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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf den Bereich integrierter
Schaltungen mit einer Vorspannungsschaltung, die dazu dient, den mittleren
kontinuierlichen Pegel einer Wechselspannung, insbesondere einer sinusförmigen Spannung,
festzulegen.
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Insbesondere betrifft die Erfindung eine Schnittstellenschaltung zwischen
einer Quelle einer Wechselspannung eines zufälligen mittleren kontinuierlichen
Pegels und einer Empfängerschaltung, die für ihren Betrieb eine Wechselspannung
benötigt, deren mittlerer kontinuierlicher Pegel festgelegt werden muß.
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Eine solche Schnittstellenschaltung kann beispielsweise mit einem Quartz-
Oszillator verwendet werden, der Teil eines Generators zum Erzeugen eines
Rechtecksignals mit einem präzise bestimmbaren zyklischen Tastverhältnis bilden muß.
Tatsächlich hängt in einem solchen Fall das zyklische Tastverhältnis des zu
erzeugenden Signals unmittelbar von dem mittleren Pegel der Wechselspannung ab, die
zum Erzeugen des Rechteckssignals dient.
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Die Fig. 1 der beigefügten Zeichnungen zeigt eine bekannte Anordnung, die
eine Schnittstellenschaltung der oben erläuterten Art liefert. Diese Anordnung weist
eine Spannungsquelle 1 auf, die eine vorgespannte Spannung Vpolref liefert und zu
einem Widerstand 2 und einem Kondensator 3 in Reihe geschaltet ist. Die
Eingangsspannung Uac eines beliebigen mittleren Pegels wird an die Kontakte der
Anordnung angelegt, während die Ausgangsspannung Uout eines präzise
bestimmbaren mittleren Pegels an dem gemeinsamen Knotenpunkt zwischen dem
Widerstand 2 und dem Kondensator 3 erscheint. Die Spannung Uout wird an eine
Benutzerschaltung angelegt, die hier durch den Transistor 4 symbolisiert ist.
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Diese Anordnung hat den Vorteil der Einfachheit, zeigt jedoch
nichtsdestoweniger bestimmte Nachteile.
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Zunächst bildet der Widerstand 2 eine Last für die Wechselspannung.
Entsprechend dem Innenwiderstand der Quelle für die Eingangsspannung Uac und der
Grenzfrequenz der Vorrichtung, die vor allem durch den Kondensator 3 bestimmt
wird, führt diese Anordnung zu einer Schwächung der Amplitude und einer
unerwünschten Phasenverschiebung des Nutzsignals.
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Im übrigen ergibt sich bei bestimmten Vorrichtungen wie z. B.
Quartz-Oszillatoren, daß der Widerstand 2 Ohmsche Verluste hervorruft und zur Verringerung
des Gesamtwirkungsgrades führt, was keineswegs wünschenswert ist, und zwar
weder für den Verbrauch noch für die Frequenzstabilität. Um diese nachteiligen
Erscheinungen zu reduzieren, ist ein Widerstand eines größeren Wertes oder die
Benutzung einer Induktivität erforderlich.
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Andererseits hat man bei einer integrierten Schaltung nicht immer die
Möglichkeit, einen größeren Widerstand in der Größenordnung von beispielsweise
mehreren zu verwirklichen, ohne einen erheblichen Platz auf dem Chip der
integrierten Schaltung zu belegen. Er kann außerdem eine große parasitäre Kapazität
haben und eine Leckleitung, beispielsweise zum Substrat der Schaltung hin,
induzieren. Außerdem ist er in bestimmten Fällen nicht linear.
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Um zu versuchen, die mit der Benutzung eines Widerstandes verbundenen
Schwierigkeiten zu lösen, wurde bereits vorgeschlagen, anstelle des Widerstandes
ein oder mehrere aktive Elemente und insbesondere Transistoren zu verwenden.
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Die Fig. 2 der beigefügten Zeichnungen zeigt ein Beispiel einer derartigen
Schaltung. Anstelle des Widerstandes 2 der Anordnung der Fig. 1 enthält diese
bekannte Schaltung einen Transistor M1, in dem ein Strom i fließt und an dessen
Kontakten ein Spannungsabfall Δu auftritt. Der Wert des von dem Transistor M1
gebildeten Ersatzwiderstandes R kann mit Hilfe eines zweiten Transistors M2
bestimmt werden, der einen Strom 1 einer Gleichstromquelle 5 empfängt. Das Gate
dieses Steuertransistors M2 ist mit dem des Transistors M1 und seiner eigenen
Source verbunden.
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In diesem Fall kann somit der Ersatzwiderstand R für eine vorgegebene
Eingangsspannung Uac dadurch bestimmt werden, daß der Strom Ipol und die
Abmessungen der Transistoren M1 und M2 entsprechend gewählt werden.
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Indessen hat diese Anordnung ein größeres Problem, das darin besteht, daß
die Strom-Spannungs-Charakteristik i = f (Δu) des Transistors M1 nicht linear ist,
wie dies der Graph der Fig. 3 der beigefügten Zeichnungen zeigt. Die Fig. 3 zeigt
diese Charakteristik für eine bestimmte Gatespannung Vg des Transistors M1. Die
Fig. 4, die die Beziehung zwischen der mittleren Spannung Δu und der
Spitzenspannung ac darstellt, zeigt, daß die Verschiebung des mittleren Pegels der Spannung
ac mit der Amplitude der letzteren stark anwächst, so daß sie einer störenden
Verzerrung (hier positiver Polarität) dieses Pegels ausgesetzt ist.
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Es ist bereits eine Schaltung mit einer symmetrischen
Übertragungscharakteristik bekannt. Eine solche Anordnung ist in Fig. 5 der beigefügten Zeichnungen
wiedergegeben. Die Anordnung besitzt ein von den Transistoren M3 und M4
gebildetes differentielles Paar, das über die im Stromspiegel angeordneten Transistoren
MSa und MSb gespeist werden. Das Gate des Transistors M4 ist mit dem Ausgang
einer Spannungsquelle (Vpotee) verbunden, und das des Transistors M3 ist mit dem
Ausgang (UouT) verbunden. Die Sources der Transistoren M3 und M4 sind mit
einer Stromquelle (Ipol) verbunden. Die Schaltung bildet einen Transkonduktanz-
Verstärker, der als Ersatzwiderstand verwendet wird. Jeglicher
Spannungsunterschied zwischen den Gates der Transistoren M3 und M4 erzeugt einen Strom i.
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Diese Schaltung ermöglicht es, eine Kurve = f (Δu), wie in Fig. 6 gezeigt, die
symmetrisch zu der Koordinatenachse ist, zu erhalten und somit im Prinzip den
mittleren kontinuierlichen Pegel der Spannung UouT auf einem stabilen Wert zu
halten.
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Der Nachteil dieser bekannten Schaltung besteht darin, daß die Symmetrie
der Kurve nur dann erhalten werden kann, wenn der Betrieb quasistatisch ist, d. h.
für eine Frequenz, die kleiner als eine vorgegebene Frequenz ist, wenn also die
Potentiale an den Knoten, die von den Sources der Transistoren M3 und M4 und dem
Gate des Transistors M5a gebildet werden, Zeit haben, sich vollständig aufzubauen.
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Wenn man umgekehrt einen großen Ersatzwiderstand verwirklichen möchte
oder wenn man den Verbrauch auf ein Minimum reduzieren will, muß der
Vorspannungsstrom 1 schwach sein, während die parasitären Kapazitäten der Schaltung
einen immer spürbareren Einfluß haben. Dies rührt daher, daß ab einer bestimmten
Frequenz die Charakteristik der Fig. 6 ihre Symmetrie verliert und somit - wie in
dem vorhergehenden Fall der Fig. 2 - eine Verschiebung des Pegels gegenüber dem
Nennpegel, den man erhalten möchte, eintritt.
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Es ist zu beachten, daß diese Spannungsverschiebung nur sehr schwierig
gesteuert werden kann, denn sie hängt von den parasitären Kapazitäten, der Frequenz
des Signals Uac und den Strompegeln ab.
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Die Erfindung hat zum Ziel, eine Vorspannungsschaltung zu schaffen, die
dazu dient, den mittleren Pegel einer Wechselspannung festzulegen, welche von den
Nachteilen der Schaltungen des Standes der Technik frei ist.
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Die Erfindung hat somit zum Gegenstand eine solche Schaltung mit einer
Reihenschaltung aus einem kapazitiven Element und einem aktiven Element, das
einen Ersatz-Widerstand bildet, einer Gleichstromquelle, die an dieses aktive
Element angeschlossen ist, und Mitteln zum Einstellen des Leitwertes des aktiven
Elementes und zum Festlegen des mittleren Pegels der Wechselspannung, wobei diese
an die Kontakte der Reihenschaltung angelegt wird, während die vorgespannte
Spannung, die diesen erwünschten mittleren Pegel hat, an dem Knoten zwischen
dem kapazitiven Element und dem aktiven Element abgegriffen wird, wobei diese
Schaltung dadurch gekennzeichnet ist, daß sie ferner Modulationsmittel zum
Modulieren des das aktive Element durchfließenden Gleichstroms mit einem Bruchteil der
vorzuspannenden Wechselspannung aufweist. Dank dieser Merkmale aufgrund der
nichtlinearen Übertragungscharakteristik des aktiven Elementes vorgespannte
Spannung vermeiden, und dies für Betriebsfrequenzen der Schaltung, die größer sind als
eine vorgegebene Frequenz.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der folgenden
Beschreibung hervor, die lediglich beispielhaft und unter Bezugnahme auf die
beigefügten Zeichnungen gegeben wird, in welchen:
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die bereits beschriebenen Fig. 1 bis 6 durch Schaltschemas und Graphen
mehrere Lösungen des Standes der Technik zeigen;
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die Fig. 7 das Schaltschema eines ersten Ausführungsbeispiels der
Vorspannungsschaltung gemäß der Erfindung darstellt;
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die Fig. 8 einen Strom-Spannungs-Graphen darstellt, der die Betriebsweise
der Schaltung der Fig. 7 veranschaulicht;
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die Fig. 9 bis 13 weitere Ausführungsbeispiele der Vorspannungsschaltung
gemäß der Erfindung zeigen.
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In Fig. 7 ist eine erste Ausführungsform der Erfindung dargestellt, gemäß der
die Vorspannungsschaltung einen Transistor M10 aufweist, der als Ersatzwiderstand
wirkt und dessen Drain mit dem Ausgang 10 der Schaltung und außerdem mit
einem Kondensator C verbunden ist. Die Source des Transistors M10 ist mit einer
Quelle für eine vorgespannte Spannung Vpolref und außerdem mit der Source eines
weiteren Transistors M11 verbunden. Das Gate des Transistors M10 ist gleichzeitig
mit dem des Transistors M11 und dessen Drain verbunden. Der Transistor M 10
leitet einen Strom i und erzeugt einen Spannungsabfall Au zwischen seinen Source-
und Drain-Kontakten.
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Die Vorspannungsschaltung weist ferner eine Stromquelle 12 auf, die einen
Vorspannungsstrom Ipol für den Transistor M11 liefert.
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Gemäß der Erfindung weist die Schaltung Mittel auf, die es erlauben, die
Amplitude und die Form der Wechselspannung des vorzuspannenden Signals an
mindestens einen der Knoten der Schaltung anzulegen, anders ausgedrückt, den den
Transistor M10 durchfließenden Strom i zu modulieren.
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In der Schaltung der Fig. 7 werden diese Mittel von einem kapazitiven
Spannungsteiler 13 in Form zweier in Reihe geschalteter Kondensatoren C1 und C2
gebildet. Dieser Teiler ist zwischen die Masse 14 der Schaltung und ihren Eingang 15
geschaltet, an den die vorzuspannende Wechselspannung angelegt wird. Der Knoten
zwischen den Kondensatoren C1 und C2 ist mit dem Knoten zwischen der
Stromquelle 12 und dem Transistor M11 verbunden.
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Gemäß einer Variante dieser Schaltung kann der Kondensator C (mit dem
Bezugszeichen Ca und in Fig. 7 gestrichelt dargestellt) zwischen den
Eingangskontakt und den Teiler 13 geschaltet werden, statt ihn zwischen diesen Teiler und den
Ausgangskontakt 10 zu schalten. In diesem Fall ist der Kondensator Ca und der
Kondensator C1 mit dem Kontakt 10 verbunden.
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Bei der beschriebenen Schaltung sind die Wechselspannungen sämtlicher
Knoten durch die Kapazitäten der Kondensatoren des Spannungsteilers 13 und
insbesondere durch die des Gates des Transistors M10 festgelegt. Diese Spannungen
werden somit nicht durch die Leitwerte der verschiedenen Bauteile wie die der
Transistoren M10 und M11 beeinflußt. Somit ist es möglich, sehr geringe
kontinuierliche Vorspannungsströme zu verwenden, die ebenfalls sehr geringe
Leitwerte in den aktiven Elementen erzeugen. Diese Elemente belasten somit nicht
nur die Gleichstromquellen, sondern auch die Wechselstromquellen sehr wenig.
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Durch Modulation des Gates des Transistors M10 zeitgleich mit seinem
Drain erhält man eine Übertragungscharakteristik des Transistors M10, deren Form
aus Fig. 8 hervorgeht. Wie ersichtlich, hat diese Kurve im Verhältnis zu der
Charakteristik der Fig. 4 einen dynamischen Verlauf mit einer sehr guten Symmetrie zu den
Achsen. Zu beachten ist, daß in dieser Hinsicht die kapazitiven Komponenten des
Stroms i nicht zu berücksichtigen sind, denn sie sind im Mittel gleich Null, und
somit stören sie die Erzeugung der mittleren Gleichspannungen nicht.
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Eine weitere bemerkenswerte Eigenschaft der Schaltung gemäß der
Erfindung besteht darin, daß im Gegensatz zu den oben beschriebenen Schaltungen des
Standes der Technik eine einwandfreie Funktionsweise der Schaltung ab einer
bestimmten Mindestfrequenz garantiert werden kann.
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Die Wahl zwischen der Konfiguration der den Kondensator C verwendenden
Schaltung und der den Kondensator Ca verwendenden Schaltung hängt ab von den
parasitären Kapazitäten, die den Betriebskapazitäten der Schaltung zugeordnet sind,
der relativen Größe dieser Kapazitäten, den zulässigen Belastungen am Eingang 15
und am Ausgang 10 und der Schwächung, die man am Pegel des Ausgangs 10
tolerieren kann.
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Das Verhältnis des Spannungsteilers 13 kann je nach Bedarf gewählt werden.
Vorteilhafterweise läßt sich durch Verwendung eines Kondensatornetzes auf der
integrierten Schaltung dieses Verhältnis durch herkömmliche
Programmiertechniken regelbar machen. Somit wird die Funktion Δumoyen = f( ac) programmierbar.
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Die Vorspannunsschaltung gemäß der in Fig. 9 dargestellten
Ausführungsform der Erfindung ist vom differentiellen Typ. In diesem Fall besitzt die Schaltung
ein Transistorenpaar M12 und M13 vom Typ N und ein weiteres Transistorenpaar
M14 und M1 5 vom Typ P, wobei der Transistor M12 den Ersatzwiderstand R
bildet. Die Stromquelle 12, die den Strom Ipol liefert, ist mit den Sources der
Transistoren M12 und M13 verbunden, mit denen außerdem der Mittelpunkt des kapazitiven
Teilers 13 verbunden ist. Die Quelle 11 für die Bezugsspannung Vpolref ist mit dem
Gate des Transistors M13 verbunden. Die beiden Transistoren M14 und M15 sind
mit den Transistoren M12 bzw. M13 in Reihe geschaltet. Der Knoten zwischen den
Transistoren M12 und M14 bildet den Kontakt des Ausgangs 10 der Schaltung,
15 während dieser Ausgangskontakt mit dem Eingangskontakt 15 über den
Kondensator C verbunden ist.
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Die Schaltung der Fig. 9 hat den Vorteil, daß sie eine sehr viel geringere
Versorgungsspannung als im Fall der Fig. 9 bei gleicher Spannung Vpolref benötigt.
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Die Schaltung der Fig. 10 ist eine Variante der Schaltung der Fig. 7, in der
der Knoten 10 zwischen den Transistoren M10 und M11 an dem Drain eines dritten
Transistors M16 angeschlossen ist, der außerdem mit dem Mittelpunkt des
Spannungsteilers 13 verbunden ist. Im übrigen ist der Transistor M16 mit dem Transistor
M11 in Reihe geschaltet. Diese Reihenanordnung ist zu einem Kondensator C4
parallel geschaltet. In diesem Fall ist die vorgespannte Spannung Vpolref "implizit"
und nahe der Schwellwertspannung der MOS N Transistoren.
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Die Vorspannungsschaltung gemäß der Ausführungsform der Fig. 11 weist
einen Stromspiegel auf, der aus den Transistoren M17 und M18 besteht. Der
Transistor M19 bildet den Ersatzwiderstand. Der Knoten zwischen den Transistoren
M18 und M19 ist hier mit dem Mittelpunkt des Spannungsteilers 13 verbunden.
Jeder der Schaltungszweige weist eine Stromquelle 17 bzw. 18 auf Der Strom in dem
Transistor M19 wird durch die Stromquelle Ip1 bestimmt. Der Stromspiegel dient
zum Aufrechterhalten des mittleren Gleichpotentials des Knotens 13 auf einem Wert
nahe Null.
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Die Vorspannungsschaltung gemäß der Ausführungsform der Fig. 12 besitzt
einen den Ersatzwiderstand bildenden Transistor M20 und zwei weitere
Transistoren M21 und M22, die in Reihe geschaltet sind und deren Gates einen gemeinsamen
Knoten 19 bilden, welcher über einen Kondensator C6 an Masse liegt. Der Knoten
19 ist außerdem an einer ersten Stromquelle 20 angeschlossen, die die
Reihenschaltung der Transistoren M21 und M22 speist.
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Der Knoten 21 zwischen dem Drain bzw. der Source der Transistoren M21
und M22 ist mit dem Mittelpunkt des kapazitiven Teilers 13 verbunden. Eine zweite
Stromquelle 23 speist den Transistor M20.
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Die Fig. 13 zeigt eine weitere Ausführungsform der Vorspannungsschaltung
im Rahmen ihres Einsatzes bei einem Quartz-Oszillator.
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Diese Anordnung weist einen Quartz 23 auf, der mit einem Transistor M23
verbunden ist. Diese Anordnung weist ferner einen Transistor M24 auf, der den
Ersatzwiderstand bildet. Das Gate des Transistors M24 ist mit dem Mittelpunkt des
kapazitiven Teilers 13 und außerdem mit einem Vorspannungsknoten 24 verbunden,
welcher der Verbindungspunkt zwischen einer Stromquelle 25 und zwei in Reihe
geschalteteten Vorspannungstransistoren M25 und M26 ist. Das Gate des
Transistors M23 ist mit einem Knoten 26a verbunden, der sich zwischen den
Kondensatoren C und C 1 befindet. An diesem Knoten liegt eine Spannung an, die zum Knoten
26b zwischen den Transistoren M23 und M24 gegenphasig ist. Im übrigen sind
Kondensatoren C7, C8 und C9 zwischen die Masse und die entsprechenden Knoten
25 15, 25 und 10 geschaltet.
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Dank der Erfindung ist es somit möglich, den Wert der
Gleichspannungskomponente einer Wechselspannung oder einer Wechselspannungsdifferenz mit
hoher Präzision vorzuschreiben, ohne daß zu diesem Zweck Ohmsche Widerstände
verwendet werden müssen.
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Für eine gegebene Amplitude der Eingangsspannung ist der Wert des in den
Schaltungen gemäß der Erfindung erzeugen Ersatzwiderstandes durch einen Strom
oder eine Spannung bestimmbar.
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Die Vorspannungsschaltung gemäß der Erfindung kann mit sehr geringen
Gleichströmen arbeiten. Durch geeignetes Dimensionieren der Transistoren der
Schaltung lassen sich die Ohmschen Verluste aufgrund des reellen Anteils des
scheinbaren Leitwertes, wie er von der Eingangsspannung bei der Arbeitsfrequenz
"gesehen" wird, auf ein Minimum reduzieren. Diese Eigenschaft ist besonders
interessant bei der Schaltung der Fig. 13 und ganz allgemein bei Quartz-Oszillatoren, bei
denen die Verluste besonders unangenehm hinsichtlich des Verbrauchs und der
Frequenzstabilität sein können.
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Unter der Voraussetzung, daß bei der Schaltung gemäß der Erfindung kein
größerer Ohmscher Widerstand erforderlich ist, ergibt sich in der integrierten
Schaltung ein umso größerer Platzgewinn, je geringer der Widerstandswert in der
Schaltung ist.
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Im übrigen läßt sich feststellen, daß die Gesamtkapazität an der Masse der in
eine integrierte Schaltung eingesetzten Schaltung gemäß der Erfindung geringer
sein kann als die parasitäre Kapazität einer Schaltung, die einen in einer
Widerstandsschicht verwirklichten Ohmschen Widerstand verwendet.
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Man hat außerdem gesehen, daß man die Form der Übertragungskurve des
den Ersatzwiderstand bildenden aktiven Elementes programmieren kann, indem die
Werte der Kapazitäten des kapazitiven Teilers 13 in entsprechender Weise
modifiziert werden. Außerdem hängt die Steilheit dieser Charakteristik von den Strömen,
die in den Elementen der Anordnung vorhanden sind, wenig ab.
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Schließlich hat die Schaltung ein vorteilhaftes Frequenzverhalten, denn die
Verschiebung des Gleichspannungspegels der Ausgangsspannung ist von der
Frequenz unabhängig, sofern diese eine vorgegebene untere Grenze überschreitet.