DE69428678T2

DE69428678T2 - Vorrichtung zum auslesen von informationen von einer spur eines aufzeichnungsträgers

Info

Publication number: DE69428678T2
Application number: DE69428678T
Authority: DE
Inventors: Nuno Vila Lobos Ramalho; Otto Voorman
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV; Philips Norden AB
Current assignee: Koninklijke Philips NV; Philips Norden AB
Priority date: 1993-10-06
Filing date: 1994-09-23
Publication date: 2002-07-11
Anticipated expiration: 2014-09-24
Also published as: JP3514460B2; WO1995010049A1; KR950704773A; KR100309085B1; US5559646A; JPH08504290A; DE69428678D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zum Auslesen eines Informationssignals aus einem magnetischen Aufzeichnungsträger, wobei diese Einrichtung die nachfolgenden Elemente umfasst:
- einen Lesekopf mit einem ersten Magnetwiderstandselement, das eine erste Klemme aufweist, die mit einem ersten Punkt konstanten Potentials verbunden ist, sowie eine zweite Klemme,
- ein erstes Bias-Strommittel zum Liefern eines Bias-Stromes,
- eine erste Verstärkerschaltung mit einer Ausgangsklemme zum Liefern des Informationssignals, wobei eine erste Klemme mit dem ersten Bias-Strommittel sowie mit der Ausgangsklemme gekoppelt ist, wobei eine zweite Klemme mit der zweiten Klemme des ersten Magnetwiderstandselementes gekoppelt ist zum Bilden einer Reihenschaltung aus diesem ersten Bias-Strommittel, der ersten Verstärkerschaltung und dem Magnetwiderstandselement zwischen einem zweiten Punkt konstanten Potentials und dem genannten ersten Punkt konstanten Potentials, wobei die erste Verstärkerschaltung weiterhin einen ersten Transistor, eine erste Rückkopplungsschaltung, eine erste Belastungsimpedanz und ein erstes Kondensatorelement aufweist, wobei eine erste Hauptstromklemme des ersten Transistors mit der zweiten Klemme der ersten Verstärkerschaltung verbunden ist, wobei eine zweite Hauptstromklemme des ersten Transistors mit der ersten Klemme der ersten Verstärkerschaltung gekoppelt ist, wobei eine Steuerklemme des ersten Transistors über die erste Rückkopplungsschaltung mit der Ausgangsklemme der ersten. Verstärkerschaltung gekoppelt ist, wobei die erste Belastungsimpedanz zwischen der Ausgangsklemme der ersten Verstärkerschaltung und einer Bezugsspannungsschaltung gekoppelt ist.
Eine derartige Einrichtung ist aus dem Dokument US-A-5 122 915 bekannt. Bei dieser bekannten Einrichtung werden Stromvormagnetisierung und Stromabtastung des Magnetwiderstandselementes kombiniert, wodurch eine Verstärkung mit niedrigem Rauschpegel geschaffen wird.
Es ist nun u.a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung das Rauschverhalten der bekannten Einrichtung zu verbessern. Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung weist die bekannte Einrichtung das Kennzeichen auf, dass die Einrichtung weiterhin die nachfolgenden Elemente umfasst:
- ein zweites Bias-Strommittel zum Liefern eines Bias-Stromes,
- eine zweite Verstärkerschaltung mit einer Ausgangsklemme, einer ersten Klemme, die mit dem zweiten Bias-Strommittel sowie mit der Ausgangsklemme gekoppelt ist, einer zweiten Klemme zum Koppeln mit einer zweiten Klemme eines zweiten Magnetwiderstandselementes des Lesekopfes zum Auslesen desselben Informationssignals aus dem magnetischen Aufzeichnungsträger wie das erste Magnetwiderstandselement, zum Bilden einer Reihenschaltung aus dem zweiten Bias-Strommittel, der zweiten Verstärkerschaltung und dem zweiten Magnetwiderstandselement zwischen dem zweiten Punkt konstanten Potentials und dem genannten ersten Punkt konstanten Potentials, wobei die zweite Verstärkerschaltung weiterhin einen zweiten Transistor, eine zweite Rückkopplungsschaltung, eine zweite Belastungsimpedanz und ein zweites Kondensatorelement umfasst, wobei eine erste Hauptstromklemme des zweiten Transistors mit der zweiten Klemme der zweiten Verstärkerschaltung verbunden ist, wobei eine zweite Hauptstromklemme des zweiten Transistors mit der ersten Klemme der zweiten Verstärkerschaltung gekoppelt ist, wobei eine Steuerklemme des zweiten Transistors über die zweite Rückkopplungsschaltung mit der Ausgangsklemme der zweiten Verstärkerschaltung gekoppelt ist, wobei die zweite Belastungsimpedanz zwischen der Ausgangsklemme der zweiten Verstärkerschaltung und einer Bezugsspannungsklemme gekoppelt ist, und dass die Steuerklemme des zweiten Transistors über das zweite Kondensatorelement mit der zweiten Klemme der ersten Verstärkerschaltung gekoppelt ist, und die Steuerklemme des ersten Transistors über das erste Kondensatorelement mit der zweiten Klemme der zweiten Verstärkerschaltung gekoppelt ist.
Die Einrichtung nach der vorliegenden Erfindung schafft eine Gegentakt-Version der bekannten Einrichtung, wobei das erste und das zweite Kondensatorelement kreuzweise mit den zweiten Klemmen der einzelnen Verstärker statt nach Erde gekoppelt sind. Die Kreuzkopplung verursacht eine Parallelschaltung der Rauschwiderstände des ersten und des zweiten Transistors und verursacht den Effekt eines verringerten Rauschbeitrags des ersten und des zweiten Transistors.
Eine weitere Rauschverringerung wird bei einer Einrichtung erhalten, die das Kennzeichen aufweist, dass die erste Klemme der ersten Verstärkerschaltung über einen Kaskodentransistor mit der Ausgangsklemme der ersten Verstärkerschaltung gekoppelt ist, wobei von diesem Transistor eine erste Hauptstromklemme mit der ersten Klemme der ersten Verstärkerschaltung gekoppelt ist und wobei eine zweite Hauptstromklemme mit der Ausgangsklemme der ersten Verstärkerschaltung gekoppelt ist und dass die erste Klemme der zweiten Verstärkerschaltung über einen Kaskodentransistor mit der Ausgangsklemme der zweiten Verstärkerschaltung gekoppelt ist, wobei von diesem Transistor eine erste Hauptstromklemme mit der ersten Klemme der zweiten Verstärkerschaltung verbunden ist und wobei eine zweite Hauptstromklemme mit der Ausgangsklemme der zweiten Verstärkerschaltung gekoppelt ist.
Zum Erhalten eines niedrigen Rauschpegels sollten der erste und der zweite Transistor groß sein. Dadurch, dass diese großen Transistoren kaskodengeschaltet werden, werden die nachfolgenden Vorteile erhalten. Der große erste und zweite Transistor und der erste und zweite Bias-Stromgenerator können eine niedrige Ausgangsimpedanz haben, da sie ihre betreffenden Ströme in einen sehr niederohmigen Emitter des Kaskodentransistors einspeisen. Die Drain-zu-Gate-Kapazität des großen ersten und zweiten Transistors wird nicht "gemillert". Der erste und zweite Bias-Stromgenerator liefern einen relativ niedrigen Bias-Strom und einen entsprechend niedrigeren Rauschpegel, weil ein Teil des gesamten Bias-Stromes für das Magnetwiderstandselement von dem parallel geschalteten Kaskodentransistor geliefert wird. Die Bias-Stromgeneratoren liefern Strom an einen Knotenpunkt niedriger Spannung, so dass ein maximaler Spannungsbereich für die Bias-Stromquelle verfügbar ist, damit der Bias-Stromgenerator optimal ist für einen niedrigen Rauschpegel, beispielsweise dadurch, dass ein Stromquellentransistor benutzt wird mit einem großen Emitter-Degenerierungswiderstand.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine bekannte Einrichtung zum Auslesen von Information aus einer Spur auf einem Aufzeichnungsträger,
Fig. 2A, 2B, 2C einige Versionen einer Rückkopplungsschaltung zum Gebrauch bei der Einrichtung nach Fig. 1,
Fig. 3A, 3B, 4A, 4B und 5 einige Versionen einer Verstärkerschaltung zum Gebrauch bei der Einrichtung nach Fig. 1,
Fig. 6 eine Gegentakt-Einrichtung nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 7 eine Einrichtung mit Abschirmmitteln, die über die elektrische Verbindung zwischen dem MR-Element und der Verstärkerschaltung vorgesehen sind,
Fig. 8 das Auslesen von Information aus einer Spur auf einem plattenförmigen Aufzeichnungsträger,
Fig. 9A und 9B Teile der Schaltungsanordnung, die miteinander gekoppelt werden können zum Verwirklichen einer gemultiplexten Auslesung mit Hilfe von zwei oder mehr einzelnen MR-Elementen,
Fig. 10 den Teil der Schaltungsanordnung zum Verwirklichen einer gemultiplexten Auslesung mit Hilfe von zwei oder mehr einzelnen Köpfen, wobei jeder Kopf zwei MR-Elemente umfasst,
Fig. 11 einen Verstärker zum Gebrauch bei der Gegentakt-Einrichtung nach der vorliegenden Erfindung, und
Fig. 12 eine Ausführungsform einer Gegentakt-Einrichtung nach der vorliegenden Erfindung.
In der Zeichnung und in der Beschreibung sind für gleiche oder nahezu gleiche Elemente dieselben Bezugszeichen verwendet worden.
Fig. 1 zeigt die Basiskonstruktion der aus dem Dokument US-A-5 122 915 bekannten Einrichtung, die einen (nicht dargestellten) Lesekopf mit einem Magnetwiderstandselement (MR)Rm1, einen Bias-Stromgenerator 2 zum Erzeugen eines Bias-Stromes Ib1, und eine Verstärkerschaltung 1 umfasst. Eine erste Klemme 3 des Magnetwiderstandselementes Rm1 ist mit einem ersten Punkt konstanten Potentials 13 verbunden, wobei dieses Potential Erdpotential ist. Ein Ausgang 5 des Bias-Stromgenerators 2 ist mit einer ersten Klemme 6 der Verstärkerschaltung 1 gekoppelt. Eine zweite Klemme des Bias-Stromgenerators 2 ist mit einem Punkt konstanten Potentials 12 (der positiven Speisespannung, bezeichnet durch +) gekoppelt. Eine zweite Klemme 7 der Verstärkerschaltung 1 ist mit einer zweiten Klemme 4 des Magnetwiderstandselementes Rm1 gekoppelt. Es ist eine Ausgangsklemme 8,8' verfügbar zum Liefern des ausgelesenen Informationssignals.
Die Verstärkerschaltung 1 umfasst einen Transistor T&sub1;, eine Rückkopplungsschaltung F&sub1; und ein Kondensatorelement C&sub1;. Der Transistor T&sub1; ist in Form eines MOSFETs oder eines JFETs. Die Source-klemme ist mit der zweiten Klemme 7 der Verstärkerschaltung 1 gekoppelt. Die Drain-Klemme ist mit der ersten Klemme 6 der Verstärkerschaltung 1 gekoppelt. Die Gate-Klemme ist über das Kondensatorelement C&sub1; mit dem ersten Punkt konstanten Potentials 13 gekoppelt. Weiterhin ist die Rückkopplungsschaltung F&sub1; zwischen der Gate-Elektrode des Transistors T&sub1; und der Klemme 6 der Verstärkerschaltung 1 gekoppelt. Die Drain-Klemme des Transistors T&sub1; ist weiterhin über eine Belastungsimpedanz R&sub1; mit einem Bezugspunkt 10 gekoppelt. An dem Bezugspunkt 10 ist eine Spannung Vref verfügbar, die kein konstantes Potential zu sein braucht, sondern die schwanken darf, was nachher noch näher erläutert wird. An der Ausgangsklemme 8,8' ist die Spannung, die an der Belastungsimpedanz R&sub1; auftritt, vorhanden. Der Bias-Stromgenerator 2, die Verstärkerschaltung 1, insbesondere der Transistor T&sub1; in der Verstärkerschaltung 1 und das MR-Element Rm1 bilden eine Reihenschaltung zwischen den Klemmen 3 und 12.
Wie aus der Figur ersichtlich, ist das MR-Element Rm1 über die Klemme 3 nach Erde verbunden. Weiterhin ist, wenn in einer Einrichtung zum Auslesen eines Informationssignals von einem (nicht dargestellten) plattenförmigen Aufzeichnungsträger die Platte ebenfalls vorzugsweise elektrisch nach Erde verbunden. Dies beschränkt die Möglichkeit, dass eine Spannungsdifferenz zwischen dem Kopf und der Platte aufgebaut werden kann. Dies vermeidet elektrischen Entladungen, die sonst zwischen dem Kopf und der Platte auftreten könnten, wobei diese Entladungen den Kopf beschädigen könnten.
Das MR-Element Rm1, der Verstärker 1 und der Bias-Stromgenerator 2 bilden eine Reihenschaltung zwischen den zwei (Speise)Klemmen 3 und 12. Auf diese Art und Weise wird der von dem Bias-Stromgenerator 2 gelieferte Strom dem MR- Element Rm1 zugeführt, und zwar zum Vormagnetisieren des MR-Elementes Rm1, sowie der Verstärkerschaltung 1. Dieser Bias-Strom durch die Verstärkerschaltung führt zu einem bestimmten Rauschbeitrag, der geringer ist, wenn der Strom durch die Verstärkerschaltung höher ist. Wenn die Verstärkerschaltung zu dem MR-Element Rm1 und zu dem Bias-Stromgenerator parallel geschaltet wäre, wäre ein größerer Strom erforderlich zum Vormagnetisieren des MR-Elementes Rm1 und zum Speisen der Eingangsstufe der Verstärkerschaltung mit dem Strom, der erforderlich ist zum Erhalten eines geringen Rauschbeitrags in der Verstärkerschaltung. Auf diese Art und Weise erzeugt die Einrichtung nach Fig. 1 weniger Rauschen und erfordert weniger Bias- Strom, was ein wichtiger Vorteil ist im Falle von Speisespannungen, die von Batterien geliefert werden.
Wenn die Verstärkerschaltung nur einen Transistor aufweist, so wie in der Ausführungsform nach Fig. 1, statt zwei Transistoren, im Falle einer emittergekoppelten Schaltung, hat die Verstärkerschaltung einen geringeren Rauschbeitrag,
Schwankungen in dem von dem MR-Element Rm1 detektierten Magnetfeld führen zu Schwankungen in dem Widerstandswert des MR-Elementes. Die Gate- Elektrode des Transistors T&sub1; ist mit Hilfe des Kondensators C&sub1; für AC-Signale nach Erde geschaltet. Dies bedeutet, dass für AC-Signale die Klemme 4 des MR-Elementes Rm1 virtuell nach Erde liegt. Dadurch können Schwankungen in dem Widerstandswert des MR-Elementes nur zu Schwankungen in dem Strom durch die Reihenschaltung führen. Diese Stromschwankungen werden über die Belastungsimpedanz R&sub1;&sub1; der Klemme 10 zugeführt, und führen zu einer Spannungsschwankung an der Belastungsimpedanz R&sub1;&sub1;. Diese Spannungsschwankung wird an den Klemmen 8,8' als Ausgangssignal der Verstärkerschaltung detektiert.
Die Rückkopplungsschaltung F&sub1; verwirklicht eine niedrige Grenzfrequenz. Damit Integration des Kondensators C&sub1; möglich ist, sollte der Widerstandswert F&sub1; hoch sein. Dies führt dazu, dass der Transistor T&sub1; als Diode für DC-Signale wirkt, so dass der Bias-Strom Ib1 dem MR-Element Rm1 zugeführt werden kann. Die Rückkopplungsschaltung F&sub1; ist ein Impedanznetzwerk. In der einfachsten Form kann die Rückkopplungsschaltung ein Widerstand sein.
Damit die Einrichtung geeignet gemacht wird zum Gebrauch bei niedrigen Speisespannungen, die den Klemmen 3 und 12 zugeführt wird, ist es notwendig, dass der Spannungsabfall zwischen den Klemmen 4 und 6 möglichst gering ist, so dass ein maximaler Spannungsbereich für die Bias-Stromquelle (2) verfügbar ist, damit es ermöglicht wird, dass die Bias-Stromquelle für einen geringen Rauschpegel optimal ist.
Fig. 2A zeigt eine weiter ausgearbeitete Version der Rückkopplungsschaltung F&sub1;, damit diese hochohmig gemacht wird und um einen Spannungsabfall an dem Transistor T&sub1; zu verwirklichen, der möglichst gering ist. Die Rückkopplungsschaltung F&sub1; umfasst einen Transistor T&sub3;, der ein MOS-Transistor ist, einen bipolaren Transistor T&sub4; und einen Widerstand R&sub1;. Die beiden Transistoren T&sub1; und T&sub3; sind von dem gleichen Typ, MOSfet oder JFET. Die Gate-Elektrode des Transistors T&sub1; ist mit der Klemme t&sub1; der Rückkopplungsschaltung gekoppelt. Die Klemme t&sub1; ist über den Widerstand R&sub1; mit der Gate-Elektrode des dritten Transistors T&sub3; gekoppelt. Die Source-Klemme des dritten Transistors T&sub3; ist mit der Emitter-Klemme des vierten Transistors T&sub4; gekoppelt. Die Basis-Klemme des Transistors T&sub4; ist mit der Klemme t&sub2; der Rückkopplungsschaltung gekoppelt, wobei diese Klemme mit der Klemme 6 der Verstärkerschaltung gekoppelt ist. Die Gate-Klemme und die Drain-Klemme des Transistors T&sub3; sind miteinander verbunden, damit auf diese Art und Weise eine Diode gebildet wird. Weiterhin sind die miteinander verbundenen Gate- und Drain-Klemmen über eine Stromquelle 24 mit dem Punkt 12 konstanten Potentials verbunden. Weiterhin ist die Kollektor-Elektrode des Transistors T&sub4; mit dem zweiten Punkt konstanten Potentials 12 gekoppelt. Die Stromquellen liefern Stromspeisung für die Transistoren T&sub3; und T&sub4;.
Mit Hilfe des Rückkopplungsteils nach Fig. 2A wird zwischen den Klemmen t&sub1; und t&sub2; eine Spannungsverschiebung von -Vth + Vd erhalten, wobei Vth die Schwellenspannung eines MOS-Transistors ist, wie der Transistoren T&sub1; und T&sub3;, und wobei Vd die Spannung an einer bipolaren Diode ist. Dadurch ist die Spannungsdifferenz zwischen den Klemmen 6 und 7 der Verstärkerschaltung nach Fig. 1 etwa Vd, oder im Wesentlichen 0,7 V.
Insbesondere ist die Spannungsdifferenz zwischen den Klemmen 6 und 7Vd + Vch1 - Vch2, wobei Vch1 und Vch2 die Kanalspannungen der Transistoren T&sub1; bzw. T&sub3; sind, die von dem Drain-Strom durch diese Transistoren abhängig sind (Vch = Vgs - Vth, wobei Vgs die Gate-Source-Spannung und Vth die Schwellenspannung eines Transistors ist).
Weiterhin ist die Impedanz, die durch die Rückkopplungsschaltung zwischen den Klemmen t&sub1; und t&sub2; gebildet wird, hochohmig zum Erhalten des gewünschten niedrigen Wertes für die Grenzfrequenz der unteren Bandkante der Frequenzkennlinie der Verstärkerschaltung. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2A hat Stromquellen, die mit der positiven (12) sowie der negativen (13) Speisespannungsklemme gekoppelt sind.
Fig. 2B zeigt eine weitere ausgearbeitete Version der Rückkopplungsschaltung nach Fig. 2A, wobei Stromquellen nur mit der positiven Speiseklemme gekoppelt sind. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2B umfasst weiterhin eine Diodenanordnung 25 aus einer oder mehreren Dioden, einen bipolaren Transistor T&sub2;&sub4;, eine Stromquelle 22 und einen Widerstand R&sub2;&sub4;. Die Stromquelle 22 ist zwischen dem Punkt 12 konstanten Potentials und der Kollektor-Elektrode des Transistors T&sub4; vorgesehen und ist weiterhin über die Diodenanordnung 25 mit der Basis-Klemme des Transistors T&sub2;&sub4; gekoppelt. Die Basis-Klemme des genannten Transistors ist ebenfalls über den Widerstand R&sub2;&sub4; mit dem Punkt 13 konstanten Potentials gekoppelt. Der Emitter des Transistors T&sub2;&sub4; ist mit dem Punkt 13 konstanten Potentials gekoppelt und der Kollektor ist mit den miteinander verbundenen Emitter- und Source-Elektroden der Transistoren T&sub4; bzw. T&sub3; gekoppelt.
Der durch die Elemente 22, 25, R&sub2;&sub4; und T&sub2;&sub4; gebildete Schaltungsanordnung ersetzt effektiv die Stromquelle 24 aus Fig. 2A.
Die Schaltungsanordnungen nach den Fig. 2A und 2B zeigen weiterhin einen Schalter S&sub1;, der zu dem Widerstand R&sub1; parallel geschaltet ist. Wenn die Verstärkerschaltung nach Fig. 1 aktiviert wird, oder wenn der Stromwert durch das MR-Element geändert werden sollte, muss der Kondensator C&sub1; zunächst aufgeladen werden (oder entladen werden), so dass die Verstärkerschaltung sich auf die neue Situation einstellen kann. Damit diese Einstellung schnell erfolgen kann, wird der Widerstand R&sub1; durch den Schalter S&sub1; kurzgeschlossen, und zwar unter dem Einfluss eines Schaltsignals, das dem Steuersignaleingang 100 zugeführt wird, so dass der Strom zum Ändern des Kondensators C&sub1; von der Stromquelle 21 geliefert werden kann, oder es kann eine Entladung stattfinden, und zwar über die Stromquelle 24. Die Ladezeit des Kondensators C&sub1; wird auf diese Art und Weise durch den maximalen Strom, der von der Stromquelle 21 geliefert werden kann, begrenzt und die Entladezeit wird durch den maximalen Strom begrenzt, der von der Stromquelle 24 empfangen werden kann. Ersatz der Stromquelle 24 nach Fig. 2A durch die Elemente 22, 25, R&sub2;&sub4; und T&sub2;&sub4; in Fig. 2B bietet bereits eine Verkürzung der Entladezeit, da der Transistor T&sub2;&sub4; Ströme abführen kann, die um zwei Ordnungen größer sind als der Strom durch die Stromquelle 22.
Fig. 2C zeigt eine Rückkopplungsschaltung, wobei die Ladezeit des Kondensators C&sub1; verkürzt werden kann. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2C umfasst weiterhin einen MOS-Transistor T&sub5;, einen bipolaren Transistor T&sub6; und ein bipolares Diodenelement 40. Die Gate-Klemme und die Drain-Klemme des Transistors T&sub5; sind miteinander verbunden und sie sind beide über das Diodenelement 40 mit der Stromquelle 21 sowie mit der Basis-Klemme des Transistors T&sub6; gekoppelt. Die Source-Klemmen der Transistoren T&sub3; und T&sub5; sind miteinander verbunden. Eine Kollektor- Klemme des Transistors T&sub6; ist mit dem Punkt 12 konstanten Potentials gekoppelt. Eine Emitter-Klemme des Transistors T&sub6; ist mit den miteinander verbundenen Gate- und Drain-Klemmen des Transistors T&sub3; gekoppelt. Die Schaltungsanordnung mit den Transistoren T&sub3;, T&sub6; und T&sub5; und mit dem Diodenelement 40 bildet eine Klasse-A/B-Schaltungsanordnung und schafft eine schnellere Aufladung des Kondensatorelementes C&sub1; während der Installation der Einrichtung mit Hilfe des Stromes durch den Transistor T&sub6;.
Fig. 3A zeigt eine weiter ausgearbeitete Version der Verstärkerschaltung 1 nach Fig. 1. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3A umfasst einen bipolaren Transistor T&sub8;, dessen Basis-Klemme mit der Source-Klemme des Transistors T&sub1; gekoppelt ist, dessen Kollektor-Klemme mit dem Punkt 13 konstanten Potentials gekoppelt ist und dessen Emitter mit dem Bezugspunkt 10 gekoppelt ist. Weiterhin ist zwischen dem Bezugspunkt 10 und dem zweiten Punkt 12 konstanten Potentials eine Stromquelle 36 vorgesehen. Diese Schaltungsanordnung hat den Vorteil, dass die DC- Spannung an dem Bezugspunkt 10 der DC-Spannung an der Klemme 7 der Verstärkerschaltung folgt. Dies bedeutet, dass Spannungsschwankungen an dem MR-Element Rm1 an dem Lastwiderstand R&sub1;&sub1; nicht auftreten.
Die Spannungsdifferenz zwischen den Klemmen 7 und 10 entspricht dem Wert Vd. Wenn F&sub1; eine der Schaltungsanordnungen nach den Fig. 2A, 2B oder 2C ist, entspricht die Spannungsdifferenz zwischen den Klemmen 6 und 7 dem Wert Vd + Vch1 - Vch2, siehe oben, so dass der DC-Offset an dem Lastwiderstand R&sub1;&sub1; niedrig ist (Vch1 - Vch2). Nur Spannungsschwankungen in dem Transistor T&sub1;, herrührend aus Stromschwankungen durch den Transistor T&sub1; erscheinen nach wie vor an dem Lastwiderstand R&sub1;&sub1;.
Eine weitere Verbesserung der Verstärkerschaltung nach der Fig. 3A wird anhand Fig. 3B näher beschrieben. Die Verstärkerschaltung 1 umfasst weiterhin einen MOS-Transistor T&sub1;&sub0; und einen bipolaren Transistor T&sub1;&sub1;. Die Gate-Elektrode des Transistors T&sub1;&sub0; ist mit der Gate-Elektrode des Transistors T&sub1; verbunden, die Drain- Elektrode ist über eine Stromquelle 54 mit dem Punkt 12 konstanten Potentials gekoppelt, sowie über eine Diodenanordnung 44, bestehend aus einer oder mehreren reihengeschalteten Dioden, mit der Basis-Elektrode des Transistors T&sub1;&sub1; gekoppelt. Die Source-Elektrode des Transistors T&sub1;&sub0; ist mit der Kollektor-Elektrode des Transistors T&sub1;&sub1; sowie mit der Basis-Elektrode des Transistors T&sub8; gekoppelt. Die Emitter-Elektrode des Transistors T&sub1;&sub1; ist mit dem Punkt 13 konstanten Potentials gekoppelt.
Die Spannungsdifferenz zwischen der Gate-Elektrode des Transistors T&sub1; und der Klemme 10 entspricht dem Wert Vgs - Vd, wobei Vgs die Gate-Source- Spannung des Transistors T&sub1;&sub0; ist. Wenn F&sub1; wieder eine der Schaltungsanordnungen nach den Fig. 2A, 2B oder 2C ist, entspricht die Spannungsdifferenz zwischen der Gate-Elektrode des Transistors T&sub1; und der Klemme 6 dem Wert Vgs' - Vd, wobei Vgs' die Gate-Source-Spannung des Transistors T&sub3; ist. Die Spannung an dem Lastwiderstand R&sub1;&sub1; entspricht nun dem Wert Vgs' - Vgs. Wenn der Strom durch den Transistor T&sub1;&sub0; dem Strom durch den Transistor T&sub3; entsprechend gemacht wird, und wenn weiterhin die Transistoren T&sub1;&sub0; und T&sub3; die gleichen Abmessungen haben, wird die genannte Spannung praktisch Null, unabhängig von dem Wert des MR-Bias-Stromes.
Es dürfte einleuchten, dass statt der Kombination aus der Stromquelle 54, der Diodenanordnung 44 und dem Transistor T&sub1;&sub1;, eine Stromquelle zwischen dem Emitter des Transistors T&sub1;&sub1; und Erdpotential vorgesehen werden könnte.
Fig. 4A zeigt eine weitere Verbesserung der Verstärkerschaltung nach Fig. 3A. Die Verstärkerschaltung umfasst einen bipolaren Transistor T&sub7;, die zwischen der Drain-Klemme des Transistors T&sub1; und der Klemme 6 vorgesehen ist. Die Basis- Klemme ist über die Stromquelle 36 mit dem Punkt 12 konstanten Potentials und über einen Widerstand R&sub5; mit dem Punkt 10 gekoppelt.
Mit Hilfe des Transistors T&sub7; ist der Transistor T&sub1; kaskodengeschaltet, damit eine höhere Ausgangsimpedanz an der Klemme 6 erhalten wird und damit vermieden wird, dass die Drain-Gate-Kapazität des Transistors T&sub1; "gemillert" wird.
Fig. 4B zeigt eine alternative Ausführungsform der Verstärkerschaltung nach Fig. 4A. Diese Schaltungsanordnung umfasst zusätzlich einen Transistor T&sub9;, Widerstände R&sub2;, R&sub3; und R&sub4; und eine Stromquelle 31. Die Basisklemme des Transistors T&sub7; ist mit der Emitter-Klemme des Transistors T&sub9; verbunden, wobei eine Basis-Klemme dieses Transistors über den Widerstand R&sub2; mit der Source-Klemme des Transistors T&sub1; gekoppelt ist. Der Kollektor des Transistors T&sub9; ist mit dem Punkt 13 konstanten Potentials gekoppelt. Der Emitter des Transistors T&sub9; ist weiterhin über die Stromquelle 31 mit dem Punkt 12 konstanten Potentials verbunden. Die Basis des Transistors T&sub9; ist über den Widerstand R&sub3; mit dem Emitter des Transistors T&sub8; und über die Widerstände R&sub3; und R&sub4; mit dem Bezugspunkt 10 gekoppelt.
Weiterhin schafft die Konstruktion der Transistoren T&sub7; und T&sub9; eine Spannung an dem Knotenpunkt 32 des Emitters des Transistors T&sub7; und der Drain des Transistors T&sub1;, wobei diese Spannung etwa halbwegs zwischen den Spannungen an den Klemmen 7 und 6 liegt. Dies bedeutet, dass es zwischen dem Knotenpunkt 32 und der Klemme 7 eine Spannungsdifferenz von Vd/2 gibt, sowie zwischen dem Knotenpunkt 32 und der Klemme 6, da die Spannungsdifferenz zwischen den Klemmen 6 und 7 Vd ist, wie oben bereits erläutert.
Es sei bemerkt, dass die Fig. 4A und 4B von der Fig. 3A dadurch hergeleitet ist, dass der kaskodengeschaltete Transistor T&sub7; unter Verwendung verschiedener Vormagnetisierungsschemen hinzugefügt worden ist. Die gleichen Kaskoden- Prinzipien können zu der Schaltungsanordnung nach Fig. 3B hinzugefügt werden.
Fig. 5 zeigt eine andere Ausführungsform der Verstärkerschaltung. Die Verstärkerschaltung nach Fig. 5 ist eine weitere Ausarbeitung der Schaltungsanordnung nach Fig. 3B. Auch in diesem Fall kann Kaskodenschaltung angewandt werden.
Die Verstärkerschaltung nach Fig. 5 weicht von der Verstärkerschaltung nach Fig. 3b darin ab, dass sie weiterhin ein Impedanznetzwerk 71 umfasst. Weiterhin gibt es die Diode 46 und ein Kondensatorelement C&sub3;. Eine Emitter-Klemme des Transistors T&sub8; ist über das Impedanznetzwerk 71 mit der ersten Klemme 6 der Verstärkerschaltung sowie mit einer Ausgangsklemme der Stromquelle 36 gekoppelt.
Die Kollektor-Klemme des Transistors T&sub8; ist mit einer Klemme der Belastungsimpedanz R&sub1;&sub1; gekoppelt. Aus der Figur geht hervor, dass der Bezugspunkt 10 in Fig. 3B nun der Bezugspunkt 10' geworden ist, der das gleiche Potential hat wie der erste Punkt 13 konstanten Potentials, der geerdet ist.
Die Basis-Klemme des Transistors T&sub1;&sub1; ist über die Diode 46 mit dem Punkt 13 konstanten Potentials gekoppelt. Die Basis-Klemme des Transistors T&sub8; ist über das Kondensatorelement C&sub3; mit dem ersten Punkt 13 konstanten Potentials gekoppelt.
Signalströme Is, erzeugt von dem MR-Element Rm1, fließen über den Transistor T&sub1;, das Impedanznetzwerk 71 und von dem MR-Element Rm1 zu der Klemme 7 und über den Transistor T&sub8; zu der Belastungsimpedanz R&sub1;&sub1;, wobei die Klemmen 48, 48' nun die Ausgangsklemme der Anordnung bilden. Das Kondensatorelement C&sub3; filtert nun einen Rauschanteil aus, der sonst in dem Ausgangssignal an der Ausgangsklemme 48, 48' vorhanden wäre.
Es sei bemerkt, dass die Ausführungsformen nach den Fig. 3A, 3B, 4A und 4B, wobei der Ausgang 8,8' der Verstärkerschaltung mit den Klemmen der Belastungsimpedanz R&sub1;&sub1; verbunden ist, sich insbesondere eignen zum Gebrauch bei einer Einrichtung mit nur einem MR-Element Rm1. Die Ausführungsform nach Fig. 5, wobei der Ausgang der Verstärkerschaltung durch die Klemmen 48, 48' gebildet werden, ist insbesondere nützlich bei einer Einrichtung mit zwei MR-Elementen Rm1, Rm2.
Es sei weiterhin bemerkt, dass auf gleiche Art und Weise die Schaltungsanordnungen nach den Fig. 3A, 3B, 4A und 4B mit einer Belastungsimpedanz R&sub1;&sub1;' versehen sein könnten, die zwischen dem Kollektor des Transistors T&sub8; und dem Punkt 13 konstanten Potentials gekoppelt ist, was für eine Schaltungsanordnung mit zwei MR-Elementen bevorzugt wird.
Bei derartigen Einrichtungen mit zwei MR-Elementen Rm1 und Rm2, siehe auch die Einrichtung nach Fig. 6, ist jedes MR-Element mit einer Verstärkerschaltung von dem Typ, wie oben beschrieben, gekoppelt. Der Ausgang einer derartigen Einrichtung wird dann durch die Klemmen 48 jeder der beiden Verstärkerschaltungen gebildet.
Fig. 6 zeigt eine Ausführungsform einer Einrichtung, die in Form einer Gegentaktschaltung ist und zwei MR-Elemente umfasst. Die Einrichtung umfasst einen Lesekopf mit einem ersten und einem zweiten Magnetwiderstandselement Rm1 bzw. Rm2. Die beiden MR-Elemente Rm1 und Rm2 des Kopfes tasten dieselbe (nicht dargestellte) Spur ab, so dass sie dasselbe Signal aus der Spur lesen. Der linke Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 ist weitgehend identisch zu der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Eine erste Klemme 63 des MR-Elementes Rm2 ist mit dem ersten Punkt 13 konstanten Potentials (Erde) verbunden. Weiterhin ist ein zweiter Bias- Stromgenerator 62 verfügbar, der einen Ausgang 62 hat, der mit der Klemme 12 verbunden ist, an der die positive Speisespannung verfügbar ist. Die Verstärkerschaltung 61 hat eine erste Klemme 66, die mit dem Ausgang des zweiten Bias-Stromgenerators 62 gekoppelt ist und eine zweite Klemme 67 ist mit der zweiten Klemme 64 des zweiten Magnetwiderstandselementes Rm2 gekoppelt. Der zweite Bias-Stromgenerator 61, die zweite Verstärkerschaltung 61 und das zweite Magnetwiderstandselement Rm2 bilden eine Reihenschaltung zwischen den Klemmen 12 und 13.
Die zweite Verstärkerschaltung 61 umfasst einen Transistor T&sub2;, der in Form eines MOS-Transistors ist, eine Belastungsimpedanz R&sub1;&sub2;, eine Rückkopplungsschaltung F&sub2; und ein Kondensatorelement C&sub2;. Die Source-Klemme des Transistors T&sub2; ist mit der zweiten Klemme 67 der Verstärkerschaltung 61 gekoppelt. Die Drain- Klemme des Transistors T&sub2; ist mit der ersten Klemme 66 der Verstärkerschaltung 61 gekoppelt. Die Gate-Klemme des Transistors T&sub2; ist über die Rückkopplungsschaltung F&sub2; mit der ersten Klemme 66 der Verstärkerschaltung 61 gekoppelt. Weiterhin ist die Gate-Klemme des Transistors T&sub2; über das zweite Kondensatorelement C&sub2; mit der Source-Klemme des Transistors T&sub1; gekoppelt. Weiterhin ist die Gate-Klemme des Transistors T&sub1; über das Kondensatorelement C&sub1; mit der Source-Klemme des Transistors T&sub2; gekoppelt. Die kreuzgekoppelte Verbindung der Kondensatorelemente, wie in Fig. 6 dargestellt, reduziert den Rauschpegel. Eine Belastungsimpedanz R&sub1;&sub2; ist zwischen der Klemme 66 der Verstärkerschaltung 61 und einem Bezugspunkt 10" gekoppelt, wobei an diesem Punkt eine Bezugsspannung Vref2 verfügbar ist. Die Spannung Vref2 kann von der Spannung Vref1 darin abweichen, dass die DC-Spannungen an den MR-Elementen Rm1 und Rm2 voneinander abweichen können, und zwar durch eine Fehlanpassung des Widerstandswertes der MR-Elemente und/oder durch ungleiche MR-Bias-Ströme Ib1 und Ib2.
Konstruktionen wie die Rückkopplungsschaltungen aus den Fig. 2A, 2B oder 2C können benutzt werden für die Rückkopplungsschaltung F&sub2; aus Fig. 6. Es dürfte weiterhin einleuchten, dass die Verstärkerschaltungen, wie diese in den Fig. 3A, 3B, 4A, 4B und 5 dargestellt sind, für die Verstärkerschaltung 61 nach Fig. 6 benutzt werden können.
Es wurde bereits oben erwähnt, dass die beiden MR-Elemente Rm1, Rm2 ein Signal aus derselben Spur lesen, Wenn die beiden Ausgangssignale V1out und V2out addiert werden, wird ein Ausgangssignal erscheinen, das die Summe der beiden Signale ist, und ein systematische DC-Offset in den beiden Verstärkerschaltungen 1 und 61 wird ausgeschaltet. Dieser systematische DC-Offset ist beispielsweise der Term Vch1 - Vch2 zwischen den Knotenpunkten 6 und 10 (Fig. 3A), wie oben bereits beschrieben, oder die DC-Spannung an den geerdeten Lastwiderständen, wie R&sub1;&sub1;', in Fig. 5.
Fig. 7 zeigt eine weitere Verbesserung der Einrichtung mit nur einem MR-Element. Fig. 7 zeigt die Anordnung einer elektromagnetischen Abschirmung 75 über die elektrische Verbindung 76, welche die Klemme 4 des MR-Elementes Rm1 mit der Klemme 7 der Verstärkerschaltung 1 verbindet. Die Abschirmung 75 ist über die elektrische Verbindung 77 nach Erde verbunden. Diese Abschirmung vermeidet, dass elektromagnetische Streufelder die mittels des Kopfes ausgelesenen Signale gestört werden. Die Abschirmung kann mit Hilfe einer Art von Koaxkabel verwirklicht werden. Es können aber auch einfachere Konstruktionen für die Abschirmungsmittel benutzt werden, beispielsweise dadurch, dass der Erdungsleiter um den das Signal tragenden Leiter geschlungen wird.
Fig. 8 zeigt eine Draufsicht der Auslesung von Information aus einer Spur auf dem plattenförmigen Aufzeichnungsträger 80 mit Hilfe eines Auslesekopfes mit zwei MR-Elementen. Die beiden MR-Elemente Rm1 und Rm2 sind über eine Isolierschicht 90 miteinander gekoppelt und beide lesen die volle Breite derselben Spur 81 aus.
Die beschriebenen Einrichtungen sind vorzugsweise gemeint für Festplattengebrauch, für niedrige Speisespannungen, wie 3,3 V ± 10% und 5,0 V ± 10%. Der Bias-Strom kann niedrig gehalten werden, da der Bias-Strom praktisch nur für das MR-Element benutzt wird. Eine Verstärkung mit einem niedrigen Rauschpegel der ausgelesenen Signale ist erzielbar. Der Aufzeichnungsträger ist vorzugsweise über eine elektrische Verbindung nach Erde verbunden.
Die Fig. 9A und 9B zeigen Einheiten, die miteinander gekoppelt werden können, damit mit Hilfe von zwei oder mehr MR-Elementen eine gemultiplexte Auslesung von Information aus einer Spur auf einem Aufzeichnungsträger erhalten wird. Fig. 9A zeigt den Teil der Schaltungsanordnung, der allen MR-Elementen gemeinsam ist und Fig. 9B zeigt denjenigen Teil der Schaltungsanordnung, der für jedes MR-Element bestimmt ist. Nur ein einziger derartiger Schaltungsteil für das MR- Element Rm1 ist dargestellt. Für andere MR-Elemente sollte der Schaltungsteil nach Fig. 9B kopiert werden. Der gemeinsame Schaltungsteil nach Fig. 9A zeigt auf der linken Seite der vertikalen gestrichelten Linie einen Schaltungsteil, der durch das Bezugszeichen 100 angegeben ist, wobei dieser Schaltungsteil der Rückkopplungsschaltung nach Fig. 2C sehr ähnlich ist. Was fehlt ist der Widerstand R&sub1; und der Schalter S&sub1;, die sich in dem in Fig. 9B dargestellten Schaltungsteil befinden. Auf der rechten Seite der gestrichelten Linie ist der Schaltungsteil 101 den Verstärkerschaltungen aus den Fig. 4A und 5 sehr ähnlich.
Zwei oder mehr der Schaltungsanordnungen nach Fig. 9B können zu einer gemeinsamen Schaltungsanordnung nach Fig. 9A gekoppelt werden, und zwar dadurch, dass die Klemme k&sub1;' der gemeinsamen Schaltungsanordnung nach Fig. 9A mit den Klemmen k&sub1; der zwei oder mehr Schaltungsteile aus Fig. 9B verbunden wird. Auf dieselbe Art und Weise sind die Klemmen k&sub2; und k&sub2;', k&sub3; und k&sub3;', und k&sub4; und k&sub4;' miteinander verbunden. Das Multiplexen erfolgt mit Hilfe der Schalter S&sub2; in jeder der Schaltungsanordnungen nach Fig. 9B. Einer der Schalter S&sub2; einer der Schaltungsanordnungen nach Fig. 9B, der mit der gemeinsamen Schaltungsanordnung nach Fig. 9A gekoppelt ist, wird geöffnet und die Schalter S&sub2; der anderen Schaltungsanordnungen nach Fig. 9B werden geschlossen. In dieser Situation werden alle MR-Elemente Rm1, ausgenommen ein Element, umgeschaltet, so dass das von diesem MR-Element ausgelesene Signal dem Schaltungsteil nach Fig. 9A zugeführt und von diesem Teil verstärkt wird.
Fig. 10 zeigt den Schaltungsteil einer Gegentaktversion des Kopfes mit zwei MR-Elementen Rm1 und Rm2, in einer Art und Weise, wie diese in Fig. 6 dargestellt ist, wobei das Multiplexen ermöglicht wird. Fig. 10 zeigt den Schaltungsteil mit den zwei MR-Elementen Rm1, Rm2, der für jeden der Köpfe mit zwei MR-Elementen einzeln ist. Der Schaltungsteil ist weitgehend spiegelsymmetrisch, wobei der linke Teil, links von der vertikalen gestrichelten Linie in Fig. 10 derselbe Teil ist wie der Schaltungsteil nach Fig. 9B. Der Schaltungsteil der Transistoren T&sub1; und T&sub2; der Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; stimmt mit dem entsprechenden Schaltungsteil dieser Elemente in Fig. 6 überein.
Der Schaltungsteil nach Fig. 9A ist verdoppelt, damit der gemeinsame Schaltungsteil für jeden der Köpfe erhalten wird. Der Schaltungsteil aus Fig. 9A ist auf diese Weise mit dem linken Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 10 gekoppelt, wie dies oben für die Verbindung zwischen den Schaltungsanordnungen nach den Fig. 9A und 9B erläutert worden ist. Der rechte Schaltungsteil nach Fig. 10 ist mit einem Schaltungsteil entsprechend dem Schaltungsteil nach Fig. 10A gekoppelt. Das Umschalten des Kopfes nach Fig. 10 in die Schaltungsanordnung bedeutet, dass die beiden Schalter S&sub2; und S&sub3; sich in der dargestellten geöffneten Lage befinden. Folglich befinden sich die entsprechenden Schalter S&sub2; und S&sub3; der anderen mit der gemeinsamen Schaltungsanordnung gekoppelten Köpfe in ihrer geschlossen Lage. Das Abschalten des Kopfes erfolgt dadurch, dass die beiden Schalter S&sub2; und S&sub3; geschlossen werden.
Fig. 11 zeigt eine alternative weiter ausgearbeitete Version der Verstärkerschaltung 1 nach Fig. 1. So ist beispielsweise der Bias-Stromgenerator 2 mit einem PNP-Transistor T&sub2;&sub0; ausgebildet, wobei der Emitter dieses Transistors über den Degenerationswiderstand 210 mit dem Punkt konstanten positiven Potentials 12 gekoppelt, wobei die Basis mit einem Bezugspunkt 200 verbunden ist, der eine Bezugsspannung Vref3 liefert und wobei der Kollektor mit dem Ausgang 5 des Bias-Stromgenerators 2 verbunden ist. Die erste Klemme 6 der Verstärkerschaltung 1 ist unmittelbar mit dem Ausgang 5 verbunden. Im Gegensatz aber zu der Fig. 1 ist die Klemme 8, welche die belastungsimpedanz R&sub1;&sub1; und die Rückkopplungsschaltung F&sub1; miteinander verbindet, über die Kollektor-Emitterstrecke eines NPN-Transistors T&sub2;&sub1; mit der Drain des Transistors T&sub1; verbunden. Der Emitter des Transistors T&sub2;&sub1; ist mit der Drain des Transistors T&sub1; verbunden, die Basis ist mit einem Bezugspunkt 202 verbunden, der eine Bezugsspannung Vref4 liefert, und der Kollektor ist mit der Belastungsimpedanz R&sub1;&sub1; verbunden. Die Transistoren T&sub1; und T&sub2;&sub1; bilden eine kaskodengeschaltete Ausgangsstufe. Der Kollektor des Transistors T&sub2;&sub1; kann über die Kollektor-Emitterstrecke eines etwaigen weiteren NPN-Kaskodentransistor T&sub2;&sub2; mit der Belastungsimpedanz R&sub1;&sub1; verbunden sein, wobei die Basis dieses weiteren Transistors T&sub2;&sub2; mit einem Bezugspunkt 204 verbunden ist, der eine Bezugsspannung Vref5 liefert. Die Rückkopplungsschaltung F&sub1; ist eine Transkonduktanzstufe 206, deren Differenzspannungseingänge mit der Klemme 8 und mit einem Bezugspunkt 208 verbunden sind, der eine Bezugsspannung Vref6 liefert und wobei die genannte Rückkopplungsschaltung einen hochohmeigen Stromausgang hat, der mit der Gate-Elektrode des Transistors T&sub1; gekoppelt ist. Die Transkonduktanz Gm der Transkonduktanzstufe 206 sollte einen niedrigen Wert haben, da dieser die Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung F&sub1; bestimmt.
Der Transistor T&sub2;&sub0; und der Emitterwiderstand 210 können mit einem Digital-Analog-Wandler mit einem programmierbaren Stromausgang (IDAC) zum Liefern des Bias-Stroms des Magnetwiderstandselementes (MR) implementiert werden. Bei der Einrichtung nach Fig. 1 liefert der IDAC den variablen Teil des Bias- Stroms des MR-Elementes, beispielsweise 0 mA bis 15,5 mA in Schritten von 0,5 mA, während ein fester Strom, beispielsweise 5 mA von der niederohmigen Kaskodenausgangsstufe T&sub2;&sub1; geliefert wird. Zum Erhalten eine niedrigen Rauschpegels sollte der Transistor T&sub1; groß sein. Die Vorteile der Einrichtung nach Fig. 11 sind: (1) der große MOS-Transistor T&sub1; mit einem niedrigen Rauschpegel und der IDAC können eine niedrige Ausgangsimpedanz haben, da sie ihre betreffenden Ströme in eine sehr niederohmigen Emitter des Kaskodentransistors T&sub2;&sub1; einspeisen; (2) die Drain-zu-Gate- Kapazität des großen Transistors T&sub1; wird nicht "gemillert"; (3) der IDAC liefert einen niedrigeren Bias-Strom und einen entsprechend niedrigeren Rauschpegel; und (4) der IDAC speist den Strom zu einem Niederspannungsknotenpunkt, wodurch es möglich ist, dass der Wert des Emitterwiderstandes 210 zunimmt, was dazu führt, dass eine weitere Verringerung des Rauschpegels erhalten wird. Es sei bemerkt, dass der Bias- Stromgenerator 2 völlig fortgelassen werden kann, wenn nur der feste Bias-Strom, der von der Kaskoden-Ausgangsstufe T&sub2;&sub1; geliefert wird, ausreicht zum Vormagnetisieren des MR-Elementes.
Fig. 12 zeigt eine Gegentaktversion der Einrichtung nach Fig. 11. Die zwei Verstärker 1 und 61, insbesondere die Kondensatoren C&sub1; und der entsprechende Kondensator C&sub2; des zweiten Verstärkers 61 sind auf dieselbe Art und Weise miteinander verbunden, wie in Fig. 6. Der Degenerationswiderstand 212, der PNP-Transistor T&sub2;&sub3;, der NPN-Transistor T&sub2;&sub4;, der NPN-Transistor T&sub2;&sub5; und die Transkonduktanzstufe 214 des zweiten Verstärkers 61 entsprechen dem Degenerationswiderstand 210, dem PNP-Transistor T&sub2;&sub0;, dem NPN-Transistor T&sub2;&sub1;, dem NPN-Transistor T&sub2;&sub2; und der Transkon duktanzstufe 206 des ersten Verstärkers 1 und sind auf dieselbe Art und Weise verbunden. Bei hohen Frequenzen bilden die Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; Kurzschlüsse und schalten die Gate-Source-Strecken der Transistoren T&sub1; und T&sub2; antiparallel. Dasselbe gilt für die beiden einzelnen gleichwertigen Rauschwiderstände Rn der MOS-Transistoren T&sub1; und T&sub2;. Der Rauschwiderstand Rn entspricht etwa dem Wert R&sub0;, wobei R&sub0; der invertierte Wert der Transkonduktanz der Transistoren T&sub1; und T&sub2; ist. Der gesamte effektive Rauschwiderstand in dem ersten Verstärker 1 der Einrichtung nach Fig. 12 ist Rm1 + R&sub0;/2 des ersten Verstärkers 1 der Einrichtung nach Fig. 11. Die Gegentaktversion liefert auf diese Art und Weise eine Reduktion des Rauschpegels. Eines der MR-Elemente Rm1 oder Rm2 kann bei Einspur-MR-Leseköpfen fortgelassen werden. In dem Fall ist die Klemme 7 oder 67 nach Erde gekoppelt.
Bei den Ausführungsformen, dargestellt in den Figuren, sind bestimmte Transistoren, beispielsweise die Transistoren T&sub1;, T&sub2;, T&sub3;, T&sub5; und T&sub1;&sub0; vorzugsweise unipolare MOS-Transistoren; andere Transistoren wie die Transistoren T&sub4;, T&sub2;&sub4;, T&sub6;, T&sub7;, T&sub8;, T&sub9;, T&sub1;&sub1; und T&sub2;&sub1; sind vorzugsweise bipolare Transistoren. Es ist aber möglich, anstelle von unipolaren Transistoren bipolare Transistoren und umgekehrt zu verwenden, oder nur bipolare oder nur unipolare Transistoren zu verwenden. Die erste Hauptstromklemme, die zweite Hauptstromklemme und die Steuerklemme eines Transistors entsprechen der Source-Klemme, der Drain-Klemme bzw. der Gate-Klemme eines unipolaren Transistors und der Emitter-Klemme, der Kollektor-Klemme bzw. der Basis- Klemme eines bipolaren Transistors.

Claims

1. Einrichtung zum Auslesen eines Informationssignals aus einem magnetischen Aufzeichnungsträger, wobei diese Einrichtung die nachfolgenden Elemente umfasst:

- einen Lesekopf mit einem ersten Magnetwiderstandselement (Rm1), das eine erste Klemme (3) aufweist, die mit einem ersten Punkt (13) konstanten Potentials verbunden ist, sowie eine zweite Klemme (4),

- ein erstes Bias-Strommittel (2; T&sub2;&sub0;, T&sub2;&sub1;) zum Liefern eines Bias-Stromes,

- eine erste Verstärkerschaltung (1) mit einer Ausgangsklemme (8) zum Liefern des Informationssignals (Vout), wobei eine erste Klemme (6) mit dem ersten Bias-Strommittel (2; T&sub2;&sub0;, T&sub2;&sub1;) sowie mit der Ausgangsklemme (8) gekoppelt ist, wobei eine zweite Klemme (7) mit der zweiten Klemme (4) des ersten Magnetwiderstandselementes (Rm1) gekoppelt ist zum Bilden einer Reihenschaltung aus diesem ersten Bias- Strommittel (2; T&sub2;&sub0;, T&sub2;&sub1;), der ersten Verstärkerschaltung (1) und dem Magnetwiderstandselement (Rm1) zwischen einem zweiten Punkt (12) konstanten Potentials und dem genannten ersten Punkt (13) konstanten Potentials, wobei die erste Verstärkerschaltung (1) weiterhin einen ersten Transistor (T&sub1;), eine erste Rückkopplungsschaltung (F&sub1;), eine erste Belastungsimpedanz (R&sub1;&sub1;) und ein erstes Kondensatorelement (C&sub1;) aufweist, wobei eine erste Hauptstromklemme des ersten Transistors (T&sub1;) mit der zweiten Klemme (7) der ersten Verstärkerschaltung (1) verbunden ist, wobei eine zweite Hauptstromklemme des ersten Transistors (T&sub1;) mit der ersten Klemme (6) der ersten Verstärkerschaltung (1) gekoppelt ist, wobei eine Steuerklemme des ersten Transistors (T&sub1;) über die erste Rückkopplungsschaltung (F&sub1;) mit der Ausgangsklemme (8) der ersten Verstärkerschaltung (1) gekoppelt ist, wobei die erste Belastungsimpedanz (R&sub1;&sub1;) zwischen der Ausgangsklemme (8) der ersten Verstärkerschaltung (1) und einer Bezugsspannungsschaltung (12) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung weiterhin die nachfolgenden Elemente umfasst:

- ein zweites Bias-Strommittel (62; T&sub2;&sub3;, T&sub2;&sub4;) zum Liefern eines Bias-Stromes,

- eine zweite Verstärkerschaltung (61) mit einer Ausgangsklemme (68), einer ersten Klemme (66), die mit dem zweiten Bias-Strommittel (62; T&sub2;&sub3;, T&sub2;&sub4;) sowie mit der Ausgangsklemme (68) gekoppelt ist, einer zweiten Klemme (67) zum Koppeln mit einer zweiten Klemme (64) eines zweiten Magnetwiderstandselementes (Rm2) des Lesekopfes zum Auslesen desselben Informationssignals aus dem magnetischen Aufzeichnungsträger wie das erste Magnetwiderstandselement (Rm1), zum Bilden einer Reihenschaltung aus dem zweiten Bias-Strommittel (62; T&sub2;&sub3;, T&sub2;&sub4;), der zweiten Verstärkerschaltung (61) und dem zweiten Magnetwiderstandselement (Rm2) zwischen dem zweiten Punkt (12) konstanten Potentials und dem genannten ersten Punkt (13) konstanten Potentials, wobei die zweite Verstärkerschaltung (61) weiterhin einen zweiten Transistor (T&sub2;), eine zweite Rückkopplungsschaltung (F&sub2;), eine zweite Belastungsimpedanz (R&sub1;&sub2;) und ein zweites Kondensatorelement (C&sub2;) umfasst, wobei eine erste Hauptstromklemme des zweiten Transistors (T&sub2;) mit der zweiten Klemme (67) der zweiten Verstärkerschaltung (61) verbunden ist, wobei eine zweite Hauptstromklemme des zweiten Transistors (T&sub2;) mit der ersten Klemme (66) der zweiten Verstärkerschaltung (61) gekoppelt ist, wobei eine Steuerklemme des zweiten Transistors (T&sub2;) über die zweite Rückkopplungsschaltung (F&sub2;) mit der Ausgangsklemme (68) der zweiten Verstärkerschaltung (61) gekoppelt ist, wobei die zweite Belastungsimpedanz (R&sub1;&sub2;) zwischen der Ausgangsklemme (68) der zweiten Verstärkerschaltung (61) und einer Bezugsspannungsklemme (12) gekoppelt ist, und dass die Steuerklemme des zweiten Transistors (T&sub2;) über das zweite Kondensatorelement (C&sub2;) mit der zweiten Klemme (7) der ersten Verstärkerschaltung (1) gekoppelt ist, und die Steuerklemme des ersten Transistors (T&sub1;) über das erste Kondensatorelement (C&sub1;) mit der zweiten Klemme (67) der zweiten Verstärkerschaltung (61) gekoppelt ist.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Klemme (6) der ersten Verstärkerschaltung (1) über einen Kaskodentransistor (T&sub2;&sub1;) mit der Ausgangsklemme (8) der ersten Verstärkerschaltung (1) gekoppelt ist, wobei von diesem Transistor eine erste Hauptstromklemme mit der ersten Klemme (6) der ersten Verstärkerschaltung (1) gekoppelt ist und wobei eine zweite Hauptstromklemme mit der Ausgangsklemme (8) der ersten Verstärkerschaltung (1) gekoppelt ist und dass die erste Klemme (66) der zweiten Verstärkerschaltung (61) über einen Kaskodentransistor (T&sub2;&sub4;) mit der Ausgangsklemme (68) der zweiten Verstärkerschaltung (61) gekoppelt ist, wobei von diesem Transistor eine erste Hauptstromklemme mit der ersten Klemme (66) der zweiten Verstärkerschaltung (61) verbunden ist und wobei eine zweite Hauptstromklemme mit der Ausgangsklemme (68) der zweiten Verstärkerschaltung (61) gekoppelt ist.

3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Hauptstromklemme des Kaskodentransistors (T&sub2;&sub1;) der ersten Verstärkerschaltung (1) über einen weiteren Kaskodentransistor (T&sub2;&sub2;) mit der Ausgangsklemme (8) der ersten Verstärkerschaltung (1) gekoppelt ist, wobei eine erste Hauptstromklemme des Kaskodentransistors mit der zweiten Hauptstromklemme des genannten ersten Kaskodentransistors (T&sub2;&sub1;) der ersten Verstärkerschaltung (1) verbunden ist und wobei eine zweite Hauptstromklemme mit der Ausgangsklemme (8) der ersten Verstärkerschaltung (1) verbunden ist, und dass die zweite Hauptstromklemme des Kaskodentransistors (T&sub2;&sub4;) der zweiten Verstärkerschaltung (61) über einen weiteren Kaskodentransistor (T&sub2;&sub5;) mit der Ausgangsklemme (68) der zweiten Verstärkerschaltung (61) gekoppelt ist, wobei eine erste Hauptstromklemme des Kaskodentransistors mit der zweiten Hauptstromklemme des genannten erstgenannten Kaskodentransistors (T&sub2;&sub4;) der zweiten Verstärkerschaltung (61) verbunden ist und wobei eine zweite Hauptstromklemme mit der Ausgangsklemme (68) der zweiten Verstärkerschaltung (61) verbunden ist.

4. Einrichtung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Rückkopplungsschaltung (F&sub1;) eine Transkonduktanzstufe (206) aufweist, deren Differenzspannungseingänge mit der Ausgangsklemme (8) der ersten Verstärkerschaltung (1) und mit einer Bezugsspannungsklemme (208) verbunden sind und wobei eine Stromausgangsklemme mit der Steuerklemme des ersten Transistors T&sub1; gekoppelt ist und dass die zweite Rückkopplungsschaltung F&sub2; eine Transkonduktanzstufe (214) aufweist, deren Differenzspannungseingänge mit der Ausgangsklemme (68) der zweiten Verstärkerschaltung (61) und der Bezugsspannungsklemme (208) gekoppelt sind und wobei eine Stromausgangsklemme mit der Steuerklemme des zweiten Transistors T&sub2; gekoppelt ist.

5. Einrichtung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eines der ersten Bias-Strommittel (2; T&sub2;&sub0;, T&sub2;&sub1;) und die zweiten Bias- Spannungsmittel (62; T&sub2;&sub3;, T&sub2;&sub4;) einen Bias-Stromgenerator (2; 62) aufweist, dessen Ausgang (5; 65) mit der ersten Klemme (6) der ersten Verstärkerschaltung oder mit der ersten Klemme (66) der zweiten Verstärkerschaltung verbunden ist.