverarbeitungsvorrichtung außerdem einen Generator und einen Tiefpaßfilter aufweist, wobei
der Generator erste zyklische Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit der Anzahl K, N Bits und einer Abtastperiode Ts/K als Reaktion auf die kodierten Eingangsdaten mit N Bits und einer Abtastperiode von Ts erzeugt, wobei K eine natürliche Zahl von zwei oder mehr ist, wobei die ersten zyklischen Daten die Eingangsdaten des Diskriminators bilden, wodurch sichergestellt wird, daß die Eingangsdaten des Diskriminators zumindest K sequentielle kodierte Daten mit N Bits von dem gleichen Abtastwert für jeden kodierten Abtasteingangswert mit N Bits aufweisen, und wobei der Addierer zweite zyklische Daten aus sequentiellen kodierten Da ten mit der Anzahl K, M Bits und der Abtastperiode Ts/K ausgibt, und
wobei der Tiefpaßfilter die zweiten zyklischen Daten mit einer Nyquist-Frequenz als einer Grenzfrequenz filtert, die von einer Abtastfrequenz abhängt, die der Abtastperiode Ts entspricht.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist die Signalverarbeitungsvorrichtung außerdem einen Versatzwertgenerator, um einen Versatzwert zu erzeugen, um eine stufenförmige Wellenform der linear interpolierten kodierten Daten mit M Bits zu bilden, die um die Hälfte der Abtastperiode Ts/K verschoben sind;
einen ersten Addierer, um die kodierten Daten mit (M – N) Bits und den Versatzwert zu addieren;
einen Detektor, um zu erfassen, ob ein Ausgangssignal des ersten Addierers größer als ein vorherbestimmter Referenzwert wird, um ein Steuersignal zu erzeugen; und
einen zweiten Addierer auf, um die ersten zyklischen Daten und das Ausgangssignal des ersten Addierers als Reaktion auf das Steuersignal zu addieren, so daß die zweiten zyklischen Daten ausgegeben werden.
Die vorliegende Erfindung schafft außerdem eine Signalverarbeitungsvorrichtung zum Umwandeln von kodierten Daten mit N Bits in kodierte Daten mit M Bits, wobei M größer als N ist, wobei die kodierten Daten mit M Bits durch Umwandeln eines Analogsignals in ein Digitalsignal mit der Auflösung von 1/2^N erhalten werden, wobei die Vorrichtung aufweist:
einen Diskriminator, um den Signalwellenformübergang der kodierten Eingangsdaten mit N Bits zu erfassen und die Signalübergangsmuster des Signalwellenformübergangs gemäß vorherbestimmter Referenzübergangsmuster aufzulösen;
einen Signalgenerator, um kodierte Daten mit M – N Bits als Reaktion auf die aufgelösten Signalübergangsmuster zu erzeugen; und
einen Addierer, um die kodierten Daten mit N Bits und die kodierten Daten mit (M – N) Bits zu addieren, um kodierte Daten mit M Bits auszugeben,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalverarbeitungsvorrichtung außerdem aufweist:
einen Abtaster, um die kodierten Eingangsdaten mit N Bits und einer Abtastperiode Ts abzutasten, um sequentielle kodierte Daten mit ungerader Anzahl, N Bits und einer Abtastperiode von Ts/K zu erzeugen und sequentielle kodierte Daten mit gerader Anzahl, N Bits und einer Abtastperiode Ts/K zu erzeugen, wobei K eine natürliche Zahl von zwei oder mehr ist; und
einen Generator, um auf den sequentiellen kodierten Daten mit ungerader Anzahl und N Bits und den sequentiellen kodierten Daten mit gerader Anzahl und N Bits basierend erste zyklische Daten aus kodierten Daten mit ungerader Anzahl und N Bits bzw. zweite zyklische Daten aus kodierten Daten mit gerader Anzahl und N Bits zu erzeugen, wobei die ersten und zweiten zyklischen Daten die Eingangsdaten des Diskriminators bilden, wodurch sichergestellt wird, daß die Eingangsdaten des Diskriminators zumindest K sequentielle kodierte Daten mit N Bits von dem gleichen Abtastwert für jeden kodierten Abtasteingangswert mit N Bits aufweisen, wobei der Signalgenerator kodierte Daten mit ungerader Anzahl und (N – M) Bits und kodierte Daten mit gerader Anzahl und (M – N) Bits als Reaktion auf die aufgelösten Signalübergangsmuster erzeugt; und
und der Addierer die ersten zyklischen kodierten Daten und die kodierten Daten mit ungerader Anzahl und (M – N) Bits addiert und die zweiten zyklischen kodierten Daten und die kodierten Daten mit gerader Anzahl und (N – M) Bits addiert, um die dritten zyklischen Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit ungerader Anzahl, M Bits und der Abtastperiode Ts/K bzw. vierte zyklische Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit gerader Anzahl, M Bits und der Abtastperiode Ts/K auszugeben,
wobei die Signalverarbeitungsvorrichtung außerdem aufweist:
einen Selektor, um sequentiell und abwechselnd die dritten und die vierten zyklischen Daten auszuwählen, um fünfte zyklische Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit der Anzahl K, M Bits und der Abtastperiode Ts/K auszuwählen; und
einen Tiefpaßfilter, um die fünften zyklischen Daten mit einer Nyquist-Frequenz als Grenzfrequenz zu filtern, die von einer Abtastfrequenz abhängt, welche der Abtastperiode Ts entspricht.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist die Signalverarbeitungsvorrichtung außerdem einen Versatzwertgenerator, um einen ersten Versatzwert, um eine stufenförmige Wellenform der linear interpolierten kodierten Daten mit ungerader Anzahl und N Bits zu bilden, die um die Hälfte der Abtastperiode Ts/K verschoben sind, und einen zweiten Versatzwert zu erzeugen, um eine stufenförmige Wellenform der linear interpolierten kodierten Daten mit gerader Anzahl und M Bits zu bilden, die um die Hälfte der Abtastperiode Ts/K verschoben sind;
einen ersten Addierer, um die kodierten Daten mit ungerader Anzahl und (M – N) Bits und den ersten Versatzwert zu addieren, und um die kodierten Daten mit gerader Anzahl und (M – N) Bits und den zweiten Versatzwert zu addieren;
einen Detektor, um zu erfassen, ob jedes der Ausgangssignale des ersten Addierers größer als ein vorherbestimmter Referenzwert wird, um ein Steuersignal zu erzeugen; und
einen zweiten Addierer auf, um die ersten zyklischen Daten und ein Ausgangssignal des ersten Addierers zu addieren, und um die zweiten zyklischen Daten und das andere Ausgangssignal des ersten Addierers als Reaktion auf ein Steuersignal zu addieren, so daß die dritten und die vierten zweiten zyklischen Daten ausgegeben werden.
Entsprechend schafft die Erfindung ein Signalverarbeitungsverfahren zum Umwandeln von kodierten Daten mit N Bits in kodierte Daten mit M Bits, wobei M größer als N, wobei die kodierten Daten mit N Bits durch Umwandeln eines Analogsignals in ein Digitalsignal in der Auflösung von 1/2^N erhalten werden, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:
Erfassen des Signalwellenformübergangs der kodierten Eingangsdaten mit N Bits und Auflösen eines Signalübergangsmusters des Signalwellenformübergangs gemäß vorherbestimmter Referenzübergangsmuster;
Erzeugen von kodierten Daten mit (M – N) Bits als Reaktion auf das aufgelöste Signalübergangsmuster; und
Addieren der kodierten Daten mit N Bits und der kodierten Daten mit (M – N) Bits, um kodierte Daten mit M Bits auszugeben,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Verfahren vor dem Schritt des Erfassens den Schritt des Erzeugens erster zyklischer Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit der Anzahl K, N Bits und einer Abtastperiode Ts/K als Reaktion auf kodierte Eingangsdaten mit N Bits und eine Abtastperiode Ts aufweist, wobei K eine natürliche Zahl von zwei oder mehr ist, wobei die ersten zyklischen Daten die kodierten Eingangsdaten mit N Bits beim Schritt des Erfassens bilden, wodurch sichergestellt ist, daß die Eingangsdaten des Schritts des Erfassens zumindest K sequentielle kodierte Daten mit N Bits und dem gleichen Abtastperiodenwert für jeden kodierten Abtasteingangswert mit N Bits aufweisen, selbst für den Fall daß sich die kodierten Eingangsdaten zwischen aufeinanderfolgenden Stichproben ändern,
und wobei das Ausgangssignal des Schritts des Addierens zweite zyklische Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit der Anzahl K, M Bits und der Abtastperiode Ts/K aufweist,
wobei das Verfahren außerdem den Schritt aufweist:
Filtern der zweiten zyklischen Daten mit einer Nyquist-Frequenz als Grenzfrequenz, die von einer Abtastfrequenz abhängt, die der Abtastperiode Ts entspricht.
Die vorliegende Erfindung erhält somit Signale mit hoher Qualität wie Audiosignale und/oder Videosignale mit einer höheren Auflösung auf Grundlage der digitalisierten Audiound/oder Videosignale.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Diagramm zur Hilfe bei der Erklärung der Fehler der digitalen Signale, die bei der Digital/Analog-Umwandlung eines analogen Signals erhalten werden;
2A, 2B und 2C sind Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der Operation der gewöhnlichen Vorrichtung;
3A und 3B sind Blockdiagramme, die die erste und die zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsvorrichtung zeigen;
4 ist ein Blockdiagramm, das den Generator zyklischer Daten der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsvorrichtung zeigt;
5(a) bis Figur (i) sind eine Folge von Wellenformdiagrammen zur Hilfe bei der Erklärung der Operation des Generators der zyklischen Daten der in 4 gezeigt ist;
6 ist ein Blockdiagramm, das den Signalprozessor der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsvorrichtung zeigt;
7A und 7B sind Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der Operation des Signalprozessors der in 6 gezeigt ist;
8 ist ein weiters Blockdiagramm, das den Signalprozessor der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsovorrichtung zeigt;
die 9A bis 9C sind Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Signalprozessors;
10 ist ein Blockdiagramm, das den Diskriminator des erfindungsgemäßen Signalprozessors zeigt;
11 zeigt eine Tabelle und Wellenformen zur Hilfe bei der Erklärung der linearen Interpolation, die durch den zusätzliche Signalgenerator der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsvorrichtung durchgeführt wird;
12 zeigt eine Tabelle und Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der erfindungsgemäßen linearen Interpolation;
13 zeigt eine Tabelle und Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der erfindungsgemäßen linearen Interpolation;
14 zeigt eine Tabelle und Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der erfindungsgemäßen linearen Interpolation;
15 zeigt eine Tabelle und Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der erfindungsgemäßen linearen Interpolation;
16 zeigt eine Tabelle und Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der erfindungsgemäßen linearen Interpolation;
17 zeigt eine Tabelle und Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der erfindungsgemäßen linearen Interpolation;
18 zeigt eine Tabelle und Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der erfindungsgemäßen linearen Interpolation;
20A bis 20C sind Wellenformdiagramme zur Hilfe bei der Erklärung der erfindungsgemäßen linearen Interpolation;
21 ist ein Wellenformdiagramm zur Hilfe bei der erklärung der erfindungsgemäßen linearen Interpolation;
22 zeigt die Frequenzeigenschaften des digitalen Tiefpaßfilters der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsvorrichtung;
23A und 23B sind Blockdiagramme, welche die dritte und vierte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsvorrichtung zeigen; und
die 24(a) bis 24(m) sind eine Folge von Wellenformdiagrammen zur Hilfe bei der Erklärung der Wirkungsweise der Signalverarbeitungsvorrichtung, die in den 24a und 23b gezeigt ist.
Detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen
Bevorzugte Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Vorrichtung werden im folgenden mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
Die 3a und 3b zeigen Blockdiagramme der ersten bzw. der zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsvorrichtung.
In den 3a und 3b werden kodierte Daten mit N Bits und Abtastperiode Ts, die verarbeitet werden sollen, wie in 5(a) gezeigt einem Generator 2 zyklischer Daten über den Eingangsanschluß 1 zugeführt. Der Generator 2 erzeugt zyklische Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit Anzahl K und N Bits und der Abtastperiode Ts/K. Die Zahl K ist eine natürliche Zahl von 2 oder mehr. 5(h) zeigt sequentielle kodierte Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 (K = 2). Im folgenden werden die Ausführungsformen für den Fall K = 2 erörtert.
4 zeigt ein Blockdiagramm des Generators 2 zyklischer Daten, dem kodierte Daten (Daten mit N Bits) mit N Bits und der Abtastperiode Ts, die verarbeitet werden sollen, über den Eingangsanschluß 2a zugeführt werden.
Außerdem zeigt 5(b) kodierte Daten mit M Bits D1, D2, D3, D4 ... (digitale Daten aus seriellen digitalen Signalen mit N Bits), die dem zyklischen Datengenerator 2 pro Abtastperiode Ts, die in 5(a) gezeigt ist, zugeführt werden.
Die seriellen digitalen Signale mit N Bits werden zu dem Seriell-Parallel-Umsetzer 7 sequentiell mit dem Bit-Taktgeber B CLK1 zugeführt, der in 5(c) gezeigt ist. Im Augenblick, zum dem der Umsetzer 7 aufhört die digitalen Daten D1 anzunehmen, werden die digitalen Daten D1 einem Signalspeicher 8 als parallele digitale Signale mit N Bits wie in 5(f) gezeigt zugeführt. Diese Signalübertragung ereignet sich auch sequentiell mit den digitalen Daten D2, D3, D4, ... usw. und die Erörterung wird daher im folgenden nur für die digitalen Daten D1 durchgeführt.
Der Signalspeicher 8 speichert die digitalen Daten D1 als parallele digitale Signale mit N Bits mit dem Signalspeicher-Taktgeber LT CLK, der in 5(e) gezeigt ist, zu einem Augenblick, zu dem der Seriell-Parallel-Umsetzer 7 aufhört, die digitalen Daten D1 als die seriellen Signale mit N Bits anzunehmen. Und der Signalspeicher 8 speichert die digitalen Daten mit N Bits D1 wie in 5(f) gezeigt, bis der folgende Signalspeicher-Takt LT CLK zu ihm zugeführt wird.
Dann liest der Signalspeicher 8 die Daten D1 mit N Bits zweimal (für den Fall K = 2) während der Periode Ts und führt sie zu dem Parallel-Seriell-Umsetzer 9 zu.
Der Umsetzer 9 lädt die gespeicherten Daten D1 mit N Bits pro Lade-Takt LD CLK von Ts/2 (für den Fall K = 2), der wie in 5(g) gezeigt zu diesem zugeführt wird. Zu dem Umsetzer 9 werden auch die Bit-Takte B CLK 2 mit einer Periode zugeführt, die der Hälfte der zyklischen Periode der Bit-Takte B CLK1 entspricht, die dem Seriell-Parallel-Umsetzer 7 für den Fall K = 2 zugeführt werden. Dann gibt der Umsetzer 9 die Daten mit N Bits D1 über den Ausgangsanschluß mit der Abtastperiode Ts/2 zweimal (für den Fall K = 2) während der Periode wie in 5(h) gezeigt aus.
In den 3A und 3B ist hier ein Signalprozessor 3, der mit dem Generator 2 zyklischer Daten verbunden ist, zur Verarbeitung von Signalen, um die Auflösung der kodierten Daten zu verbessern, in 6 gezeigt. Der Prozessor 3, der in 6 gezeigt ist, nimmt parallele Daten mit N Bits an. Deshalb werden die parallelen Daten D1 mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 zweimal (für den Fall K = 2) während der Periode Ts über den Ausgangsanschluß 2b des Generators 2 an den Prozessor 3 ausgegeben.
7A veranschaulicht den Übergang der sequentiellen digitalen Werte a → b → d → f → h → i → k → m → n, der identisch mit dem Übergang der sequentiellen digitalen Werte ist, der in 7B gezeigt ist. Hier zeigt 7A den Übergang der digitalen Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts und 7B zeigt andererseits den Übergang der digitalen Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2. Außerdem sind in 7B die digitalen Werte der Punkte b', d', f', h', j', l' aus den Punkten a → b → b' → d → d' → f → f' → h → h' → i → j → j' → k → l' → m → n auch die digitalen Werte der digitalen Daten mit N Bits und Abtastperiode Ts/2. Dies unterscheidet sich von den digitalen Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts, die in 7A gezeigt sind.
Deshalb wendet der Signalprozessor 3 keine lineare Interpolation auf die kodierten Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts an, wenn sich die digitalen Werte von ihnen wie in 7A gezeigt ändern. Andererseits wendet der Prozessor effektiv eine lineare Interpolation auf die kodierten Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 (K = 2) an, wenn sich die digitalen Werte von ihnen wie in 7B gezeigt ändern.
Die 7A und 7B werden auch verwendet werden, um die Eingangs- und Ausgangsdaten zu und von einem Abtastfilter 200 zu veranschaulichen, der in den 23A und 23B gezeigt ist, welche die dritte bzw, die vierte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsvorrichtung zeigen.
Der Signalprozessor 3 zur Verarbeitung von Signalen zur Verbesserung der Auflösung der kodierten Daten wird weiter im Detail mit Bezugnahme auf 6 beschrieben werden.
In 6 werden kodierte Daten mit der Anzahl K, N Bits (digitale Signale mit N Bits und der Abtastperiode Ts/K (hier ist K eine natürliche Zahl von 2 oder mehr) als zyklische Daten von dem Generator 2 zyklischer Daten zu dem Signalprozessor 3 über den Eingangsanschluß 3a zugeführt.
Die folgende Beschreibung wird für den Fall K = 2 ausgeführt werden, das heißt die Abtastperiode Ts/K der kodierten Daten mit N Bits, welche zu dem Prozessor 3 zugeführt werden, ist Ts/2.
Die kodierten Daten mit N Bits, die über den Eingangsanschluß 3A zugeführt werden, werden zu der Verzögerungseinheit 10 und weiter zu einem Diskriminator 12 über den Eingangsanschluß 12a zugeführt, um einen Signalwellenformübergang zu erfassen und ein Übergangsmuster aufzulösen. Zu dem Diskriminator 12 werden auch Pulse Pfs mit der Periode Ts/2 über den Eingangsanschluß 38 zugeführt.
Der Diskriminator 12 erfaßt den Signalwellenformübergang und löst das Signalübergangsmuster auf, um die Ergebnisse der Erfassung und Bestimmung zu einem Generator 13 von zusätzlichen (M – N) Bits zuzuführen. Als Reaktion auf die Ergebnisse erzeugt der Generator 13 Signale mit (M – N) Bits, die zu einem Addierer 15 und einem Schalter 17 bei einem feststehenden Kontaktpunkt a von ihm zugeführt werden. Der Generator 13 führt außerdem digitale Signale mit M Bits, die während der Erzeugung der Signale mit (M – N) Bits erzeugt wurden und linear interpoliert wurden, und weitere notwendige Information zu einem Versatzwertgenerator 14 zu.
Der Generator 14 erzeugt einen Versatzwert, um die stufenförmige Wellenform der linear interpolierten digitalen Signale mit M Bits um die Hälfte der Abtastperiode Ts/2 zu verschieben. Der Versatzwert wird dann dem Addierer 15 zugeführt.
Der Addierer 15 addiert die Signale mit (N – M) Bits und den Versatzwert, um das Additionsergebnis zu dem Schalter 17 bei dem Kontaktpunkt b von ihm und einem Überlaufdetektor 16 mit N Bits und einem LSB zuzuführen.
Der Detektor 16 erzeugt ein schaltendes Steuersignal, wenn die digitalen Signale, die von dem Addierer 15 zugeführt wurden, größer als ein LSB von M Bits werden. Als Reaktion auf das schaltende Steuersignal wird der bewegliche Kontaktpunkt v des Schalter 17, der den feststehenden Kontaktpunkt b berührte, so geschaltet, daß der Kontaktpunkt v den feststehenden Kontaktpunkt a des Schalters 17 berührt.
Der bewegliche Kontaktpunkt v des Schalters 17 ist mit einem Addierer 11 verbunden. Somit werden die Signale mit (M – N) Bits, die von dem Generator 13 erzeugt wurden, zu dem Addierer 11 über den feststehenden und die beweglichen Kontaktpunkte a und v zugeführt. Die Signale mit (M – N) Bits werden zu den kodierten Signalen mit N Bits addiert, die von der Verzögerunseinheit 10 zugeführt werden, so daß die Signale mit (M – N) Bits dem geringstwertigen Bit der kodierten Daten mit N Bits folgen, um die kodierten Daten mit N Bits zu bilden. Die kodierten Daten mit M Bits werden von dem Signalprozessor 3 über den Ausgangsanschluß 3b ausgegeben.
8 zeigt ein Blockdiagramm einer weiteren Anordnung des Signalprozessors 3. 8 zeigt, daß die Signale mit (M – N) Bits, die durch den Generator 13 der (M – N) zusätzlichen Bits erzeugt wurden, direkt zu dem Addierer 11 zugeführt werden.
In 8 bezeichnet das Bezugszeichen 3a einen Eingangsanschluß der kodierten Daten mit N Bits (der digitalen Signale mit N Bits), die verarbeitet werden sollen. Für den Fall, daß die digitalen Signale mit N Bits aus seriellen Daten bestehen, ist ein Seriell-Parallel-Umsetzer bei der vorderen Stufe des Eingangsanschlusses 3a vorgesehen.
In 8 werden die digitalen Signale mit N Bits, die dem Eingangsanschluß 3a zugeführt wurden, zu der Verzögerungsschaltung 10 und zu dem Diskriminator 12 zugeführt. Außerdem werden Taktpulse Pfs, die die Abtastfrequenz der digitalen Signale haben, zu dem Diskriminator 12 über den Eingangsanschluß 38 zugeführt.
Der Diskriminator 12 löst das Signalübergangsmuster der digitalen Signale mit M Bits, die verarbeitet werden sollen, auf und überträgt das aufgelöste Ergebnis zu dem zusätzlichen Signalgenerator 13. Auf Grundlage der aufgelösten Ergebnisse des Signalübergangsmusters, das von dem Diskriminator 12 zugeführt wurde, führt der Generator 13 vorherbestimmte Berechnungen durch, um die zusätzlichen Signale mit (M – N) Bits zu erzeugen. Die erhaltenen zusätzlichen Signale werden zu dem Addierer 11 zugeführt. Der Addierer 11 addiert die zusätzlichen Signale mit (M – N) Bits zu den digitalen Signalen mit N Bits (da die N Bits den höchstwertigen Bits der M Bits entsprechen), und die erhaltenen zu sätzlichen digitalen Signale mit M Bits werden durch den Ausgangsanschluß 3B ausgegeben.
Mit Bezugnahme auf die 9 bis 20C wird der Signalprozessor weiter im Detail beschrieben werden.
9A zeigt die digitalen Werte der digitalen Signale mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 (K = 2) in der Form von analoger Weise zu den Zeitpunkten t1, t2, t3 .... Bis zu dem Zeitpunkt t2 werden die gleichen digitalen Werte beibehalten, und die digitalen Werte ändern sich stark zum Zeitpunkt t3. Dieser Zeitpunkt t3 wird als Übergangspunkt „a" bezeichnet. Die Punkte „b" bis „l" sind auch Übergangspunkte, zu welchen sich die digitalen Werte verändern. Die digitalen Werte ändern sich zwischen den Übergangspunkten, zum Beispiel zwischen den Punkten „a" und „b", „b" und „c", „c" und „d", ..., und „k" und „l".
Diese digitalen Werte neigen dazu, zu dem Übergangspunkt „a" zum Zeitpunkt t3, „b" zu t7, „c" zu t13, „d" zu t25, „i" zu t51, „j" zu t55 und „k" zu t59 anzuwachsen. Diese Anwachsen ist durch die aufwärts gerichteten Pfeile angezeigt. Andererseits neigen die digitalen Werte dazu, zu den Übergangspunkten „e" zum Zeitpunkt t31, „f" zu t37, „g" zu t41, „h" zu t47, „l" zu t63 abzunehmen. Diese Abnahme ist durch die nach unten gerichteten Pfeile angedeutet.
9B veranschaulicht den Übergangsstatus der digitalen Werte mit M Bits pro Übergangspunkt, für welchen das Anwachsen zu den Übergangspunkten „a" zu „d" und „i" zu „k" durch einen aufwärts gerichteten Pfeil mit dem Buchstaben „U" angedeutet ist, andererseits ist die Abnahme zu „e" bis „l" durch den abwärts gerichteten Pfeil mit dem Buchstaben „D" angedeutet.
Außerdem veranschaulicht 9C den Übergangsstatus der digitalen Werte mit M Bits, für welchen die Signalniveaus um einen vorherbestimmten gleichen Schritt (Auflösung ein LSB von 1/2^N) ohne Bezugnahme auf die Zuwachsbeträge der digitalen Werte bei den Übergangspunkten „a" zu „d" und „i" zu „k" anwachsen und andererseits um einen vorherbestimmten gleichen Schritt (Auflösung 1 LSB von 1/2^N) ohne Bezugnahme auf die Abnahmebeträge der digitalen Werte bei „e" zu „h" und „l" abnehmen.
Dabei gibt es wie vorher mit Bezugnahme auf 1 beschrieben einen Fehler von weniger als ±0,5 LSB mit Bezugnahme auf die Auflösung von einem LSB von 1/2^N zwischen der Wellenform der digitalen Werte von N Bits, die in 9A gezeigt sind, und einer ursprünglichen analogen Signalwellenform, welche den digitalen Werten der kodierten Daten mit N Bits zugrunde liegt.
In dieser Hinsicht funktioniert der Signalprozessor 3 zur Verarbeitung von Signalen, um die Auflösung der kodierten Daten zu verbessern, um die kodierten Daten mit N Bits in kodierte Daten mit M Bits (M > N) mit so wenig Fehlern wie möglich umzuwandeln, wie folgt:
Wenn die kodierten Daten mit N Bits, welche die digitalen Signale sind, von den ursprünglichen analogen Signalen mit der Ruflösung von 1/2^N umgewandelt wurden, werden zuerst die sequentiellen Übergangspunkte der digitalen Werte der kodierten Daten N Bits erfaßt. Die Übergangspunkte werden in Übergangspunktgruppen pro sequentielle vier Punkte eingeteilt. Das Übergangsmuster des digitalen Werts von jeder der sequentiellen Gruppen, der das Übergangsmuster aus 16 Referenzmustern zugeordnet wird, wird aufgelöst. Gemäß einem der 16 Muster, denen das Übergangsmuster zugeordnet wird, wird die lineare Interpolation beschlossen, die auf die Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangs punkt von jeder Übergangspunktgruppe angewandt werden soll mit Bezug auf die lineare Interpolation, die bereits auf die Periode zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt von jeder Übergangspunktgruppe angewandt wird. Die Operationen werden so durchgeführt, daß die lineare Interpolation, die pro Übergangspunktgruppe angewandt wird, mit digitalen Signalen mit der Auflösung von 1/2^N angewandt wird. Dann wird die lineare Interpolation auf die Periode von jeder Übergangsgruppe gemäß der Operationen angewandt. Außerdem wird lineare Interpolation pro Periode zwischen zwei sequentiellen Übergangspunkten so angewandt, daß der Bereich eines Rechtecks, der so gebildet ist, daß das Übergangsniveau des digitalen Werts der Auflösung 1 LSB von 1/2^N entspricht und eine Form, die durch das Rechteck und die Linien gebildet wird, die durch die digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^M angezeigt werden, beinahe zueinander gleich sind, um zusätzliche Signale mit (M – N) Bits aus den digitalen Signalen mit der Auflösung von 1/2^M zu erhalten. Außerdem wird ein Versatzwert erzeugt, um die stufenförmige Wellenform der interpolierten digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^M um die Hälfte der Abtastperiode auf der Zeitachse zu verschieben. Die zusätzlichen Signale mit (M – N) Bits werden durch den Versatzwert verändert. Dann werden die veränderten zusätzlichen Signale mit (M – N) Bits sequentiell an den niedrigstwertigen Bits der kodierten Daten mit M Bits angehängt, um die kodierten Daten mit N Bits in kodierte mit M Bits (M > N) umzuwandeln.
Wie oben beschrieben werden von dem Signalprozessor 3 zuerst sequentielle Übergangspunkte mit digitalem Wert aus den kodierten Daten mit N Bits erfaßt, die einer Umwandlung der Bit-Anzahl ausgesetzt werden sollen. Als nächstes wird das Übergangsmuster des digitalen Werts von jeder Übergangspunktgruppe aus vier Übergangspunkten, dem aus 16 Re ferenzmustern das Übergangsmuster zugeordnet wird, aufgelöst.
Diese Auflösung wird im Detail mit Bezugnahme auf die 9A und 9C erklärt werden.
Der Übergang des digitalen Werts der vier Übergangspunkte „a", „b", „c" und „d" der ersten Übergangspunktgruppe wird als [1] [1] [1] [1] dargestellt, wobei [1] ([0]) einen Zuwachs (Abnahme) des digitalen Werts bezeichnet. Als nächstes werden für die vier Übergangspunkte „b", „c", „d" und „e" der zweiten Übergangspunktgruppe ebenso als [1] [1] [1) [0] dargestellt, die Punkte „c", „d", „e" und „f" der dritten Gruppe als [1] [1} [0] [0] und die Punkte „d", „e", „f" und „g" der vierten Gruppen als [1] [0] [0] [0].
Jeder Übergang des digitalen Werts entspricht einem der 16 Referenzübergangsmuster 0000, 0001, 0010, 0011, 0100, 0101, 0110, 0111, 1000, 1001, 1010, 1011, 1100, 1101, 1110 und 1111. Die lineare Interpolation wird dann gemäß der 16 Muster beschlossen.
Jeder Übergang des digitalen Werts, dem aus 16 Übergangsmustern der Übergang des digitalen Werts zugeordnet wird, wird aufgelöst. Und die Operation wird so durchgeführt, daß eine vorherbestimmte lineare Interpolation auf die digitalen Daten gemäß einem der 16 Muster angewandt wird, denen der Übergang des digitalen Werts zugeordnet ist.
Mit anderen Worten wird die Operation so durchgeführt, daß eine vorherbestimmte lineare Interpolation, die auf eine Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt von jeder Übergangspunktgruppe angewandt werden soll, mit digitalen Signalen in der Auflösung von 1/2^N mit Bezug auf die lineare Interpolation angewandt wird, die bereits auf den ersten und den zweiten Übergangspunkt der Übergangs punktgruppe angewandt wird. Als nächstes wird die lineare Interpolation pro Periode zwischen zwei sequentiellen Übergangspunkten so angewandt, daß der Bereich eines Rechtecks, das so gebildet ist, daß die Übergangsniveaus des digitalen Werts der Auflösung 1 LSB von 1/2^N entsprechen, und die Form, die durch das Rechteck und die Linien, die durch die digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^M bezeichnet sind, beinahe zueinander gleich sind, um die zusätzlichen Signale mit (M – N) Bits aus den digitalen Signalen mit der Auflösung von 1/2^M zu erhalten. Dann werden die zusätzlichen Signale mit (M – N) Bits, die wie oben beschrieben durch den Versatzwert verändert wurden, sequentiell an den niedrigstwertigen Bit der kodierten Daten mit N Bits angehängt, um die kodierten Daten mit N Bits in kodierte Daten mit M Bits (M > N) umzuwandeln.
Die lineare Interpolation zu der Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt einer Übergangspunktgruppe, die mit Bezug auf die lineare Interpolation angewandt werden soll, die bereits auf den ersten und den zweiten Übergangspunkt der Gruppe gemäß der 16 Referenzmuster angewandt wird, ist in den 11 bis 18 gezeigt, die später im Detail beschrieben werden.
Mit Bezugnahme auf 10 wird der Diskriminator 12 aus den 6 und 8 genauer beschrieben. In 10 ist der Diskriminator 12 mit einem Extraktor 12a zum Bestimmen der Übergangspunkte der Signalwellenform, einem Musterextraktor 12b zum Bestimmen des Übergangspunktmusters der Signalwellenform, einem Adressengenerator 12c zum Erfassen einer Adresse des Übergangspunkts der Signalwellenform und einem Musterdiskriminator 12d zum Auflösen des Übergangsmusters versehen. Die digitalen Signale mit N Bits, die verarbeitet werden sollen, werden zu dem Eingangsanschluß 12a zugeführt (der gleiche wie der Eingangsanschluß 12a, der in 6 gezeigt ist). Die Taktpulse Pfs werden zu dem Ein gangsanschluß 38 zugeführt. Die Taktpulse Pfs haben die gleiche Frequenz wie die Abtastfrequenz, die bei der Erzeugung der digitalen Signale mit N Bits verwendet wird. Wenn die digitalen Signale digitale Audiosignale sind, ist die Frequenz der Taktpulssignale Pfs beispielsweise 88,2 KHz.
Die digitalen Signale, die zu dem Extraktor 12a über den Eingangsanschluß 12a zugeführt werden, werden an einem Eingangsanschluß A eines Größenkomparators 19, einen Datenanschluß eines DFF 18 und an einen Eingangsanschluß eines Komparators 20 angelegt. Außerdem werden die Taktpulse Pfs an einen Taktgeberanschluß des DFF 18 über dem Eingangsanschluß 38 angelegt. Der DFF 18 verzögert die digitalen Signale um eine Abtastperiode und gibt die verzögerten digitalen Signale an seinen Anschluß Q von ihm aus. Die digitalen Signale, die von DFF 18 ausgegeben wurden, werden zu einem Eingangsanschluß B des Größenkomparators 19 und zu einem Eingangsanschluß D des Komparators 20 zugeführt.
Der Größenkomparators 19 vergleicht den Wert der digitalen Daten A mit N Bits, die über den Eingangsanschluß A zugeführt wurden, mit dem Wert der digitalen Daten B mit N Bits, die über den Eingangsanschluß B zugeführt wurden. Wenn der Wert der digitalen Daten A größer als derjenige der digitalen Daten B ist, wird nur der Ausgangsanschluß A > B auf eines hohes Niveau gesetzt. Zu dieser Zeit sind die anderen Ausgangsanschlüsse A < B und A = B auf das niedrige Niveau gesetzt. Wenn der Wert der digitalen Signale A gleich dem der digitalen Daten B ist, wird des weiteren nur der Ausgangsanschluß A = B auf das hohe Niveau gesetzt. Zu diesem Zeitpunkt sind die anderen Ausgangsanschlüsse A > B und A < B auf das niedrige Niveau gesetzt. Wenn der Wert der digitalen Daten B größer als derjenige der digitalen Daten A ist, wird des weiteren nur der Ausgangsanschluß A < B auf das hohe Niveau gesetzt. Zu dieser Zeit sind die an deren Ausgangsanschlüsse A > B und A = B auf das niedrige Niveau gesetzt.
Der Komparator 20 vergleicht den Wert der digitalen Daten A, die über den Eingangsanschluß A zugeführt werden, mit dem Wert der digitalen Daten B, die über dem Eingangsanschluß B zugeführt werden und um eine Abtastzeit verzögert sind. Wenn der Wert der digitalen Daten A größer als der Wert der digitalen Daten B ist, das heißt, wenn die Übergangspunkte einen Zuwachsstatus in den 9A und 9B anzeigen, wird ein logischer Wert [1] unabhängig von der Zuwachsgeschwindigkeit erzeugt. Wenn der Wert der digitalen Daten B größer als der Wert der digitalen Daten A ist, das heißt, wenn die Übergangspunkte einen Abnahmestatus in 9A und 9B anzeigen, wird ein logischer Wert [0] unabhhängig von der Abnahmegeschwindigkeit erzeugt. Das Ausgangssignal des Komparators 20 wird zu dem Datenanschluß eines DFF 24 des Musterextraktors 12b zugeführt.
Die Ausgangssignale der Anschlüsse A > B und A < B des Größenkomparators 19 werden zu der ODER-Schaltung 21 zugeführt. Das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 21 wird auf ein hohes Niveau gesetzt, wenn eines der Ausgangssignale der Ausgangsanschlüsse A > B und A < B ein hohes Niveau hat. Das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 21 wird zu einer UND-Schaltung 22 zugeführt. Außerdem werden die Signale Pfs' zu der UND-Schaltung 22 als Steueranschlußimpulse zugeführt. Die Steueranschlußpulse Pfs' sind Pulse, welche die gleiche Frequenz wie die Taktpulse Pfs haben, sind aber um 180° gegenüber den Taktpulsen Pfs phasenverschoben. Wann immer die Werte der digitalen Signale mit N Bits sich verändern, gibt die UND-Schaltung 22 daher einen Taktpuls CLK mit der Zeitabstimmung der Steueranschlußpulse Pfs' aus. Die Taktpulse CLK, die von der UND-Schaltung 22 ausgegeben werden, werden den Taktgeberanschlüssen der DFFs 24 bis 27 des Musterextraktors 12B und den Taktgeberanschlüssen der DFFs 28 bis 31 des Adressengenerators 12C zugeführt.
Die Taktpulse Pfs werden auch an einen Adreßzähler 23 angelegt, der Adreßsignale (Daten) ausgibt. Die Adreßsignale werden zu einem Datenanschluß des DFF 28 des Adressengenerators 12c zugeführt. Wann immer der Taktpuls CLK der von der UND-Schaltung 22 ausgegeben wird auf dem hohen Niveau ist, liest der DFF 28 deshalb den Adreßwert bei dem Übergangspunkt von dessen Datenanschluß. Der Adreßwert, der von dem DFF 28 gelesen wird, wird durch die DFFs 29 bis 31 in Folge versetzt, wann immer der Taktpuls CLK sich auf das hohe Niveau verändert. Die Adreßwerte, die von den DFFs 28 bis 31 ausgegeben werden, werden an den Musterdiskriminator 12d angelegt.
Die DFF 24 bis 27 des Musterextraktors 12b verschieben den logischen Ausgangswert durch den Komparator 20 in Folge gemäß der Taktpulse CLK. Außerdem geben die DFFs 24 bis 27 einen logischen Wert [1] oder [0] entsprechend dem Übergang bei der Zunahme oder der Abnahme des digitalen Werts des digitalen Signals auf der Zeitachse an dessen Ausgängen Q aus. Das Muster der logischen Werte, die durch diese Ausgangssignale erhalten werden, ist eines von insgesamt 16 Typen 0000, 0001, 0010, 0011, 0100, 0101, 0110, 0111, 1000, 1001, 1010, 1011, 1100, 1101, 1110 und 1111. Die Ausgangssignale der DFFs 24 bis 27 werden zu dem Musterdiskriminator 12d zugeführt.
Der Musterdiskriminator 12d ist mit 16 Abstimmschaltungen (nicht gezeigt) versehen, die den oben erwähnten 16 Mustern entsprechen. Diese 16 Abstimmschaltungen entsprechen insgesamt den 16 numerischen Werten, die durch Kombination der vier Übergangspunkte erhalten werden, die in Folge auf der Zeitachse wie bereits erklärt bestimmt werden. Die vier digitalen Werte, die durch die Kombinationen der logischen Werte bei vier Übergangspunkten dargestellt werden, die in Folge von den Anschlüssen Q der DFF 24 bis 27 des Musterextraktors 12b ausgegeben werden, werden von diesen 16 Abstimmschaltungen mit Bezug auf die Übergangsmuster aufgelöst. Der Wert mit vier Stellen ist 1111 für den Fall von vier Übergangspunkten „a" bis „d" oder 0001 für den Fall „f" bis „i", die beispielsweise in 9C gezeigt sind.
Wann immer die Übergangspunkte auf der Zeitachse in Folge auftreten, gibt zumindest eine der 16 Abstimmschaltungen des Musterdiskriminators 12d ein Abstimmsignal aus. Der Musterdiskriminator 12b führt ein Signal, das für die Typen der vorherbestimmten Übergangsmuster bezeichnend ist, das der Abstimmschaltung entspricht, die nun ein Abstimmsignal ausgibt (z. B. einen numerischen Wert, der für die Abstimmschaltung festgesetzt ist, welche das Abstimmsignal ausgibt), und die Adreßdaten, die für die vier Übergangsmuster bezeichnend sind, zu dem zusätzlichen Signalgenerators 13, der in den 6 und 8 gezeigt ist, über den Ausgangsanschluß 12b zu.
Der zusätzliche Signalgenerator 13 erzeugt ein zusätzliches Signal, so daß eine vorherbestimmte lineare Interpolation bei den Intervallen zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt gemäß dem aufgelösten Übergangspunktmuster der 16 Muster und mit Bezug auf die bereits ausgeführte liineare Interpolation bei dem Intervall zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt der Übergangspunktgruppe des ersten bis dritten Übergangspunkts durchgeführt werden kann.
Wenn die digitalen Signale mit N Bits in digitale Signale mit M Bits umgewandelt werden, sind die erzeugten zusätzlichen Signale digitale Signale mit (M – N) Bits.
Die zusätzlichen Signale sind solche Signale mit (M – N) Bits, daß eine lineare Interpolation für die Wellenform wie in 9C gezeigt durchgeführt werden kann. In dieser Wellenform sind die Übergangsgeschwindigkeiten bei den Übergangspunkten der digitalen Signale mit N Bits als ein LSB dargestellt. Bei den Perioden, während welchen die lineare Interpolation durchgeführt wird, werden die zusätzlichen Signale so erzeugt, daß der integrale Wert der Wellenform (in 9C gezeigt), der erhalten wird, indem die Übergangsgeschwindigkeit bei den Übergangspunkten der digitalen Signale mit N Bits auf ein LSB beschränkt wird, dem integralen Wert der Wellenform, die durch das linear interpolierte digitale Signal mit M Bits dargestellt ist, gleich sein können. Die zusätzlichen Signale mit (M – N) Bits sind die Signale, die Amplituden haben, die geringer als 1 LSB der digitalen Signale mit N Bits sind. Die erzeugten zusätzlichen Signale mit (M – N) Bits werden zu den digitalen Signalen mit N Bits addiert.
Die zusätzlichen Signale können einfach unter Verwendung von Daten, die bezeichnend für die Typen der Übergangsmuster als die Adressensignale sind, und außerdem durch das Ausgeben von Daten erzeugt werden, die bezeichnend für die vorherbestimmten zusätzlichen Signale von einer ROM-Tabelle (nicht gezeigt) sind, die beispielsweise in dem zusätzlichen Signalgenerator 13 vorgesehen ist.
Die 11 bis 18 zeigen, wie die lineare Interpolation gemäß der Übergangsmuster ausgeführt wird. Die lineare Interpolation, die bei der Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt in einer Übergangspunktgruppe ausgeführt werden soll, wird mit Bezug auf die lineare Interpolation beschlossen, die bereits bei dem Intervall zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt dieser Gruppe ausgeführt wird. In jeder dieser Zeichnungen stellen #1 bis #4 vier kontinuierliche Übergangspunkte auf der Zei tachse dar. Außerdem stellt die Zahlenanordnung wie [1111] den Übergang der digitalen Werte bei den vier Übergangspunkten einer Übergangspunktgruppe, die in Folge auf der Zeitachse auftritt, unter Verwendung der logischen Werte [1] und [0] dar, wobei [1] eine Zunahme anzeigt und [0] eine Abnahme anzeigt.
Die Darstellung von konvex und konkav in den Interpolationsmodusspalten zwischen #1 und #2 und zwischen #2 und #3 stellt dar, daß der Interpolationsmodus konvex oder konkav (nicht linear) bei den Perioden ist. Außerdem stellen die Zahlen (z. B. 1 bis 2 oder 2.5 bis 3 usw.) in der Interpolationsmodusspalte zwischen #1 und #2 und zwischen #2 und #3 dar, daß die lineare Interpolation ausgeführt wird. Außerdem stellt die Darstellung von „-„ in der Interpolationsmodusspalte zwischen #2 und #2 dar, daß die lineare Interpolation zwischen #2 und #3 nicht ausgeführt wird. Wenn die Interpolation bei der Periode einschließlich zwischen #2 und #3 ausgeführt wird, ist die Interpolation außerdem durch eine gestrichelte Linie dargestellt. Wenn die Interpolation bei der Periode einschließlich zwischen #1 und #2 ausgeführt wird, ist die Interpolation außerdem durch eine durchgehende Linie gezeigt.
In jeder der 11 bis 18 sind nur acht Typen von Mustern (1111, 1110, 1101, 1100, 1011, 1010, 1000 und 1001) bei den vier Übergangspunkten #1, #2, #3 und #4 als die Kombinationen der Übergänge des digitalen Werts (eine Zunahme oder Abnahme der digitalen Werte) gezeigt. Jedoch können die bereits erklärten 16 Typen von Mustern auch durch Kombinieren der oben erwähnten acht Muster und von weiteren acht Mustern erhalten werden (in welchen [1] und [0] in der Zahlenanordnung bei den oben erwähnten acht Mustern umgekehrt sind), in der Praxis ist es möglich, mit den 16 Typen von Mustern nur durch Verwendung von acht Ty pen von Musterdaten wie in 11 bis 18 gezeigt fertig zu werden.
Auf Grundlage der Daten, die bezeichnend für den Typ des Übergangspunktmusters sind, beschließt der zusätzliche Signalgenerator 13 aus 8 den Modus der linearen Intepolation wie in 11 bis 18 zum Beispiel gezeigt entsprechend der linearen Interpolation, die bereits in dem Intervall zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt des digitalen Werts der vorliegenden Übergangspunktgruppe ausgeführt wird, die sich aus vier Übergangspunkten zusammensetzt, oder entsprechend der linearen Interpolation, die bereits in dem Intervall zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt des digitalen Werts der vorhergehenden Übergangspunktgruppe ausgeführt wird, die sich aus vier Übergangspunkten zusammensetzt. Der zusätzliche Signalgenerator 13 führt die Berechnungen so aus, daß die zusätzlichen Signale mit (M – N) Bits, die der linearen Interpolation entsprechen, die wie oben beschrieben beschlossen wurde, erzeugt werden können.
In 8 werden die Adreßdaten der Übergangspunkte von dem Diskriminator 12 zu dem zusätzlichen Signalgenerator 13 zusammen mit den Daten zugeführt, die für die Typen der Übergangsmuster bezeichnend sind. Außerdem können die Intervalldaten der Übergangspunkte, welche zur Berechnung erforderlich sind, um die zusätzlichen Signale zu erzeugen, durch Berechnen der gegenseitigen Unterschiede zwischen den vier Adreßdaten der Übergangspunkte berechnet werden.
Die 19A bis 19B sind Diagramme zur Hilfe bei der Erklärung wie die Interpolationslinie, die in dem Intervall zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt des digitalen Werts der einen Übergangspunktgruppe erhalten werden soll, beschlossen wird. Die 19A bis 19BD zeigen vier typische Übergangsmuster, die durch vier Übergangs punkte gebildet sind. Genauer zeigt 19A ein Beispiel für das Übergangsmuster, für welches die digitalen Werte bei den vier sequentiellen Übergangspunkten monoton anwachsen. 19B zeigt ein weiteres Beispiel des Übergangsmusters, für welches die digitalen Werte bei den vier sequentiellen Übergangspunkten zuerst monoton anwachsen und dann abfallen. 19C zeigt ein weiteres Beispiel des Übergangsmusters, für welches die digitalen Werte bei den vier sequentiellen Übergangspunkten zuerst anwachsen und auf einmal abfallen (konvex). 19D zeigt das andere Beispiel des Übergangsmusters, für welches die digitalen Werte bei vier sequentiellen Übergangspunkten zuerst anwachsen, bei einem konstanten Niveau bleiben und dann abfallen.
In den 19A bis 19D ist die lineare Interpolation, die für jedes Übergangsmuster ausgeführt werden soll, durch eine schräge durchgehende Linie in den Zeichnungen gezeigt. Außerdem stellen in den Zeichnungen #1, #2, #3 und #4 jeweils den ersten bis den vierten Übergangspunkt der vier kontinuierlichen digitalen Werte auf der Zeitachse dar. Außerdem ist eine Zunahme des digitalen Werts bei einem Übergangspunkt durch den logischen Wert [1] dargestellt und eine Abnahme des digitalen Werts bei einem Übergangspunkt ist durch den logischen Wert [0] dargestellt. Außerdem entsprechen die Perioden zwischen „a" und „b", zwischen „c" und „d" und zwischen „c" und „h" einem LSB oder einer Auflösung von 1/2^N (Auflösungsleistung).
Erstens kann die lineare Interpolation zwischen dem zweiten Übergangspunkt #2 und dem dritten Übergangspunkt #3 in 19A durch eine schräge Linie e → g → f (e → f) erhalten werden, die durch Verbinden eines Mittelpunkts „e" zwischen „a" und „b" bei dem zweiten Übergangspunkt #2 mit einem Mittelpunkt „f" zwischen „c" und „d" bei dem dritten Übergangspunkt #3 erhalten wird. Hier ist der Höhenunterschied zwischen den zwei Mittelpunkten „e" und „f" gleich einem LSB der Auflösung von 1/2^N. Der Gradient zwischen der Interpolatinslinie e → f kann durch Berechnen (L /bc) erhalten werden, wobei bc den Abstand zwischen den Übergangspunkten #2 und #3 bezeichnet und L die Auflösung von 1/2^N oder LSB bezeichnet. Außerdem kann der Abstand bc durch eine Differenz des Adreßwerts zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt #2 und #3 erhalten werden.
Zweitens kann in die lineare Interpolation zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt #2 und #3 in 19B durch eine schräge Linie e → g erhalten werden. Diese schräge Linie ist ein Teil der Linie, die durch Verbinden eines Mittelpunkts „e" zwischen „a" und „b" bei dem zweiten Übergangspunkt #2 mit einem Mittelpunkt „f" zwischen „c" und „d" bei dem dritten Übergangspunkt #3 erhalten wird. Der Gradient zwischen der Interpolationslinie e → g kann auf die gleiche Weise wie die Interpolationslinie zwischen e und f erhalten werden, die in 19A gezeigt ist.
Für den Fall des Übergangsmusters wie es in 19C gezeigt ist, werden sowohl ein Mittelpunkt „i" zwischen den Übergangspunkten #1 und #2 und als auch ein Mittelpunkt „j" zwischen den Übergangspunkten #3 und #4 der Reihe nach bestimmt. Dann werden zwei Linien im und mj auf so eine Weise erhalten, daß der rechteckige Bereich abch gleich dem dreieckigen Bereich imj wird, der eine Grundlinie ij hat. Hierbei ist die Höhe des gebildeten Dreiecks imj mit Hc bezeichnet.
Da der Bereich des Rechtecks abch gleich 1 × ah ist und der Bereich des Dreiecks imj (ij × Hc)/2 ist, kann Hc dargestellt werden als 1 × ah = (ij × Hc)/2 Hc = 2 × ah/ij.
Da der Punkt „i" ein Mittelpunkt zwischen den Übergangspunkten #1 und #2 ist und da der Punkt „j" desweiteren ein Mittelpunkt zwischen den Übergangspunkten #3 und #4 ist, kann der Wert Hc einfach auf Grundlage der Adreßwerte der Übergangspunkte #1 bis #4 erhalten werden.
Hierbei werden die zwei Fälle (1) Hc ist gleich oder kleiner als 1 und (2) Hc ist größer als 1 für Werte von Hc in Betracht gezogen werden.
Für den Fall, daß Hc gleich oder kleiner 1 ist, befindet sich die Lage des Punkts „m" auf der Zeitachse, das heißt die Lage des Punkts r, bei einem Punkt, bei welchem die Linie ah durch ein Verhältnis der Intervallängen zwischen den Übergangspunkten #1 und #2 und der Intervallänge zwischen den Übergangspunkten #3 und #4 geteilt wird. Mit anderen Worten können die Periodenlänge (die Anzahl der Abtastperioden Ts) der Linie ar und der Periodenlänge der Linie rh dargestellt werden als ar = ah × na/(na + ho) rh = ah – ar.
Deshalb sind die Gradienten der Linie im und der Gradient der Linie mj wie folgt: Gradient der Linie im = Hc/ir Gradient der Linie mj = Hc/rj
Außerdem können die Periodenlängen der Linien it und rj dargestellt werden als it = (na/2) + ar rj = (ho/2) + rh.
Zweitens wird die lineare Interpolation wie in 19D ausgeführt, wenn Hc größer als 1 ist. In 19D können der Gradient der Linie ip und der Gradient der Linie qj wie folgt erhalten werden: Gradient der Linie ip = 1/iu Gradient der Linie qj = 1/vj
Außerdem ist der Gradient der Linie pq 0.
Hier sind die Punkte „u" und „v", die in 19D gezeigt sind, jedoch durch die Punkte p und q auf so eine Weise bestimmt, daß das Liniensegment ia gleich dem Liniensegment au und außerdem das Liniensegment vh gleich dem Liniensegment hj ist.
Außerdem sind die Periodenlängen der Linien iu und vj in den obigen Formeln gegeben durch: iu = 2 × (na/2) = na vj = 2 × (ho/2) = ho uv = ah – (na /2) – (ho/2)
Wie oben beschrieben, können die Übergangsmuster, die durch die vier sequentiellen Übergangspunkte #1, #2, #3 und #4 ausgedrückt werden, auf nur 16 Typen von insgesamt acht Typen, die in den 11 bis 18 gezeigt werden, und die weiteren acht Typen der Übergangsmuster, die denen entgegengesetzt sind, die in den 11 bis 18 gezeigt sind, begrenzt werden. Das lineare Interpolationsmuster, das in dem Intervall zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt #2 und #3 (der vier Übergangspunkte #1, #2, #3 und #4) ausgeführt werden soll, hat vier Typen für jeden der 16 Typen der Übergangsmuster gemäß der linearen Interpolation, die bereits in dem Intervall zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt #1 und #2 ausgeführt wurde, wie in den 11 bis 18 gezeigt. Obwohl es insgesamt 64 (16 × 4) Typen von linearen Interpolationsmustern gibt, kann der zusätzliche Generator 13 aus 8 mit anderen Worten jedoch lineare Interpolationsdaten für jede Übergangspunktgruppe, die sich aus vier Übergangspunkten zusammensetzt, durch die oben erwähnten Berechnungen leicht erzeugen, wie oben mit Bezugnahme auf die 19A bis 19D erklärt.
Der zusätzliche Signalgenerator 13, der in den 6 und 8 gezeigt ist, ist mit einer Steuerungseinheit mit RAM, ROM und CPU und einer Recheneinheit zur Ausführung der Operation versehen, so daß eine vorherbestimmte lineare Interpolation auf die Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt von jeder Übergangspunktgruppe, die sich aus vier Übergangspunkten #1, #2, #3 und #4 zusammensetzt, angewandt wird. Außerdem führt der Generator 13 die Operation so aus, daß die lineare Interpolation mit der Auflösung von 1/2^M auf die Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt von jeder Übergangspunktgruppe gemäß einem von 16 Übergangsmustern von digitalen Werten, die für die Übergangspunkte #1, #2, #3 und #4 erzeugt werden, angewandt wird.
Die Daten der linearen Interpolation, die durch die oben beschriebene Operation von dem zusätzlichen Signalgenerator 13 erhalten werden, werden sequentiell in dessen Speicher gespeichert. Die gespeicherten Daten sind derart, daß die lineare Interpolation mit der Auflösung von 1/2^M wie in 9C gezeigt auf die Wellenform angewandt wird, für welche die digitalen Daten bei den Übergangspunkten mit der Auflösung von 1/2^M auf so eine Weise, wie mit Bezug auf die 11 bis 18 beschrieben, anwachsen oder abnehmen.
In 6 werden die linearen Interpolationsdaten, die in dem Speicher des Generators 13 gespeichert sind, sequentiell ausgelesen. Dann werden Daten mit (M – N) Bits von dem höchstwertigen Bit (MSB) der linearen Interpolationsdaten mit M Bits bestimmt und zu dem Addierer 15 und dem feststehenden Kontaktpunkt „a" des Schalters 17 zugeführt. Hier zeigt 9C, daß der Übergang der digitalen Daten bei den Übergangspunkten mit der Auflösung von einem LSB von 1/2^N unabhängig davon zunimmt oder abnimmt, wie groß der Übergang der digitalen Daten bei den Übergangspunkten wie in 9A gezeigt ist.
Die linearen Interpolationsdaten mit M Bits, die in dem Speicher des zusätzlichen Signalgenerators 13 gespeichert werden sollen, sind zum Beispiel digitale Werte, die den Punkten „a", „c", „e", „g", „i", „k", „m", „p", und „r", auf der geraden Linie ar entsprechen, Daten auf den Abtastpunkten und Steigungsdaten auf der geraden Linie ar, wie in 2A gezeigt. Und die Daten mit (M – N) Bits von dem MSB der linearen Interpolationsdaten mit M Bits werden bestimmt und am Generator 13 ausgegeben.
In dem Signalprozessor 3 zur Verarbeitung von Signalen, um die Auflösung der kodierten Daten zu verbessern, wird der Versatzwert, der von dem Versatzwertgenerator 14 erzeugt wurde, wie oben beschrieben zu den Daten der linearen Interpolation mit der Auflösung von 1/2^M (M > N), die durch den zusätzlichen Generator 13 mit (M – N) Bits erhalten wurden, addiert. Dementsprechend können die Daten der linearen Interpolation bei den Abtastpunkten so wie von den Statussen in den 2A bis 2C zu den Statussen in den 20A bis 20C umgewandelt werden.
Wie oben beschrieben speichert der Speicher des zusätzlichen Generators 13 von (M – N) Bits die Daten der linearen Interpolation mit der Auflösung von 1/2^M (M > N) wie beispielsweise digitale Werte, die den Punkten „a", „c", „e", „g", „i", „k", „m", „p", und „r" usw. auf der geraden Linie ar entsprechen, die in den 2A und 2B gezeigt ist, und den Neigungsdaten der Linie ar. Dann verwendet der Versatz- wertgenerator 14 diese Daten, um einen Versatzwert zu erzeugen, so daß die Wellenform der linear interpolierten digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^M, die in 2A gezeigt ist und die durch den zusätzlichen Generator 13 von (M – N) Bits erzeugt wurde, um eine Hälfte der Abtastfrequenz verschoben wird, um die digitalen Daten der stufenförmigen Wellenform wie in 20A gezeigt zu erhalten.
Die gerade Linie ar, die in 20A gezeigt ist, entspricht der geraden Linie ar, die in 2A gezeigt ist. Die Punkte, wo sich die gerade Linie ar und die vertikalen Linien bei den Abtastpunkten schneiden wie in 20A gezeigt, entsprechen den Punkten „a", „c", „e", „g", „i", „k", „m" und „p" wie in 2A gezeigt. Des weiteren werden die digitalen Werte, die durch die Punkte „a'", „c'", e'" g'" i', k'", m'" und p'" dargestellt werden die in 20A gezeigt sind, durch Anwenden von besonderen Versatzwerten (zum Beispiel a → a', c → c', ...) auf die digitalen Werte erhalten, die durch die Punkte „a", „c", „e", „g", „i", „k", m" und „p" dargestellt sind, die in 2A gezeigt sind.
Hier werden die Versatzwerte (zum Beispiel a → a', c → c', ...), die durch den Versatzwertgenerator 14 erzeugt werden, der in 6 gezeigt ist, im Detail beschrieben.
Jeder Versatzwert wird als eine Differenz zwischen der Höhe eines ersten Punkts, wo sich die vertikale Linie, die in der Mitte der zwei aufeinanderfolgenden Abtastpunkte vorgesehen ist, und die Linie ar schneiden, und die Höhe eines zweiten Punkts dargestellt, wo sich die vertikale Linie, die bei dem Abtastpunkt vorgesehen ist, und die Linie ar kurz vor dem ersten Punkt schneiden.
20C erklärt, wie ein bestimmter Versatzwert durch den Versatzwertgenerator 14 unter Verwendung der digitalen Wer te die den Punkten „a", „c", „e", „g", „i", „k", „m", „p" und „r" usw. auf der geraden Linie ar entsprechen, der abgetasteten Lagedaten und der Neigung der Linie ar, die in 2A gezeigt ist, erzeugt wird.
In 20C stellen die Zeitpunkte t1, t2, t3 ... sequentielle Abtastpunkte dar. Und die Perioden T1 und T2 sind die Abtastperiode Ts. Die Zeichen D1, D2 und D3 bezeichnen digitale Werte der Abtastpunkte bei den Zeitpunkten t1, t2 bzw. t3. Außerdem sind die digitalen Werte D1, D2 und D3 digitale Werte (die den Punkten „a", „c", „e", „g", „i", „k", „m", „p" und „r" auf der geraden Linie ar entsprechen, die mit Bezugnahme auf 2A beschrieben ist) bei den sequentiellen Abtastpunkten, die in dem Speicher gespeichert sind, der die Daten der linearen Interpolation, die durch den zusätzlichen Signalgenerator 13 erhalten werden, mit der Auflösung von 1/2^M speichert.
In 20C entspricht die gerade Linie L, die die Punkte D1, D2 und D3 verbindet, der geraden Linie ar, die in den 2A und 20A gezeigt ist. Außerdem werden die digitalen Werte D'1 und D'2 bei den Abtastpunkten zu den Zeiten t1 bzw. t2 durch Addieren eines bestimmten Versatzwerts „d" zu den digitalen Werten D1 und D2 bei den Abtastpunkten zu den Zeiten t1 bzw. t2 erhalten.
Der Versatzwert „d" wird von dem Versatzwertgenerator 14, der in 6 gezeigt ist, auf die folgende Arten erhalten:

(1) Der Versatzwert „d" wird als d = (Ts/4)cotθ, erhalten, wobei der Winkel θ durch die Neigung der geraden Linie L erhalten wird, die durch die linear interpolierten digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^M angezeigt sind, und Ts/4 (T1/2, T2/2) ist die eine Hälfte der Abtastperiode.
(2) Der Versatzwert „d" wird als d = (D2 – D1)/2 erhalten, was eine Hälfte der Differenz zwischen den digitalen Werten von zwei aufeinanderfolgenden digitalen Signalen ist.
(3) Der Versatzwert „d" wird als d = (1 LSB mit N bits)/2n mit Bezug auf die digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^M erhalten, die in dem Intervall nTs (n: eine natürliche Zahl, Ts: Abtastperiode) interpoliert wurden.

In 6 wird der Versatzwert „d", der von dem Versatzwertgenerator 14 erzeugt wurde, zu dem Addierer 15 zugeführt. Der Addierer 15 addiert den Versatzwert „d" und Daten mit (M – N) Bits und der Auflösung von 1/2^M, die von dem zusätzlichen Signalgenerator 13 erzeugt wurden, und führt einen addierten Wert (die Ausgangsdaten) zu dem feststehenden Kontaktpunkt „b" des Schalters 17 und auch zu dem Überlaufdetektor 16 mit einem LSB von N Bits zu. Der Detektor 16 erzeugt ein schaltendes Steuersignal, um den beweglichen Kontakt „v", der den feststehenden Kontaktpunkt „b" berührte, zu zwingen, den feststehenden Kontaktpunkt „a" zu berühren, wenn die digitalen Daten, die von dem Addierer 15 ausgegeben werden, den einen LSB mit N Bits überschreiten.
Wenn die digitalen Daten, die von dem Addierer 15 ausgegeben werden, nicht den 1 LSB mit N Bits überschreiten, werden die Ausgangsdaten des Addierers 15 genauer zu dem Addierer 11 über den feststehenden und den beweglichen Kontaktpunkt „b" und „v" des Schalters 17 zugeführt. Wenn die digitalen Daten, die von dem Addierer 15 ausgegeben werden, ein 1 LSB mit N Bits überschreiten, werden andererseits nur die Daten mit (M – N) Bits und der Auflösung von 1/2^M, die von dem Generator von (M – N) zusätzlichen Bits ausgegeben werden, zu dem Addierer 11 über den feststehende und den bewegliche Kontaktpunkt „a" und „v" des Schalters 17 zugeführt.
Die Addierer 11 addiert die zusätzlichen kodierten Daten mit (M – N) Bits zu den kodierten Daten mit N Bits, die von der Verzögerungseinheit 10 zugeführt werden, so daß die zusätzlichen kodierten Daten mit (M – N) Bits auf dem niedrigstwertigen Bit der kodierten Daten N Bits folgen, um die kodierten Daten M Bits, wie in 20A gezeigt, zu erhalten. Die kodierten Daten mit M Bits haben eine weitaus bessere Signalqualität als die kodierten Daten mit M Bits, die in 2A gezeigt sind und durch die gewöhnliche Signalverarbeitungsvorrichtung erzeugt wurden. Dies ist aus dem Vergleich der Bereiche des Polygons, das durch a → a'→ b' → c' → d' → e' → f' → g' → h'→ u gebildet wird, und des Polygons, das durch r → v → i'→ j' → k' → l'→ m' → n' → p' → q' gebildet wird und in 20B gezeigt ist, und die Bereiche des Polygons, das durch b → c → d → e → f → g → h → u gebildet wird, und des Polygons, das durch r → v → i → j → k → l → m → n → p → q gebildet wird und in 2C gezeigt ist, verständlich.
Als nächstes wird der Fall beschrieben, in dem ein Mittelwert der linearen Interpolationsdaten mit M Bits, die von dem Speicher des zusätzlichen Signalgenerators 13 gelesen werden, über mehrere Abtastperioden berechnet wird, um eine Rundung auf die Daten der linearen Interpolation mit M Bits anzuwenden, die Daten mit (M – N) Bits von dem MSB der Interpolationsdaten mit M Bits, die bei dem Runden angewandt werden, werden bestimmt und als die Interpolationsdaten mit (M – N) Bits verwendet.
Hier werden die Daten der linearen Interpolation mit M Bits, die pro Abtastperiode sequentiell von dem Speicher gelesen werden, als D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7 ... bezeichnet. Alle Daten der linearen Interpolation mit M Bits werden gerundet, indem der Mittelwert der Daten der linearen Interpolation für drei Abtastperioden berechnet wird, das heißt D2 ist (D1 + D2 + D3)/3, D3 ist (D2 + D3 + D4)/3, D4 ist (D3 + D4 + D5)/3, D5 ist (D4 + D5 + D6)/3. Dann werden bestimmte Daten mit (M – N) Bits so bestimmt, daß die lineare Interpolation in eine nicht lineare Interpolation wie in 21 gezeigt umgewandelt wird. In 21 wird der Mittelwert der Daten der linearen Interpolation (digitale Daten der Neigung oder digitale Daten, um die digitalen Daten für die Neigung zu erhalten) für sequentielle Abtastperioden als die Daten der linearen Interpolation bei sequentiellen Abtastperioden verwendet. Diese Verfahren führt zu der linearen Interpolation, die als Kurve Sc gezeigt ist, von der ursprünglichen linearen Interpolation, die als gerade Linie Lc gezeigt ist.
Wenn gerundet wird, ist es vorzuziehen, die Anzahl der Abtastperioden zu verändern, die verwendet werden, um den Mittelwert zu erhalten, welcher der Neigung der geraden Linie für die Interpolation entspricht. Wenn die Neigung der geraden Linie für die Interpolation klein ist, wird im Detail die Anzahl der Abtastperioden, die verwendet werden, um den Mittelwert zu erhalten, vergrößert werden. Wenn die Neigung der geraden Linie für die Interpolation groß ist, wird andererseits. die Anzahl der Abtastperioden, die verwendet werden, um den Mittelwert zu erhalten, verringert. Wenn die Richtung der Neigung der geraden Linie für die Interpolation verändert wird (konvexe oder konkave Teile) wird außerdem die Anzahl der Abtastperioden vergrößert, die verwendet werden, um den Mittelwert zu erhalten.
Wenn die Anzahl der Abtastperioden, um den Mittelwert zu erhalten, welcher der Neigung der geraden Linie für die Interpolation entspricht, verändert wird, ist der Bereich des Teils, welcher von der geraden Linie für die Interpolation umgeben ist, bei dem Teil, wo die Richtung der Neigung der geraden Linie für die Interpolation verändert wird (konvexe und konkave Teile), manchmal kleiner als der Bereich des Rechtecks auf den konvexen und konkaven Teilen, die von der geraden Linie mit einem LSB und der Auflösung 1/2^M umgeben sind. In diesem Fall ist es vorzuziehen, die lineare Interpolation unter der Bedingung auszuführen, daß die Höhe Hc, die vorher mit Bezug auf die 19C und 19D beschrieben wurde, erhöht wird. Wenn das Runden auf die lineare Interpolation wie oben beschrieben angewandt wird, ist es außerdem vorzuziehen, den Bereich des Teils, der von der geraden Linie für die Interpolation umgeben wird, und den Bereich des Rechtsecks der konvexen und konkaven Teile, die von der geraden Linie mit 1 LSB mit der Auflösung von 1/2^N umgeben werden, zueinander gleich zu machen.
In den 3A und 3B werden die kodierten Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts, die einer Signalverarbeitung unterworfen werden sollen, in den Generator 2 der zyklischen Daten eingegeben, so daß sie zyklische Daten sind, für welche zwei kodierte Datensätze mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 der Reihe nach auf der Zeitachse auftreten. Die zyklischen Daten werden dann zu dem Signalprozessor 3 zugeführt, so daß sie zyklische Daten sind, für welche die zwei kodierten Datensätze mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 der Reihe nach auf der Zeitachse auftreten.
Die zyklischen Daten, die von dem Signalprozessor 3 ausgegeben werden, werden zu dem Tiefpaßfilter 4 zugeführt. Ein Filter mit der Nyquist-Frequenz fs/4 als Grenzfrequenz, die mit Bezug auf die Abtastfrequenz fs/2 bestimmt wurde, die der Abtastperiode Ts der kodierten Daten mit N Bits entspricht, die der Signalverarbeitung ausgesetzt werden sollen, wird als der Tiefpaßfilter 4 verwendet. 22 zeigt ein Beispiel der Bandpaßmerkmale eines digitalen Tiefpaßfilters mit der Grenzfrequenz 24 KHz.
In 3A werden die zyklischen Daten, für welche die kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 der Reihe nach auf der Zeitachse auftreten, durch den Tiefpaßfilter 4 gefiltert und über den Ausgangsanschluß 6 ausgegeben. Wenn ein Tiefpaßfilter für das Ausgeben der kodierten Date mit M Bits und der Abtastperiode Ts durch das Dezimieren der kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 als der Tiefpaßfilter 4 verwendet wird, gibt der Filter 4 die kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts an dem Ausgangsanschluß aus.
Andererseits gibt in 3B ein Datendezimator 5 zyklische Daten aus, für welche zwei kodierte Datensätze mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2, die von dem Tiefpaßfilte 4 ausgegeben werden, der Reihe nach auf der Zeitachse erscheinen. Die zyklischen Daten von dem Datendezimator 5 werden über den Ausgangsanschluß 6 ausgegeben.
Als Datendezimator 5 werden zum Beispiel ein Dezimationsfilter mit einem digitalen FIR-Filter oder eine Schalterschaltung verwendet. Der Datendezimator 5 gibt die kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts an dem Ausgangsanschluß 6 aus.
In den oben beschriebenen Ausführungsformen sind die ausgegebenen kodierten Daten mit M Bits (1) die zyklischen Daten mit der Abtastperiode Ts/2, die eine Hälfte der Abtastperiode Ts der kodierten Daten mit N Bits ist, die der erfindungsgemäßen Signalverarbeitung ausgesetzt werden sollen oder (2) die kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts.
Für den Fall (1) kann die Erfindung auf die Signalverarbeitung der kodierten Daten angewandt werden, die auf einem digitalen Audioband (DAT) durch eine Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung für eine digitale Videoplatte (DVD) aufgezeichnet wurden.
Für den Fall (2) kann die Erfindung außerdem auf die Signalverarbeitung von kodierten Daten angewandt werden, die auf einer CD-Platte von einer Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung für eine CD-Platte aufgezeichnet wurden.
Wie oben beschrieben, ist es erfindungsgemäß im Vergleich zu der üblichen Art der Vermehrung von Bits einfach, Audiound Videosignale mit hoher Auflösung und Qualität wiederzugeben. Außerdem kann die Interpolation erfindungsgemäß effektiv für den Übergang des digitalen Werts ausgeführt werden, für welchen die Interpolation für eine Zunahme der Anzahl der Bits durch die übliche Vorrichtung nicht ausgeführt werden kann. Erfindungsgemäß ist es daher verglichen mit den digitalen Signalen, die durch die übliche Vorrichtung erhalten werden, einfach, die digitalen Signale mit M Bits und mit hoher Qualität zu erhalten.
Als nächstes wird die dritte und die vierte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsvorrichtung mit Bezugnahme auf die 23A bzw. 23B beschrieben.
In den 23A und 23B werden kodierte Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts zu einem Überabtastfilter 200 über den Eingangsanschluß 100 zugeführt. Der Filter 200 führt dort das Überabtasten aus.
Die Abtastoperation des Überabtastfilters 200 wird genau mit Bezugnahme auf die 7A und 7B beschrieben werden, die für die Beschreibung des Signalprozessors 3 zur Verarbeitung von Signalen, um die Auflösung der kodierten Daten zu verbessern wie in den 3A und 3B für die erste bzw. die zweite Ausführungsform gezeigt, verwendet wurden.
Für die dritte und die vierte Ausführungsform veranschaulicht 7A die kodierten Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts, die zu dem Überabtastfilter 200 zugeführt werden, und 7B kodierte Daten mit N Bits und Abtastperiode Ts/2, die von dem Überabtastfilter 200 durch doppeltes Überabtasten verarbeitet werden.
Außerdem veranschaulicht für die dritte und für die vierte Ausführungsform 7A die Situation, für welche die digitalen Werte der kodierten Daten mit N Bits, die der Signalverarbeitung ausgesetzt werden sollen, sich um 1 LSB pro Abtastperiode ändern.
Genauer veranschaulicht die stufenförmige Wellenform a → b → c → d → ... → n, die in den 7A und 7B gezeigt sind, die Situation, in welcher die digitalen Werte der kodierten Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts, die zu dem Überabtastfilter 200 zugeführt werden, sich pro Zeit Ts ändern.
Außerdem bezeichnen in den 7A und 7B die Positionen „b", „d", „f", „h", „i", „k" und „m" und usw. den Betrag der digitalen Werte. In dieser Hinsicht bezeichnen die Zeichen D1 und D1a in 24, auf die später Bezug genommen wird, den digitalen Wert bei der Position „b", der in den 7A und 7B gezeigt ist und ebenso D2 und D2a die Position „d" und D3 und D3a die Position „f".
In 7B bezeichnen die Positionen „b'", „d'", f'", „h" ... → „l'" den Betrag des digitalen Werts, der von dem Überabtastfilter 200 bei der Mittelposition der Positionen a → b → c → d → f → ... ausgegeben werden. Für die tatsächliche Anwendung könnte die Höhe der Positionen wie beispielsweise der Position „b'" nicht diejenige sein, die durch die Linie mit einem Punkt angezeigt ist. Die digitalen Daten D1b, die in 24 gezeigt sind, sind die digitalen Daten bei der Position „b'", die in 7B gezeigt ist, ebenso D2b bei „d'" und D3b bei „f'".
Hier sind die kodierten Daten mit N Bits (digitale Daten), die der Signalverarbeitung ausgesetzt werden sollen, und sequentiell pro Zeit Ts zu dem Überabtastfilter 200 zugeführt werden, digitale Daten D1 → D2 → D3 → ... wie in 24(b) gezeigt. Für diesen Fall sind die digitalen Daten, die um eine Abtastperiode Ts verzögerte werden und die sequentiell vom dem Filter 200 ausgegeben werden, die digitalen Daten D1a → D1b → D2a → D2b → D3a → D3b ... pro Zeit Ts/2 wie in 24(c) gezeigt.
Die erste und die zweite Folge von digitalen Daten werden zu einem ersten und einem zweiten Generator von zyklischen Daten 300A bzw. 300B zugeführt. Die Generatoren 300A und 300B geben zyklische Daten der Anzahl K aus kodierten Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts/K (K: eine natürliche Zahl von 2 oder mehr) aus, die aus der Zeitachse auftreten. 24(1) zeigt die Abtastperiode für den Fall K = 2.
Der erste (der zweite) Generator 300A (300B) von zyklischen Daten kann als der zyklische Generator 2 wie in 4 gezeigt aufgebaut sein. Der Generator 300A wandelt die erste Folge von digitalen Daten D1a → D2a → D3a → ..., die über den Eingangsanschluß 300A eingegeben wurden, zu digitalen Daten D1a, D1a, D2a, D2a, D3a, D3a ... um, für welche zwei (K = 2) gleiche Datensätze mit der Abtastperiode Ts/2 sequentiell sind und auf der Zeitachse wie in 24(g) gezeigt auftreten. Außerdem wandelt der Generator 300B die zweite Folge von digitalen Daten D1b → D2b → D3b → ..., die über den Eingangsanschluß 300a eingegeben werden in die digitalen Daten D1b, D1b, D2b, D2b, D3b, D3b ... um, für welche zwei gleiche (K = 2) Datensätze mit der Abtastperiode Ts/2 sequentiell sind und auf der Zeitachse wie in 24(k) auftreten.
Die Wirkungsweise des ersten (des zweiten) Generators 300A (300B) von zyklischen Daten wird mit Bezug auf 4 beschrieben werden. In 4 werden die seriellen Eingangsdaten mit N Bits aus sequentiellen kodierten Daten mit N Bits D1a → D2a → D3a → D3a → ... (D1b → D2b → D3b → ...) wie in 24(d) {24(h)} gezeigt zu einem Seriell-Parallel-Umsetzer 7 durch Bit-Takte B CLK1 zugeführt.
In dem Augenblick, wenn er damit fertig ist die digitalen Daten D1a aus seriellen Daten mit N Bits anzunehmen, gibt der Umsetzer 7 parallele digitale Daten mit N Bits aus, die zu eine Signalspeicher 8 zugeführt werden. Als nächstes sind die digitalen Daten D2a dran usw..
Der Signalspeicher 8 speichert die parallelen digitalen Daten mit N Bits D1a (D1b) wie in 24(e) {24(i)} gezeigt durch die Signalspeicher-Takte LT CLK in dem Augenblick, wenn der Umsetzer 7 damit fertig ist, die digitalen Daten D1a aus seriellen Daten mit N Bits anzunehmen. Der Signalspeicher liest dann die gespeicherten Daten D1a zweimal während der Periode Ts und führt sie zu einem parallelseriell-Umsetzer 9 zu.
Der Umsetzer 9 lädt die digitalen Daten D1a mit N Bits, die zu ihm wie in 24(f) oder 24(j) gezeigt zugeführt werden, pro Ladetakt LD CLK mit der Abtastperiode Ts/2. Die Bit-Takte B CLK2, die auch zu dem Umsetzer 9 zugeführt werden, haben die gleiche Periode wie der Bit-Takte B CLK1, die zu dem Seriell-Parallel-Umsetzer 7 zugeführt werden. Der Parallel-Seriell-Umsetzer 9 gibt dann zweimal die seriellen digitalen Daten D1a mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 während der Abtastperiode Ts der kodierten Daten mit N Bits, die verarbeitet werden sollen, über den Ausgangsanschluß 2b (300b in 23A oder 23B) wie in 24(d) gezeigt aus.
Wenn es erforderlich ist, die parallelen kodierten Daten mit N Bits zu einem Signalprozessor 400A (400B) zuzuführen, mit dem der Generator 300A (300B) der zyklischen Daten verbunden ist, kann der Generator 300A (300B) zweimal die parallelen digitalen Daten D1a (D1b) mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 während der Abtastperiode Ts der kodierten Daten mit N Bits, die verarbeitet werden sollen, ohne den Parallel-Seriell-Umsetzer 9 ausgeben.
Der Signalprozessor 400A (400B) verarbeitet zyklische Daten aus zwei sequentiellen kodierten Datensätzen mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 wie in 7B, um zyklische Daten aus zwei sequentiellen kodierten Datensätzen mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 auszugeben. Der Aufbau und die Wirkungsweise des Signalprozessors 400A (400B) sind hier ausgelassen, da sie die gleichen sind wie der Aufbau und die Wirkungsweise des Signalprozessors 300, der mit Bezug auf die 6 bis 21 bereits beschrieben wurde.
Genauer sind die kodierten Daten mit N Bits, die von dem Signalprozessor 400A ausgegeben werden, die zyklischen Daten aus zwei sequentiellen kodierten Datensätzen mit M Bits und mit der Abtastperiode Ts/2 D1a, D1a → D2a, D2a → D3a, D3a ..., die aus den zyklischen Daten aus zwei sequentiellen kodierten Datensätzen mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 D1a, D1a → D2a, D2a → D3a, D3a ... wie in 24(g) gezeigt umgewandelt wurden.
Ebenso sind die kodierten Daten mit M Bits, die von dem Signalprozessor 400B ausgegeben wurden, die zyklischen Daten aus zwei sequentiellen kodierten Datensätzen mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 D1b, D1b → D2b, D2b → D3b, D3b, ..., die aus zyklischen Daten aus zwei sequentiellen kodierten Datensätzen mit N Bits und der Abtastperiode Ts/2 D1b, D1b → D2b, D2b → D3b, D3b ... wie in 24(k) umgewandelt wurden.
In 23A werden die kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 D1a, D1a → D2a, D2a → D3a, D3a und die kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 D1b, D1b → D2b, D2b → D3b, D3b ... von dem Signalprozessor von 400A bzw. 400B ausgegeben und zu einem Datenselektor 500 zugeführt.
Der Datenselektor 500 wählt sequentiell und abwechselnd die kodierten Daten mit M Bits von den Signalprozessoren 400A und 400B aus und gibt die Folgen der kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 D1a → D1b → D2a → D2b → D3a → D3b ... über den Ausgangsanschluß 700 wie in 24(m) gezeigt aus.
Außerdem wird in 23B die Folge von Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 D1a → D1b → D2a → D2b → D3a → D3b → ..., die von dem Datenselektor 500 ausgegeben werden, zu einem Tiefpaßfilter (LPF) 600 zugeführt. Der Tiefpaßfilter 400, der bereits mit Bezugnahme auf 4 und 22 beschrieben wurde, kann als der Tiefpaßfilter 600 verwendet werden.
Die Folge von Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 D1a → D1b → D2a → D2b → D3a → D3b ..., die von dem Tiefpaßfilter 600 ausgegeben werden, werden zu einem Datendezimator 800 zugeführt. Der Datendezimator 800 gibt eine Folge von Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts D1a → D1b → D2a → D2b → D3a → D3b ... aus. Als der Datendezimator 800 kann ein Dezimationsfilter mit einem digitalen FIR-Filter oder eine Schalterschaltung usw. verwendet werden.
Der Datendezimator 800 kann nicht erforderlich sein, wenn der Tiefpaßfilter 600 so aufgebaut ist, daß er eine Nyquist-Frequenz fs/4 als eine Grenzfrequenz hat, die mit Bezug auf eine Abtastfrequenz fs/2 bestimmt ist, die der Abtastperiode Ts der kodierten Daten mit N Bits entspricht, die verarbeitet werden sollen und eine Funktion der Dezimierung von kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 hat, um kodierte Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts zu erzeugen.
Wie oben beschrieben gibt die Signalverarbeitungsvorrichtung, die in 23A gezeigt ist (die dritte Ausführungsform), die Folge von kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/2 D1a → D1b → D2a → D2b → D3a → D3b ... aus. Dies kann auf den Fall angewandt werden, für welchen es erforderlich ist, die kodierten DAT-Daten durch ein DVD-Aufzeichnungs/Wiedergabegerät zu verarbeiten.
Außerdem gibt die Signalverarbeitungsvorrichtung, die in 22B gezeigt ist (die vierte Ausführungsform), die Folge aus Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts D1a → D1b → D2a → D2b → D3a → D3b → aus. Dies kann auf den Fall angewandt werden, für welchen es erforderlich ist, kodierte Daten, die auf einer CD-Platte gespeichert sind, durch eine CD-Aufzeichnungs-Wiedergabevorrichtung zu verarbeiten.
Wie oben beschrieben, ist es erfindungsgemäß verglichen mit der üblichen Bitvermehrung einfach, Audio- und Videosignale mit hoher Auflösung und Qualität wiederzugeben.
Außerdem wird eine Interpolation erfindungsgemäß effektiv auf sich ändernde digitiale Werte angewandt, auf welche die Interpolation, um die Anzahl der Bits zu vermehren, durch das übliche Gerät nicht angewandt werden kann. Verglichen mit der üblichen Vorrichtung ist es deshalb einfach, digitale Signale mit M Bits und hoher Qualität zu erhalten.

Claims

Signalverarbeitungsvorrichtung zum Umwandeln kodierter Daten mit N Bits in kodierte Daten mit M Bits, wobei M größer als N ist, wobei die kodierten Daten mit N Bits erhalten werden, indem ein analoges Signal in ein digitales Signal mit der Auflösung von 1/2^N umgewandelt wird, wobei die Vorrichtung aufweist: einen Diskriminator (12) zum Erfassen eines Signalwellenformübergangs von den kodierten Eingangsdaten mit N Bits und zum Auflösen eines Signalübergangsmusters des Signalwellenformübergangs gemäß vorherbestimmter Referenzübergangsmuster; einen Signalgenerator (13) zum Erzeugen von kodierten Daten mit (M – N) Bits als Reaktion auf die aufgelösten Signalübergangsmuster; und einen Addierer (11) zum Addieren der kodierten Daten mit N Bits und der kodierten Daten mit (M – N) Bits, um kodierte Daten mit M Bits auszugeben, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungsvorrichtung außerdem einen Generator (2) und einen Tiefpaßfilter (4) aufweist, wobei der Generator (2) erste zyklische Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit der Anzahl K, N Bits und einer Abtastperiode Ts/K als Reaktion auf die kodierten Eingangsdaten mit N Bits und einer Abtastperiode von Ts erzeugt, wobei K eine natürliche Zahl von zwei oder mehr ist, wobei die ersten zyklischen Daten die Eingangsdaten des Diskriminators (12) bilden, wodurch sichergestellt wird, daß die Eingangsdaten des Diskriminators zumindest K sequentielle kodierte Daten mit N Bits von dem gleichen Abtastwert für jeden kodierten Abtasteingangswert mit N Bits aufweisen, und wobei der Addierer (11) zweite zyklische Daten aus se quentiellen kodierten Daten mit der Anzahl K, M Bits und der Abtastperiode Ts/K ausgibt, und wobei der Tiefpaßfilter (4) die zweiten zyklischen Daten mit einer Nyquist-Frequenz als einer Grenzfrequenz filtert, die von einer Abtastfrequenz abhängt, die der Abtastperiode Ts entspricht.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, die außerdem einen Dezimator (5) aufweist, um die kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/K aus den gefilterten zweiten zyklischen Daten zu dezimieren, um kodierte Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts auszugeben.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Generator (2) aufweist: einen Seriell-Parallel-Umsetzer (7), um die kodierten Eingangsdaten mit N Bits in parallele kodierte Daten mit N Bits durch erste Taktsignale umzuwandeln; einen Signalspeicher (8), um die parallelen kodierten Daten mit N Bits Kmal z speichern; und einen Parallel-Seriell-Umsetzer (9), um die parallelen kodierten Daten mit N Bits durch Ladetaktsignale der zyklische Periode Ts/K zu laden und um die parallelen kodierten Daten mit N Bits in serielle kodierte Daten mit N Bits und der Abtastperiode Ts/K durch zweite Taktsignale umzuwandeln, deren zyklische Periode 1/K einer zyklischen Periode der ersten Taktsignale ist, so daß die seriellen kodierten Daten mit N Bits Kmal ausgegeben werden.
Signalverabeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Diskriminator (12) aufweist: einen Extraktor (12A, 12B, 12C), um Übergangspunkte der ersten zyklischen Daten zu bestimmen; und einen Musterextraktor (12D), um die Übergangspunkte in Übergangspunktgruppen pro erster sequentielle vorherbestimmter Anzahl von Übergangspunkten einzuteilen und das Übergangsmuster jeder der Gruppen aufzulösen, denen aus einer zweiten vorherbestimmten Anzahl von Referenzmustern das Übergangsmuster zugeordnet wird.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 4, wobei die erste vorherbestimmte Anzahl von Punkten ein erster, ein zweiter, ein dritter und ein vierter sequentieller Übergangspunkt sind, wobei der Signalgenerator (13) die Anwendung linearer Interpolation auf eine erste Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt mit Bezug auf eine lineare Interpolation beschließt, die auf eine zweite Periode zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt bereits angewandt wurde, wobei die Operationen so durchgeführt werden, daß die beschlossene lineare Interpolation mit digitalen Signalen in der Auflösung von 1/2^N angewandt wird, wobei die beschlossene lineare Interpolation auf die erste Periode so angewandt wird, daß ein Bereich eines Rechtecks, das in der ersten Periode so gebildet wird, daß das Übergangsniveau der Auflösung 1 LSB von 1/2^N entspricht, und eine Form, die durch das Rechteck und Linien gebildet wird, die durch die digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^M angezeigt werden, beinahe zueinander gleich sind, um kodierte Daten mit (M – N) Bits zu erhalten.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, die außerdem aufweist: einen Versatzwertgenerator (14), um einen Versatzwert zu erzeugen, um eine stufenförmige Wellenform der linear interpolierten kodierten Daten mit M Bits zu bilden, die um die Hälfte der Abtastperiode Ts/K verschoben sind; einen ersten Addierer (15), um die kodierten Daten mit (MN) Bits und den Versatzwert zu addieren; einen Detektor (16), um zu erfassen, ob ein Ausgangssignal des ersten Addierers größer als ein vorherbestimmter Referenzwert wird, um ein Steuersignal zu erzeugen; und einen zweiten Addierer (17), um die ersten zyklischen Daten und das Ausgangssignal des ersten Addierers als Reaktion auf das Steuersignal zu addieren, so daß die zweiten zyklischen Daten ausgegeben werden.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 6, wobei der Dikriminator (12) aufweist: einen Extraktor (12A, 12B, 12C), um Übergangspunkte der ersten zyklischen Daten zu bestimmen; und einen Musterextraktor (12D), um die Übergangspunke in Übergangspunktgruppen pro erster sequentieller vorherbestimmter Anzahl von Übergangspunkten einzuteilen und das Übergangsmuster von jeder der sequentiellen Gruppen aufzulösen, denen aus einer zweiten vorherbestimmten Anzahl von Referenzmustern das Übergangsmuster zugeordnet wird.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 7, wobei die ersten Punkte mit vorherbestimmter Anzahl ein erster, ein zweiter, ein dritter und ein vierter sequentieller Übergangspunkt sind, wobei der Signalgenerator (13) die Anwendung der linearen Interpolation auf eine erste Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt mit Bezug auf eine Interpolation beschließt, die auf eine zweite Periode zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt bereits angewandt wurde, wobei die Operationen so durchgeführt werden, daß die beschlossene lineare Interpolation mit digitalen Signalen in der Auflösung von 1/2^M angewandt wird, wobei die beschlossene lineare Interpolation auf die erstes Periode so angewandt wird, daß ein Bereich eines Rechtecks, das in der ersten Periode so gebildet wird, daß das Übergangsniveau der Auflösung 1 LSB von 1/2^N entspricht, und eine Form, die durch das Rechteck und Linien gebildet wird, die durch die digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^M angezeigt werden, beinahe zueinander gleich sind, um die kodierten Daten mit (M – N) Bits zu erhalten.
Signalverarbeitungsvorrichtung zum Umwandeln von kodierten Daten mit N Bits in kodierte Daten mit M Bits, wobei M größer als N ist, wobei die kodierten Daten mit M Bits durch Umwandeln eines Analogsignals in ein Digitalsignal mit der Auflösung von 1/2^N erhalten werden, wobei die Vorrichtung aufweist: einen Diskriminator (12), um den Signalwellenformübergang der kodierten Eingangsdaten mit N Bits zu erfassen und die Signalübergangsmuster des Signalwellenformübergangs gemäß vorherbestimmter Referenzübergangsmuster aufzulösen; einen Signalgenerator (13), um kodierte Daten mit M – N Bits als Reaktion auf die aufgelösten Signalübergangsmuster zu erzeugen; und einen Addierer (11), um die kodierten Daten mit N Bits und die kodierten Daten mit (M – N) Bits zu addieren, um kodierte Daten mit M Bits auszugeben, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungsvorrichtung außerdem aufweist: einen Abtaster (200), um die kodierten Eingangsdaten mit N Bits und einer Abtastperiode Ts abzutasten, um sequentielle kodierte Daten mit ungerader Anzahl, N Bits und einer Abtastperiode von Ts/K zu erzeugen und sequentielle kodierte Daten mit gerader Anzahl, N Bits und einer Abtastperiode Ts/K zu erzeugen, wobei K eine natürliche Zahl von zwei oder mehr ist; und einen Generator (300A, 300B), um auf den sequentiellen kodierten Daten mit ungerader Anzahl und N Bits und den sequentiellen kodierten Daten mit gerader Anzahl und N Bits basierend erste zyklische Daten aus kodierten Daten mit ungerader Anzahl und N Bits bzw. zweite zyklische Daten aus kodierten Daten mit gerader Anzahl und N Bits zu erzeugen, wobei die ersten und zweiten zyklischen Daten die Eingangsdaten des Diskriminators (12) bilden, wodurch sichergestellt wird, daß die Eingangsdaten des Diskriminators zumindest K sequentielle kodierte Daten mit N Bits von dem gleichen Abtastwert für jeden kodierten Abtasteingangswert mit N Bits aufweisen, wobei der Signalgenerator (13) kodierte Daten mit ungerader Anzahl und (N – M) Bits und kodierte Daten mit gerader Anzahl und (M – N) Bits als Reaktion auf die aufgelösten Signalübergangsmuster erzeugt; und und der Addierer (11) die ersten zyklischen kodierten Daten und die kodierten Daten mit ungerader Anzahl und (M – N) Bits addiert und die zweiten zyklischen kodierten Daten und die kodierten Daten mit gerader Anzahl und (N – M) Bits addiert, um die dritten zyklischen Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit ungerader Anzahl, M Bits und der Abtastperiode Ts/K bzw. vierte zyklische Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit gerader Anzahl, M Bits und der Abtastperiode Ts/K auszugeben, wobei die Signalverarbeitungsvorrichtung außerdem aufweist: einen Selektor (500), um sequentiell und abwechselnd die dritten und die vierten zyklischen Daten auszuwählen, um fünfte zyklische Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit der Anzahl K, M Bits und der Abtastperiode Ts/K auszuwählen; und einen Tiefpaßfilter (600), um die fünften zyklischen Daten mit einer Nyquist-Frequenz als Grenzfrequenz zu filtern, die von einer Abtastfrequenz abhängt, welche der Abtastperiode Ts entspricht.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 9, die außerdem einen Dezimator (800) aufweist, um die kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode TS/K aus den gefilterten fünften zyklischen Daten zu dezimieren, um kodierte Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts auszugeben.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 9, wobei der Generator (300A, 300B) aufweist: einen Seriell-Parallel-Umsetzer (7), um die sequentiellen kodierten Daten mit ungerader Anzahl und N Bits und die sequentiellen kodierten Daten mit gerader Anzahl und N Bits in parallele kodierte Daten mit ungerader Anzahl und N Bits bzw. parallele kodierte Daten mit gerader Anzahl und N Bits durch erste Taktsignale umzuwandeln; einen Signalspeicher (8), um die parallelen kodierten Daten mit N Bits, ungerader und gerader Anzahl Kmal zu speichern; und einen Parallel-Seriell-Umsetzer (9) um die parallelen kodierten Daten mit N Bits, ungerader und gerader Anzahl getrennt durch Ladetaktsignale mit einer zyklischen Periode Ts/K zu laden und die parallelen kodierten Daten mit N Bits, ungerader und gerader Anzahl in serielle kodierte Daten mit ungerader Anzahl, N Bits und Abtastperiode Ts/K bzw. serielle kodierte Daten mit gerader Anzahl, N Bits und der Abtastepriode Ts/K durch zweite Taktzyklen umzuwandeln, deren zyklische Periode 1/k einer Zyklusperiode der ersten Taktsignale ist, so daß die seriellen kodierten Daten mit N Bits, ungerader und gerader Anzahl als die ersten bzw. die zweiten zyklischen Daten ausgegeben werden.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 9, wobei der Diskriminator (12) aufweist: einen Extraktor (12A, 12B, 12C), um erste Übergangspunkte der ersten zyklischen Daten und zweite Übergangspunkte der zweiten zyklischen Daten zu bestimmen; und einen Musterextraktor (12D), um jeden der ersten und zweiten Übergangspunkte in Übergangspunktgruppen pro sequentielle erste vorherbestimmte Anzahl von Übergangspunkten einzuteilen und die Übergangsmuster von jeder der Gruppen aufzulösen, denen aus einer zweiten vorherbestimmten Anzahl von Referenzmustern das Übergangsmuster zugeordnet wird.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 12, wobei die ersten Punkte mit vorherbestimmter Anzahl ein erster, ein zweiter, ein dritter und ein vierter sequentieller Übergangspunkt sind, wobei der Signalgenerator (13) die An- wendung von linearer Interpolation auf eine erste Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt mit Bezug auf eine lineare Interpolation beschließt, die bereits auf eine zweite Periode zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt angewandt wurde, wobei die Operationen so durchgeführt werden, daß die beschlossene lineare Interpolation mit digitalen Signalen in der Auflösung von 1/2^M angewandt wird, wobei die beschlossene lineare Interpolation auf die erste Periode so angewandt wird, daß ein Bereich eines Rechtecks, das in der ersten Periode so gebildet wird, daß das Übergangsniveau der Auflösung von einem LSB von 1/2^N entspricht, und eine Form, die durch das Rechteck und Linien gebildet wird, die durch die digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^M angezeigt werden, beinahe zueinander gleich sind, um die kodierten Daten mit ungerader Anzahl und (M – N) Bits oder die kodierten Daten mit gerader Anzahl und (M – N) Bits zu erhalten.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 9, die außerdem aufweist: einen Versatzwertgenerator (14), um einen ersten Versatzwert, um eine stufenförmige Wellenform der linear interpolierten kodierten Daten mit ungerader Anzahl und N Bits zu bilden, die um die Hälfte der Abtastperiode Ts/K verschoben sind, und einen zweiten Versatzwert zu erzeugen, um eine stufenförmige Wellenform der linear interpolierten kodierten Daten mit gerader Anzahl und M Bits zu bilden, die um die Hälfte der Abtastperiode Ts/K verschoben sind; einen ersten Addierer (15), um die kodierten Daten mit ungerader Anzahl und (M – N) Bits und den ersten Versatzwert zu addieren, und um die kodierten Daten mit gerader Anzahl und (M – N) Bits und den zweiten Versatzwert zu addieren; einen Detektor (16), um zu erfassen, ob jedes der Ausgangssignale des ersten Addierers größer als ein vorherbestimmter Referenzwert wird, um ein Steuersignal zu erzeugen; und einen zweiten Addierer (11, 17), um die ersten zyklischen Daten und ein Ausgangssignal des ersten Addierers zu addie ren, und um die zweiten zyklischen Daten und das andere Ausgangssignal des ersten Addierers als Reaktion auf ein Steuersignal zu addieren, so daß die dritten und die vierten zweiten zyklischen Daten ausgegeben werden.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 14, wobei der Diskriminator (12) aufweist: einen Extraktor (12A, 12B, 12C), um erste Übergangspunkte der ersten zyklischen Daten und zweite Übergangspunkte der zweiten zyklischen Daten zu bestimmen; und einen Musterextraktor (12D), um jeden der ersten und zweiten Übergangspunkte im Übergangspunktgruppen pro sequentieller erster vorbestimmter Anzahl von Übergangspunkten einzuteilen und die Übergangsmuster jeder Gruppe aufzulösen, denen aus einer zweiten vorherbestimmten Anzahl von Referenzmustern das Übergangsmuster zugeordnet wird.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 15, wobei die ersten Punkte mit vorherbestimmter Anzahl ein erster, ein zweiter, ein dritter, ein vierter sequentieller Übergangspunkt sind, wobei der Signalgenerator (13) die Anwendung linearer Interpolation auf eine erste Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Übergangspunkt mit Bezug auf eine auf eine zweite Periode zwischen dem ersten und dem zweiten Übergangspunkt bereits angewandte lineare Interpolation beschließt, wobei die Operationen so durchgeführt werden, daß die beschlossene lineare Interpolation mit digitalen Signalen in der Auflösung von 1/2^M angewandt wird, wobei die beschlossene lineare Interpolation auf die erste Periode so angewandt wird, daß ein Bereich eines Rechtecks, das in der ersten Periode so gebildet wurde, daß das Übergangsniveau der Auflösung 1 LSB von 1/2^Nentspricht, und eine Form, die durch das Rechteck und Linien, die durch die digitalen Signale mit der Auflösung von 1/2^Mangezeigt sind, beinahe zueinander gleich sind, um die kodierten Da ten mit ungerader Anzahl und (M – N) Bits und die kodierten Daten mit gerader Anzahl und (M – N) Bits zu erhalten.
Signalverarbeitungsverfahren zum Umwandeln von kodierten Daten mit N Bits in kodierte Daten mit M Bits, wobei M größer als N, wobei die kodierten Daten mit N Bits durch Umwandeln eines Analogsignals in ein Digitalsignal in der Auflösung von 1/2^N erhalten werden, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Erfassen des Signalwellenformübergangs der kodierten Eingangsdaten mit N Bits und Auflösen eines Signalübergangsmusters des Signalwellenformübergangs gemäß vorherbestimmter Referenzübergangsmuster; Erzeugen von kodierten Daten mit (M – N) Bits als Reaktion auf das aufgelöste Signalübergangsmuster; und Addieren der kodierten Daten mit N Bits und der kodierten Daten mit (M – N) Bits, um kodierte Daten mit M Bits auszugeben, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren vor dem Schritt des Erfassens den Schritt des Erzeugens erster zyklischer Daten aus sequentiellen kodierten Daten mit der Anzahl K, N Bits und einer Abtastperiode Ts/K als Reaktion auf kodierte Eingangsdaten mit N Bits und eine Abtastperiode Ts aufweist, wobei K eine natürliche Zahl von zwei oder mehr ist, wobei die ersten zyklischen Daten die kodierten Eingangsdaten mit N Bits beim Schritt des Erfassens bilden, wodurch sichergestellt ist, daß die Eingangsdaten des Schritts des Erfassens zumindest K sequentielle kodierte Daten mit N Bits von dem Abtastperiodenwert für jeden kodierten Abtasteingangswert mit N Bits aufweisen, und wobei das Ausgangssignal des Schritts des Addierens zweite zyklische Daten von sequentiellen kodierten Daten aus kodierten Daten mit der Anzahl K, M Bits und der Abtastperiode Ts/K aufweist, wobei das Verfahren außerdem den Schritt aufweist: Filtern der zweiten zyklischen Daten mit einer Nyquist-Frequenz als Grenzfrequenz, die von einer Abtastfrequenz abhängt, die der Abtastperiode Ts entspricht.
Signalverarbeitungsverfahren nach Anspruch 17, das außerdem Schritt des Dezimierens der kodierten Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts/K aus den gefilterten zweiten zyklischen Daten aufweist, um kodierte Daten mit M Bits und der Abtastperiode Ts auszugeben.