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Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine elektrodenlose
Entladungslampe und bezieht sich insbesondere auf eine Schaltung für
die effiziente Speisung einer solchen elektrodenlosen Entladungslampe.
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Elektrodenlose Entladungslampen sind als Stand der Technik wohl
bekannt und weisen typischerweise in einer abgedichteten Hülle ein
ionisierbares Medium aus zumindest einem speziellen ionisierbaren Gas
bei einem gegebenen Druck auf, das in der Lage ist, Strahlungsenergie zu
emittieren, wenn es einem hochfrequenten Feld unterworfen wird. An das
Medium wird ein elektrisches Feld mit einer Größe gekoppelt, die
ausreicht, eine Ionisierung des ionisierbaren Mediums zu initiieren, um
eine strahlungsemittierende Entladung zu bilden. Gleichzeitig wird ein
hochfrequentes (HF-) magnetisches Feld zwecks Aufrechterhaltung der
Ionisierung an das ionisierbare Medium gekoppelt. Sind die
verschiedenen Parameter der Lampe in geeigneter Weise ausgesucht
worden, ist theoretisch eine hocheffiziente elektrodenlose
Entladungslampe möglich.
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Es ist bekannt, das ionisierbare Medium solcher Lampen mittels einer
Schaltung zu speisen, welche einen kristallgesteuerten Oszillator für die
Erzeugung eines Ausgangssignals bei einer gegebenen Hochfrequenz,
einen von dem Ausgangssignal des Oszillators abhängigen
Hochfrequenzverstärker, eine induktive Ausgangswicklung und einen auf
den Ausgang des Verstärkers ansprechenden Kondensator umfaßt. Die
Ausgangswicklung ist zwecks Ankopplung der elektrischen und
magnetischen Felder an das ionisierbare Medium in unmittelbarer
physischer Nähe zur Hülle angeordnet.
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Derartige elektrodenlose Entladungslampen werden oftmals in einem
ISN-Band bei einer Frequenz von 13,56 MHz betrieben, weil die Federal
Communications Commission, wie auch der Rest der Welt, die Benutzung
einer solchen Frequenz mit großer Liberalität erlaubt. Arbeitet man
jedoch bei solch einer Frequenz, wird eine Anzahl von Problemen
hervorgerufen.
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Das erste Problem besteht in der Auswahl einer Verstärkerschaltung, die
effizient arbeitet. Die Umwandlung von Eingangsenergie in
Ausgangsleistung in effizienter Manier ist essentiell, wenn eine
elektrodenlose Entladungslampe mit anderen Arten von Lampen effektiv
konkurrieren soll. Ein Verstärker der Klasse A ist bekannt dafür, einen
sehr geringen Wirkungsgrad aufzuweisen, allgemein weniger als 50
Prozent, was ihn für die vorliegende Anwendung ungeeignet macht. Ein
Verstärker der Klasse B besitzt das Potential für einen Wirkungsgrad von
etwa 78,5 Prozent, gibt in Wirklichkeit im Betrieb jedoch signifikant
weniger ab, was ihn ungeeignet macht. Ein Verstärker der Klasse C ist
sehr sensibel gegenüber verschiedenen Kapazitäten innerhalb der
Schaltung, so daß ein Verstärker der Klasse C sich nicht gut für die
Massenproduktion eignet. Darüber hinaus sind im allgemeinen
Transistoren erforderlich, die für die zweifache Gleichstrom-
Eingangsspeisung ausgelegt sind, und dies kann signifikante Probleme
bringen.
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Ein Verstärker der Klasse D besitzt nicht nur das Potential, zu 100
Prozent effizient zu sein, weil er als ein Ein/Aus-Schalter wirkt, sondern
erfordert auch lediglich Transistor-Nennwerte von 125 Prozent der
Gleichstrom-Eingangsspei sung. Darüberhinaus ist ein Verstärker der
Klasse D typischerweise nicht von gerätbezogenen Parametern abhängig.
Auf der anderen Seite sprechen verschiedene Faktoren gegen die
Verwendung eines Verstärkers der Klasse D. Als erstes ist es schwierig,
bei Frequenzen oberhalb von 2 MHz schnell schaltende Wellenformen
über die unvermeidbaren Schaltungsblindwiderstände zu erzeugen und die
Verlustleistung klein zu halten, wenn die Schaltzeiten verglichen mit der
Hochfrequenz-Periodendauer nicht klein sind. Zweitens sind Schaltungen
der Klasse D vom Gegentakttyp besonders verwundbar, weil gleichzeitige
Leitung in den beiden Transistoren einen katastrophalen Ausfall
hervorrufen kann.
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Ein Verstärker der Klasse E, wie ein Verstärker der Klasse D, besitzt das
Potential, 100 Prozent effektiv zu sein, weil er ebenfalls als ein Ein/Aus-
Schalter wirkt und ebenfalls nicht von gerätbezogenen Parametern
abhängt. Ein Verstärker der Klasse E besitzt jedoch ein sogar
schlechteres Spannungspotential als ein Verstärker der Klasse C, da der
typische Einzelhalbleiterschalter eine Nennleistung von soviel wie dem
Vierfachen der Gleichstrom-Eingangsspeisung benötigt, und zwar wegen
der während des Betriebs über die Schalteinrichtung entwickelten hohen
Spannungen. Da der Verstärker der Klasse E ein Schaltverstärker ist, muß
der Leistungshalbleiter in der Lage sein, bei der erforderlichen
Betriebsfrequenz ein- und ausgeschaltet zu werden.
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Der Betrieb bei einer Frequenz von beispielsweise 13,56 MHz erfordert
Hochgeschwindigkeits-Schaltungshalbleiter mit geringen Eingangs- und
Ausgangs-Kapazitanzen und einem niedrigen Widerstand im
Durchlaßzustand. Dieses Erfordernis niedrigen Blindwiderstands und
niedrigen Widerstands im Durchlaßzustand befindet sich unter dem
Gerätegesichtspunkt in unmittelbarem Konflikt mit dem Erfordernis einer
hohen Durchschlagsspannung. Während es möglich ist, die
Durchschlagsspannung des Schalthalbleiters durch Reduzierung der
Wechselspannung am Eingang zur Wechselstromspeisung mittels
beispielsweise eines abgestuften Transformators oder eines
Wechsel stromeingangskondensators zu verringern, erhöhen derartige
Alternativen die Kosten der Schaltung signifikant. In Fällen, in denen die
Betriebsschaltung innerhalb des Sockels einer elektrodenlosen
Lampeneinheit enthalten ist, die als Ersatz für eine Glühlampe dienen
soll, können Platz- und/oder Gewichtserforderni sse derartige Alternativen
verbieten.
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Ein anderes durch den Betrieb bei einer hohen Frequenz, beispielsweise
13,56 MHz, entstehendes Problem besteht darin, daß die erzeugte Menge
an elektromagnetischer Interferenz (EMI) und Hochfrequenzinterferenz
(RFI) mit einigen anderen örtlich vorhandenen Frequenzen interferieren
kann. Ein bei einer fundamentalen Frequenz von 13,56 MHz arbeitender
Hochfrequenzverstärker wird eine viertelharmonische Frequenz bei
54,24 MHz erzeugen, eine fünftelharmonische Frequenz bei 67,80 MHz,
sowie Harmonische und andere Vielfache der Fundamentalfrequenz. Da
die beiden ersten Harmonischen (27,12 MHz und 40,68 MHz) ebenfalls
ISN-Bänder sind, besteht das hauptsächliche Problem in dem Rauschen
außerhalb des Bandes. Während fast die gesamte Hochfrequenzenergie
bei 13,56 MHz liegt, sollte die Stärke des Rauschens in der vierten und
fünften Harmonischen zusammen mit dem außerhalb des Bandes
liegenden Rauschen zwischen den gewährbaren ISN-Bändern bei einem
Minimum sein.
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Das an James W. H. Justice ausgegebene U.S. Patent Nr.4 245 178
beschreibt eine elektrodenlose Hochfrequenz-Entladungseinrichtung,
welche mit Radiofrequenzenergie betrieben wird, die von einem
Einzeltransistoroszillator erzeugt wird, der in einem Klasse E-Modus
arbeitet. Wegen der verhältnismäßig niedrigen Betriebsfrequenz von 100
kHz sind hocheffiziente Schalttransistoren mit einer Auslegung für die
erforderliche hohe Spannung leicht verfügbar. Es sind jedoch
Schalteinrichtungen nicht ohne weiteres verfügbar, die für eine hohe
Spannung ausgelegt sind und in der Lage sind, hohe Schaltwirkungsgrade
bei höheren Frequenzen zu erbringen.
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Das an Adams et al ausgegebene U.S. Patent Nr.4 048 541 beschreibt
eine kristallgesteuerte Klasse D-Oszillatorschaltung für die Illuminierung
einer elektrodenlosen Leuchtstofflampe bei einer Frequenz von
näherungsweise 13,56 MHz Die Schaltung umfaßt eine
Ausgangsspule (16), die mit Transistoren (50, 52) verbunden ist, die die
Spule in einem unsymmetrischen Gegentaktbetrieb betreiben.
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Die GB-A-2 163 014 offenbart eine andere Ballastschaltung für eine
elektrodenlose Leuchtstofflampe.
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Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Nachteile
des Standes der Technik zu vermeiden.
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Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Schaltung für
das Speisen einer elektrodenlosen Entladungslampe zu schaffen.
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Noch eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen
Radiofrequenzverstärker zu schaffen, welcher verringerte Beträge an
elektromagnetischer und hochfrequenter Interferenz erzeugt.
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Die vorliegende Erfindung schafft eine elektrodenlose Entladungslampe
mit einer abgedichteten Hülle, die ein ionisierbares Medium einschließt,
das in der Lage ist, Strahlungsenergie zu emittieren, sobald sie einem
radiofrequenten Feld unterworfen wird, mit einem Oszillator zur
Erzeugung eines Ausgangssignals bei gegebener Hochfrequenz, einem auf
das Oszillatorausgangssignal ansprechenden Hochfrequenzverstärker, und
einer Induktionsspule, die in unmittelbarer physischer Nachbarschaft zur
Hülle angeordnet ist, um an das ionisierbare Medium ein elektrisches
Feld anzukoppeln, das eine Größe aufweist, die zur Initiierung von
Ionisation des ionisierbaren Mediums und eines Magnetfelds für die
Aufrechterhaltung der Ionisation ausreicht, die über die Offenbarung der
GB-A-2 163 014 hinaus dadurch gekennzeichnet ist, daß die
Induktionsspule parallel zu einem Kondensator in einen
Ausgangstankkreis geschaltet ist, der auf den Ausgang des
Hochfrequenzverstärkers anspricht, und daß die Induktionsspule einen
Eingangsabgriff und einen Rückkehrabgriff besitzt und dafür eingerichtet
ist, von dem Hochfrequenzverstärker symmetrisch gesteuert zu werden.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die Menge an EMI/RFI durch die
Verwendung einer symmetrisch betriebenen Ausgangssspule signifikant
reduziert.
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Bei einer Ausführungsform schlägt die vorliegende Erfindung eine
Schaltung für den Betrieb einer elektrodenlosen Entladungslampe vor, bei
welcher die Schaltung einen Hochfrequenzverstärker enthält, der in
einem Klasse E-Modus arbeitet und ein Paar in Reihe verbundener
Schalteinrichtungen besitzt.
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Eine derartige Ausführungsform der Erfindung schafft einen Klasse
E-Verstärker, der einen Einzelhalbleiterschalter mit einer
Durchschlagspannung vom Vierfachen der Gleichstromspeisespannung
nicht erfordert.
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Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung schafft eine
Anordnung, die eine elektrodenlose Entladungslampe aufweist, welche
eine abgedichtete Hülle besitzt, die ein ionisierbares Medium einschließt,
das in der Lage ist, Strahlungsenergie zu emittieren, wenn es einem
Hochfrequenzfeld unterworfen wird. Die Anordnung umfaßt ein
Schaltungselement für den Betrieb der elektrodenlosen Entladungslampe,
welches ein Paar Wechselstromanschlüsse aufweist, die dazu eingerichtet
sind, ein Wechselstromsignal von einer Wechselstrom-Leistungsspeisung
zu empfangen. Eine Gleichstrom-Leistungsspeisung ist an die
Wechselstromeingangsanschlüsse angeschlossen, um eine Gleichspannung
zu erzeugen. An die Gleichstrom-Leistungsquelle ist ein Oszillator zur
Erzeugung eines Ausgangssignals bei einer vorgegebenen Hochfrequenz,
wie 13,56 MHz, angeschlossen. Ein erste und zweite Halbleiterschalter
aufweisender Verstärker der Klasse E, der auf das
Oszillatorausgangssignal anspricht, ist mit der Gleichstrom-
Leistungsquelle in Reihe geschaltet. Ein auf den Ausgang des
Hochfrequenzverstärkers an sprechender Ausgangstankkreis umfaßt eine
Induktionsspule und zumindest einen parallel geschalteten Kondensator.
Die Induktionsspule ist in unmittelbarer phyischer Nachbarschaft zur
Hülle positioniert, um an das ionisierbare Medium ein elektrisches Feld
von einer Größe anzukoppeln, die ausreicht, die Ionisierung des
ionisierbaren Mediums und ein magnetisches Feld zur Aufrechterhaltung
der Ionisierung zu initiieren. Die Induktionsspule besitzt einen
Eingangsabgriff und einen Rückkehrabgriff, die an den Ausgang des
Hochfrequenzverstärkers angeschlossen sind, und ist dafür eingerichtet,
durch den Hochfrequenzverstärker symmetrisch betrieben zu werden.
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In Übereinstimmung mit einem bevorzugten Merkmal der vorliegenden
Erfindung umfaßt die Anordnung ferner einen Anpassungsschaltkreis, der
eine Reihenkombination eines Induktors und eines Kondensators
darstellt, die zwischen den Ausgang des Hochfrequenzverstärkers und die
Induktionsspule geschaltet ist.
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Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird nun als Beispiel
unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren näher beschrieben, welche
ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführungsform einer
Hochfrequenz-Treiberschaltung für den Betrieb einer elektrodenlosen
Entladungslampe repräsentiert.
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Die einzige Figur zeigt ein schematisches Diagramm einer bevorzugten
Ausführungsform einer Hochfrequenz-Treiberschaltung für den Betrieb
einer elektrodenlosen Entladungslampe L. Die elektrodenlose
Entladungslampe L besitzt eine abgedichtete, lichtdurchlässige
Glashülle 26, die ein ionisierbares Medium enthält, das ein Edelgas oder
eine Mischung aus Edelgasen und einer Quecksilbermenge umfaßt. Die
Hülle 26 kann als Glühlampenkolben geformt sein, jedoch wird jedwedes
abgedichtete Gehäuse, beispielsweise kugelförmig, genügen. Die Hülle
kann eine offene, zylinderförmige, rückführende Ausnehmung 28
aufweisen, die sich teilweise durch die Mitte der Hülle 26 erstreckt.
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Als Beispiel einer praktischen Lampe ist die Hülle ein A23- oder
G30-Kolben mit einem Durchmesser von jeweils 7,5 und 10 Zentimetern
(3 und 4 Zoll). Die Hülle ist über einen nicht gezeigten Pumpenstengel
evakuiert, der sich durch die Ausnehmung 28 hindurch erstrecken kann
und vorzugsweise mit einem ionisierbaren Medium versehen ist, das aus
Krypton bei einem Druck von 13 bis 130 Ba (0,1 bis 1,0 Torr) und einer
Quecksilbermenge besteht. Das hochfrequente Feld wird verwendet, um
das Quecksilberatom zur Produktion eines ultravioletten Photons zu
erregen. Eine nicht gezeigte Leuchtstoffschicht, die auf der Innenseite
der Hülle 26 angeordnet ist, absorbiert das ultraviolette Photon und
erzeugt ein sichtbares Photon. Als ein spezielles Beispiel eines
Leuchtstoffs kann jedes der Standard-Halophosphate, beispielsweise Cool
White, verwendet werden. Alternativ dazu kann eine Drei-Komponenten-
Mischung aus mit seltener Erde aktivierten Leuchtstoffen verwendet
werden.
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Ein elektrisches Feld mit einer Größe, die für die Initiierung der
Ionisation des ionisierbaren Mediums und eines magnetischen Feldes für
die Aufrechterhaltung der Ionisation ausreicht, ist mittels einer
Induktionsspule L10 an das Medium gekoppelt, wobei die
Induktionsspule innerhalb der Ausnehmung 28 der Hülle 26 angeordnet
ist. Die Spule L10, die einen Teil des Ausgangstankkreises 24 bildet, ist
vorzugsweise über ein Anpassungsnetzwerk 22 an den Ausgang eines
Hochfrequenzverstärkers 20 gekoppelt. Der Hochfrequenzverstärker 20
umfaßt ein Paar Halbleiterschalter Q2, Q3. Das Treiben des
Hochfrequenzverstärkers 20 erfolgt durch einen kristallgesteuerten
Oszillator 18. Der Oszillator 18 und der Hochfrequenzverstärker 20
erhalten gefilterte Gleichstromleistung von einer Gleichstromquelle 14,
die vorzugsweise durch einen EMI-Filter 12 an eine
Wechselstrom-Leistungsquelle
gekoppelt ist. In der Schaltung erzeugtes
Hochfrequenzrauschen kann mittels eines Hochfrequenzfilters 16
reduziert werden, der an den Ausgang der Wechselstrom-Quelle 14
angeschlossen ist.
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Wie in der einzigen Figur gezeigt, ist eine Wechselstrom-Leistungsquelle
von beispielsweise 108 bis 132 Volt und 60 Hz mit einem Paar
Eingangs anschlüs sen T1, T2 verbunden. Das Wechselstromeingangssignal
von der Wechselstromquelle ist an den Eingang eines EMI-Filters
angeschlossen gezeigt, der aus Kondensatoren C1, C2, C3 und Spulen L1,
L2 besteht. Der Eingangsanschluß T1 ist mit einer Reihenkombination
aus Spule L1 und Kondensator C2 verbunden. In gleicher Weise ist der
Eingangsanschluß T2 mit einer Reihenkombination aus Spule L2 und
Kondensator C3 verbunden. Der Kondensator C1 des EMI-Filters 12 ist
über die Eingangsanschlüsse T1, T2 geschaltet. Der Ausgang des EMI-
Filters 12 ist mit dem Eingang der Gleichstromleistungsquelle 14
verbunden, die aus einer Diodenbrücke DB und einem
Filterkondensator C2 besteht.
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Der Ausgang der Gleichstrom-Leistungsquelle 14 ist mit einem
Hochfrequenz-Pi-Filter 16 verbunden gezeigt, der aus Kondensatoren C5,
C6 und dem Widerstand R4 besteht. Außer daß er einen Teil des
Filters 16 bildet, reduziert der Widerstand R4 auch die
Gleichstromeingangsspannung zum Oszillator 18.
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Der Oszillator 18 umfaßt einen PNP-Transistor Q1 mit einem Kollektor,
der mit dem negativen Anschluß der Gleichstrom-Leistungsquelle 14
verbunden ist. Über die Emitter-Kollektor-Anschlüsse des Transistors Q1
ist eine Spannungsteilerschaltung geschaltet, die aus einem Paar
Widerständen R1, R2 besteht. Die Verbindung der Widerstände R1, R2
ist mit dem Basisanschluß des Transistors Q1 mittels eines
Widerstands R3 verbunden. Ein Ende eines Kristalls X-TAL ist mit dem
Basisanschluß des Transistors Q1 verbunden, während das andere Ende
des Kristalls X-TAL mit einem Ende einer Spule L3 verbunden ist, die
dahingehend wirkt, die Rückkopplungsschleife des Oszillators 18 zu
schließen. Das andere Ende der Spule L3 ist mit einem Oszillator-
Tankkreis verbunden, der aus einem Abgleichkondensator C7, einem
festen Kondensator C8 und einer Primärwicklung L4 eines
Zwischenübertragers T verbunden ist. Der Abgleichkondensator C7 wird
dazu verwendet, den Oszillator 18 an eine Betriebsfrequenz wie
13,56 Mllz anzupassen.
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Wie oben festgestellt, wird normalerweise ein Hochfrequenzverstärker,
der in den Klassen B oder C arbeitet, gegenüber einem Klasse A-
Betriebsmodus bevorzugt, um eine mit dem Leistungsausgang konsistente
maximale Effizienz zu erhalten. Sowohl Klasse B- als auch Klasse C-
Betrieb ist jedoch infolge von Änderungen in den
Transistortreibparametern und Änderungen oder Differenzen dieser
Parameter von einer Schaltung zur anderen, die zu Variationen des
Gleichstroms und des Leistungsausgangs führen können, der
Veränderlichkeit unterworfen. Klasse D- und Klasse E-Schaltungen sind
potentiell effizienter als die Klasse B- oder Klasse C-Typen und besitzen
die Fähigkeit zu einem guten Leistungsausgang. Da diese Schaltungen in
einem Schaltungsmodus arbeiten, sind sie Änderungen in den Transistor-
Treibparametern weniger unterworfen und sind somit einfacher
reproduzierbar.
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Während das Betriebsverhalten der Klasse D-Schaltung gut ist, sprechen
eine Reihe von Faktoren gegen die Verwendung eines Verstärkers der
Klasse D. Als erstes ist es schwierig, bei Frequenzen oberhalb von 2
MHz schnell schaltende Wellenformen über die unvermeidbaren
Schaltungskapazitäten zu erzeugen und die Verlustleistung klein zu
halten, wenn die Schaitzeiten verglichen mit der Hochfrequenz-
Periodendauer nicht klein ist. Zweitens sind Schaltungen der Klasse D
vom Gegentakttyp besonders verwundbar, weil gleichzeitige Leitung in
den beiden Transistoren einen katastrophalen Ausfall hervorrufen kann.
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Bei einem herkömmlichen Verstärker der Klasse E mit einem
Einzelhalbleiterschalter erfordert der Schalter eine Nennleistung bzw.
eine Auslegung auf soviel wie die vierfache
Gleichstromeingangsspeisung, und zwar infolge der hohen Spannungen,
die während des Betriebs über die Schalteinrichtung entwickelt werden.
Im Falle einer gefilterten Gleichstrom-Leistungsquelle, die von einer
120-Volt-Wechselstromleitung betrieben wird, besitzt die
Gleichstromquelle eine Spitzenspannung von 170 Volt. Folgerichtig
sollte der Halbleiterschalter eine Durchschlagspannung VDS von
zumindest 700 Volt besitzen. Während Halbleiterschalter mit einer
solchen Durchschlagsspannung verfügbar sind, befindet sich ein hoher
VDS-Parameter im Widerspruch zu den für eine hohe Frequenz, wie 13,56
MHz, erforderlichen schnellen Schaltzeiten, niedrigen Verlusten
(niedriger Widerstand im Durchlaßzustand) und niedrigen
Eingangs-/Ausgangs-Blindwiderstandswerten. Die Durchschlagsspannung
bei gegebener Schaltgeschwindigkeit und gegebenen Ausgangs-
Blindwiderstand werden die Betriebsspannung der Schaltung begrenzen.
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In Übereinstimmung mit den Lehren der vorliegenden Erfindung besitzt
der Hochfrequenzverstärker 20 ein Paar Halbleiterschalter Q2, Q3, die in
einem Klasse E-Modus arbeiten. Die Halbleiterschalter Q2, Q3 können
bipolare Transistoren oder vorzugsweise, wie in der einzigen Figur
dargestellt, Leistungsfeldeffektransi storen (FETs) sein. Die
Halbleiterschalter Q2, Q3 sind über die Gleichstrom-Leistungsquelle 14
in Reihe geschaltet, aber erscheinen parallel zum Hochfrequenzsignal
vom Treiboszillator 18. Eine derartige Anordnung erlaubt einen Betrieb
aus einer 120 Volt-Wechselstromquelle in einem Klasse E-Modus.
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Als ein spezielles Beispiel sind die Halbleiterschalter Q2 und Q3 vom
Typ IRF 710 (International Rectifier) mit einer Durchschlagsspannung
VDS, die 450 VDC gleich ist.
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Wie in der einzigen Figur dargestellt, ist der Drainanschluß des
Halbleiterschalters Q2 mit dem positiven Anschluß der Gleichstrom-
Leistungsquelle 14 und mit einem Hochfrequenz-Bypasskondensator C9
verbunden. Das andere Ende des Bypasskondensators C9 ist an
Schaltungserde angeschlossen. Die Speisung für den Halbleiterschalter
Q2 wird durch ein Sekundärwicklung L5 am Zwischenübertrager zur
Verfügung gestellt. Ein Ende der Sekundärwicklung L5 ist mit dem
Steueranschluß des Halbleiterschalters Q2, während das andere Ende der
Wicklung L5 mit dem Source-Anschluß des Schalters Q2 verbunden ist.
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Der Source-Anschluß des llalbleiterschalters Q2 ist mit dem
Drainanschluß des Halbleiterschalters Q3 über eine
Hochfrequenzdrossel L7 verbunden.
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Die Speisung des Halbleiterschalters Q3 erfolgt durch eine am
Zwischenübertrager angeordnete Sekundärwicklung L6. Ein Ende der
Sekundärwicklung L6 ist mit dem Steueranschluß des Halbleiterschalters
Q3 verbunden, während das andere Ende der Wicklung L6 mit dem
Source-Anschluß des Schalters Q3 verbunden ist. Der Source-Anschluß
des llalbleiterschalters Q3 ist über eine Hochfrequenzdrossel L8 an dem
negativen Anschluß der Gleichstrom-Leistungsquelle 14 angeschlossen.
Um die Spannung über den Halbleiterschaltern Q2, Q3 daran zu hindern,
sich abrupt zu ändern, besitzt der Hochfrequenzverstärker 20 ferner ein
Paar Kondensatoren C10 und C14. Ein Ende des Kondensators C10 ist
mit dem Source-Anschluß des Halbleiteranschlusses Q2 verbunden,
während das andere Ende mit dem Source-Anschluß des
Halbleiterschalters Q3 verbunden ist. Ein Ende des Kondensators C4 ist
mit dem Drain-Anschluß des Halbleiteranschalters Q3 verbunden,
während das andere Ende mit dem negativen Anschluß der Gleichstrom-
Leistungsquelle 14 verbunden ist. Zwischen dem negativen Anschluß der
Gleichstrom-Leistungsquelle 14 und Schaltungserde ist ein
Hochfrequenz-Bypasskondensator C15 geschaltet.
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Um die Stärke des EMI/RFI-Rauschens zu reduzieren, werden die Drain-
Anschlüsse beider FETs AC-(RF-)geerdet. Der Drainanschluß des
Transistors Q2 ist durch den Kondensator C9 unmittelbar geerdet und der
Drain-Anschluß des Transistors Q3 ist durch den AC-Kondensator C14
wechselstromgeerdet. Vorzugsweise ist der Drain-Abgriff jedes
Leistungs-FETs unmittelbar mit einem geeigneten Wärmeschild
verbunden, und zwar unter Verwendung von irgendeiner Form eines
elektrischen Isolators (beispielsweise Mica, Silikon, Gummi etc.). AC-
Erdung der Drains hilft, den Ausgangsblindwiderstand der Leistungs-
FET-Einrichtung auf einem Minimum zu halten und sorgt für einen sehr
niedrigen Impedanzweg zur Erde (d.h. zum Wärmeschild) bei jedwedem
EMI/RFI-Rauschen.
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Darüberhinaus wird dadurch, daß ein Minimum an
Ausgangsblindwiderstand für die Lei stungs-FETs aufrechterhalten wird,
eine größere Flexibilität bei der Auswahl der Kondensatoren erreicht, die
in dem zwischen den FETs und dem Ausgangstankkreis 24 angeordneten
Anpaß-Ieinführungsnetzwerk 22 benutzt werden. Dies ist wichtig, um das
EMI/RFI-Rauschen zu minimieren, das an diesem Punkt hauptsächlich
vom Schalten (d.h. vom An- und Abschalten des Leistungs-FETs)
herrührt. Falls beispielsweise der Ausgangsblindwiderstand des Power
FETs zu hoch ist (teilweise infolge des Drain-zum-Wärmeschild-
Blindwiderstands), wird sich der FET während der Einschalt- und
Aus schaltzeiten als ein verlustbehafteter, nichtlinearer Schalter
benehmen. Dies wird zu einer reichen Erzeugung von EMI/RFI-Rauschen
führen, sowie einen Verlust an Verstärkungswirkungsgrad. Da die
geeignete Auslegung eines Verstärkers der Klasse E den Leistungs-FET
dazu zwingen wird, als ein hocheffizienter Schalter mit niedrigen
Verlusten zu wirken, muß (bezüglich der Geräteparameter)
Auslegungsfreiheit zur Durchführung von Anpassungen herrschen. Dies
wird besonders wichtig dann, wenn die Tatsache berücksichtigt wird, daß
Leistungs-FETa mit hoher Spannung, hoher Schaltgeschwindigkeit und
niedriger Eingangs-/Ausgangskapazität nur erschwert, wenn nicht
unmöglich, zu erhalten sind.
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Der Ausgang des Hochfrequenzverstärkers 20 ist mit einem
Anpaßnetzwerk 22 verbunden, das aus einer Reihenkombination einer
Spule L9 und eines Kondensators C11 besteht. Die Impedanz des
Netzwerks 22 paßt die Ausgangsimpedanz des
Hochfrequenzverstärkers 20 an die Impedanz des Ausgangstankkreises
und der Lampe an.
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In Übereinstimmung mit einem weiteren Aspekt der vorliegenden
Erfindung umfaßt der Ausgangstankkreis 24 eine symmetrisch getriebene
Induktionsspule L10. Wie in der einzigen Figur dargestellt, weist die
Induktionsspule L10 einen Eingangsabgriff T3 auf, der mit dem Ausgang
des Anpaßnetzwerks 22 verbunden ist, sowie einen Rückkehrabgriff T4,
der mit dem negativen Anschluß der Gleichstrom-Leistungsquelle 14
verbunden ist. Eine Parallelkombination eines festen Kondensators C12
und eines Abgleichkondensators C13 ist über die Ausgangsspule L10
verbunden. Der Abgleichkondensator C13 wird dazu verwendet, um den
Ausgangstankkreis 24 auf maximale Leistung zu der Lampe L
einzustellen.
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Unter einer "symmetrisch getriebenen" Spule wird verstanden, daß die
augenblickliche Spannung zwischen einem Ende der Induktionsspule L10
und dem Rückkehrabgriff T4 die gleiche ist wie die augenblickliche
Spannung zwischen dem anderen Ende der Induktionsspule L10 und dem
Rückkehrabgriff C4. In der einzigen Figur kann die zwischen dem
Eingangsabgriff T3 und dem Rückkehrabgriff T4 entwickelte Spannung
etwa einem Drittel der Spannung gleich sein, die zwischen den Enden der
Induktionsspule L10 gemessen wird. Die Differentialspannung über die
Spule L10 genügt, um die Lampe L zu zünden und zu betreiben, während
die zwischen beiden Enden der Spule L10 und der Schaltungserde
entwickelte Spannung der halben Lampenspannung entspricht.
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Im Gegensatz zu einer Induktionsspule, die unsymmetrisch gesteuert
wird, sind die entwickelten Spannungen bezüglich der Schaltungserde
höher als diejenigen, die in einem symmetrischen Fall entwickelt werden.
Da demzufolge die in einer symmetrisch gessteuerten Spule entwickelte
Spannung kleiner ist als diejenige, die in einer unsymmetrisch gespeisten
Spule entwickelt wird, sind die entsprechenden EMI/RFI-
Rauschspannungen kleiner. Darüber hinaus sind die ungeraden
Harmonischen des Rauschinhalts eliminiert, während die verbleibenden
(geraden) Harmonischen reduziert sind.
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Bei einer praktischen Ausführungsform ist die Ausgangsspule L10 ein
Luftkern-Induktor aus etwa 7 bis 10 Windungen eines Drahts des 12er-
Kalibers. Um bei einer speziellen Induktanz das Maximum-Q zu erhalten,
sind die Weite jeder Windung und die Gesamtlänge der Windungen
einander gleich und erstrecken sich typischerweise von etwa 2,5 bis 3,75
cm (1,0 Zoll bis 1,5 Zoll).
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Somit wurde eine Schaltung zum Betreiben einer
Elektrodenentladungslampe gezeigt und beschrieben. Die
Ausführungsform umfaßt eine Schaltung mit einem Klasse E-Verstärker,
welcher keinen Einzelhalbleiterschalter mit einer Durchschlagsspannung
vom Vierfachen der Gleichstromspeisespannung benötigt. Die Menge an
EMI/RFI ist durch die Verwendung einer symmetrisch gesteuerten bzw.
getriebenen Ausgangsspannung signifikant reduziert.