DE60211092T2

DE60211092T2 - Schutzanordnung für eine Spannungsquelle und eine über eine Spannuungsquelle gespeisten Last

Info

Publication number: DE60211092T2
Application number: DE60211092T
Authority: DE
Inventors: Giulio Simonelli; Philippe Alfred Perol
Original assignee: Agence Spatiale Europeenne
Current assignee: Agence Spatiale Europeenne
Priority date: 2001-10-03
Filing date: 2002-09-16
Publication date: 2006-11-23
Anticipated expiration: 2022-09-17
Also published as: FR2830379A1; US7031130B2; ES2262767T3; FR2830379B1; EP1300743B1; US20030076638A1; EP1300743A1; DE60211092D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schutzvorrichtung einer Spannungsquelle und einer von dieser Spannungsquelle gespeisten Last.
Sie wird insbesondere, aber nicht exklusiv, auf Elektrizitätsverteilungssysteme angewendet, in denen es schwierig, oder sogar unmöglich ist, die Merkmale der Bus- und der Lastimpedanz zu steuern. Allgemeiner wird sie auf alle die Systeme angewendet, die Gleichstrom verwenden, wie in Automobilen (42V), Telekommunikationen (48), Weltraumfahrzeugen und im Speziellen die internationale Raumstation ISS.
Schutzschaltkreise wurden bereits vorgeschlagen, aber diese Schaltkreise weisen im Allgemeinen eine besondere Funktion auf. Daher existieren Schaltkreisbegrenzer für Strom oder zum Schutz gegen Überstrom, Schaltkreisbegrenzer für Leistung, Schaltkreise zur Unterdrückung von Stromspitzen, und Schutzschaltkreise gegen Überspannung.
Schutzschaltkreise gegen Überstrom werden im Allgemeinen durch ein Schaltelement wie ein MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor) gebildet, der mit einer Strommessvorrichtung verbunden ist. Wenn die Stromintensität einen bestimmten Schwellenwert erreicht, ist das Schaltelement so geregelt, das die Stromintensität an diesem Schwellwert oder an einem niedrigern Wert gehalten wird, das hat den Effekt, dass eine Potentialdifferenz auf die Klemmen des Schaltelements induziert wird und dass deswegen die Spannung, die an die Last angelegt ist, reduziert wird und somit auch der Strom. Wegen diesem Effekt müssen die Schaltelemente in einer im Wesentlichen linearen Betriebsart angeordnet werden (im Gegensatz zu einer gesättigten Art, in der es sich befindet, wenn es als ein reines Schaltelement verwendet wird). Daraus ergibt sich, dass es Leistung, die proportional zum Produkt von Intensität und anliegender Spannung ist, verloren gehen muss. Oder die Kapazität des Schaltelements zum Verlust von Leistung ist begrenzt, und das Schaltelement muss schnell außer Spannung gesetzt werden, damit es nicht beschädigt wird.
Folglich ist die Strombegrenzungskapazität der Strombegrenzer immer mit einer maximalen Betriebszeit in linearen Modus verknüpft, die von kurzer Dauer, in der Ordnung von einigen Millisekunden ist.
In einem komplexen Verteilungssystem können die Lasten jeglicher Art sein und der Stromsteuerschalter kann zugleich entfernt von der Quelle und der Last sein (wie es in der internationalen Raumstation der Fall ist). Falls der Schalter als ein Relais in dem offenen oder geschlossenen Zustand benutzt wird, wirft so eine Steuerung keine Stabilitätsprobleme auf. Wenn der Schalter andererseits in einem linearen Modus verwendet wird, um den maximalen Strom zu regeln (wie es in einem Strombegrenzer der Fall ist), können ernste Stabilitätsprobleme auftreten. Im Allgemeinen werden solche Stabilitätsprobleme durch Begrenzung der Bandbreite der Stromschleife, was die Antwortzeit steigert, oder durch Einführung einer bekannten und steuerbaren Impedanz vor oder nach dem Strombegrenzer, gelöst, der Kondensatoren oder Dänpfungsschaltkreise benötigt, was den Platzbedarf einer solchen Vorrichtung steigert.
Schließlich muss ein solcher Schutzschaltkreis gegen Überstrom vor Überspannung geschützt werden, die ihn nach einer Auslösung des Schaltkreises zu einem offenen Zustand zerstören können, um die Last zu schützen (Schalkreisschutz in einem offenen Zustand).
Die Dokumente US 4 972 136 und US 4 536 699 beschreiben einen Spannungsregler, der einen Feldeffekt-Transistor (FET) umfasst, der in einem linearen Modus arbeitet.
Die effizientesten Überspannungs-Schutzschaltkreise (angewendet auf Lasten, die überhaupt keine Überspannung tolerieren) sind diejenigen, die wirken, indem sie die Spannungsquelle mit Hilfe eines Thyristors kurzschließen, und danach die Überspannung in einen Überstrom umwandeln. Solche Schaltkreise brauchen daher einen Überstrom-Schutzschaltkreis, der die oben genannten Nachteile aufweist.
Darüber hinaus ist ein solcher Schutz gut auf Überspannungen, die aus Störungen stammen, abgestimmt. Andererseits kann eine solche Überspannung in komplexen Verteilungssystemen in einer normalen Situation auftreten und muss daher nicht den Schutzschaltkreis auslösen.
Schaltkreise zur Unterdrückung von Stromspitzen umfassen in Allgemeinen RC-Dämpfungschaltkreise oder Zenerdioden, oder auch so genannte „Transorb"-Diode, die die Kapazität haben, eine Energiemenge lawinenartig zu absorbieren, und folglich die Spannung mit einer gewissen Präzision in der Ordnung von +/– 10% ihrer Zenerspannung begrenzen.
Diese Schaltkreise müssen in jedem Fall die Spitzenenergie absorbieren und die Spannung zu einem Sicherheitsniveau reduzieren, aber sollten auch mit Überspannung und Ausgleichs-Phänomenen vereinbar sein, die geeignet sind, um in dem Sicherheitssystem aufzutauchen. Es erweist sich, dass es in den komplexen elektrischen Verteilungssystemen nahezu unmöglich ist beide Funktionen in einer betriebssichere Art und Weise durch konventionelle Mittel sicherzustellen.
Die Leistungsbegrenzungsschaltkreise sind entwickelt, um die Spannung und die Stromstärke, die an die Last angelegt werden, zu messen, und ein Speisungsschaltelement (wie für Strombegrenzer) zu steuern, um das Produkt von Spannung und Strom konstant zu halten. Es erweist sich, dass diese Steuerung als Funktion des Produkts von Spannung und Strom sehr komplex zu verwirklichen ist.
Auch wurden Schaltkreise zur Dämpfung der Qualitätsfaktors (Q-Faktor) vorgeschlagen. Wenn die Impedanz des Schaltkreises, der den Speisungsbus und die Last umfasst, einen hohen Q-Faktor aufweist, können Oszillationen, die bei der Übergangs-Überspannung auf Höhe der Quelle oder des Übergangs-Überstroms auf Höhe der Last entstehen, beobachtet werden. Um solche Oszillationen zu unterdrücken, ist es bekannt eine große Dämpfungs-Kapazität zu verwenden, die notwendigerweise von erheblichem Volumen und Masse ist. Eine solche Kapazität wird daher nicht in Weltraumfahrzeugen angewendet.
In allgemeiner Art und Weise können die Schaltkreise nach Stand der Technik nicht einigen Überspannungen, die kleiner sind als die, die eine Abschaltung auslösen, vertragen. Andererseits, hängt ihr Betrieb von Merkmalen der Quelle und Last-Impedanz ab.
Die vorliegende Erfindung hat zum Ziel diese Nachteile abzuschaffen, und im Speziellen eine Schutzvorrichtung bereitzustellen, die auf jegliche Art von Lasttypus angewendet werden kann, gleichzeitig eine geringen Platzbedarf und begrenzte Verluste aufweist, sowohl auf der Seite der Last als auch auf der Seite der Speisungsquelle. Diese Vorgabe ist durch Bereitstellung einer Schutzvorrichtung einer Spannungsquelle und einer von der Spannungsquelle gespeisten Last, die ein Schaltelement umfassen, das zwischen der Spannungsquelle und der Last angeordnet wird und mit einem Strombegrenzungsschaltkreis, der eine Messeinheit des von der Quelle gelieferten Stroms und eine Steuereinheit zur Steuerung des Schaltelements verbunden ist, um zu verhindern, dass der Strom eine vorbestimmte Stromschwelle überschreitet.
Gemäß der Erfindung umfasst die Vorrichtung außerdem einen Spannungsbegrenzungsschaltkreis, der ausgelegt ist, das Schaltelement zu steuern, um zu verhindern, dass die an die Last gelieferte Spannung eine vordefinierte Spannungsschwelle überschreitet.
Die Schutzvorrichtung gemäß der Erfindung kann an jeder Stelle zwischen der Quelle und der Last eingefügt werden und wirkt auf transparente Art, ohne die Funktionalität der Last im Nennbetrieb zu beeinflussen.
Vorteilshafterweise umfasst der Spannungsbegrenzungsschaltkreis Mittel zum Erfassen von Spannungsschwankungen an dem Vorrichtungsausgang, die an die Steuereinheit des Strombegrenzungsschaltkreis zurückgeführt werden, um ebenfalls Funktionen zur Impedanzstabilisierung, zur Dämpfung des Qualitätsfaktors und zur Impedanzanpassung zwischen der Spannungsquelle und der Last sicherzustellen.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, umfasst das Schaltelement einen Transistor des Typs MOSFET, der in Serie auf der positiven Leitung des Speisungsbus geschaltet ist, der die Spannungsquelle mit der Last verbindet und dessen Gatter von der Steuereinheit, die auf den Transistor wie eine Stromquelle wirkt, gespeist wird.
Vorzugsweise wird der Transistor in einem linearen Modus gehalten, um zu verhindern, dass der Strom und die Spannung, die an der Last anliegen, die vordefinierten Schwellen überschreiten, wobei die Vorrichtung außerdem Auslösekreis umfasst, um den Transistor nach einer gewissen Betriebszeit im linearen Modus auszuschalten.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst die Steuereinheit des Spannungsbegrenzungsschaltkreises einen Verstärker, um die Messung des von der Quelle gelieferten Stroms zu verstärken und das Schaltelement zu schalten und der Spannungsbegrenzungsschaltkreis ist mit dem Verstärker verbunden, um das Schaltelement im Falle eine Überspannung zu steuern.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst der Spannungsbegrenzungsschaltkreis eine Zenerdiode, die geschaltet ist, so dass die an der Last anliegende Spannung auf einen am Anfang einer Überspannung vorbestimmten Wert fixieren ist, wobei der Spannungsbegrenzungsschaltkreis das Schaltelement steuert, um die Zenerdiode zu ersetzen und die Spannung am Ende der Überspannung zu begrenzen.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst der Spannungsbegrenzungsschaltkreis eine Zenerdiode, die geschaltet ist, um den größten Teil der von der Quelle kommenden Überspannungen zu absorbiert, während das Schaltelement vom Spannungsbegrenzungsschaltkreis gesteuert wird, damit dieses in den Linearmdus übergeht.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der Transistor (T_M) so gewählt wird, dass er ausreichende Gate-Source- und Gate-Drain-Streukapazitäten aufweist, damit der Transistor bei Energiespitzen so gesteuert wird, dass er mittels des in die Streukapazitäten eingespeisten Stroms in den Linearmodus übergeht.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst die Vorrichtung außerdem einen Leistungsbegrenzungsschaltkreis, der ausgelegt ist, das Schaltelement (14) so zu steuern, um zu verhindern, dass die von der Quelle gelieferte Leistung eine vordefinierte Leistungsschwelle während einer einen gewissen Wert übersteigende Zeitdauer überschreitet.
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend mittels eines nicht einschränkenden Beispiels mit Bezug auf die angefügten Zeichnungen beschrieben werden, in denen
die 1 einen Speisungsstromkreis zeigt, der eine Schutzvorrichtung gemäß der Erfindung einbindet;
die 2 auf eine detailliertere Art und Weise die Schutzvorrichtung von 1 zeigt;
die 3 und 4 im Detail Ausführungsbeispiele der beiden Teile der Vorrichtung von 2 zeigen;
die 5 bis 8 veranschaulichen in Form von Kurven den Betrieb der Schutzvorrichtung gemäß der Erfindung.
Die 1 zeigt eine Schutzvorrichtung, die gemäß der Erfindung um eine einzelnes Schaltelement herum ausgelegt ist, und dazu bestimmt ist, auf einem Stromspeisungsbus eingesetzt zu werden, der fortlaufend eine Spannungsquelle 2 mit einer Last 3 verbindet. Die Last 3 kann durch eine Induktivität L_L dargestellt werden, die in Serie mit einem Widerstand R_L parallel mit einem Kondenstor geschaltet ist. Der Bus umfasst einen Abschnitt des Busses 4, 5, der die Spannungsquelle 2 mit der Vorrichtung 1 verbindet und einen Abschnitt des Busses 4', 5', der die Vorrichtung mit der Last verbindet, wobei jeder Abschnitt durch eine positive Speisungsleitung 4, 4' und einer negativen Speisungsleitung 5, 5'gebildet wird.
Der Speisungsbus kann natürlicherweise eine ohmsche oder induktive Reihenimpedanz und eine geringe Kapazität aufweisen.
Man kann die Anordnung einer Eingangs-Zenerdiode Z_i zwischen der Spannungsquelle 2 und der Schutzvorrichtung 1 und eine Ausgangs-Zenerdiode Z₀ zwischen der Schutzvorrichtung und der Last 3 vorsehen. Die Spannungsübergangs-Unterdrückungs-Zenerdiode Z_i ermöglicht auf der einen Seite durch Dissipation der in dem Stromkreis gespeicherten Energie die Leitungsimpedanz wieder auf die durch das Schaltelement der Schutzvorrichtung 1 maximal zulässige Spannung zu setzen. Auf der anderen Seite, ermöglicht diese Diode mittels ihrer geringen Impedanz den Strom der Energiespitzen in Spannung zu konvertieren, so dass der Schutzvorrichtung 1 ermöglicht wird, die an der Last anliegende Spannung zu regulieren.
Die Zenerdiode Z₀ erlaubt, wenn nötig, die Spannung auf einen durch die Last zulässigen Wert zu fixieren, bis das Schaltelement der Schutzvorrichtung reagiert, um die Spannung zu begrenzen. Diese Zenerdiode kann durch eine Freilaufdiode ersetzt werden.
Bei 2 umfasst die Schutzvorrichtung 1 sukzessive auf die Spannungsquelle folgend:

– einen Leistungsbegrenzungskreis 11,
– einen Strombegrenzungskreis 12 oder einen Kreis zum Schutz gegen Überspannungen,
– einen Kreis 13 zur Auslösung der Abschaltung,
– einen Schaltkreis 14, und
– einen Spannungsbegrenzungskreis 15 oder einen Kreis zum Schutz gegen Überspannungen, der auch für eine Funktion zur Impedanzstabilität bereitstellt.

Gemäß der Erfindung wird die Schaltfunktion der Schutzkreise 11, 12 und 15 durch den einzigen Schaltkreis 14 bereitgestellt, der mit dem Auslösekreis 13 verknüpft ist.
Der Schaltkreis 14 ist um einen Transistor T_M des p-Kanal-MOSFET-Typs ausgelegt, in dem der Drain und die Source in Serie auf der positiven Speisungsleitung 4, 4' geschaltet sind, und in dem das Gate über eine Zenerdiode Z3 gespeist wird, in der die indirekte Klemme mit der Speisungsleitung 4 verbunden ist. Außerdem ist das Gate des Transistors T_M mit der Speisungsleitung 5' durch Vermittlung einer Diode D1, die direkt, in Serie mit einem Widerstand R4 geschaltet ist, verbunden. Der Wert des Widerstands R4 wird ausreichend hoch gewählt, so dass der Transistor T_M in einen Sättigungsmodus übergeht, so dass eine ausreichende Spannung zwischen den Leitungen 4 und 5 angelegt werden. Ein hoher Widerstandswert R4 erlaubt auch, den Energieverbrauch der Vorrichtung zu begrenzen.
Der Leistungsbegrenzungskreis 11 umfasst eine Zenerdiode Z1 in Serie mit einem Widerstand R2, wobei die beiden zusammen parallel zwischen der Leitung 4 und 5 geschaltet sind. Der Kreis ist am Eingang der Vorrichtung angeordnet, um die Eingangs-Leistung zu steuern, wobei allein diese Leistungs-Steuerung in einem begrenzten Leistungs-Verteilungs-System nötig ist. Tatsächlich ermöglicht es dieser Kreis, das hyperbolische Leistungsgesetz der als Funktion der Spannung und der Stromstärke durch zwei Gerade-Segmente und einem Kurvenabschnitt anzunähern, der durch die Zenerdiode Z1 definiert wird.
Wenn eine zu hohe Leistung zu lange an den Eingang angelegt wird, löst der Kreis die Abschaltung des Schaltkreises 13 aus, auf die gleiche Weise wie der Strombegrenzungskreis 12 oder der Kreis zum Schutz gegen Überströme.
Der Strombegrenzungskreis 12 oder der Kreis zum Schutz gegen Überströme ist um den Schaltkreises 13 ausgelegt und umfasst eine Vorrichtung zur Messung des Stroms, die letzteren steuert. Der Kreis 12 basiert auf der Spannungscharakteristik der Zenerdiode Z3, die mit dem Transistor T_M derart verknüpft ist, dass auf einfache Weise die Strombegrenzungsfunktion mit den anderen Schutzfunktionen (Spannungsbegrenzung und Impedanzstabilität) kombiniert werden können. Dieser Kreis umfasst eine Verstärker A1, dessen einer erster Eingang eine Spannung erhält, die von der Spannungsquelle S1 geliefert wird, an der die Spannung an der Verbindungsstelle zwischen der Zenerdiode Z1 und dem Widerstand R2 addiert wird. Der zweite Eingang des Verstärkers A1 erhält eine Messung der Stromstärke, die den Widerstand R1 durchfließt, die in Serie in der Leitung 4, 4' geschaltet ist. Der Verstärker A1 agiert als Funktion der Verstärkung der Strommessung an der Klemme des Widerstandes R1 und der Steuerung des Schalters 14, um den Transistor T_M ab einer bestimmten Schwelle in einen Linearmodus überzuführen, um den Strom in dem Widerstand R1 unter dieser Schwelle zu halten.
Wenn sich der Strom in dem Widerstand R1 vermehrt, vermindert sich die Spannung an den Klemmen der Zenerdiode Z3, bis zu dem Punkt, an dem diese Spannung unzureichend wird, damit die Diode Z3 auf Durchlass geschaltet wird. Der Transistor T_M geht dann in den Linearmodus über, was den Strom in dem Widerstand R1 reduziert.
Die Stromgrenzen hängen von dem Wert des Widerstand R1 ab, der vorteilhafterweise einstellbar sein sollte.
Im Vergleich der Lösungen des Stands der Technik, stellt der Kreis eine weniger gute Präzision des exakten Werts der Strombegrenzung dar, aber ist im Wesentlichen einfacher und schneller.
In dem Kreis, der beschrieben werden soll, ist die gesamte Steuerelektronik entweder auf der Rückleitung (Spannungssteuerung), oder auf der Leitung, die aus der Spannungsquelle stammt (Stromsteuerung) angeordnet, und agiert auf dem Schaltelement (Transistor T_M) wie eine Stromquelle. Diese Anordnung erlaubt es, sich von den Übergangseffekten des gemeinsamen Modus zu befreien, der durch die Quelle erzeugt werden kann.
Der Kreis 15 stellt zugleich eine Schutzfunktion gegen Überspannungen und Unterdrückung der Spitzen, eine Funktion der Impedanzstabilität und eine Funktion der Dämpfung des Q-Faktors und der Anpassung der Impedanz zwischen der Spannungsquelle und der Last sicher.
Die zwei letzteren Funktionen sind besonders durch einen Kondensator C2 und einem Widerstand R7 sichergestellt, der in Serie zwischen den Leitung 4 und 5 geschaltet ist, wobei die Verbindungsstelle zwischen dem Kondensator C2 und dem Widerstand R7 mit einem Eingang des Verstärkers A2 verbunden ist, wobei der andere Eingang mit einer Spannungsquelle S2 verbunden ist und der Ausgang mit dem Gate des Transistors T_M verbunden ist. Dieser Kreis reagiert auf positive Abweichungen der Spannung zwischen den Leitungen 4, 4' und 5, 5' und dämpft die Oszillationen, die die Tendenz haben, abwärts des Transistors T_M auf der Leitung 4' aufzutauchen. Wenn eine negative Abweichung der Spannung auftaucht, wird sie wie eine Überbelastung angesehen, die durch den Strombegrenzungskreis 12 abgehandelt wird. Außerdem werden die Oszillationen ausgeschaltet, da der Transistor T_M bei ihrem Auftreten in den Linearmodus übergeht, um den Q-Faktor zu dämpfen.
Die Funktion der Spannungsbegrenzung und der Spitzenunterdrückung wird prinzipiell durch eine Zenerdiode Z4 parallel zu einem Kondensator C2 sichergestellt. Diese Zenerdiode funktioniert in Kombination mit dem Transistor T_M, um die Übergangsüberströme zu blockieren und die an der Last anliegende Spannung zu begrenzen. Die Grenzspannung ist durch die Spannungscharakteristik der Zenerdiode Z4 bestimmt.
Im Fall einer Energiespitze leitet die Diode Z4. Als Resultat führt der Ausgang des Verstärker A2 den Transistor T_M in den Linearmodus über, während die Zenerdiode Z4 den Hauptteil der Energie der Überspannung absorbiert. Auf diese Weise erfährt der Transistor T_M die Energiespitze nur während einer sehr kurzen Zeit, die viel kleiner als 10 μs ist.
Die Spitzenunterdrückung wird durch eine Kombination eines Kreises verwirklicht, der die Begrenzungsfunktion der Spannung und die Zenerdiode Z_i verwirklicht, die auch „Transorb"-Diode genannt wird, die eine pn-Verbindung umfasst, die eine geringe Impedanz bei einem Lawinendurchbruch hat. Die Transorbdiode absorbiert die Spitzenenergie in dem sie den Spitzenstrom in Spannung umwandelt (aber nicht die Spannung bei einem akzeptablen Niveau für die Last blockiert). Die fixierte Spannung durch die Diode wird als Verlustenergiefunktion ausgewählt (und nicht als Funktion der maximal an die Last anlegbare Spannung, wie im Stand der Technik). Die Schutzvorrichtung 1 passt deshalb die Busspannung an einen akzeptablen Wert für die Komponenten der Vorrichtung 1 an, die während der Spitzenunterdrückung abwärts auf dem Bus 4', 5' gelegen sind. Im schlimmsten Fall, braucht die Schutzvorrichtung 1 nur die durch die Transorbdiode fixierte Spannung zu absorbieren.
Die Kombination der Transorbdiode Z_i und dem Spannungsbegrenzungskreis 15 ermöglicht daher das Problem der Absorption der Spitzenenergie und, gesondert, das Problem der Spannungsreglung, die an der Last angelegt wird, zu lösen.
In der Praxis umfasst die Transorbdiode Z_i mehrere Transorbdioden, die derart in Serie geschaltet werden, dass sie nicht auf die Fehlleistung einer Komponente empfindlich sind.
Der Abschaltungs-Auslösekreis erlaubt es sicherzustellen, dass wenn der Transistor T_M in einen Linearmodus nach einer Überspannung oder einem Überstrom übergeht, dauert diese Situation nicht länger als einige Millisekunden, so dass nicht riskiert wird, den Transistor T_M zu beschädigen, der das Übermaß an Energie durch Aufwärmen umwandelt. Dieser Kreis hat deshalb als Funktion, den Transistor T_M nach einigen Millisekunden im Betrieb im Linearmodus abzuschalten. Im Beispiel der 2 umfasst dieser Kreis einen Transistor T1 des Typs pnp, der zwischen die Leitung 4 und den Ausgang des Strombegrenzungskreises 12 geschaltet ist, wobei die Basis dieses Transistors mit der direkten Klemme einer Diode D2 verbunden ist. Die andere Klemme der Diode D2 ist auf der einen Seite mit der Leitung 4 durch Vermittlung eines Kondensators C1, der zwischen dem Kollektor und dem Emitter eines anderen Transistors des Typs pnp parallel geschaltet ist, und auf der anderen Seite mit der Leitung 5 durch Vermittlung einer Zenerdiode Z2 verbunden, die invers, in Serie mit einem Widerstand R3 geschaltet ist. Die Basis des Transistors T2 im mittels der Vermittlung eines Widerstands R4 mit den Leitung 4, und durch Vermittlung eines Widerstands R5 an der Verbindungsstelle zwischen der Diode D1 und dem Widerstand R6 des Schaltkreises 14 verbunden.
Der Kondensator C1 wird über die Zenerdiode Z2 und den Widerstand R3 belastet. Im Normalbetrieb, d. h. in Abwesenheit von Überspannung oder Überstrom, ist der Kondensator C1 durch den Transistor T2 kurzgeschlossen, der über eine Divisorbrücke, die aus den Widerständen R4 und R5 gebildet werden, gesteuert wird, durch die Zenerdiode Z3, die seine Basis-Emitter-Verbindung auf mehr als 1 Volt polarisiert, was folglich seine Sättigung sicherstellt. Wenn der Transistor T_M aufgrund einer Überspannung in den Linearmodus übergeht, geht der Transistor T2 in den Linearmodus über und der Kondensator C1 lädt sich (mit mehr als 1V). Der Transistor T1 ändert dann den Zustand und agiert wie eine Verriegelungskippschaltung, indem er den Zustand am Ausgang des Kreises 12 zum Schutz gegen Überströme oder des Kreises 15 zum Schutz gegen Überspannung nimmt, die die Entladung des Kondensators C1 bewirkt. Die Zeitkonstante des Entladungskreises ist durch das Produkt aus der Kapazität des Kondensators und des Werte des Widerstands R3 definiert. Zusätzlich wird die Eingangsspannung (auf der Leitung 4) erhöht, außerdem muss die Zeitkonstante proportional zum Konstanthalten des Energieverlusts in dem Transistor T_M reduziert werden. Auf diese Art, erlaubt der Kreis 13 die verlorene Energie durch den Transistor T_M zu steuern.
3 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Strombegrenzungskreises 12. Auf dieser Figur umfasst der Kreis 12 zwei pnp-Transistoren T3, T4, die als Doppeltransistor (die Basis der beiden Transistoren sind miteinander verbunden), deren Kollektoren jeweils mit zwei Klemmen mit dem Widerstand R1 durch Vermittlung der beiden Widerstände R9 bzw. R10 verbunden sind. Der Kollektor des Transistors T3 ist weiter mit dem Eingang des Kreises 12 durch Vermittlung eines Widerstands R8, wobei dieser Eingang an der Verbindungsstelle zwischen der Zenerdiode Z1 und dem Widerstand R2 verbunden ist. Der Emitter des Transistor T3 ist an einem Ausgang B1 des Kreises 12 angeschlossen. Der Emitter des Transistors T4 ist an seine Basis angeschlossen, und mit seiner Leitung 5 durch Vermittlung eines Widerstand R11 zum Polarisieren der beiden Transistoren verbunden. Der Emitter des Transistors T4 ist auch mit einem Eingang B2 des Kreises 12 durch Vermittlung eines Widerstands R12 verbunden, der parallel mit einem Entkopplungskondensator C3 geschaltet ist. Der Ausgang B1 ist dazu bestimmt, mit dem Gate des Transistors T_M verbunden zu werden, wobei der Ausgang B2 mit einem Eingang des Schutzkreises 15 gegen Überspannung angeschlossen wird.
Es resultiert daraus, dass der Widerstand R6, der an die Masse angeschlossen und mit dem Gate des Transistors T_M verbunden ist, die Rolle eines Widerstands zur Polarisation des Transistors TM spielt.
Wenn der Strom in dem Strommessungs-Widerstand R1 steigt, steigt die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T4. Der Durchgangsstrom des Widerstand R10 findet sich daher auch gesteigert, der den durch die Zenerdiode Z3 gehenden Strom um genau soviel erniedrigt und damit ihre Spannung. Wenn die Spannung an den Klemmen der Zenerdiode geringer wird als die Zenerspannung, geht der Transistor in den Linearmodus über, wodurch der Strom in dem Widerstand R1 begrenzt wird.
Wenn das Erlangen einer größeren Präzision erwünscht ist, sollte vorzugsweise ein Dualtransistor (der in einer einzelnen Komponente verwirklicht wird) für die Transistoren T3 und T4, als die beiden Transistoren getrennt, verwendet werden.
Die 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Schutzkreises 15 gegen Überspannung, und genauer die Stabilitätsfunktion der Impedanz und der Dämpfung des Q-Faktors des Kreises. Diese Funktionen sind in der Messung vereinfacht, in der sie auf der Bestimmung der positiven Spannungsschwankungen (welche die gefährlichsten sind) beruhen.
Dieser Kreis umfasst einen Transistor T5 des Typs npn, dessen Kollektor an einem Ausgang E1 des Kreises 15 angeschlossen ist (angeschlossen an den Eingang B2 des Kreises 12), und dessen Emitter mit einem Polarisationswiderstand R13 verbunden ist. Die Basis dieses Transistors ist auf der einen Seite an den Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator C2 und der Zenerdiode Z4 angeschlossen, und auf der anderen Seite mit der Leitung 5 durch Übermittlung des Widerstands R7 und einer die invers geschalteten Diode D3, verbunden.
Dieser Kreis spielt die gleiche Rolle wie eine große Kapazität, die zwischen den Leitungen 4 und 5 angeschlossen ist, wobei die Spannungsschwankungen einen Strom erzeugen, der durch den Kreis gedämpft wird, der aus den Transistoren T5, T3, T4 und den Widerständen in Serie gebildet werden.
Tatsächlich ist der Transistor T5 als Spannungsfolger geschaltet, um den Strom um den gleichen Faktor bezogen auf die Werte der Widerstände R7 und R13 zu dämpfen. Der Strom in der Basis des Transistors T5 wird in seinem Kollektor reflektiert, der einen zusätzlichen Basisstrom in dem Transistor T4 erzeugt. Durch einen Spiegeleffekt durchfließt dieser Basisstrom den Transistor T3 und wird um einen gleichen Dämpfungsfaktor bezogen auf den Wert der Widerstände R9 und R10 gedämpft, wobei der Dämpfungsstrom das Gate des Transistors T_M schaltet.
Es ist zu bemerken, dass die Widerstände R6 und R11 mit der Spannung an den Klemmen der Leitungen 4 und 5 angepasst werden müssen, um ihren Restverbrauch zu optimieren.
In der Vorrichtung, die in 2 gezeigt ist, in denen die Kreise 12 und 15 die in den 3 und 4 gezeigt sind, sind die Dämpfungsfunktionen A1 und A2 teilweise in die Messung integriert, in der die Steuerfunktion des Transistors T_M eindeutig ist (Ausgang B1), wobei der in 4 gezeigte Kreis 15 nur die Dämpfung der Spannungsmessung bewirkt, die am Eingang B2 des Kreises 12 der 3 angesetzt ist. Tatsächlich spielt die gedämpfte Spannungsmessung am Ausgang E1 die Rolle der Polarisationsspannung der Stromdämpfer und beeinflusst daher die Steuerung des Schalters 14.
Wenn man zusätzlich die Zenerdiode Z₀ durch eine Diode, die in derselben Richtung geschaltet ist, ersetzt, wird die Schutzfunktion gegen Überspannung und Energiespitzen auf eine etwas andere Weise verwirklicht. In der Tat fixiert in diesem Fall die Zenerdiode einfach den Spannungspegel auf einen ersten Teil der Überspannung, und löst den Transistor T_M aus, der nach der Reaktionszeit der Spannungsschleife die Spannung auf einen niedrigeren Wert als die Zenerspannung der Diode T4 reguliert. Auf diese Weise fixiert die Zenerdiode die Spannung auf mehrere Mikrosekunden, worauf dem Transistor TM die Weitergabe gestattet wird, um die Spannung zu begrenzen.
Dank dieser Vorrichtungen verwirklichen die Schutzvorrichtungen, die bislang mittels Beispielen beschrieben wurden eine große Anzahl von Schutzfunktionen mit einer reduzierten Anzahl elektronischer Komponenten (31 Komponenten) auf eine wesentliche Weise bezogen auf Vorrichtungen des Stands der Technik.
Man kann bemerken, das die Vorrichtung gemäß der vorliegende Erfindung, zusätzlich zur Funktion der Leistungsbegrenzung, die durch den Kreis 11 verwirklicht ist, eine Charakteristik der Leistungsbegrenzung im Quadrat zeigt, da sie eine getrennte Funktion der Strombegrenzung und der Spannungsbegrenzung zeigt und daher unabhängige Spannungs- und Stromgrenzen definiert. Um die Charakteristik der hyperbolischen Leistungsbegrenzung zu reproduzieren, reicht es die Strombegrenzung zu reduzieren, wenn die Spannung ihren nominalen Wert überschreitet.
Das Schwankungsgesetz der Stromgrenzen als eine Funktion der Eingangsspannung ist durch zwei Gerade-Segmente definiert, dessen Charakteristik von der Diode Z1, dem Widerstand R2 und dem Widerstand zwischen der Vermittlungsstelle zwischen Z1 und R2 und dem Gate des Transistors T_M abhängen, d.h. von dem Widerstand R8 in dem Beispiel der 3.
Außerdem kann man bemerken, dass die Vorrichtung gemäß der Erfindung sich nach Energiespitzen auslösen kann, was folglich erlaubt, sich auf dieselbe Art zu schützen wie die Last, selbst wenn die Eingangs-Transorb-Diode Z_i in einem offenen Kreis versagt. Wenn ein Versagen seitens der Last auftaucht setzt die Vorrichtung die Isolation der Last fort, auch nach einer Energiespitze.
Der gewählte Transistor TM zeigt vorzugsweise signifikative Gate-Source- und Gate-Drain-Kapazitäten. Auf diese Weise, im Fall von Energiespitzen auf dem Bus 4, 5, ist der Transistor TM, dank Strom, der in den parasitären Kapazitäten eingespeist wird, durch Spannungsschwankungen gesteuert. Es ist nicht notwendig die Schaltsteuerung auf einer geringen Impedanz zu halten, um dieser letzteren in einem offenen Zustand nach Spannungsspitzen zu halten. Im Gegenteil, diese Steuerung ist freiwillig dazu ausgelegt, zu ermöglichen, dass der Kreis sofort nach dem Durchgang wieder geschlossen wird, um die Zerstörung des Schalters zu verhindern. Die Transorb-Diode Z_i ist vorgesehen, in jedem Fall die Durchgangsspannung, die an der Last angelegt wird, zu begrenzen.
Wenn der Schalter vor dem Durchgang in einem offenen Zustand ist, bedeutet dass, dass die Last fehlerhaft ist, da der Schalter bei Abwesenheit eines Versagens immer in einem geschlossenen Zustand ist, wenn die Busspannung präsent ist. In diesem Zustand, solange der Schutz aus Sicht des Busses wirksam ist, können Energiespitzen eingespeist werden, ohne die Erzeugung jeglicher Beschädigungen zu riskieren. In allen Fällen erlaubt ein Neustart sofort nach einer Energiespitze die Oszillationen zu dämpfen, die aus dieser Spitze resultieren können.
Die bisher beschriebene Vorrichtung ist unempfindlich gegenüber Versagen einer Komponente in der Messung, in der die Leitungen 4 und 5, für den Fall, indem eine Komponente versagt, nie kurzgeschlossen sind.
Die Kurven der 5 bis 8 illustrieren die Betriebsleistung der Vorrichtung 1 gemäß der Erfindung, die an verschiedene Lasttypen 3 angeschlossen ist, als Antwort auf eine induktive Überspannung um 200 mJ. Diese Energie wird vorteilsweise durch die Transorbdiode Z_i bei 240 V absorbiert.
Diese Kurven wurden mit einer Vorrichtung erhalten, die ausgelegt ist, mit einer nominalen Speisungsspannung von 120 V für Lastleistungen von weniger als 200 W, mit einer gleichen Eingangsstromgrenze von 1,5 A für eine Spannung zwischen 90 und 165 V zu arbeiten, und um eine induktive Energie von maximal 500 mJ, mit einer lastseitlichen Spannungsgrenze von 170 V, und einer Auslösezeit von 1 bis 2 ms im Falle einer Überspannung oder eines Überstroms, zu eliminieren.
Um solche Betriebsleistungen zu erhalten, zeigen die Komponenten der Vorrichtung 1 zum Beispiel folgende Wert:
Die Kurven der 5a bis 5c zeigen mit verschiedenen Zeitskalen die Abweichungen der Spannung als Funktion der Zeit am Eingang (Kurve 21) und am Ausgang (Kurve 22) der Vorrichtung 1 mit einer ohmschen und induktiven Last (R_L = 108 Ω, L_L = 5μH, und C_L = 0). Diese Kurven zeigen, dass die Vorrichtung 1 in ungefähr 8 μs reagiert, um die Überspannung von 240 V auf ungefähr 170 V während der Dauer der Überspannung zu begrenzen.
Die Kurven der 6a und 6b zeigen mit verschiedenen Zeitskalen die Abweichungen der Spannung als Funktion der Zeit am Eingang (Kurve 23) und am Ausgang (Kurve 24) der Vorrichtung 1 mit einer rein ohmschen Last (R_L = 108 Ω, L_L = 0, und C_L = 0). Diese Kurven zeigen, dass die Vorrichtung gemäß der Erfindung auf der einen Seite verhindert, dass die Spannung am Ausgang 170 V überschreitet und in ungefähr 10 μs reagiert, um die Überspannung von auf diesen Wert zu begrenzen. Insbesondere zeigt die 6b, dass die Spannung durch die Diode Z₀ während der ersten 10 μs auf einen geringeren Pegel fixiert wird und dann wird die Ausgangsspannung durch die Diode Z_i fixiert, die die in der Leitung gespeicherte Energie unterdrückt, solange die Ausgangsspannung durch den Transistor TM, der im Linearmodus übergegangen ist, reguliert wird, wobei die Diode Z₀ gesperrt wird.
Derart, wie dieses in den 7a und 7b erscheint, verhindert die Vorrichtung 1, dass die an einer ohmsche und kapazitive Last 3 anliegende Spannung (R_L = 108 Ω, L_L = 0, und C_L = 1μF) die Spannung am Ausgang der Zenerdiode, die ungefähr 180V ist übersteigt (Kurve 26). Dann ist ungefähr 40 μs nach dem Beginn der auf den Eingang angelegten Überspannung (Kurve 25) diese Spannung auf 170 V reduziert.
Die 8a und 8b zeigen Spannungsschwankungen am Eingang (Kurve 27) und am Ausgang (Kurve 28) der Vorrichtung 1 mit ohmscher, induktiver und kapazitiver Last (R_L = 108 Ω, L_L= 5 μH, und C_L = μF).

Claims

Schutzvorrichtung (1) einer Spannungsquelle (2) und einer von der Spannungsquelle gespeisten Last (3), umfassend ein Schaltelement (14), das zwischen der Spannungsquelle und der Last angeordnet und mit dem Strombegrenzungsschaltkreis (12) verbunden ist, der eine Einrichtung zur Messung (R1) des von der Quelle gelieferten Stroms und eine Steuereinrichtung (A1) zur Steuerung des Schaltelements umfasst, um zu verhindern, dass der Strom eine vordefinierte Stromschwelle überschreitet, dadurch gekennzeichnet, dass sie außerdem einen Spannungsbegrenzungsschaltkreis (15) umfasst, der ausgelegt ist, das Schaltelement (14) zu steuern, um zu verhindert, dass die an die Last (3) gelieferte Spannung eine vordefinierte Spannungsschwelle überschreitet.
Schutzvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsbegrenzungsschaltkreis (15) Mittel zur Erfassung der Spannungsschwankungen am Ausgang der Vorrichtung umfasst, die auf die Steuereinrichtung (A1) des Strombegrenzungsschaltkreises (12) zurückgeführt werden, um ebenfalls Funktionen zur Impedanzstabilisierung, Dämpfung des Qualitätsfaktors und Impedanzanpassung zwischen der Spannungsquelle und der Last sicherzustellen.
Schutzvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement (14) einen Transistor des Typs MOSFET (T_M) umfasst, der in Serie auf der positiven Leitung (4) des Speisungsbusses geschaltet ist, der die Spannungsquelle (2) mit der Last (3) verbindet, und dessen Gatter vom Steuerelement (A1) gespeist wird, das auf den Transistor wie eine Stromquelle wirkt.
Schutzvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (T_M) im Linearmodus gehalten wird, um zu verhindern, dass der Strom und die Spannung, die an der Last (3) anliegen, die vordefinierten Schwellen überschreiten, wobei die Vorrichtung (1) außerdem einen Auslöseschaltkreis (13) umfasst, um den Transistor nach einer gewissen Betriebszeit im Linearmodus außer Spannung zu setzen.
Schutzvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (A1) des Spannungsbegrenzungsschaltkreises (12) einen Verstärker (T3, T4) umfasst, um die Messung des von der Quelle (2) gelieferten Stroms zu verstärken und das Schaltelement (14) zu steuern und dadurch, dass der Spannungsbegrenzungsschaltkreis (15) mit dem Verstärker verbunden ist, um das Schaltelement im Falle einer Überspannung zu steuern.
Schutzvorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsbegrenzungsschaltkreis (15) eine Zenerdiode (Z4) umfasst, die derart geschaltet ist, um die an der Last anliegende Spannung am Anfang einer Überspannung auf einen vordefinierten Wert zu fixieren, wobei der Spannungsbegrenzungsschaltkreis das Schaltelement (14) steuert, um die Zenerdiode zu ersetzen und die Spannung am Ende der Überspannung zu begrenzen.
Schutzvorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsbegrenzungsschaltkreis (15) eine Zenerdiode (Z4) umfasst, die geschaltet ist, um den größeren Teil der von der Quelle kommenden Überspannungen zu absorbieren, während das Schaltelement (14) vom Spannungsbegrenzungsschaltkreis (15) gesteuert wird, damit dieses in einen Linearmodus übergeht.
Schutzvorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (T_M) so gewählt ist, dass er ausreichende Gate-Source- und Gate-Drain-Streukapazitäten aufweist, damit der Transistor bei einer Energiespitze so gesteuert wird, dass er mittels des in die Streukapazitäten eingespeisten Stroms in einen Linearmodus übergeht.
Schutzvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass sie außerdem einen Leistungsbegrenzungsschaltkreis (11) umfasst, der ausgelegt ist, das Schaltelement (14) so zu steuern, um zu verhindern, dass die von der Quelle gelieferte Leistung eine vordefinierte Leistungsschwelle während einer einen gewissen Wert übersteigenden Zeitdauer überschreitet.