DE60213614T2

DE60213614T2 - Treiber mit geregelter Zeitverzögerung, für Klasse-D Verstärker

Info

Publication number: DE60213614T2
Application number: DE2002613614
Authority: DE
Inventors: Lars Risbo; Anker 2820 Josefsen
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 2002-11-07
Filing date: 2002-11-07
Publication date: 2007-08-09
Anticipated expiration: 2022-11-08
Also published as: DE60213614D1; EP1418666B1; EP1418666A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Schalt-Schaltungen und insbesondere auf Leistungsschaltungen, die eine Last ansteuern. Schaltverstärker können z. B. arbeiten, indem sie eine Gruppe von Leistungsschaltungen steuern, die mit einer Leistungsversorgungsleitung verbunden sind.
In den Anordnungen des Standes der Technik dieses Typs (1) sind die Schalter (211, 212) mit der Leistungsversorgungsleitung (255) verbunden. Das Schalten wird z. B. durch eine Modulatorschaltung (11) gesteuert, die digitale Audio-Informationen in ein geeignetes moduliertes Steuersignal (z. B. Pulsbereitenmodulation (PWM)) codiert. Die Leistungsschalter übertragen Energie von der Leistungsversorgungsleitung zur Lautsprecher-Last 200, wobei das Modulationsschema so beschaffen ist, dass die codierte Audio-Signalform bei der Last rekonstruiert wird. Eine derartige Schalt-Ausgangsstufe kann als eine H-Brücke organisiert sein. Die H-Brücke (22) besitzt z. B. vier Leistungsschalter, die die Last in einer Brückenlast (BTL) ansteuern. Eine H-Brücke kann als zwei Halbbrücken (21) betrachtet werden, die jede Seite der Last (200) ansteuern. Eine Halbbrücke besteht aus 2 Leistungsschaltungen (211, 212) – typischerweise MOSFET-Vorrichtungen – in einer "Totempfahl"-Ausgangsstufenkonfiguration, d. h., ein Schalter (211) auf der hohen Seite kann die Last mit der positiven Versorgung verbinden, während der andere Schalter (212) auf der tiefen Seite die Last mit der negativen Leitung (oder Masseleitung) verbinden kann. Normalerweise sollte nur einer der Schalter in einer Halbbrücke (21) gleichzeitig eingeschaltet sein (d. h. Öffnen vor Schließen bzw. Umschalten).
Die Halbbrücken-Schaltvorrichtungen (211, 212) werden jede durch Gate-Ansteuerschaltungen (231, 232) gesteuert, die in Reaktion auf ein PWM-Signal (124) vom PWM-Modulator (11) die Schalter ein- und ausschalten. Eine PWM-Modulatoranordnung ist in der europäischen Patentanmeldung 0890221 beschrieben. Normalerweise gibt es außerdem eine andere Schaltungsanordnung im Signalweg vom PWM-Signal (124) zu den Gate-Ansteuereingängen (231, 232). Ein Schaltverstärker kann aus 1, 2 oder noch mehr Halbbrücken bestehen, die in verschiede nen Weisen angeschlossen sind, um die Leistung zur Last zu liefern. In der folgenden Analyse wird nur eine einzige Halbbrücke (21) betrachtet, die gleichen Prinzipien können jedoch auf Verstärkersysteme mit irgendeiner Anzahl von Halbbrücken angewendet werden.
Die Totzeit (die außerdem als Austastzeit bezeichnet wird) ist ein Begriff, der für die Zeitlücke im Zusammenhang mit der Umschaltoperation einer Halbbrücke, wie z. B. der Ausgangsstufe (21), verwendet wird. In derartigen Ausgangsstufen gibt es zwei Leistungsschalter (211, 212), die eine Reihenschaltung von der Leistungsversorgungsleitung PVDD (255) zur Masseleitung (256) bilden. Die Totzeit ist als die Zeitdauer vom Öffnen des einen der Leistungsschalter (211, 212) bis zum Schließen des anderen definiert.
Irgendeine Überlappung im Einschaltzustand für die Schalter führt zu einem Durchschuss, d. h., zu einem Kurzschluss der Leistungsversorgung, der wegen potentiell schädlicher Wirkungen auf die Zuverlässigkeit und die Leistungsaufnahme unerwünscht ist. Wenn ein Durchschuss auftritt, ist die Totzeit als negativ definiert.
In einem Klasse-D-Schaltverstärker hängt die Leistung sehr stark von dem mit dem Schalten der Ausgangsstufe in Beziehung stehenden Takt ab. Im Idealfall sollte die Totzeit für alle Schaltübergänge null sein, was gleichzeitig sowohl eine hohe Leistung als auch eine minimale Leistungsaufnahme liefert.
Wenn es eine positive Totzeit gibt, wird die Signalform (257) der Brücke (21) nicht durch die Brücke selbst gesteuert, weil z. B. der Transistor auf der hohen Seite aus gesteuert ist, während der Transistor auf der tiefen Seite noch nicht eingeschaltet ist, sondern sie hängt stattdessen vom Laststrom ab. Dieser Beitrag zum Verhalten der Ausgangsignalform durch die externe Last verursacht die Verzerrung. Wenn z. B. der Laststrom von der Halbbrücke zur Masse fließt, dann wird der Übergang von tief zu hoch der Ausgangssignalform (257) verzögert, bis der Schalter (211) auf der hohen Seite eingeschaltet wird, wohingegen der Übergang von tief zu hoch früher auftritt, wenn der Schalter (212) auf der tiefen Seite ausge schaltet wird, falls die Richtung des Laststroms entgegengesetzt ist. Dies bewirkt, dass die Ausgangssignalform in einer nichtlinearen Weise als Funktion des Laststroms moduliert wird, wobei dies in dem in 2 gezeigten Beispiel zu sehen ist, in dem die Linie 20 das Schalt-Steuersignal zeigt. In Reaktion auf dieses Signal tritt das Ausschalten der tiefen Seite erst nach einer Zeitdauer 21 auf, die durch die Linie 22 dargestellt ist. Das Einschalten der hohen Seite tritt später nach einer Zeitdauer 23 auf, wie durch die Linie 24 dargestellt ist. In diesem Beispiel ist die Totzeit durch Δt dargestellt.
Sowohl die theoretische Analyse als auch die experimentellen Ergebnisse der Erfinder der vorliegenden Erfindung haben einen starken negativen Einfluss auf die THD-Leistung des Verstärkers gezeigt, wie die Totzeit zunimmt. Es scheint, dass diese Beziehung im Wesentlichen ein quadratisches Gesetz ist, offensichtlich führt jede Verdopplung der Totzeit zu 4-mal mehr THD. Es ist festgestellt worden, dass die Totzeit so gesteuert werden muss, damit sie für jede Halbbrücke besser als 10 ns ist, um etwa 0,1 % THD zu erhalten, wobei eine noch bessere Taktsteuerung für eine bessere Leistung als diese notwendig ist, typischerweise sind 0,05 % das Ziel für High-Fidelity-Anwendungen für den Hi-Fi-Enthusiasten. Dies bedeutet, dass die Taktsteuerung des Schalters besser als 5 ns (DTA) sein muss, weil die Totzeit z. B. die Taktdifferenz zwischen dem Einschalten (DTA) und dem Ausschalten (DTB) des oberen und unteren Schalters in einer Halbbrücke ist.
Es ist bekannt, dass die Leistung (THD) durch eine Laststeuerung oder eine Kompensation, wie z. B. durch das Hinzufügen einer kapazitiven Dämpfer-Schaltungsanordnung zu den Ausgängen der Halbbrücke/H-Brücke, verbessert werden kann. In einer derartigen Anordnung, von der ein Beispiel in der europäischen Patentanmeldung 1086526 beschrieben ist, wirkt der Dämpfer, um die Änderungsrate der Ausgangssignalform (257) zu verringern und dadurch die nichtlineare Wirkung der Totzeit zu verringern. Ein derartiger Dämpfer kann jedoch einen signifikanten Verlust der Ladung-/Entladungsleistung hinzufügen, der zur Schaltfrequenz proportional ist: P = U2·C·Fs.
Ein verbesserter Dämpfer, der als ein TT-Dämpfer bezeichnet wird, ist außerdem in EP 1086526 beschrieben, wobei mit einem derartigen Dämpfer (25) (1) eine Ausgangsstufe einen maßvollen Durchschuss (eine negative Totzeit) mit wenig Einfluss auf die Leistung und die Leistungsaufnahme aufrechterhalten kann, der Durchschuss bleibt jedoch im Allgemeinen aus den dargelegten Gründen selbst bei einer derartigen verringerten Empfindlichkeit unerwünscht.
Zweifellos würde eine ideale Implementierung eines PWM-Verstärkers eine Totzeit von null besitzen; weil dies nicht verwirklichbar ist, besitzt eine gute Konstruktion so wenig Totzeit wie möglich. Leider verändert sich die Totzeit mit vielen Faktoren sowohl beim Betrieb als auch bei der Herstellung, wobei die Konstruktion für eine optimale Totzeit mit allen betrachteten Dingen ein beängstigender Kompromiss ist. Aus diesem Grund sind zahlreiche Kompensationsanordnungen auf Halbbrücken-Ausgangsstufen angewendet worden. Sie fallen prinzipiell in zwei Gruppen: Diejenigen, die versuchen, eine Eigenschaft der Brücke oder der Brückenvorrichtungen direkt zu kompensieren (wie z. B. Beschleunigungsschaltungen), und diejenigen, die das Ansteuersignal für die Brückenhälften aufspalten und dann versuchen, ein kompensierendes Ungleichgewicht in die aufgespaltenen Ansteuersignale einzufügen.
Wie es auch immer erreicht wird, das Ziel der hinzugefügten Taktkompensations-Schaltungsanordnung besteht darin, sicherzustellen, dass die Ausgangsstufe so nahe wie möglich bei einer Totzeit von null arbeitet, und außerdem zu sichern, dass die H-Brücke oder Halbbrücke mit der gleichen Verzögerung für den Übergang von tief zu hoch wie für den Übergang von hoch zu tief antwortet.
Falls zwei oder mehr Halbbrücken-Vorrichtungen im Parallelbetrieb zu verbinden sind (z. B. um mehr Leistungsausgabe zu erhalten), besteht die Anforderung außerdem darin, dass der Takt der Ausgangsstufen innerhalb angemessener Grenzen angepasst ist.
Es gibt noch mehr Probleme, mit denen der Entwickler einer integrierten Halbbrücke konfrontiert wird. Für eine Totzeit-Steuerschaltung, die eine feste oder integrierte Konstruktion besitzt, setzen die Variationen des Halbleiter-Herstellungsprozesses eine untere Grenze, wie gut die Steuerung arbeiten kann. Die Leistungsprozesse, die notwendig sind, um monolithische H-Brücken zu konstruieren, besitzen typischerweise größere Vorrichtungsgrößen als die Prozesse für die Logikgattervorrichtungen, was zu größeren Gesamtschaltverzögerungen für derartige Vorrichtungen führt. Ihre große Größe liefert außerdem eine relativ große Erzeugungsspanne bei den Taktdaten und einen relativ großen Temperaturkoeffizienten.
Die große Streuung der Takteigenschaften liefert Probleme mit der Ausbeute, wenn ein bestimmtes THD-Leistungsniveau erforderlich ist, weil für eine angemessene Ausbeute eine Vorrichtung mit relativ schlechter Leistung in der Konstruktionsphase angenommen werden muss.
Außerdem ist der Takt jeder Schaltungsanordnung im Allgemeinen temperaturabhängig. Dies bedeutet, dass sich die Leistung über einen Temperaturbereich ändert und die Ausbeute ähnlich beeinflusst. Ein weiterer Zugang besteht darin, zu versuchen, den Vorrichtungstakt durch das Ändern der Konstruktion der Schaltungsanordnung zu steuern. Diese umfasst oft das Hinzufügen von mehr Chip-Fläche und vergrößert dadurch die Kosten. Es kann z. B. eine komplexere Kompensationsschaltungsanordnung hinzugefügt werden, die den effektiven Temperaturkoeffizienten der Taktparameter verringert.
Beim Versuch, die Totzeit zu steuern, sind verschiedene Anordnungen, die den Takt (d. h. die Ausbreitungsverzögerungen) für die einzelnen Steuersignale der hohen Seite und der tiefen Seite innerhalb einer Halbbrücke ändern, verwendet worden, z. B. eine Schaltungsanordnung, die Inkremente zum Takt für die Steuerungen der hohen Seite und der tiefen Seite hinzufügt. Weil die Ausbreitungsverzögerungen nur länger gemacht werden können, d. h., die Verzögerungen, die durch die Vorrichtung oder den Prozess gesteuert sind, nicht verringert werden können, wird typischerweise eine Schaltung verwendet, die mehr Aus breitungsverzögerung zum Übergang von tief zu hoch (LH) [als zum Übergang von hoch zu tief (HL) (ergänzt vom Übersetzer)] hinzufügen kann.
Typischerweise sind die Steuerungen der hohen und tiefen Seiten getrennt worden, wobei in den logischen Weg vom Steuereingang (z. B. dem PWM-Eingang 124) zu den Schalt-Steuersignalen der hohen Seite und der tiefen Seite eine Schaltung eingefügt worden ist. Eine derartige Anordnung kann eine Totzeit hinzufügen, indem sie das Einschalten mehr als das Ausschalten verzögert.
Die bis heute bekannten Schaltungen/Prinzipien sind:

• Diode und Widerstand sind in der Gate-Ansteuerung für Ausgangs-MOS-FET-Schalter parallelgeschaltet. Das Einschalten wird durch den Reihenwiderstand verlangsamt, während das Einschalten durch die Diode schnell erfolgt. Dies ist ein einfaches Beispiel eines Kompromisses zwischen niedriger Verzerrung (Leistungsfähigkeit) und hinzugefügter Totzeit (Leistung).
• Der offene Drain/Kollektor-Logikausgang ist mit einer Zieh-Stromquelle/einem Ziehwiderstand mit einem Kondensator zur Masse verbunden. Dies fügt mehr Verzögerung zum LH-Übergang hinzu.
• Zwischen dem Steuersignal (das HL steuert) und einer verzögerten Version des gleichen Signals ist ein Logiknetz, z. B. ein logisches 'UND', hinzugefügt, um eine Verzögerungs-LH-Steuerung zu schaffen.
• Durch digitale Taktflanken z. B. unter Verwendung eines LH-Steuersignals, das über D-Flipflops übertragen wird, wird eine Verzögerung eingefügt, um eine Taktverzögerung hinzuzufügen.
• Die Spannungen der Halbbrücken-Ausgangsknoten werden abgetastet, um das Einschalten des MOSFET-Schalters auf der tiefen Seite zu blockieren, bis die Spannung des Ausgangsknotens tief geht.
• Das Gate-Signal des Leistungs-MOSFET-Schalters auf der tiefen Seite wird abgetastet, um das Einschalten des MOSFET auf der hohen Seite zu blockieren, bis die tiefe Seite ausgeschaltet ist. Diese letzteren zwei Fälle sind Beispiele dessen, wie die Leistungsversorgung konstruiert sein kann, um die Verzerrung zu verringern.

Die Nachteile der Zugänge des Standes der Technik enthalten das Folgende:

• Sie fügen die gleichen zusätzlichen Verzögerungen für den Weg sowohl auf der hohen Seite als auch auf der tiefen Seite hinzu.
• Die Totzeit kann niemals verringert werden, weil die Lösungen selbst zur Totzeit beitragen.
• Einige Schaltungen sind fest und verursachen deshalb Probleme mit der Ausbeute, wie oben beschrieben worden ist.
• Für andere Schaltungen ist ein einzelner Abgleich erforderlich, um die Toleranzen der Bauelemente und die Prozessvariation zu kompensieren, dies bringt die teure Einstellung der Prüfverfahren oder der Auswahl mit sich; wahrscheinlicher wird die Schaltung als ein Kompromiss konstruiert, wobei eine Verschlechterung der Ausbeute oder der Leistung toleriert wird.
• Sie sind für die Zwecke der Leistungsversorgung und nicht für das Erfüllen der Beschränkungen der THD-Leistung des Verstärkers konstruiert. In Leistungsversorgungen mit einer Schaltbetriebsart wird normalerweise versucht, eine hohe Totzeit zu besitzen, um einen Durchschuss zu vermeiden, während die THD keine Bedeutung besitzt. Die meisten Schaltungen sind für Leistungsversorgungen und nicht für Verstärker entwickelt worden, bei denen die THD eine große Bedeutung besitzt.

Eine Steuereinheit für eine adaptive Totzeit, die spezifisch auf Klasse-D-Verstärker gerichtet ist, ist im US-Patent Nr. 6294954 offenbart.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Ansteueranordnung für Schalt-Schaltungen nach Anspruch 1 geschaffen.
In Anbetracht der Vorteile der vorliegenden Erfindung kann eine vollständigere Taktanalyse hilfreich sein.
Wie oben dargelegt worden ist, ist im Prinzip nur ein Logiksignal notwendig, um eine Halbbrücke zu steuern, d. h., um sie entweder in einen hohen Zustand (die hohe Seite ist eingeschaltet und die tiefe Seite ist ausgeschaltet) oder einen tiefen Zustand (die tiefe Seite ist eingeschaltet und die hohe Seite ist ausgeschaltet) zu bringen.
Eine Halbbrücke kann durch 4 Zeitkonstanten charakterisiert werden, die von einem einzigen Übergang des Logiksteuereingangs (z. B. den Übergang des PWM-Signals 124) bis zum Stattfinden des tatsächlichen Schaltens in der Ausgangsstufe gemessen werden. Die Konstanten sind durch die Vorrichtungsparameter definiert und können als:

(1) TPD(Einschalten der hohen Seite),
(2) TPD(Ausschalten der hohen Seite),
(3) TPD(Einschalten der tiefen Seite),
(4) TPD(Ausschalten der tiefen Seite)

Die Totzeit für den Übergang von hoch zu tief (HL-Übergang) wird als:
Tdead(HL) = TPD(Einschalten der tiefen Seite) – TPD(Ausschalten der hohen Seite)
ausgedrückt. Ähnlich ist die Totzeit beim Übergang von tief zu hoch (LH-Übergang):
Tdead(LH) = TPD(Einschalten der hohen Seite) – TPD(Ausschalten der tiefen Seite).
Ein häufiges Problem besteht darin, dass, wenn es einen allgemeinen Unterschied der Verzögerung zwischen den Wegen auf der hohen Seite und auf der tiefen Seite gibt, dann dieses Takt-Delta bei einem Übergang zur Totzeit hinzugefügt und beim anderen Übergang von der Totzeit abgezogen wird. Dies erzeugt einen Unterschied der Totzeiten von LH und HL vom Zweifachen des Verzögerungs-Deltas. Eine Folge dessen kann sein, dass ein Übergang (z. B. von tief zu hoch) einen Durchschuss zeigt, während der andere Übergang (z. B. von hoch zu tief) eine lange Totzeit besitzt. Diese gibt eine sehr unerwünschte Kombination aus schlechter Leistung und hoher Leistungsaufnahme.
Selbst wenn die Totzeit bei jedem Übergang null ist (was der Idealfall sein würde), kann es jedoch immer noch Fehler geben, die auf die Taktdifferenzen zwischen den LH- und HL-Übergängen zurückzuführen sind. Derartige Taktdifferenzen ändern die Impulsbreite eines ankommenden PWM-Steuersignals effektiv, d. h., die Impulsbreite eines ankommenden Steuerimpulses wird nicht am Leistungsausgabe kopiert, was eine Verzerrung des Tastgrad verursacht, die zur Totzeit-Verzerrung des nichtidealen Falles beiträgt.
Die abermalige Postulierung eines Idealfalles bedeutet, dass für das Einschalten der hohen Seite die gleiche Verzögerung wie für das Einschalten der tiefen Seite vorhanden ist. Zusammen mit den Anforderungen für eine Totzeit von null gibt es nun 4 Unbekannte und 3 Beschränkungen (die Gleichungen 1-3):

1. TPD(Einschalten der hohen Seite) = TPD(Einschalten der tiefen Seite),
2. Tdead(HL) = TPD(Einschalten der tiefen Seite) – TPD(Ausschalten der hohen Seite) = 0,
3. Tdead(LH) = TPD(Einschalten der hohen Seite) – TPD(Ausschalten der tiefen Seite) = 0.

Es gibt 1 Freiheitsgrad für dieses Gleichungssystem, wobei deshalb die gesamte Verzögerung frei gewählt werden kann (z. B. TPD(Einschalten der hohen Seite)).
Die Folge dessen, falls die Beschränkung TPD(Einschalten der hohen Seite) = TPD(Einschalten der tiefen Seite) in der Praxis nicht erfüllt ist, ist, dass die resultierende Impulsbreite von der Impulsbreite des ankommenden Steuersignals verschieden sein würde.
Die Wirkung dieses Impulsbreitenfehlers wird hier nicht ausführlich analysiert, es wird jedoch angegeben, dass er einen festen Impulsbreitenfehler bilden würde, deshalb würde es für statische Gleichstromsignale nur einen festen Gleichstrom-Versatzfehler und keine nichtlineare Verzerrung geben.
Für eine H-Brücken-Anordnung besteht ein weiteres Problem darin, dass der Impulsbreitenfehler einen Gleichstromversatz verursacht, falls die Taktverzögerungen der zwei Halbbrücken verschieden sind – selbst wenn die zwei Halbbrücken in jeder anderen Beziehung übereinstimmen.
Die vorliegende Erfindung kann sogar mit den oben erörterten Fehlertypen fertigwerden.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Totzeit-Steuerung als ein Teil der Modulation ausgeführt. Der Zugang ist nicht der des Anwendens einer Kompensation auf die Schalt-Schaltung wie im Stand der Technik, in der Tat kann eine derartige Schaltungsanordnung aus der Ausgangs-Schaltvorrichtung entfernt werden und durch die hinzugefügte Schaltungsanordnung auf dem digitalen Modulator-Chip ersetzt werden. Eine weitere Funktion der neuen Schaltungsanordnung besteht darin, den Takt der Ausgangs-PWM-Steuersignale adaptiv einzustellen, um die Leistung und die Leistungsaufnahme zu optimieren, z. B. um mit der minimalen Totzeit für alle Übergänge zu arbeiten.
Die Schaltung kann so beschaffen sein, dass sie irgendeine oder alle Ausbreitungsverzögerungen steuert. Die neue Taktsteuer-Schaltungsanordnung kann z. B. so beschaffen sein, dass sie den Takt für ein Gate-Ansteuersignal der hohen Seite und ein Gate-Ansteuersignal der tiefen Seite einzeln einstellt. Für jedes Signal wird sowohl der Tief-Hoch-Takt als auch der Hoch-Tief-Takt eingestellt. Folglich können durch dieses Verfahren sowohl die inhärente Totzeit als auch die Verzögerungs-Fehlanpassung kompensiert werden. Dennoch kann die Ausgangs-Schaltungsanordnung, wie z. B. die, die im Stand der Technik im Vorangehenden identifiziert worden ist, immer noch verwendet werden.
Die Erfindung ermöglicht, dass ein optimiertes System mit integrierten Komponenten konfiguriert oder sogar ein vollständig integriertes System geschaffen wird. Weil die Anordnung adaptiv ist, sind einstellbare Komponenten oder ein selektiver Zusammenbau nicht erforderlich.
Die Takteinstellfähigkeit kann durch eine Steuereinheits-Schaltung gesteuert werden, die jedesmal, wenn die Schaltungsanordnung eingeschaltet wird, oder bei einem Befehl zu anderen Zeitpunkten die richtigen Taktverzögerungen einstellt. Die Steuereinheit verwendet ein Rückkopplungssignal von der Halbbrücke/H-Brücke, z. B. eines, das angibt, wenn ein Durchschuss auftritt oder unmittelbar vor dem Auftreten steht. Ein adaptiver Steueralgorithmus kann z. B. in einer ziemlich einfachen Zustandsmaschine implementiert sein, die die durch den Takt-Steuereinheitsblock hinzugefügten Taktverzögerungen der Reihe nach inkrementiert oder dekrementiert, z. B. ein Mikrocontroller-Algorithmus im Gegensatz zu einer Zustandsmaschine.
Damit die Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung noch deutlicher erkannt werden, wird nun eine Ausführungsform lediglich beispielhaft und unter Bezugnahme auf die beigefügte schematische Zeichnung beschrieben, worin:
1 die PWM-Schaltanordnung des Standes der Technik darstellt;
2 die Schaltleistung zeigt und die Totzeiten veranschaulicht;
3 die für die Anordnung nach 1 gemessene typische harmonische Gesamtverzerrung (THD) zeigt;
4 eine Schaltanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 den Block 12 nach 4 ausführlich zeigt;
6 den Block 126 nach 5 ausführlich zeigt;
7 den Block 125 nach 5 ausführlich zeigt;
8 den Block 14 nach 5 ausführlich zeigt;
9 den Block 145 nach 8 ausführlich zeigt;
10 die 9 zugeordnete Signalform zeigt;
11 einen Ausgangsübergang mit einem Durchschuss zeigt;
12 einen Durchschuss-Detektor zeigt;
13 den Block 27 nach 4 ausführlich zeigt;
14 die den 4 und 13 zugeordneten Signalformen zeigt; und
15 den Block 13 nach 4 ausführlich zeigt.
In einer Audio-Verstärkeranordnung gemäß der vorliegenden Erfindung: erzeugt ein Modulatorblock (11) (4) ein PWM-Signal (124), das zu einer Taktsteuerschaltung (12) gesendet wird, die eine Menge von Impulsen (141, 142, 143, 144) ausgibt. Der Block (14) kombiniert die 4 PWM-Signale in ein Steuersignal der hohen Seite (HS-Steuersignal) und ein Steuersignal der tiefen Seite (LS-Steuersignal) (213 bzw. 213).
Die Taktsteuerschaltung (12) nimmt eine Menge digitaler Steuersignale (139) von einer Schaltung einer adaptiven Steuereinheit (13) an. Diese Steuersignale können z. B. einzeln programmierte inkrementale Verzögerungen für alle 4 Ausbreitungsverzögerungssignale sein, die notwendig sind, um das Steuersignal für die HS- und LS-Steuersignale (213, 214) bereitzustellen.
Die Halbbrücke (21) kann sehr einfach ohne jede Totzeit-Kompensation sein, wie es im Stand der Technik notwendig sein würde, weil die vorliegende Anordnung außerdem alle Taktdifferenzen in den Ausgangs-Vorrichtungen kompensieren kann. Zu diesem Zweck besitzen die Ausgangs-Vorrichtungen einzelne Eingänge für die hohe Seite und die tiefe Seite. Von der Ausgangs-Vorrichtung (1) wird ein Rückkopplungssignal 271 der Eingangs-Vorrichtung bereitgestellt, das angibt, wenn ein Durchschuss in der Halbbrücke (21) stattfindet.
Die Adaptions-Steuereinheit (13) verwendet das Rückkopplungssignal (271), um den Takt des Takt-Steuereinheitsblocks (12) einzustellen, um den gewünschten Takt für die Halbbrücke (21) zu erreichen. Das Rückkopplungssignal 271 wird durch eine Codierungsschaltung 27 erzeugt, die eine Eingabe von einer Durchschuss-Detektorschaltung 26 annimmt.
Die Elemente der Anordnung werden nun ausführlicher betrachtet.
DIE TAKTVERZÖGERUNGSSCHALTUNG (12)
5 zeigt eine Implementierung der Taktschaltung (12). Das Eingangs-PWM-Signal (124) wird in eine angezapfte Verzögerungsleitung (126) aus (synchronen oder asynchronen) logischen Verzögerungselementen (z. B. des Typs 128, siehe 6) eingespeist.
Vier Multiplexer wählen jeder einen Ausgang von der angezapften Verzögerungsleitung. Die Auswahlsignale sind: Loff (1394), Lon (1393), Hon (1391), Hoff (1392). Die Multiplexer-Ausgaben sind vier verzögerte Versionen des ankommenden PWM-Signals (124). Die vier Ausgangssignale sind:
HS_ON (141),
HS_OFF (142),
LS_ON (143),
LS_OFF (144).
In alternativen Ausführungsformen kann die angezapfte Verzögerungsleitung eine Kombination aus einer synchronen Verzögerungsleitung (die z. B. an einem 100-MHz-Takt läuft) und einer Gatter-Verzögerungsleitung sein, um höhere Verzögerungen mit feiner Granularität bereitzustellen.
Im Allgemeinen kann eine Verzögerungsleitung mit vier einzeln steuerbaren Anzapfungen verwendet werden, um mit einem geeigneten Logiknetz, das verwendet wird, um die vier angezapften verzögerten Signale zu verarbeiten, eine Taktsteuerschaltung mit vier unabhängigen Steuerungen der LS- und HS-Schaltsignale zu erzeugen. Die Verzögerungsleitung könnte z. B. aus 16 Verzögerungen mit 1 ns pro Verzögerung bestehen.
Die Multiplexer (128) können Anordnungen aus einfachen Durchlass-Transistor-Gattern sein, die durch (L-zu-2^L)-Deodierer gesteuert werden, falls es z. B. 16 Verzögerungen und Durchlasstransistoren gibt, dann gilt L = 4, weil 24 = 16 gilt. Die Verzögerungsleitung muss nicht notwendigerweise einheitlich sein, d. h. die Taktverzögerung jedes der Elemente könnte verschieden sein, um eine bessere Fähigkeit zu einer feinen gegen eine grobe Auflösung zu liefern.
Der Taktsteuerblock (12) kann außerdem aus synchronen und asynchronen Schaltungen kombiniert sein, wie in 5 gezeigt ist. Hier wird das PWM-Signal (124) in 4 digital verzögerte (getaktete) Signal aufgespalten, die dann jedes in einen asynchronen Verzögerungsblock (125) eingespeist werden. Dies gibt eine Möglichkeit, eine grobe aber in hohem Grade genaue und Invariante Verzögerungssteuerung unter Verwendung der digitalen Verzögerungsschaltung (126) kombiniert mit einer asynchronen Verzögerungssteuerung mit einer feinen Auflösung auszuführen.
Eine Ausführungsform der digitalen Verzögerungsleitung (126) ist in 6 gezeigt. Hier wird das PWM-Eingangssignal (124) in eine digitale Verzögerungsleitung (121) mit 4 Anzapfungen eingespeist, die durch die Multiplexer (128) ausgewählt werden. Die verzögerten Signale werden dann durch zwei D-Flipflops neu getaktet – eines löst die Anstiegsflanke des Taktes (112) aus, wäh rend das andere die Abfallflanke des Taktes auslöst. Eine abschließende Menge von Multiplexern kann dann das verzögerte Signal mit einer Zeitauflösung von 0,5 einer Taktperiode auswählen.
Der optimale asynchrone Feineinstellungs-Verzögerungsblock (125) kann eine einfache angezapfte Verzögerungsleitung sein, wie in 7 gezeigt ist. Die Schaltung (14) zum Kombinieren der vier verzögerten PWM-Signale in zwei Brückensteuersignale wird nun unter Bezugnahme auf 8 beschrieben.
Die vier verzögerten Signale (141, 142, 143, 144) werden in zwei Steuersignale für die Halbbrücke (21) kombiniert, d. h. das HS-Steuersignal (213) und das LS-Steuersignal (214). Diese Operation wird im Block 14 ausgeführt. Die Schaltung umfasst zwei völlig gleiche 2-zu-1-Signalkombinierer (145). Die Steuersignale für den Schalter (212) auf der tiefen Seite müssen in Bezug auf die hohe Seite invertiert werden. Folglich werden die Eingangssignale, die die Signale der tiefen Seite steuern, zuerst invertiert, bevor sie durch den Block 141 verarbeitet werden.
Ein Beispiel der Zwei-zu-Eins-Signalkombiniererschaltung 145 für die Vorrichtung auf der tiefen Seite, wie sie in 9 gezeigt ist, besitzt einen EIN-Eingang (1416) und einen AUS-Eingang (1417). Der Ausgang (1415) geht hoch, wann immer das EIN-Signal (1416) einen LH-Übergang ausführt. Der Ausgang (1415) geht tief, wann immer der AUS-Eingang (1417) einen HL-Übergang ausführt. Der Takt des Blocks 141 ist aus 10 offensichtlich.
DER DURCHSCHUSS-DETEKTOR
Die Durchschuss-Erfassungsschaltung (26) ist so beschaffen, dass sie einen Durchschuss in einer Halbbrücke erfasst und diese Informationen durch den Codierungsblock (27) zur Adaptionseinheit (13) überträgt. Um das System zu vereinfachen, kann diese Übertragung über ein einfaches Leitungs-Logikpegelsignal stattfinden, d. h., der Detektor liefert nur binäre Informationen: Sie geben entweder einen Durchschuss oder keinen Durchschuss an, obwohl mehr Pegel möglich sind, die die Annäherung an einen Durchschuss und den Beginn eines Durchschusses anzeigen.
Die Erfassung muss zwischen dem. Durchschuss beim Übergang von tief zu hoch (LH-Übergang) und beim Übergang von hoch zu tief (HL-Übergang) unterscheiden können.
In einer Ausführungsform kann der Detektor einfach ein Schwellenwertdetektor sein, der bei einem bestimmten Pegel des Durchschusses ausgelöst wird. Das resultierende Logikpegelsignal erzeugt im Anschluss an jeden Übergang der Halbbrücke (von tief zu hoch oder von hoch zu tief), der einen Durchschuss (d. h. eine negative Totzeit) besitzt, einen kurzen Impuls.
Der Erfassungspegel wird so ausgewählt, dass eine optimale (oder erwünschte) Leistung genau um den Erfassungspunkt erhalten wird.
Schließlich kann die Schaltungsanordnung, die der Ausgangsstufenvorrichtung zugeordnet werden muss, sehr einfach und robust sein, was in Anbetracht des höheren Chip-Preises einer Hochspannungs-Leistungsprozesstechnologie im Vergleich zu einem Niederspannungs-Logikprozess vorteilhaft ist.
Während des Durchschusses fließt eine große Stromspitze in beiden Leistungsschaltungen (211, 212) der Halbbrücke (21). Der Durchschuss kann erfasst werden, indem der Strom in beiden Schaltvorrichtungen gleichzeitig gemessen wird. Das Stromdetektorsignal besitzt jedoch vorzugsweise eine schnelle Reaktion, weil die Durchschussperiode nur wenige Nanosekunden dauern kann. Es kann ziemlich schwierig sein, den Strom im Schalter (211) auf der hohen Seite zu messen, weil sich die Spannungen an beiden Schaltknoten bezüglich der Systemmasse nach oben und nach unten bewegen. Dies erfordert, das komplexe Pegelschieber verwendet werden.
In Erinnerung an die früher erwähnte und in 1 gezeigte TT-Dämpfer-Anordnung (25) wird der Strom während des Durchschusses durch den TT-Dämpfer-Widerstand (253) begrenzt. Dies führt dazu, dass der Leistungsversorgungs-Anschlussstift (255) der Halbbrücke während des Durchschusses auf etwa null Volt absinkt. Dies ist in 11 gezeigt, in der die Signalform B die Spannung (255) während eines Übergangs der Halbbrücke (21) mit einem Durchschuss zeigt. Die Signalform A zeigt eine ähnliche graphische Darstellung für einen Übergang ohne einen Durchschuss (d. h. mit einer positiven Totzeit). Die tiefste Spannung der Linie B (mit dem Durchschuss) hängt vom RDS(on) der MOSFET-Schalter (211, 212) und dem Dämpfer-Widerstand R (253) ab: Vlow = 2·RDS(on)/(R + 2·RDS(on)).
Diese Wirkung kann für die Erfassung des Durchschusses verwendet werden, wodurch die Halbbrücken-Versorgungsspannung (255) mit einem Schwellenwert (2631) verglichen wird. Diese Wirkung wird in der Ausführungsform der Durchschuss-Detektorschaltung (26) verwendet, die in 12 gezeigt ist. Hier teilt eine Spannungsteilerschaltung (262) die Halbbrücken-Versorgungsspannung (255) herunter und speist sie in einen Schwellenwert-Detektor (263) ein, der hier als ein logisches Invertergatter gezeigt ist.
Das Detektor-Ausgangssignal (261) erzeugt kurze hohe Logikimpulse, wenn der Durchschuss stattfindet. Vorteilhaft ist der Laststrom der Halbbrücke niedrig. Der Laststrom sollte für den richtigen Betrieb des Detektors niedrig sein.
Ein dritter Zugang besteht darin, den Spannungsabfall am TT-Dämpfer-Widerstand (253) zu verwenden. Unter bestimmten Umständen kann diese Lösung jedoch für eine vollständig integrierte H-Brücke nicht möglich sein, es sei denn, dieser Knoten wird an einen Vorrichtungs-Anschlussstift gebracht; außerdem schwingt die Spannung am Dämpfer-Widerstand in Bezug auf Masse ins negative.
Das System, wie es bis jetzt beschrieben worden ist, stellt eine neuartige Ausführungsform einer Schaltanordnung dar, weil die Taktsteuerung von der Ausgangs- zur Eingangs-Schaltungsanordnung verlagert ist. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass diese Steuerung adaptiv ausgeführt werden kann, wobei nun eine adaptive Anordnung beschrieben wird.
DER DURCHSCHUSSSIGNAL-CODIERUNGSBLOCK (27) (13)
Dieser Block codiert die kurzen Impulse des Detektorssignals (261) in ein einziges Logik-Rückkopplungssignal (271) für die Adaptionseinheit (13). Der die Codierer (27) multiplexiert die Durchschuss-Informationen sowohl des LH- als auch des HL-Übergangs in die gleiche Logikleitung. Das Detektorsignal (261) kann zwei SR-Signalspeicher setzen, die durch die entsprechenden Schaltsteuersignale gelöscht werden. Die Operation ist in dem in 14 gezeigten Taktdiagramm gezeigt. Die Ausgänge (275, 276) der zwei Signalspeicher enthalten die Durchschuss-Informationen für den LH- bzw. den HL-Übergang. Das Rückkopplungssignal wird durch das Multiplexieren dieser zwei Signalspeicher-Ausgangssignale (275, 276) gebildet.
DER ADAPTIONSALGORITHMUS
Das allgemeine Prinzip für den Adaptionsalgorithmus besteht darin, dass die Totzeit an dem Punkt verringert wird, an dem der Durchschuss gerade erfasst wird. Wenn der Durchschuss nur bei einem Übergang stattfindet, dann wird eine asymmetrische Korrektur verwendet.
Der Adaptionsalgorithmus kann als eine Zustandsmaschine implementiert sein, die auf das Ergebnis des früheren vollständigen PWM-Zyklus (d. h. ein LH- und ein HL-Übergang) blickt und die Zustände der vier Taktsteuersignale ändert. Die Zustandsmaschine blickt auf alle vier verschiedenen Kombinationen der binären 2-Bit-Ergebnisse von der Durchschuss-Erfassung im vorhergehenden Zyklus.
Der Algorithmus kann in Pseudo-Code wie folgt beschrieben werden:
Der obige Algorithmus kann in VLSI unter Verwendung von VHDL-Konstruktionsverfahren implementiert sein, die einige hundert digitale Gatter erfordern.
In der Ausführungsform wird festgestellt, dass die Adaptionszeit, bis die Bedingung eines stationären Zustands gefunden wird, proportional zur Anzahl der Anzapfungen in der Verzögerungsleitung ist.
Beispiel: 64 Anzapfungen können in etwa 64 PWM-Zyklen aufgelöst werden. Bei einer PWM-Schaltrate von 384 kHz ergibt dies z. B. eine Adaptionszeit von weniger als 0,2 ms.
Der Algorithmus läuft solange, wie die Adaption freigegeben ist. Wenn sie gesperrt ist, sind die vier Werte des Taktbefehlsregisters eingefroren.
Folglich könnte die Adaption als Teil eines Herstellungstests ausgeführt werden und die konstanten Werte in die einzelnen Produktionseinheiten geladen werden, z. B. in einmal programmierbaren Schaltungen oder einem anderen Speicher. Alternativ könnten die Tests bei verschiedenen Betriebsbedingungen ausgeführt und mehrere Werte gespeichert werden, die auszuwählen sind, wenn sich die Betriebsbedingungen ändern. Vorteilhafter kann die Erfindung jedoch die Adaption innerhalb einzelner Einheiten bereitstellen, die konfiguriert und rekonfiguriert werden können, während sie sich in Gebrauch befinden.
DIE ADAPTIONSEINHEIT
Eine Zustandsmaschinen-Implementierung der Adaptionseinheit (13) ist in 15 gezeigt. Das Rückkopplungssignal (271) wird durch ein D-Flipflop (143), das durch ein Taktsignal (136) mit einer Rate, die das Zweifache der PWM-Rate ist, getaktet wird, aufgefangen. Sowohl das Rückkopplungssignal (271) als auch das Flipflop-Ausgangssignal (136) werden zusammen mit dem Vektor (139) des Ausgangssignals der Zustandsmaschine und einigen Steuersignalen, (Freigabe (131) und fein/grob (131a)), in einen Kombinations-Funktionsgenerator (133) eingespeist. Die Ausgabe des Kombinations-Funktionsgenerators (133) bestimmt den nächsten Zustand der Zustandsmaschine und wird in ein Ausgangs-D-Register (132) eingespeist, das durch einen Takt (137) mit einer Rate getaktet wird, die gleich der PWM-Rate ist. Sowohl der Betrieb des Codierers (27) als auch der Betrieb der Adaptionseinheit (13) werden durch den in 14 gezeigten Taktdiagramm weiter erklärt.
Die Adaption arbeitet, wenn das Abtastsignal eine zuverlässige Anzeige liefert und wenn der Tastgrad des PWM-Signals innerhalb angemessener Grenzen liegt. Vorteilhaft ist der Laststrom klein (d. h. vergleichbar mit dem Oberwellenstrom).
Die Adaption kann z. B. während der Einschaltsequenz des Systems freigegeben sein, wenn ein PWM-Signal mit 50 % Tastgrad während einer Zeitdauer gesendet werden kann, bevor die Wiedergabe des Eingangssignals begonnen wird.
Dem System kann außerdem befohlen werden, die Adaptions-/Eichungssequenz auszuführen, z. B. durch ein Signal an einem Befehls-Anschlussstift einer integrierten Vorrichtung. Die Signalwiedergabe kann angehalten werden, während die Adaptionssequenz durchlaufen wird. Eine weitere Option besteht darin, dem System zu erlauben, die Eichung/Adaption automatisch zu beginnen, wenn das wiedergegebene Signal dies erlaubt. Wenn z. B. die Amplitude des Signals während einer Zeitdauer tief gewesen ist, ist bekannt, dass der Laststrom im Lautsprecher etwa null ist und der PWM-Tastgrad nah bei 50 % liegt.
In einigen Systemen geht der Modulationsstufe eine Interpolationsfilterstufe voran, die einige Verarbeitungsverzögerungen hinzufügt. Dies erlaubt eine bestimmte Menge der Signalvorhersage in der Modulationsstufe, die die zeitliche Eichung unterstützt.
Unter Verwendung der oben beschriebenen Prinzipien kann eine intelligente Betriebsart der "Selbsteichung" implementiert werden, die dem System erlaubt, die Taktänderungen während der Zeit und über die Temperatur zu verfolgen, während ein Musiksignal wiedergegeben wird. Folglich sind die einzelnen Einheiten selbstabstimmend.
Ein potentielles Risiko, das der Online-Adaption zugeordnet ist, wie sie oben beschrieben worden ist, besteht darin, dass die Aktivität für die Adaption (d. h. die kontinuierlichen Inkremente/Dekremente für den Takt) hörbare Knackgeräusche in einigen Systemen verursachen könnten.
Eine alternative Lösung könnte sein, die Selbsteichung nur im Zusammenhang mit dem sogenannten Merkmal der "Selbststummschaltung" zu erlauben, das in vielen kommerziellen DACs zu finden ist. Hier wird der Ausgang eines Systems auf null gezwungen (d. h. hart gedämpft), wenn eine lange Folge von Null-Audio-Daten erfasst wird. Dieses Merkmal ist nützlich, um den hörbaren Rauschpegel zwischen den Spuren einer CD zu verringern, was auf den viel niedrigeren Rauschpegel zurückzuführen ist, der möglich ist, wenn der Ausgang hart gedämpft wird, als während der DAC-Kanal aktiv ist (d. h. den von null verschiedenen Rauschpegel, der rückzuführen auf den Betrieb des Rauschformers usw. vorhanden ist).
Ein ähnliches Merkmal der "Selbststummschaltung" könnte implementiert sein, wo der Übergang in den harten Stummzustand eine kurze Übergangssequenz bei einem Signal mit 50 % Tastgrad (das Ruhe gleichzusetzen ist) mit sich bringt.
Die Adaptions-Steuereinheit und -Schaltungsanordnung können mit der Modulatorschaltungsanordnung eines integrierten PWM-Verstärkers oder einer anderen Schalt-Schaltungsanordnung integriert sein. Weil der Modulator ein wesentliches Bauelement in jedem PWM-Verstärker ist, sind die Kosten der Implementierung nur marginal. Die Gesamtkosten können verringert werden, falls die andere Kompensations-Schaltungsanordnung weggelassen werden kann.

Claims

Schaltverstärker-Steuereinheit (1, 2), mit: einer Schalt-Ausgangsstufe (21); einem Durchschuss-Detektor (26), der so betreibbar ist, dass er einen durch die Schalt-Ausgangsstufe erzeugten Durchschuss erfasst und in Reaktion darauf ein Durchschuss-Signal erzeugt; einem Durchschuss-Codierer (27), der so betreibbar ist, dass er in Reaktion auf das Durchschuss-Signal ein Durchschuss-Rückkopplungssignal erzeugt; eine Adaptions-Steuereinheit (13), die so betreibbar ist, dass sie in Reaktion auf das Durchschuss-Rückkopplungssignal Signale (139) für eine adaptive Steuerung erzeugt; einer Takt-Steuereinheit (12), die so betreibbar ist, dass sie in Reaktion auf ein PWM-Eingangssignal (124) und die Signale für eine adaptive Steuerung eine erste Menge aus Taktsteuersignalen (141–144) erzeugt; einem Signalkombinierer (14), der so betreibbar ist, dass er in Reaktion auf die erste Menge von Taktsteuersignalen eine zweite Menge aus Taktsteuersignalen erzeugt; mehreren Leistungsschalter-Treibern (231, 232), die so betreibbar sind, dass sie Einschaltsignale für einen Leistungsschalter und Ausgangssignale für den Leistungsschalter in Reaktion auf die zweite Menge von Taktsteuersignalen erzeugen, um Einschalt- und Ausschalt-Schaltübergänge des Leistungsschalters in der Weise zu steuern, dass eine Totzeit, die den Schaltübergängen zugeordnet ist, im Wesentlichen beseitigt wird und ferner in der Weise zu steuern, dass der Durchschuss während Schaltübergängen im Anschluss an die Erfassung des Durchschusses mittels des Durchschuss-Detektors unwirksam gemacht wird.
Schaltverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Schalt-Ausgangsstufe eine H-Brücke mit 4 Leistungsschaltern umfasst, die so konfiguriert sind, dass sie eine Last in einer Brückenkonfiguration ansteuern.