DE69127654T2

DE69127654T2 - Sender-Empfänger mit Korrektur des Dopplereffektes

Info

Publication number: DE69127654T2
Application number: DE69127654T
Authority: DE
Inventors: Takushi Kunihiro; Mitsuhiro Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1990-05-17
Filing date: 1991-05-14
Publication date: 1998-02-12
Anticipated expiration: 2011-05-15
Also published as: MY107588A; KR910021060A; AU7647391A; US5261120A; JPH0422225A; EP0457542A3; CA2042563A1; EP0457542B1; CA2042563C; EP0457542A2; KR100210537B1; AU644649B2; DE69127654D1

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung sowie ein Verfahren zum Senden eines Signals als Antwort auf ein empfangenes Signal.
Ein bekannter Typ eines digitalen zellulären Kommunikationssystems stellt ein System mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff (TDMA-System) dar, bei dem eine Basisstation und eine Mobilstation über Funkwellen miteinander kommunizieren. In einem TDMA-System sind für jeden Kanal des 900MHz-Bandes beispielsweise sechs Empfangsschlitze vorgesehen, und jede Mobilstation empfängt ein ankommendes Signal in einem der sechs Schlitze während einer Periode von 20 Millisekunden in Intervallen von 120 Millisekunden. Entsprechend sind für jeden Kanal sechs Sendeschlitze vorgesehen, und jede Mobilstation sendet ein abgehendes Signal in einem der sechs Sendeschlitze. Eine Referenzempfangsträgerfrequenz und eine Referenzsendeträgerfrequenz haben in ein und derselben Mobilstation voneinander verschiedene Werte. Als Referenzsendeträgerfrequenz wird beispielsweise eine Frequenz benutzt, die um 45 MHz unter der Referenzempfangsträgerfrequenz liegt.
Wenn sich die Mobilstation bewegt, tritt wegen des Doppler-Effekts in der tatsächlichen Empfangsträgerfrequenz ein Frequenzversatz auf. Ein weiterer Frequenzversatz tritt auf, wenn die Schwingungsfrequenz eines mit einem Quarzkristall ausgestatteten Referenzoszillators in der Basisstation nicht korrekt ist. In der Mobilstation muß der Frequenzversatz der gesendeten Trägerfrequenz innerhalb eines Bandes von +200 Hz um die Referenzsendeträgerfrequenz gehalten werden.
Aus diesem Grund wurde vorgeschlagen, die Mobilstation mit einer Phasenregelschleife (PLL) auszurüsten, die mit der Trägerfrequenz des Empfangssignals verriegelt wird, und dadurch das Sendeträgersignal zu erzeugen. Da das Empfangssignal jedoch ein Burstsignal ist, das in Intervallen von 120 Millisekunden nur für jeweils 20 Millisekunden empfangen wird, ist es sehr schwierig, die PLL-Schaltung mit der Trägerfrequenz des Empfangssignals zu verriegeln, weil die Verriegelungsfrequenz während einer sehr kurzen Zeitspanne (20 Millisekunden) bestimmt werden und während einer Periode von 100 Millisekunden zwischen den Empfangssignalen gehalten werden muß und weil der Sendefrequenzversatz innerhalb des Bandes von +200 Hz um die Referenzsendeträgerfrequenz gehalten werden muß.
US-A-4 489 413 beschreibt ein Sende- und Empfangsgerät zum Senden eines Signals mit einer gesendeten Trägerfrequenz und zum Empfangen eines Signals mit einer empfangenen Trägerfrequenz.
Gemäß vorliegender Erfindung ist ein Sende- und Empfangsgerät vorgesehen zum Empfangen eines Signals mit einer empfangenen tatsächlichen Trägerfrequenz und zum Senden eines Signals mit einer gesendeten tatsächlichen Trägerfrequenz, wobei das Gerät eine Empfangseinrichtung für den Empfang eines Funksignals, aufweist und
gekennzeichnet ist durch
eine Referenzfrequenzeinrichtung zum Bereitstellen einer Referenz-Empfangsträgerfrequenz und einer Referenz-Sendeträgerfrequenz, die voneinander abweichen,
eine Empfangsfrequenzversatz-Detektoreinrichtung zum Detektieren eines Frequenzversatzes, der der Differenz zwischen der empfangenen tatsächlichen Trägerfrequenz des empfangenen Signals und der Referenz-Empfangsträgerfrequenz entspricht,
eine Sendesignal-Generatoreinrichtung zum Erzeugen eines ersten Sendesignals mit der Referenz-Sendeträgerfrequenz,
eine Multipliziereinrichtung zum Multiplizieren des ersten Sendesignals mit dem detektierten Frequenzversatz und zur Erzeugung eines zweiten Sendesignals mit der gesendeten tatsächlichen Trägerfrequenz und
eine Sendeeinrichtung zum Senden des zweiten Sendesignals.
Gemäß vorliegender Erfindung ist weiterhin ein Verfahren vorgesehen zum Senden eines Signals mit einer gesendeten tatsächlichen Trägerfrequenz, die der empfangenen tatsächlichen Trägerfrequenz eines Signals folgt,
wobei das Verfahren
das Empfangen eines Funksignals, umfaßt und
gekennzeichnet ist durch
Bereitstellen einer Referenz-Empfangsträgerfrequenz und einer Referenz-Sendeträgerfrequenz, die voneinander abweichen,
Detektieren eines Frequenzversatzes, der der Differenz zwischen der empfangenen tatsächlichen Trägerfrequenz des empfangenen Signals und der Referenz-Empfangsträgerfrequenz entspricht,
Erzeugen eines ersten Sendesignals mit der Referenz-Sendeträgerfrequenz,
Multiplizieren des ersten Sendesignals mit dem detektierten Frequenzversatz zum Erzeugen eines zweiten Sendesignals mit der gesendeten tatsächlichen Trägerfrequenz und Senden des zweiten Sendesignals.
Somit stellen Ausführungsbeispiele der Erfindung ein Kommunikationssystem zur Verfügung, in dem ein abgehendes Signal einen Sendefrequenzversatz aufweist, der einem Empfangsfrequenzversatz folgt, so daß die tatsächlich gesendete Trägerfrequenz des abgehenden Signals der tatsächlichen Empfangsträgerfrequenz des Empfangssignals folgt und deshalb mit befriedigender Ansprechempfindlichkeit und leicht gesendet werden kann.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung besitzt ein Sende- und Empfangsgerät zum Senden und Empfangen von Signalen mit einer Referenzempfangsträgerfrequenz, die von einer Referenzsendeträgerfrequenz abweicht, eine Empfangsfrequenzversatz-Detektorschaltung zum Detektieren des Frequenzversatzes einer momentanen Trägerfrequenz eines Empfangssignals relativ zu der Referenzempfangsträgerfrequenz, ferner einen Multiplizierer zum Multiplizieren eines Sendesignals der Referenzsendeträgerfrequenz mit einem Frequenzsignal eines detektierten Frequenzversatzes sowie eine Sendeschaltung zum Senden des Ausgangssignals des Multiplizierers als Signal mit einer momentanen Sendeträgerfrequenz.
Die Erfindung wird im folgenden an einem Beispiel näher erläutert. Dabei wird auf die anliegenden Zeichnungen Bezug genommen, in denen gleiche Teile durchgehend mit gleichen Bezugszeichen versehen sind.
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels des Sende- und Empfangsgeräts gemäß der Erfindung,
Fig. 2 zeigt das Blockdiagramm einer in dem Ausführungsbeispiel benutzten Modulatorschaltung,
Fig. 3I bis 3III zeigen Diagramme, in denen die Kodierfunktion der Modulatorschaltung von Fig. 2 dargestellt ist.
Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Sende- und Empfangssystems in der Anwendung auf ein digitales TDMA-Kommunikationssystem, in welchem eine Basisstation und eine Mobilstation über Funkwellen miteinander kommunizieren. Für jeden Kanal des 900-MHz-Bandes sind beispielsweise sechs Empfangsschlitze vorgesehen, wobei eine Mobilstation ein ankommendes Signal in einem der Schlitze des Kanals in Intervallen von 120 Milsekunden während einer Periode von 20 Millisekunden empfängt. Entsprechend sind auch sechs Sendeschlitze für jeden Kanal vorgesehen, wobei die Mobilstation ein abgehendes Signal in einem der Schlitze des Kanals mit der gleichen Zeitdauer und dem gleichen Intervall sendet. In einer gegebenen Mobilstation weichen die Referenzempfangsträgerfrequenz und die Referenzsendeträgerfrequenz voneinander ab.
Fig. 1 zeigt, wie die Signalverarbeitung mit einem digitalen Signalprozessor in einer Mobilstation, z. B. einem Mobiltelefon, abläuft. Ein von einer Empfangsschaltung 11 empfangenes Signal RX wird über einen Multiplizierer 12 einem Phasenfehlerdetektor 10 zugeführt. Der Phasenfehlerdetektor 10 erzeugt nur den imaginären Teil des ihm zugeführten Signals. Das Ausgangssignal des Phasenfehlerdetektors 10 wird einem Schleifenfilter (LF) 14 einer Phasenregelschleife (PLL- Schaltung) 13 zugeführt.
Die PLL-Schaltung-Schaltung 13 besteht aus einer PLL-Schaltung 13R und einer PLL-Schaltung 13T. Die PLL-Schaltung 13R umfaßt das Schleifenfilter 14, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 15 und einen Phasenkonverter [exp (jθ)] 16. Entsprechend umfaßt die PLL-Schaltung 13T das Schleifenfilter 14, einen VCO 21 und einen Phasenkonverter [exp (jθ)] 22. Die Phasenkonverter 16 und 22 erzeugen komplexe Sinuswellen, die den ihnen zugeführten Signalen entsprechen.
Das Schleifenfilter 14 besteht aus einem Multiplizierer 24, der das Empfangssignal mit einem Koeffizienten K multipliziert, einem Multiplizierer 25, der das Ausgangssignal des Multiplizierers 24 mit einem Koeffizienten a (a = K/2) multipliziert, einer Abtastschaltung 27, die das Ausgangssignal des Multiplizierers 25 mit einem Abtastintervall Ts abtastet, einem Addierer 28, der das Ausgangssignal der Abtastschaltung 27 und das Ausgangssignal einer Verzögerungsschaltung 29 addiert, einem Addierer 30, der die Ausgangssignale des Multiplizierers 24 und des Addierers 28 addiert, und der Verzögerungsschaltung 29, die das Ausgangssignal des Addierers 28 um das Abtastintervall Ts verzögert und das resultierende verzögerte Signal zu dem Addierer 28 zurückführt. Die Abtastschaltung 27, der Addierer 28 und die Verzögerungsschaltung 29 bilden einen Integrator.
Der VCO 15 besteht aus einer Abtastschaltung 31, die das Ausgangssignal des Schleifenfilters 14, d. h. das Ausgangssignal des Addierers 30, wiederum mit dem Abtastintervall Ts abtastet, einem Addierer 32, der das Ausgangssignal der Abtastschaltung 31 und das Ausgangssignal einer Verzögerungsschaltung 33 addiert, und der Verzögerungsschaltung 31, die das Ausgangssignal des Addierers 32 wiederum um ein Abtastintervall Ts verzögert und das resultierende verzögerte Signal zu dem Addierer 32 zurückführt. Somit bildet der VCO 15 ebenfalls einen Integrator.
Das Ausgangssignal des VCO 15, d. h. das Ausgangssignal des Addierers 32, wird dann dem Phasenkonverter 16 zugeführt, in welchem seine Phase bestimmt wird. Das Ausgangssignal des Phasenkonverters 16 wird dem Multiplizierer 12 zugeführt.
Dem VCO 21 wird über einen Puffer 20 ein Signal aus dem Schleifenfilter 14, d. h. das Ausgangssignal des Addierers 28, zugeführt. Er besteht aus einer Abtastschaltung 34, die wiederum mit dem Abtastintervall Ts arbeitet, einem Addierer 35, der das Ausgangssignal der Abtastschaltung 34 und das Ausgangssignal einer Verzögerungsschaltung 36 addiert, und der Verzögerungsschaltung 36, die das Ausgangssignal des Addierers 35 wiederum um ein Abtastintervall Ts verzögert und das resultierende verzögerte Signal zu dem Addierer 35 zurückführt, und bildet somit wiederum einen Integrator.
Dem VCO 21 kann alternativ das Ausgangssignal des Filters 14 d. h. das Ausgangssignal des Addierers 30, über den Puffer 20 zugeführt werden.
Das Ausgangssignal des VCO 21, d. h. das Ausgangssignal des Addierers 35, wird dann dem Phasenkonverter 22 zugeführt, in welchem seine Phase bestimmt wird. Das Ausgangssignal des Phasenkonverters 22 wird einem Multiplizierer 19 zugeführt.
Es sei angenommen, daß FR die empfangene tatsächliche Trägerfrequenz des Empfangssignals RX darstellt, das von der Empfangsschaltung 11 detektiert wird (d. h. des Signal S, das die Mobilstation aus dem von der Basisstation gesendeten Signal empfängt). Die empfangene tatsächliche Trägerfrequenz FR läßt sich ausdrücken als
FR = RF&sub0;±ΔF,
worin RF&sub0; die Referenzempfangsträgerfrequenz und ΔF den Frequenzversatz bedeuten.
Das von der Empfangsschaltung 11 gewonnene Signal RX wird über den Multiplizierer 12 und den Phasenfehlerdetektor 10 dem Schleifenfilter 14 zugeführt, in dem die Kreisfrequenz ω des Frequenzversatzes ΔF detektiert wird. Die detektierte Kreisfrequenz ω wird dem VCO 15 zugeführt, in dem der Winkel θ detektiert wird. Der Winkel θ wird dann dem Phasenkonverter 16 zugeführt, der ein dem Frequenzversatz ΔF entsprechendes Frequenzsignal xR erzeugt. Dieses Frequenzsignal xR wird dem Multiplizierer 12 zugeführt, der es mit dem Empfangssignal RX multipliziert, so daß an dem Ausgang 17 ein Empfangssignal RX&sub0; mit der Referenzempfangsträgerfrequenz FR&sub0; zur Verfügung steht. Dieses Empfangssignal RX&sub0; wird einem (nicht dargestellten) Demodulator zugeführt und in diesem zu einem Audiosignal demoduliert.
Eine weitere Kreisfrequenz ω' (das Ausgangssignal des Addierers 28) mit einem Frequenzversatz ΔF', der von dem aus den Elementen 27, 28 und 29 in dem Schleifenfilter 14 gebildeten Integrator detektiert wird, wird dem VCO 21 zugeführt, und es wird ein Winkel θ' detektiert. Dieser detektierte Winkel θ' wird dem Phasenkonverter 22 zugeführt, der ein Frequenzsignal xT mit dem Frequenzversatz ΔF' erzeugt. Dieses Frequenzsignal XT wird dem Multiplizierer 19 zugeführt, der es mit einem Sendesignal TX&sub0; multipliziert, das über einen Eingang 18 zugeführt wird und das die Referenzsendeträgerfrequenz FT&sub0; hat, so daß ein Sendesignal Tx mit einer tatsächlichen Sendeträgerfrequenz FT erzeugt wird. Dieses Sendesignal Tx wird von einem Sender 23 zu der Basisstation gesendet.
Es sei angenommen, daß FT die tatsächliche Sendeträgerfrequenz des Sendesignals TX darstellt. FT läßt sich dann folgendermaßen ausdrücken:
FT = FT&sub0; ± ΔF'
worin FT&sub0; die Referenzsendeträgerfrequenz bedeutet.
Die Kreisfrequenz ω, die dem VCO 15 zugeführt wird, muß dem Empfangssignal folgen und deshalb dem Ausgangssignal des Addierers 30 entsprechen. Die Kreisfrequenz ω', die dem VCO 21 zugeführt wird, braucht hingegen dem Empfangssignal nicht zu folgen. Deshalb läßt sich das Signal/Rausch-Verhältnis (S/N-Verhältnis) verbessern, indem man das Ausgangssignal des Addierers 28 benutzt, das den niedrigen Rauschpegel des Empfangssignals hat, bevor von dem Addierer 30 zusätzliches Rauschen hinzugefügt wird. Die Differenz zwischen den Kreisfrequenzen ω und ω' ist gegenüber der Differenz zwischen den Sende- und Empfangsfrequenzen vernachlässigbar.
Wenn die Referenzempfangsträgerfrequenz FR&sub0; und die Referenzsendeträgerfrequenz FT&sub0; bei diesem Kommunikationssystem unterschiedlich sind, detektiert die PLL-Schaltung 13R den Frequenzversatz ΔF' der tatsächlichen Empfangsträgerfrequenz FR des Empfangssignals RX relativ zu der Referenzempfangsträgerfrequenz FR&sub0;, und das Frequenzsignal xT des so detektierten Frequenzversatzes ΔF' wird in dem Multiplizierer 19 mit dem Sendesignal TX&sub0;, das die Referenzsendeträgerfrequenz FT&sub0; hat, multipliziert, um das Sendesignal Tx zu erzeugen, das dann mit einer tatsächlichen Sendeträgerfrequenz FT gesendet wird. Somit besitzt das Sendesignal Tx eine tatsächliche Sendeträgerfrequenz FT, dessen Sendefrequenzversatz ΔF' den gleichen Wert hat, wie der Empfangsfrequenzversatz ΔF', und kann deshalb leicht mit hervorragendem Ansprechverhalten gesendet werden.
In ähnlicher Weise wird der Frequenzversatz ΔF der tatsächlichen Empfangsträgerfrequenz FR des Empfangssignals RX relativ zu der Referenzempfangsträgerfrequenz FR&sub0; von der PLL-Schaltung 13R detektiert, wobei das Frequenzsignal XR des so detektierten Frequenzversatzes ΔF erzeugt wird, das dann von dem Multiplizierer 12 mit dem Sendesignal RX mit der tatsächlichen Empfangsträgerfrequenz FR multipliziert wird, um das Empfangssignal RX&sub0; mit der Referenzempfangsträgerfrequenz FR&sub0; zu erzeugen. Selbst wenn die empfangene tatsächliche Trägerfrequenz FR des Empfangssignals RX den Frequenzversatz ΔF aufweist, kann somit das Audiosignal von der Demodulatorschaltung mit der gleichen Demodulationskennlinie demoduliert werden wie ein Empfangssignal RX&sub0; mit der Referenzempfangsträgerfrequenz FR&sub0;.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel verwendet eine Quadratur-Phasenumtastmodulationsschaltung (QPSK-Modulationsschaltung) mit π/4-Verschiebung, die in Fig. 2 dargestellt ist. Die Erfindung ist jedoch nicht auf eine Modulationsschaltung dieses Typs beschränkt und kann bei analogen oder digitalen Kommunikationssystemen eingesetzt werden.
Wie Fig. 2 zeigt, wird über einen Eingang 1 ein serielles digitales Audiosignal einem Serien/Parallel-Wandler 2 zugeführt, der es in parallele Digitalsignale XK und YK mit zwei Bit umwandelt und dann einem Differenzphasenkodierer 3 zugeführt.
Im folgenden wird anhand von Fig. 3I bis 3III die Kodierung des Differenzphasenkodierers 3 beschrieben.
Wie Fig. 3I zeigt, werden Punkte A (1, 1) B (-1, 1), C (-1-1) und D (1, -1) auf der I-Achse (reale Achse) und der dazu senkrechten Q-Achse (imaginäre Achse) bestimmt. Sodann werden, wie in Fig. 3II dargestellt, Punkte a (1, 1), b (-1,1), c (-1, -1) und d (1, -1) auf der I'-Achse (reale Achse) und der dazu senkrechten Q'-Achse (imaginäre Achse) bestimmt, die sich durch Drehen der orthogonalen I-Achsen- und Q-Achsen-Koordinaten um 45 Grad (π/4) ergeben.
Wenn die I'-Achsen- und Q'-Achsen-Koordinaten parallel verschoben und den I-Achsen- und Q- Achsen-Koordinaten so überlagert werden, daß ihre Ursprünge zusammenfallen, lassen sich die Koordinaten der Punkte a, b, c und d der I'-Achsen- und Q'-Achsen-Koordinaten auf der I-Achse und der Q-Achse darstellen als a (0, 2), b (- 2, 0), c (0, - 2) und d ( 2, 0).
Die kodierten Ausgangssignale IK und QK des Kodierers 3 werden dann von einem der Punkte A bis D auf den I-Achsen- und Q-Achsen-Koordinaten nach Maßgabe der 2-Bit-Ausgangssignale XK und YK des Serien/Parallel-Wandlers 2 zu einem der Punkte a bis d bewegt und von einem der Punkte a bis d in Abhängigkeit von den 2-Bit-Ausgangssignalen XK und YK des Serien/Parallel- Wandlers 2 zu einem der Punkte A bis D bewegt. Die Bewegungen zwischen irgend einem der Punkte a bis d sind in Fig. 3III dargestellt. Diese Bewegungen verlaufen niemals durch den Koordinatenursprung 0.
Die Bewegungen zwischen einem der Punkte A bis D auf den I-Achsen- und Q-Achsen-Koordinaten und einem der Punkte a bis d auf den I-Achsen- und Q-Achsen-Koordinaten können durch die Änderung Δφ der Winkel von geraden Linien ausgedrückt werden, die die betreffenden Punkte und den Koordinatenursprung 0 miteinander verbinden.
Dementsprechend läßt sich die Beziehung zwischen den Ausgangssignalen XK, YK und der Differenz Δφ durch die folgende Wahrheitstabelle ausdrücken:
Die kodierten Ausgangssignale IK und QK werden über Basisbandfilter 4a bzw. 4b Modulatoren (Multiplizierern) 5a bzw. 5b zugeführt, in denen ein Träger aus einem Trägergenerator 6 bzw. ein Träger, dessen Phase gegenüber dem ersten Träger von einem 90-Grad-Phasenschieber 7 um 90 Grad verschoben wird, mit den jeweiligen kodierten Ausgangssignalen moduliert (multipliziert) werden. Die Ausgangssignale werden dann von einem Addierer 8 addiert und an einem Ausgang 9 als digitales moduliertes Signal ausgegeben.
In dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel sind die Referenzempfangsträgerfrequenz und die Referenzsendeträgerfrequenz voneinander verschieden. Der Frequenzversatz, der der Differenz zwischen der tatsächlichen Empfangsträgerfrequenz des Empfangssignals und der Referenzempfangsträgerfrequenz entspricht, wird detektiert. Das dem detektierten Frequenzversatz entsprechende Frequenzsignal wird mit dem Sendesignal der Referenzsendeträgerfrequenz multipliziert, um ein Sendesignal mit einer tatsächlichen Sendeträgerfrequenz zu gewinnen, die relativ zu der Referenzsendeträgerfrequenz einen Frequenzversatz aufweist, der dem Frequenzversatz des Empfangssignals folgt. Es ist dann ohne weiteres möglich, das Sendesignal mit befriedigendem Ansprechverhalten zu senden.

Claims

1. Sende- und Empfangsgerät zum Empfangen eines Signals mit einer empfangenen tatsächlichen Trägerfrequenz und zum Senden eines Signals mit einer gesendeten tatsächlichen Trägerfrequenz, wobei das Gerät

eine Empfangseinrichtung (11) für den Empfang eines Funksignals, aufweist und

gekennzeichnet ist durch

eine Referenzfrequenzeinrichtung (15, 21) zum Bereitstellen einer Referenz-Empfangsträgerfrequenz und einer Referenz-Sendeträgerfrequenz, die voneinander abweichen,

eine Empfangsfrequenzversatz-Detektoreinrichtung (12, 10, 14) zum Detektieren eines Frequenzversatzes, der der Differenz zwischen der empfangenen tatsächlichen Trägerfrequenz des empfangenen Signals und der Referenz-Empfangsträgerfrequenz entspricht,

eine Sendesignal-Generatoreinrichtung (18; 1 bis 9) zum Erzeugen eines ersten Sendesignals mit der Referenz-Sendeträgerfrequenz,

eine Multipliziereinrichtung (19) zum Multiplizieren des ersten Sendesignals mit dem detektierten Frequenzversatz und zur Erzeugung eines zweiten Sendesignals mit der gesendeten tatsächlichen Trägerfrequenz und

eine Sendeeinrichtung (23) zum Senden des zweiten Sendesignals.

2. Gerät nach Anspruch 1, bei dem die Referenzfrequenzeinrichtung (15, 21) Mittel aufweist zum Einstellen der Referenz-Empfangsträgerfrequenz und der Referenz-Sendeträgerfrequenz in einer vorbestimmten Relation zueinander.

3. Gerät nach Anspruch 1 oder 2, bei dem Empfangseinrichtung (11) Mittel zum Empfangen eines Funksignals auf einer Zeitmultiplexbasis aufweist und die Sendeeinrichtung Mittel zum Senden des zweiten Sendesignals auf einer Zeitmultiplexbasis aufweist.

4. Gerät nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem die Empfangsfrequenzversatz-Detektoreinrich tung (12, 10, 14) ein Schleifenfilter (14) enthält.

5. Gerät nach Anspruch 4, bei dem das Schleifenfilter (14) einen Integrator (27, 28, 29) aufweist, so daß das Ausgangssignal des lntegrators (27, 28, 29) den Empfangsfrequenzversatz darstellt.

6. Gerät nach Anspruch 2 mit Mitteln zum Modulieren des Sendesignals und des empfangenen Signals mit einer Ouadratur-Phasenumtastmodulation mit 44-Verschiebung.

7. Verfahren zum Senden eines Signals mit einer gesendeten tatsächlichen Trägerfrequenz, die der empfangenen tatsächlichen Trägerfrequenz eines Signals folgt,

wobei das Verfahren

das Empfangen (11) eines Funksignals, umfaßt und

gekennzeichnet ist durch

Bereitstellen (1 5, 21) einer Referenz-Empfangsträgerfrequenz und einer Referenz-Sendeträgerfrequenz, die voneinander abweichen,

Detektieren (12, 10, 14) eines Frequenzversatzes, der der Differenz zwischen der empfangenen tatsächlichen Trägerfrequenz des empfangenen Signals und der Referenz-Empfangsträgerfrequenz entspricht,

Erzeugen (18; 1 bis 9) eines ersten Sendesignals mit der Referenz-Sendeträgerfrequenz,B1

Multiplizieren (19) des ersten Sendesignals mit dem detektierten Frequenzversatz zum Erzeugen eines zweiten Sendesignals mit der gesendeten tatsächlichen Trägerfrequenz und

Senden (23) des zweiten Sendesignals.

8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Verfahrensschritt des Bereitstellens (15, 21) einer Referenz-Empfangsträgerfrequenz und einer Referenz-Sendeträgerfrequenz das Einstellen der Referenz-Empfangsträgerfrequenz und der Referenz-Sendeträgerfrequenz in einer vorbestimmten Relation zueinander beinhaltet.

9. Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, bei dem der Verfahrensschritt des Empfangens eines (11) Funksignals ferner das Empfangen eines Funksignals auf einer Zeitmultiplexbasis beinhaltet und der Verfahrensschritt des Sendens des zweiten Sendesignals ferner das Senden des zweiten Sendesignals auf einer Zeitmultiplexbasis beinhaltet.

10. Verfahren nach Anspruch 7, 8 oder 9, bei dem der Verfahrensschritt des Detektierens (12, 10,14) eines Frequenzversatzes ein Schleifenfilter (14) benutzt.

11. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem das Schleifenfilter (14) einen Integrator (27, 28, 29) aufweist, so daß das Ausgangssignal des lntegrators (27, 28, 29) den Empfangsfrequenz versatz darstellt.

12. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem das Sendesignal und das empfangene Signal mit einer Quadratur-Phasenumtastmodulation mit 44-Verschiebung moduliert werden.