Hintergrund der Erfindung
Gebiet der Erfindung
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Diese Erfindung bezieht sich auf einen Abtastkopf, der
in einer derartigen Hochfrequenzvorrichtung, wie einem
Abtastoszilloskop vorgesehen ist, und insbesondere auf
einen Abtastkopf, in welchem eine
Hochgeschwindigkeitsmessung und eine Miniaturisierung beide erzielt sind.
Beschreibung des Standes der Technik
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Der Abtastkopf 1 wie dieser in US-A-3 629 731
beschrieben ist, wird in einem Abtaster verwendet, der
arbeitet, um ein gemessenes Hochfrequenzsignal bei einem
vorbestimmten Zyklus zu sammeln und die gesammelten
Daten mit einer niedrigen Frequenz wieder
zusammenzusetzen.
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Der für den Abtaster verwendete Abtastkopf ist ein
bedeutendes Vorrichtungselement für die
Hochfrequenzvorrichtung, wie beispielsweise einen Netzwerk-Analysator
oder einen Wellenform-Analysator.
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In dem Abtastkopf wird ein Meßfrequenzband durch eine
Gatterzeit einer darin enthaltenen Diodenbrücke
bestimmt. Um die Diodenbrücke zu tasten, wird ein
Impuls, der als Strobe- bzw. Abtastimpuls bezeichnet
ist, verwendet. In dem herkömmlichen Gerät wird eine
Speicherschaltdiode (SRD) für einen
Hochfrequenzabtastimpulsgenerator und darüber hinaus verwendet.
GaAs-Schottky-Sperrschichtdioden (SED) werden für die
Diodenbrücke benutzt. Ein zum Tasten oder Ansteuern
der Diodenbrücke verwendeter Abtastbefehlsimpuls wird
mit einer außenseitigen Vorrichtung erzeugt und liegt
an der Diodenbrücke über eine Verbindung.
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Die oben beschriebene herkömmliche Vorrichtung weist
zahlreiche Probleme auf, wie dies im folgenden
erläutert werden soll:
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1. Die obere Grenze der Abtastfrequenz wird durch die
Impulsbreite des Strobe- oder Abtastimpulses
bestimmt. Wenn jedoch die obige SED für den
Strobe- bzw. Abtastimpulsgenerator verwendet wird, kann die
Impulsbreite nicht weniger als 30 Ps gemacht
werden, und somit ist das Frequenzband begrenzt.
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2. Da die SRD eine Menge an Zittern aufweist, ist die
Zeitauflösung nicht verbessert.
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3. Darüber hinaus ist eine große Leistung (- 100 Vpp,
mehr oder weniger als 1 A; Vpp = Spannung von
Spitze zu Spitze) erforderlich, um die SRD
anzusteuern, und der Ausgangsimpuls enthält eine Menge
an Rauschkomponenten
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4. Im Fall einer für die Diodenbrücke verwendeten
GaAs-Schottky-Sperrschichtdiode ist die
Kennlinie (EIN-Spannung-VF) nicht gesteuert, und somit
wird ein gewünschtes Betriebsverhalten nicht
erzielt.
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5. Weiterhin liegt der zum Tasten bzw. Ansteuern der
Diodenbrücke verwendete Strobe- bzw. Abtastimpuls
von der außenseitigen Vorrichtung durch Verbinden
(Bonden) an, und daher ist das Frequenzband durch
den Verlust an einem Verbindungsteil begrenzt.
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Aus dem zum Stand der Technik zählenden Dokument Appl.
Phys. Lett. Band 54, 9. Januar 1989, Seiten 153 bis
155, ist es bekannt, daß mit einer maximalen Frequenz
einer Schwingung im Millimeter-Wellenlängenbereich
Resonanztunneldioden (RTDs) ausgiebig für ihr Potential
als Oszillatoren und Mischer untersucht wurden, und daß
deren Anwendung auf Hochgeschwindigkeitsschalten und
Impulsformen ebenfalls geprüft wurde. Gemäß einem
genauen und pyhsikalischen Ersatzschaltungsmodell der RTD
vermindert sich die Bedeutung des Verhältnisses von
Spitze-zu-Tal über 2 : 1, und die Stromdichte sowie
Vorrichtungskapazität sind geeignete Zahlen bezüglich
Vorteil.
Zusammenfassung der Erfindung
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Es ist eine Aufgabe der Erfindung, einen Abtastkopf mit
einem weiten Frequenzband, einem weiten dynamischen
Bereich und niedrigem Rauschen sowie niedrigen
Zittereigenschaften zu schaffen, wobei dessen Abmessung
miniaturisiert sein kann.
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Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die vorliegende
Erfindung einen Abtastkopf vor, wie dieser im
Patentanspruch 1 angegeben ist.
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In diesem Abtastkopf wird eine
Resonanz-Tunnel-Sperrschichtdiode (RTD) als ein Strobe- bzw.
Abtastimpulsgenerator verwendet.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Figur 1 ist ein Strukturdiagramm, das ein Beispiel
einer Abtastimpulsgeneratoreinrichtung der Erfindung
darstellt.
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Figur 2 ist ein Diagramm, das ein funktionelles Konzept
einer RTD zeigt.
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Figur 3 ist ein Diagramm, das das Energieband der RTD
zeigt.
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Figur 4 ist ein Schaltungsdiagramm für den Abtastkopf
der Erfindung.
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Figur 5 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer
Kreuzverdrahtung zeigt.
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Figur 6(a) ist ein Diagramm, das einen Querschnitt
einer RTD und einer Schottky-Sperrschichtdiode (SED)
zeigt.
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Figur 6(b) ist eine Tabelle, die die Schichtdicke der
RTD und der SED zeigt.
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Figuren 7(a) und 7(b) sind Diagramme, die das Konzept
eines an der Sperrschicht der RTD liegenden
elektrischen Feldes zeigt.
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Figur 8 ist ein Diagramm, das die I-V-Kennlinie der RTD
zeigt.
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Figuren 9(a) bis 9(f) sind Diagramme, die
Charakteristiken bzw. Kennlinien der Schottky-Diode zeigen, wobei
die Figuren 9(a) bis 9(c) die Charakteristik hiervon in
Vorwärtsrichtung und die Figuren 9(d) bis 9(f) die
Charakteristik hiervon in Rückwärtsrichtung zeigen.
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Figuren 10(a) bis 10(d) sind schematische Diagramme,
die den Herstellungsprozeß der RTD und der Schottky-
Diode darstellen, welche auf dem gleichen Substrat
gemacht sind.
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Figur 11 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein derartiges
Beispiel zeigt, bei welchem eine RTD für einen
Impulsgenerator verwendet ist.
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Figuren 12(a) bis 12(c) sind Kennlinien zum Erläutern
der Amplitude einer RTD.
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Figur 13 ist ein Diagramm, das eine Schaltung zeigt, in
welcher ein Transformator oder Umwandler hinter einer
RTD in dem in Figur 3 dargestellten Abtastkopf
angeordnet ist.
Detailbeschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele
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Figur 1 zeigt ein Beispiel einer
Abtastimpulsgeneratoreinrichtung, bei der ein Ende eines Widerstandes 1
mit einem Kollektor eines Transistors 2 verbunden ist,
dessen Emitter gemeinsam geschaltet ist, und eine RTD 3
liegt zwischen dem Kollektor und dem Emitter des
Transistors 2.
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In dem herkömmlichen Gerät war eine RSD zwischen den
Kollektor und den Emitter des Transistors 2 geschaltet.
Die vorliegende Erfindung weicht vom dem herkömmlichen
Gerät dadurch ab, daß eine RTD an der Stelle der
Speicherschaltdiode (SRD) verwendet wird. Darüber hinaus
unterscheidet sich die Erfindung von dem herkömmlichen
Gerät dadurch, daß ein Impulsspannungssignal mit 5 Vpp
und 100 mA als das Ansteuersignal der SRD benutzt wird.
In dem herkömmlichen Gerät, das die SRD verwendet,
beträgt dieses Ansteuersignal etwa 100 Vpp und 1 A.
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Die Funktion der RTD wird anhand der Figur 2 und der
Figuren 3(a) bis 3(c) erläutert. Figur 2 zeigt das
funktionelle Konzept der RTD, wobei die Beziehung
zwischen der Vorspannung der Stromdichte aufgetragen ist.
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Die Struktur der RTD ist durch zwei
Potentialsperrschichten und eine Wanne (Quantenwanne) gebildet, die
zwischen diese Potentialsperrschichten geschichtet ist.
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Die Schichtstruktur ist eine eindimensionale Wannentyp-
Potentialstruktur, und in der Wannenschicht sind die
quantenmechanischen diskreten Pegel erzeugt.
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Wenn die Spannung an beiden Enden dieser RTD liegt und
wenn die Elektronenenergie auf einer Kathodenseite mit
einem der Pegel der Wanne übereinstimmt, fließt ein
Strom mit einer derart negativen Widerstandskennlinie,
wie dies in Figur 2 gezeigt ist.
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Die Schaltgeschwindigkeit der RTD ist extrem hoch, und
daher kann die RTD mit einer Hochfrequenz von über
200 GHz schwingen.
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Darüber hinaus ist das Zittern, das in der RTD
auftritt, weniger als dasjenige der SRD, und daher ist die
Zeitauflösung verbessert.
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Weiterhin ist ein großer Leistungsimpulswandler hoher
Geschwindigkeit zum Ansteuern der SRD nicht
erforderlich.
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Nebenbei ist eine Esaki-Diode (Tunneldiode) wohlbekannt
als eine Vorrichtung mit negativem Widerstand. Jedoch
ist es strukturell unmöglich, das Volumen der Kapazität
infolge von deren p&spplus;&spplus;n&spplus;&spplus;-Übergang zu reduzieren. Als
Ergebnis hat die Esaki-Diode einen derartigen Nachteil,
daß eine Ladezeitkonstante groß wird. Dagegen kann im
Fall der RTD das Volumen der Kapazität um etwa 1/100
der Esaki-Diode reduziert werden.
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Weiterhin ist in der Esaki-Diode die Amplitude durch
das Komponentenmaterial begrenzt, und es ist daher
unmöglich, die Amplitude, selbst wenn erforderlich, zu
ändern
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Figur 4 zeigt die Schaltungskonfiguration des
Abtastkopfes. Die Diodenbrücke 30, die RTD 3,
Widerstände R&sub1; bis R&sub6; und Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; sind auf
einem InP-Substrat in monolithischer Weise gebildet.
Teile S&sub1; bis S&sub1;&sub1; sind mittels leitender Dünnfilme, wie
beispielsweise Gold, gebildet. Von diesen leitenden
Filmen sind S&sub1; und S&sub3; zusammengeschaltet. Die Breite
der leitenden Filme S&sub2;, S&sub5; und S&sub8; sind auf etwa 1/10 von
derjenigen von anderen Dünnfilmen gebildet.
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In dieser Figur wird das Hochfrequenzsignal in einen
Eingangsanschluß 20 eingegeben und liegt an der
Diodenbrücke 30 über die Dünnfilme S&sub2; und S&sub5;.
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Andererseits liegt ein Abtastbefehlsimpuls an den
Anschlüssen 21 und 22. Dieser Impuls liegt an der RTD 3,
die parallel zu Spulen L&sub1; und L&sub2; (etwa 10 nH)
geschaltet ist, die einen Strobe- bzw. Abtastimpulsgenerator
bildet. Der von der RTD 3 erzeugte Abtastimpuls
verläuft durch die Dünnfilme S&sub1;&sub0; und S&sub7; und auch durch die
Dünnfilme S&sub1;&sub1; und S&sub9; und liegt an der Diodenbrücke 30
über die kleinen Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; (0,5 pF). Der
Abtastimpuls läßt die Diodenbrücke 30 leitend werden.
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Der Strobe- bzw. Abtastimpuls rückt weiter vor und
reflektiert rückwärts an Kurzschlußenden e&sub1; und e&sub2; der
Dünnfilme S&sub4; und S&sub6;. Als ein Ergebnis wird die
Diodenbrücke 30 durch den reflektierten Abtastimpuls nicht
leitend gemacht. Die Tastzeitperiode, in der die
Diodenbrücke 30 leitend gemacht ist, entspricht einer
Zeit, wenn der Abtastimpuls zwischen der Entfernung von
der Diodenbrücke 30 zu dem Kurzschlußende der
Dünnfilme S&sub4; oder S&sub6; pendelt.
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Ein in der obigen Gatter- bzw. Tastperiode erhaltenes
Abtastsignal wird durch den Dünnfilm S&sub8; gehalten, der
einen Kondensator bildet, und von den
Ausgangsanschlüssen 23 und 24 über die Widerstände R&sub1; und R&sub2;
ausgegeben. Spulen L&sub1; und L&sub2; arbeiten zum Stabilisieren des
Stromes.
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Von den Anschlüssen 25 und 26 liegt die Vorspannung an
der Diodenbrücke 30 über die Widerstände R&sub3; und R&sub4;,
durch welche die Diodenbrücke im nichtleitenden Zustand
gehalten ist, wenn nicht der Strobe- bzw. Abtastimpuls
anliegt.
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Durch diese Konfiguration wird eine Übertragungslinie
des eingespeisten Hochfrequenzsignales, gebildet durch
die Dünnfilme S&sub2; und S&sub5;, durch die Dünnfilme S&sub1;, S&sub4;, S&sub3;
und S&sub6; umgeben, und weiterhin wird der Dünnfilm S&sub8;
durch die Dünnfilme S&sub7; und S&sub9; umgeben. Diese Teile
bilden einen koplanaren Wellenleiter (CPW). Weiterhin
können die Dünnfilme S&sub1;&sub0;, S&sub7; und S&sub4; sowie die
Dünnfilme S&sub1;&sub1;, S&sub9; und S&sub6; als koplanare
Streifenleitungen (CPS) angegeben werden.
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Außerdem ist jede Breite der Dünnfilme S&sub2;, S&sub5; und S&sub8;
derart eingestellt, daß sie etwa 1/10 der anderen
Dünnfilme beträgt, und daher kann ein Fehlanpassen der
koplanaren Streifenleitung an den Dünnfilmteil S&sub8;
praktisch vernachlässigt werden. Als Ergebnis tritt eine
Impedanzfehlanpassung zwischen dem koplanaren
Wellenleiter und den koplanaren Streifenleitungen nicht auf,
und daher kann das Hochfrequenzsignal diese Teile ohne
Verlust durchlaufen.
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In diesem Ausführungsbeispiel sind Widerstände R&sub5; und
R&sub6; von 100 Ohm parallel vorgesehen, um so einen
Abschlußwiderstand von 50 Ohm zu bilden. Der koplanare
Wellenleiter und die koplanaren Streifenleitungen sind
beide mit einem 50-Ohm-Impedanzsystem angepaßt.
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In dem oben beschriebenen Abtastkopf schneiden
Vorspannungsversorgungsverdrahtungen für die Diodenbrücke 30
und Abtastsignalausgangsverdrahtungen den koplanaren
Wellenleiter und die koplanaren Streifenleitungen, wo
die Impedanzanpassung verarbeitet wurde. In diesem
Fall tritt ein Fehlanpassen an den Leitungskapazitäten
auf, und daher ist es erforderlich, die Größe dieser
Kapazität zu verringern. Aus diesem Grund wird
gewöhnlich eine Luftüberbrückung als die
Überkreuzungsverdrahtung verwendet. Jedoch hat diese Art einer
Überkreuzungverdrahtung derartige Probleme, daß eine
Einschränkung besteht, genaue Muster zu bilden, oder daß
sie Probleme bezüglich Stabilität oder Stärke hat.
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Bei der vorliegenden Erfindung wird Polyimidharz als
ein Isolierfilm verwendet, das eine kleine
dielektrische Konstante im Vergleich mit SiO&sub2; oder Si&sub3;N&sub4; hat.
Die Leitungskapazität kann außer Betracht gelassen
werden, wenn die Dicke des Polyimidharzes etwa 5 um
(Mikron) beträgt. Jedoch ist es schwierig, zu einer
Zeit eine derartige Polyimidharzschicht zu bilden.
Erfindungsgemäß wird die Polyimidschicht als eine
Zweischichtstruktur gebildet.
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Figur 5 zeigte eine Schnittdarstellung eines Beispiels
der Überkreuzungsverdrahtung. Insbesondere wird
Polyimidharz 41a mit einer Dicke von etwa 2,5 um auf
eine erste Verdrahtungsschicht 40 (Leitung für
koplanaren Wellenleiter oder die Überkreuzungsverdrahtung)
aufgetragen und in einer N&sub2;-Atmosphäre bei etwa 300ºC
gebrannt. Dann wird ein Durchgangsloch 43a an Stellen
gebildet, wo die Verdrahtungen kreuzen, und eine zweite
Schichtverdrahtung 44 wird gebildet. Danach wird eine
Polyimidharzschicht 41b mit einer Dicke von 2,5 um
aufgetragen, und sodann wird ein Brennen ausgeführt.
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Als nächstes wird ein Durchgangsloch 43b, das die
Oberseite der zweiten Verdrahtung 44 erreicht, gebildet,
und eine dritte Schichtverdrahtung 45, die die erste
Schichtverdrahtung kreuzt, wird gebildet.
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Durch diese Verdrahtungsanordnung kann die
Leitungskapazität zwischen der ersten Schichtverdrahtung und
der dritten Schichtverdrahtung gleichwertig wie im Fall
der Luftüberbrückung gemacht werden. Als Ergebnis ist
es möglich, die Verdrahtungen zu miniaturisieren.
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Figur 6(a) ist ein Diagramm, das einen Schnitt einer
RTD und einer Schottky-Diode zeigt, die durch einen
Vierelement-Mischkristall von InGaAlAs gebildet sind.
Figur 6(b) ist eine Tabelle, die die Schichtdicke der
RTD und der Schottky-Diode angibt, die aus dem
Vierelement-Mischkristall gebildet sind.
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In den Figuren 6(a) und 6(b) bilden Schichten (5), (6)
und (7) Resonanzschichten der RTD. Das heißt, eine
InGaAs-Schicht (6) mit einer Dicke von 41 Angström ist
zwischen AlAs-Schichten (5) und (7) geschichtet, die
jeweils eine Dicke von 30 Angström haben, wodurch ein
Verzerrungssupergitter gebildet wird.
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Durch dieses Verzerrungssupergitter wird die
Banddiskontinuität des Leiters groß. Daher kann ein Leckstrom
unter Raumtemperatur reduziert werden, und ein Spitze-
zu-Tal-Verhältnis kann vergrößert werden.
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In dem herkömmlichen Gerät wird die Resonanzschicht
derart gebildet daß eine GaAs-Schicht mit einer Dicke
von 50 Angström zwischen AlGaAs-Schichten mit einer
Dicke von 50 Angström geschichtet ist.
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Weiterhin ist in dem herkömmlichen Gerät ein
Spannungssignal mit einer Amplitude von mehr als 0,8 V, was das
Doppelte der EIN-Spannung der Schottky-Diode ist,
erforderlich, um die Diodenbrücke anzusteuern.
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Um bei der vorliegenden Erfindung ein Ausgangssignal
großer Amplitude zu erhalten, wird die
Fremdstoffkonzentration der auf der Seite des positiven Pols der RTD
gebildeten n-Typ-InGaAs-Schicht (9) auf etwa 1 bis
2 x 10¹&sup7; cm&supmin;³ reduziert und asymmetrisch gemacht
bezüglich der Fremdstoffkonzentration der n-Typ-InGaAs-
Schicht (3), die als ein negativer Pol dient.
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Der Anstieg dieser Amplitude hängt von einem derartigen
Grund ab, daß sich die Verarmungsschicht, die sich zu
der InGaAs-Schicht erstreckt, die auf der Seite des
positiven Pols der Resonanzverarmungsschicht gebildet
ist, durch Verringern der Fremdstoffkonzentration
ausdehnt.
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Durch Verringern der Fremdstoffkonzentration kann eine
parasitäre Kapazität ebenfalls vermindert werden.
Daher können gleichzeitig ein Beschleunigen und eine
Steigerung der Amplitude beide erzielt werden.
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Die Figuren 7(a) und 7(b) sind Diagramme, die ein
elektrisches Feld zeigen, das an der Verarmungsschicht der
RTD liegt. Figur 7(a) zeigt eine symmetrische
Verwirklichung, und in Figur 7(b) ist eine asymmetrische
Verwirklichung wiedergegeben. Selbst wenn die gleiche
Spannung anliegt, ist, wie aus diesen Figuren zu
ersehen ist, die Spannung, die einen Einfluß auf die
Ladungsträger ausübt, zwischen beiden Fällen
verschieden, das heißt, wenn die Verarmungsschicht dünn ist,
wird die obige Spannung groß, und im Gegensatz hierzu
wird die obige Spannung klein, wenn die
Verarmungsschicht dick ist.
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Figur 8 ist ein Diagramm, das die I-V-Kennlinie der RTD
zeigt. In dieser RTD beträgt die
Fremdstoffkonzentration auf der Seite des positiven Pols 1 x 10¹&sup7; cm&supmin;³, und
eine positive Spannung liegt an der Seite des positiven
Pols. Als Ergebnis kann eine Amplitude von etwa 2 V
erhalten werden, wie dies in dieser Figur gezeigt ist.
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In Figur 6 sind die Schichten (11) und (12) , die die
Schottky-Sperrschichtdiode (SBD) zusammen mit der
Schicht (12) bilden, aus dem Vierelement-Mischkristall
von InGaAlAs gebildet. Wenn die Komponente von diesem
InGaAlAs derart verändert wird, daß (InGaAs)x(InAlAs)1-x
vorliegt, wobei x einen sich von 0 nach 1 ändernden
Wert hat, ist die EIN-Spannung VF der Diode von 0,15 V
bis 0,8 V veränderbar.
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Die Figuren 9(a) bis 9(f) sind Diagramme, die die
Kennlinie der Schottky-Diode zeigen, wobei die Figuren 9(a)
bis 9(c) die I-V-Kennlinien in Vorwärtsrichtung angeben
und die Figuren 9(d) bis 9(f) die I-V-Kennlinien in der
Rückwärtsrichtung sind. In diesem Beispiel wird das
Mischverhältnis x derart verändert, das x = 1, x = 0,5
und x = 0 vorliegen. Aus diesen Daten ist zu ersehen,
daß die EIN-Spannung der Diode zwischen 0,15 V und
0,8 V gesteuert werden kann, und weiterhin wird
verstanden, daß ein Wegtauschen zwischen der EIN-Spannung
und dem Leckstrom vorliegt.
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Als nächstes wird ein Verfahren zum Herstellen der
Diodenbrücke und der RTD auf dem gleichen Substrat
erläutert. Wie oben erwähnt ist, ist es wenig
vorteilhaft, die Diodenbrücke und den Strobe- bzw.
Abtastimpulsgenerator getrennt vorzusehen. Sodann wurde
festgestellt, daß die Vierelement-Mischkristall-Schottky-
Diode aus InGaAlAs und die asymmetrisch dotierte RTD
gittermäßig mit dem InP-Substrat angepaßt werden
können. Darauf beruhend werden die Diodenbrücke und die
RTD auf dem gleichen Substrat bei dieser Erfindung
gebildet.
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Gemäß den Figuren 10(a) und 10(d) wird das
Herstellungsverfahren im folgenden erläutert.
Prozeß a (Figur 10(a)):
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Auf einem InP-Substrat (S) mit einer Dicke von etwa
400 um wird eine undotierte InAlAs-Schicht (1) mit
einer Dicke von etwa 5000 Angström gebildet.
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Sodann wird eine n&spplus;-InGaAs-Schicht (2), die eine
Fremdstoffkonzentration von 1 x 10¹&sup9; cm&supmin;³ hat und deren Dicke
4000 Angström beträgt, auf der Schicht (1) gebildet.
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Anschließend wird eine n&spplus;-InGaAs-Schicht (3), deren
Fremdstoffkonzentration 1 x 10¹&sup8; cm&supmin;³ beträgt und die
eine Dicke von 1000 Angström hat, auf der Schicht (2)
gebildet.
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Anschließend wird eine undotierte InGaAs-Schicht (4)
mit einer Dicke von weniger als 15 Angström gebildet,
und sodann werden eine undotierte AlAs-Schicht (5) mit
einer Dicke von 30 Angström, eine undotierte InGaAs-
Schicht (6) mit einer Dicke von 41 Angström, eine
undotierte AlAs-Schicht (7) mit einer Dicke von weniger als
30 Angström und eine undotierte InGaAs-Schicht (8) mit
einer Dicke von weniger als 15 Angström gebildet.
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Sodann werden eine n&spplus;-InGaAs-Schicht (9) deren
Fremdstoffkonzentration 1 x 10¹&sup7; cm&supmin;³ beträgt und die eine
Dicke von 1500 Angström aufweist, und eine n&supmin;-InGaAs-
Schicht (10), deren Fremdstoffkonzentration
1 x 10¹&sup4; cm&supmin;³ beträgt und die eine Dicke von
4000 Angström hat, gebildet.
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Sodann wird eine Schicht (11) aus
n&spplus;-(InGaAs)0,5(InAlAs)0,51 die eine
Fremdstoffkonzentration von 1 x 10¹&sup9; cm&supmin;³ hat und eine Dicke von
500 Angström aufweist, auf der Schicht (10) gebildet.
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Anschließend wird eine Schicht (12) aus
n&supmin;-(InGaAs)0,5(InAlAs)0,5, die eine
Fremdstoffkonzentration von 1 x 10¹&sup6; cm&supmin;³ hat und eine Dicke von
3000 Angström aufweist, auf der Schicht (11) gebildet.
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Diese Schichten werden mit einer derartigen
Vorrichtung, wie einer
Molekularstrahlepitaxievorrichtung (MBE) erzeugt.
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Dann wird eine Schottky-Elektrode 10 erzeugt, indem
Elektrodenmusterfilme in einer derartigen Reihenfolge
wie Pt/W/WSi&sub2;/Au auf der obigen Schicht erzeugt werden.
Prozeß b (Figur 10(b)):
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Nach einem Schützen der Oberfläche der Elektrode 10 mit
einem Resistfilm werden die Schichten (12) und (11)
durch Ätzen mit einer derartigen Lösung wie
Zitronensäure plus H&sub2;O&sub2; entfernt, um so die Oberfläche der
InGaAs-Schicht (10) freizulegen, wo der positive Pol
der RTD gebildet wird.
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Sodann wird auf der Oberfläche der InGaAs-Schicht (10)
der Film derart in der Reihenfolge wie WSi&sub2;/Au mittels
der Abhebemethode gebildet, und es wird eine
Musterbildung angewandt. Als Ergebnis werden eine positive
Elektrode 11 der RTD und eine ohmsche Elektrode 12 der
Schottky-Sperrschichtdioden (SED) gebildet.
Prozeß c (Figur 10(c)):
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Nach einem Schützen der Oberfläche der ohmschen
Elektrode der SED mit einem Resistfilm und nach einem
Maskieren der Oberfläche der positiven Elektrode der RTD
wird ein Ätzen mittels Zitronensäure plus H&sub2;O&sub2;-Lösung
angewandt.
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Als Ergebnis wird die InGaAs-Schicht (2) freigelegt,
und eine Filmschicht wird in der Reihenfolge wie
WSi&sub2;/Au auf der Oberfläche der Schicht (2) gebildet.
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Sodann wird eine Musterbildung angewandt, und die
negative Polelektrode 13 der RTD wird gebildet.
Prozeß d (Figur 10(d)):
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Die Schottky-Diode und RTD-Teile werden durch einen
Resistfilm geschützt. Dann wird ein Atzen auf die
InAlAs-Schicht (1), die aus einer Pufferschicht
zusammengesetzt ist, mittels Zitronensäure plus H&sub2;O&sub2;-Lösung
angewandt.
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Bei dem obigen Verarbeiten werden RTD und SED auf dem
gleichen Substrat gebildet.
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Im folgenden werden die Ursachen erläutert, warum die
RTD mit einem derartigen Impuls angesteuert werden
kann, daß dieser eine ausreichend kurze Zeitdauer im
Vergleich mit der Zeit hat, bis ein Lawinendurchschlag
auftritt.
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Wenn die RTD als ein Impulsgenerator verwendet wird, so
wird eine derartige Schaltung verwendet, wie diese in
Figur 11 gezeigt ist. In dieser Schaltung sind eine
große Amplitude und eine große Stromdichte beide
erforderlich. Die RTD arbeitet beispielsweise bei dem EIN-
AUS-Tastverhältnis von 50 % und bei einer Frequenz von
einigen MHz. Unter diesen Bedingungen ist ein
gemeinsames Vorliegen der großen Amplitude und der großen
Stromdichte schwierig aus dem Grund, daß die RTD durch
einen Lawinendurchbruch zerstört wird, welcher in der
Verarmungsschicht auftritt.
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Daher liegt in dem herkömmlichen Gerät, das eine RTD
als den Impulsgenerator verwendet, eine Beschränkung
beim Erfüllen beider Anforderungen für die große
Amplitude und die große Stromdichte gleichzeitig vor.
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Die Figuren 12(a) bis 12(c) sind Diagramme, die Strom-
Spannung-Kennlinien zum Erläutern der Amplitude der RTD
zeigen.
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Wenn ein Eingangsimpuls an einer RTD liegt, wird eine
derartige I-V-Kennlinie bzw. -Charakteristik erhalten,
wie diese durch Pfeile in Figur 12(a) gezeigt ist, und
es wird die Ausgangsspannung gewonnen, wie diese in
Figur 12(b) dargestellt ist. Der Ausgang steigt rasch
an seinem Randteil an, wie dies durch Strichlinien in
Figur 1(b) gezeigt ist. Weiterhin hat, wie in
Figur 12(c) gezeigt, der Ausgang eine große Amplitude
(2 bis 2') im Vergleich mit dem Ausgang des
herkömmlichen Gerätes, das eine Amplitude (1 bis 1') aufweist.
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Die durch 2-2' in Figur 12(c) gezeigte Charakteristik
der RTD wird verändert durch Steuern der
Fremdstoffkonzentration des Halbleiters auf beiden Seiten des
Resonanzsperrschichtteiles
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Die Zerstörung der RTD kann vermieden werden, wenn die
RTD mit einem Impuls mit einer kurzen Zeitdauer im
Vergleich mit der Zeit, bis der Lawinendurchbruch
eintritt, angesteuert wird. Insbesondere können die große
Amplitude und die große Stromdichte erhalten werden,
wenn die RTD durch einen Impuls mit einer kurzen
Zeitdauer angesteuert werden kann.
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Bei der vorliegenden Erfindung werden die große
Amplitude und die große Stromdichte beide erzielt, indem ein
derartiger Ansteuerimpuls für RTD verwendet wird, der
etwa eine Frequenz von 10 MHz (= 100 ns) hat und eine
Impulsdauer von 5 ns aufweist (EIN-AUS-Tastverhältnis:
etwa 5 %).
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Wie anhand der Figuren 6(a) und 6(b) erläutert wurde,
ist die Fremdstoffkonzentration der auf der Seite des
positiven Poles der RTD gebildeten n-Typ-InGaAs-
Schicht (9) auf etwa 1 bis 2 x 10¹&sup7; cm&supmin;³ reduziert und
asymmetrisch gemacht bezüglich der
Fremdstoffkonzentration der n-Typ-InGaAs-Schicht (3), die als der negative
Pol arbeitet.
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Zusätzlich kann die Amplitude durch eine derartige
Konfiguration, wie diese in Figur 13 gezeigt ist, in
welcher ein Wandler oder Transformator 50 in dem letzteren
Teil der RTD vorgesehen ist, größer gemacht werden.
Der Transformator 50 kann genau gebildet werden, indem
eine derartige Halbleitertechnologie verwendet wird,
wie diese bei dem oben erwähnten
Überkreuzungsverdrahten erläutert wurde.
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Wie oben erwähnt wurde, werden bei der vorliegenden
Erfindung die Diodenbrücke 30 und die RTD, die als ein
Strobe- bzw. Abtastimpulsgenerator arbeitet, auf dem
gleichen Substrat in monolithischer Weise gebildet, und
weiterhin wird der leitende Zustand oder der
nichtleitende Zustand der Diodenbrücke 30 durch den
Strobe- bzw. Abtastimpuls von der RTD gesteuert.
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Bei der vorliegenden Erfindung kann die RTD einen
Hochfrequenz-Strobe- bzw. Abtastimpuls ausgeben, und damit
ist ein großer
Hochgeschwindigkeits-Leistungstransformator, der in dem herkömmlichen Gerät zum Steuern der
SRD verwendet wird, nicht erforderlich. Als ein
Ergebnis kann bei der vorliegenden Erfindung die
Gesamtabmessung des Abtastkopfes reduziert werden.
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Da weiterhin der große Leistungstransformator hoher
Geschwindigkeit bei der vorliegenden Erfindung nicht
verwendet
wird, kann die Menge an Rauschen, das über den
Transformator in die Signalübertragungsleitung
eintritt, verringert werden.
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Bei der vorliegenden Erfindung ist die
Fremdstoffkonzentration der Schicht auf der Seite des positiven
Poles der RTD vermindert und asymmetrisch gemacht
bezüglich der Fremdstoffkonzentration der Schicht auf der
entgegengesetzten Seite der RTD. Als ein Ergebnis ist
die Verarmungsschicht gedehnt, und die Amplitude ist
erhöht. Weiterhin kann eine parasitäre Kapazität
reduziert werden. Daher können durch die Erfindung
gleichzeitig eine Beschleunigung und eine große Amplitude
erzielt werden.
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Wenn die Diodenbrücke 30 durch den Strobe- bzw.
Abtastimpuls angesteuert wird, ist die
Maximalspannung (VM) des Eingangssignales, das durch die
Diodenbrücke 30 verlaufen kann, durch die folgende Gleichung
gegeben:
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VM = VS - VFS,
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wobei VS eine Amplitudenspannung des Strobe- bzw.
Abtastimpulses und VFS eine gesamte EIN-Spannung eines
Paares der Schottky-Dioden, die in Reihe in der
Diodenbrücke 30 verbunden sind, bedeuten.
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Da bei der vorliegenden Erfindung die Amplitude VS des
Strobe- bzw. Abtastimpulses groß ist, kann das
Eingangssignal großer Amplitude durch die Diodenbrücke 30
verlaufen, und daher kann ein Abtastkopf mit einem
weiten dynamischen Bereich erhalten werden.
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Weiterhin wird bei der vorliegenden Erfindung der
Vierelement-Mischkristall von InGaAlAs für die
Diodenbrücke verwendet, und die EIN-Spannung (VF) der Diode
kann durch Ändern des Mischungsverhältnisses des
Vierelement-Mischkristalles gesteuert werden. Als ein
Ergebnis ist es möglich, den dynamischem Bereich durch
Vermindern der obigen EIN-Spannung VF auszudehnen.