DE60209983T2

DE60209983T2 - Korrektur von I/Q Ungleichheiten in einem Quadratur-Sender-Empfänger

Info

Publication number: DE60209983T2
Application number: DE2002609983
Authority: DE
Inventors: Adv. Tech. Center Stutgart Zhaocheng Wang; Adv. Tech. Center Stuttgart Masahiro Uno
Original assignee: Sony Deutschland GmbH
Current assignee: Sony Deutschland GmbH
Priority date: 2002-11-04
Filing date: 2002-11-04
Publication date: 2006-12-21
Anticipated expiration: 2022-11-05
Also published as: DE60209983D1; EP1416691B1; EP1416691A1

Description

GEBIET UND HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein das Gebiet der Architekturen von kohärenten Modulatoren für die Verarbeitung von modulierten HF-Signalen von digitalen Kommunikationssystemen, insbesondere eine Verarbeitungseinheit, die eine wirksame Korrektur von I/Q-Unsymmetrien für höhere Modulationsschemata, z.B. 16-QAM oder 64-QAM, bei gleichzeitigem Vorhandensein eines Trägerfrequenzfehlers ausführt.
Kohärente Modulatoren werden in Kommunikationssystemen angewendet, die sowohl aus Inphase-(I)- als auch aus Quadratur-(Q)-Kanälen bestehen. Falls die Verstärkung des I-Kanals nicht gleich derjenigen des Q-Kanals ist oder wenn die Phasendifferenz zwischen dem I-Kanal und dem Q-Kanal nicht gleich π/2 ist, tritt eine I/Q-Unsymmetrie auf. Wenn höhere Modulationsschemata (z.B. 16-QAM, 64-QAM oder 256-QAM) benutzt werden, führt diese I/Q-Unsymmetrie zu einem ernsthaften Leistungsverlust. Deshalb muß eine adäquate Kalibrierprozedur angewendet werden, die zu einer Korrektur der I/Q-Unsymmetrie führt, um die Verstärkung des I-Kanals an diejenige des Q-Kanals anzupassen, und gleichzeitig die Phasendifferenz zwischen dem I-Kanal und dem Q-Kanal auf π/2 zu justieren.
KURZE BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK
Herkömmliche Lösungswege zur Korrektur einer I/Q-Unsymmetrie und zur Beseitigung eines Gleichstrom-Offsets betreffen üblicherweise eine digitale Verarbeitungseinheit, die in dem I/Q-Modulator nach dem Stand der Technik integriert ist.
Herkömmliche Prozeduren zur Korrektur von I/Q-Fehlern nach dem Stand der Technik werden in den drei Artikeln „Considerations in the Autocalibration of Quadrature Receivers" (ICASSP'95, Bd. 3, S. 1900–1903) von J.W. Pierre und D.R. Fuhrmann, „A Novel Adaptive Mismatch Cancellation System for Quadrature IF Radio Receivers" (IEEE Trans. Circuits and Systems II: Analog and Digital Signal Processing, Bd. 46, Nr. 6, Juni 1999) von L. Yu und W.M. Snelgrove, und "Maximum-Likelihood Technique to quadrature parameter estimation" (ICASSP'94, S. 561-564) von J.W. Pierre und R.A. Green vorgestellt. Dabei liefert der erste Artikel den grundsätzlichen mathematischen Modus und einen einfachen Algorithmus für die Beseitigung des Gleichstrom-Offsets und die Korrektur der I/Q-Fehlanpassung. Die Leistungsfähigkeit dieses Algorithmus wird durch eine Simulation der I/Q-Fehlanpassung bestätigt, die durch die Verstärkungs- und Phasenunsymmetrie von Quadraturmischern eingebracht wird. Der zweite Artikel illustriert einen komplexen Algorithmus für den kleinsten mittleren quadratischen Fehler (LMS-Algorithmus) und einen adaptiven Rauschunterdrücker, um das gewünschte Signal und das durch die I/Q-Fehlanpassung eingeführte Bildrauschen zu trennen. Der dritte Artikel schließlich präsentiert eine Maximum-Likelihood-(ML)-Lösung für eine Abschätzung der Verstärkungsunsymmetrie in einem Quadratur-Empfänger, die für Anwendungen zur Array-Verarbeitung benutzt werden kann. Darüber hinaus werden Ableitungen von Formeln und Simulationen zur Verfügung gestellt, um die Leistungsfähigkeit zu prüfen. Alle diese Papiere beschreiben jedoch nur herkömmliche Prozeduren für die Korrektur eines I/Q-Fehlers und berücksichtigen nicht das gleichzeitige Vorhandensein von Trägerfrequenzfehlern.
Das US-Patent 5,705,94 betrifft ein auf der Zeitdomäne basierendes Kalibrierverfahren zum Kompensieren der Unsymmetrie der Amplitude und Phase zwischen dem I- und dem Q-Kanal, bei dem korrigierbare I/Q-Unsymmetriefehler, die in einem komplexen Empfänger auftreten, detektiert und ohne die Benutzung von speziellen Kalibrierungssignalen digital kompensiert werden können. Differentielle Gleichstrom-Offsetfehler werden kompensiert, indem die ankommenden I- und Q-Signale gemittelt und Erwartungswerte von differentiellen Gleichstrom-Offsets subtrahiert werden, die z.B. aus dem langzeitigen Mittelwert der I- und Q-Signale berechnet werden, um neue I- und Q-Signale zu erzeugen. Differentielle Verstärkungs-Unsymmetriefehler werden korrigiert, indem ein quadratischer Mittelwert (RMS) der neuen I- und Q-Signale berechnet und Kompensationskoeffizienten benutzt werden, die entweder aus dem RMS-Mittelwert oder durch einen Algorithmus mit stochastischem Gradienten bestimmt werden.
Die europäische Patentanmeldung EP 0 608 577 A1 betrifft einen Gaussian-Minimum-Shift-Keying-(GMSK)-Modulator mit automatischer Kalibrierung, bei dem I- und Q-Signale in einer Basisband-Verarbeitungseinheit erzeugt und einem Phasenmodulator zugeführt werden. Es wird ein auf der Zeitdomäne basierendes Kalibrierverfahren zum beschrieben. Durch die Erzeugung bekannter Testsignale kann die Leistung des gesendeten Signals vorteilhafterweise dazu benutzt werden, Gleichstrom-Offsets, Quadraturfehler und I/Q-Unsymmetrien zu detektieren. Alle diese Fehlerarten werden sequentiell mit Hilfe von drei getrennten Steuerschleifen korrigiert, und es werden drei separate Steuersignale erzeugt. Die Steuerschleifen teilen sich einen gemeinsamen Leistungsdetektor, so daß die benötigte Chipfläche reduziert wird.
Das US-Patent 5,872,538 betrifft ein auf der Frequenzdomäne basierendes Korrekturverfahren zum Kalibrieren der Amplituden- und der Phasenunsymmetrie zwischen dem I- und dem Q-Signal, die durch den I/Q-Demodulator eines Quadratur-Empfängers gewonnen werden, wobei dieses Verfahren direkt durch die Ausnutzung der Symmetrieeigenschaften der diskreten Fourier-Transformation (DFT) eines realen Signals durchgeführt wird, bei der die Inphase-Komponente als Realteil und die Quadratur-Komponente als Imaginärteil benutzt wird.
Die europäische Patentanmeldung EP 0 984 288 A1 betrifft ein Breitband-I/Q-Splitting-Gerät für die Benutzung in einem Spektralanalysator und ein dazu passendes auf der Zeitdomäne basierendes Kalibrierverfahren, das für die Kalibrierung der Gruppendifferenz zwischen dem I- und dem Q-Kanal benutzt wird.
Alle diese Patente sind auf verschiedene I/Q-Kalibrierverfahren fokussiert, berücksichtigen jedoch nicht die Wirkung eines Trägerfrequenzfehlers, der durch ein ankommendes Signal oder einen lokalen Oszillator (LO) während einer normalen I/Q-Kalibrierungsprozedur erzeugt wird.
ZIEL DER ERFINDUNG
Im Hinblick auf die obigen Erläuterungen ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Lösungsweg vorzuschlagen, der die Reduzierung einer I/Q-Unsymmetrie bei gleichzeitigem Vorhandensein eines Trägerfrequenzfehlers ermöglicht.
Dieses Ziel wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüchen erreicht. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den abhängigen Patentansprüchen angegeben.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Zur Erreichung des oben definierten Ziels ist der erfindungsgemäß vorgeschlagene Lösungsweg einer neuartigen Kalibrierprozedur auf einen I/Q-Modulator gerichtet, der eine Kompensation von Amplituden-Offsets und Phasenunsymmetrien unterstützt und außerdem das gleichzeitige Vorhandensein eines Trägerfrequenzfehlers berücksichtigt, um einen Satz von genauen und zuverlässigen Kalibrierungskoeffizienten zu gewinnen. In diesem Zusammenhang ist eine speziell entwickelte Verarbeitungseinheit in den I/Q-Modulator integriert. Die Erfindung kann mit Vorteil angewendet werden, wenn höhere Modulationsschemata, z.B. 16-QAM oder 64-QAM, benutzt werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den untergeordneten Ansprüchen, die in den folgenden Zeichnungen dargestellt sind.
1 zeigt das Blockdiagramm eines bei einem Quadratur-Sender angewendeten, praktisch ausgeführten I/Q-Modulators und eines bei einem Quadratur-Empfänger angewendeten idealen I/Q-Demodulators,
2 zeigt das Blockdiagranm einer bei dem I/Q-Modulator eines Quadratur-Senders angewendeten analogen Schaltung, die eine Prozedur zur Online-Kompensation der I/Q-Unsymmetrie ausführt,
3 zeigt das Blockdiagramm eines bei einem Quadratur-Sender angewendeten I/Q-Modulators und eines bei einem Quadratur-Empfänger angewendeten I/Q-Demodulators und veranschaulicht eine Kalibrierungsprozedur, die eine I/Q-Unsymmetrie erfindungsgemäß unter Berücksichtigung eines gleichzeitig vorhandenen Trägerfrequenzfehlers kompensiert.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Im folgenden werden 1 bis 3 detailliert erläutert. Die Bedeutung der in 1 bis 3 mit Bezugszeichen versehenen Symbole kann aus der anliegenden Tabelle entnommen werden.
In 1 sind die Testsignale für den I- und den Q-Kanal durch zwei Wellenformen gegeben i(t) = cos(ω0·t) und q(t) = sin(ω0·t) mit ω0 = 2π·f0,worin f₀ die Frequenz der Testsignale ist.
Wenn das Hintergrundrauschen gering ist, ist das gewonnene Sender-Ausgangssignal für den I-Kanal an dem Ausgangs-Port des Bandpaßfilters durch die folgende Gleichung gegeben: xi(t) = Ai·cos[(ωLO – ω0)·t + φi + φB] + Ai·cos[(ωLO – ω0)·t + φi + φB] 1a)
Das Sender-Ausgangssignal für den Q-Kanal hinter dem Bandpaßfilter ist gegeben durch: xq(t) = Aq·cos[(ωLO – ω0)·t+ φq + φB] + Ai·cos[(ωLO – ω0)·t + φq + φB] (1b)

A_i: bezeichnet die Amplitude eines von einem lokalen Oszillator (LO) erzeugten Signals für den I-kanal,
A_q: bezeichnet die Amplitude eines von einem lokalen Oszillator (LO) erzeugten Signals für den Q-Kanal,
φ_i und φ_q: werden zur Modellierung der Phasen-Diskrepanzen zwischen dem I- und dem Q-Kanal benutzt,
ω_LO: bezeichnet die von dem lokalen Oszillator (LO) erzeugte Kreisfrequenz und
φ_B: bezeichnet die Phase des Trägers relativ zu der Test-Wellenform in dem Sender-(TX)-Teil.

Damit ergibt sich das Ausgangssignal des I-Kanals des RX-Teils i'(t) = [(xi(t) + xq(t))·2cos(ωLO·t + φC)]ω<2π·fco = Aicos·(ω0t – φ – φB + φC) + Ai·cos(ω0t + φi + φB – φC) = Aq·cos(ω0t- φq – φB + φC) + Aq·cos(ω0t + φq – φB + φC) (2a) und das Ausgangssignal des Q-Kanals des RX-Teils ergibt q'(t) = [(xi(t) + (xi(t) + xq(t))·2sin(ωLO·t + φC)]ω<2π·fco =Aisin·(ω0t – φi – φB + φC) + Ai·sin(ω0t + φi + φB – φC) = Aq·sin(ω0t- φq – φB + φC) + Aq·sin(ω0t + φq – φB + φC) (2b)
In diesem Zusammenhang ist φ_C die Phase des Trägers relativ zu der Testwellenform in dem Empfänger-(RX)-Teil, f_co bezeichnet die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 112a+b, das auf den in 1 bzw. 3 dargestellten I/Q-Demodulator 101' (101'') angewendet wird.
Das herkömmliche Verfahren zur Korrektur der I/Q-Unsymmetrie nach dem Stand der Technik kann folgendermaßen zusammengefaßt werden. Zunächst werden die Schätzwerte mit Hilfe der folgenden Gleichungen berechnet:
Hierin bezeichnet
das Integrationsintervall, und N ist ein ganzzahliger Wert größer 1. Danach können die komplexwertigen Online-Kalibrierungsparameter h folgendermaßen berechnet werden:
mit A = A_i/A_q und θ = φ_i – φ_q, worin
A die Amplituden-Unsymmetrie zwischen dem I- und dem Q-Signal und
θ die Phasen-Diskrepanz wischen dem I-und dem Q-Signal bezeichnen.
2 zeigt ein Blockdiagramm einer in dem I/Q-Modulator benutzten Schaltung, die die erwähnte Prozedur zur Online-Kompensation der I/Q-Unsymmetrie illustriert.
Nach der Vorverzerrung des Eingangssignals ist das zu sendende praktische HF-Signal durch die folgende Gleichung gegeben, worin ξ(t) und η(t) die praktischen I- und Q-Kanal-Eingangssignale anstelle der zuvor in 1 eingeführten Test-Wellenformen i(t) und q(t) sind: x(t) = ξ(t)·2 Ai·cos(ωLO·t + φq + φB + θ) + ξ(t)·A·sin(θ)·2 Aq·sin(ωLO·t + φq + φB) – η(t)·A·cos(θ)·2 Aq·sin(ωLO·t + φq + φB) = ξ(t)·2·Ai·cos(ωLO·t + φq + φB + θ) + ξ(t)··sin(θ)·2 Ai·sin(ωLO·t + φq + φB) – η(t)··cos(θ)·2 Ai·sin(ωLO·t + φq + φB) = ξ(t)·2 Ai·cos(ωLO·t + φq + φB)·cos(θ) – ξ(t)·2 Ai·sin(ωLO·t + φq + φB)·sin(θ) + ξ(t)·sin(θ)·2 Ai·sin(ωLO·t + φq + φB) – η(t)·cos(θ)·2 Ai·sin(ωLO·t + φq + φB) = [ξ(t)·2 Ai·cos(ωLO·t + φq + φB) – η(t)·2 Ai·sin(ωLO·t + φq + φB)]·cos(θ). (5)
Aus der Gleichung (5) wird evident, daß die Verstärkung des I-Kanals die gleiche ist, wie diejenige des Q-Kanals, die Träger-Phasendifferenz zwischen dem I- und dem Q-Kanal gleich π/2 ist und somit die Korrektur der I/Q-Unsymmetrie erfolgreich implementiert ist.
Die oben beschriebene Kalibrierungsprozedur nach dem Stand der Technik berücksichtigt nicht die Wirkung von Rauschen und Trägerfrequenzfehlern. In einem HIPERLAN-System wird z.B. ein Trägerfrequenzfehler von 20 ppm unterstellt, was bedeutet, daß sich für eine Zwischenträgerfrequenz (IF) von 280 MHz der zu erwartende Trägerfrequenzfehler Δf_RF mit 5,6 kHz ergibt. Für den Empfänger-(RX)-Teil muß das analoge Signal für die Nachverarbeitung abgetastet werden. Unter der Annahme, daß die Abtastfrequenz f_S gleich 20 MHz ist und durch die Anwendung der Gleichungen (3a) bis (3d) ein I/Q-Unsymmetriefehler θ von 2° korrigiert werden soll, muß die folgende Gleichung befriedigt werden:
mit ω_RF = 2π·f_RF und Δω_RF = 2π·Δf_RF
worin M die Zahl der Abtastproben für das Integrationsintervall T ist, das nach der Transformierung der Gleichung (6) berechnet werden kann:
Da das Integrationsintervall ein ganzzahliges Vielfaches der Grundperiode 2π/ω₀ sein soll, sollte M ein ganzzahliges Vielfaches von 4 sein. Somit muß für das Integrationsintervall T der Maximalwert von M = 16 Abtastproben gewählt werden, um die Schätzwerte Ξ_r, Ξ_g, H_r und H_q auf der Basis der Gleichungen (3a) bis (3d) zu erhalten. Anschließend muß die Gleichung (4) folgendermaßen umgeschrieben werden, um die Kalibrierungskoeffizienten zu erhalten:
Wegen der Wirkung von Rauschen sollte der ganzzahlige Wert von M nicht zu klein sein. Andernfalls ist keine zuverlässige Koeffizientenschätzung möglich. Gleichzeitig ist, wie oben betont wurde, wegen des Vorhandenseins des Trägerfrequenzfehlers Δf_RF der Wert von M auf ganzzahlige Werte beschränkt, die kleiner sind als der durch die Gleichung (6) berechnete obere Grenzwert M_max.
Nach einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann dieses Dilemma gelöst werden, indem eine sogenannte nichtkohärente Akkumulation der auf der Basis der Gleichung (6) berechneten Kalibrierungskoeffizienten und eine kleine Zahl von Abtastproben angewendet wird. Die detaillierte Information wird folgendermaßen zusammengefaßt:

Schritt #1: Für k = 1 bis K: Benutzung der [(k – 1)·M]-ten bis (k·M – 1)-ten Abtastprobe aus einem Satz von M·K Abtastproben, um die Kalibrierungskoeffizienten h_k(M) zu berechnen.
Schritt #2: Berechnen des Kalibrierungskoeffizienten als arithmetisches Mittel der Kalibrierungskoeffizienten h_k(M) nach der folgenden Formel:

Deshalb kann eine Reduzierung des Rauschens erreicht werden, indem man eine große Zahl von M·K Abtastproben benutzt, und die Wirkung des Trägerfrequenzfehlers Δf_RF kann reduziert werden, indem eine kleine Zahl von M Abtastproben benutzt wird. Schließlich können zuverlässige Kalibrierungskoeffizienten gewonnen werden, indem das gleichzeitige Vorhandensein von Rauschen und eines Trägerfrequenzfehlers berücksichtigt wird.
Es wird zusätzlich eine neuartige Kalibrierungsstruktur nach einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, wie sie in 3 dargestellt ist, bei der ein einfacher Frequenzfehler-Schätzblock 306 enthalten ist. Die herkömmliche adaptive Frequenzfehlerkorrektur umfaßt zwei Teile, nämlich ein Akquisitionsmodul, das den Frequenzfehler auf einen vorbestimmten Bereich begrenzt, und ein komplexeres Verfolgungsmodul, das den Frequenzfehler weiter reduziert, um die Anforderung des Systems zu befriedigen. Hier wird nur die Benutzung eines einfachen Frequenz-Akquisitionsmoduls empfohlen, das lediglich eine rohe Schätzung des Trägerfrequenzfehlers Δf_RF liefert. Es erfüllt jedoch die folgenden zwei Funktionen:

1. Es bestimmt den Wert von M für eine nichtkohärente Akkumulation der Kalibrierungskoeffizienten h_k(M) und
2. es reduziert den Trägerfrequenzfehler teilweise, um die herkömmliche Kalibrierungsprozedur (Korrektur des I/Q-Ungleichgewichts) zu erleichtern, indem es einen lokalen Oszillator (LO) justiert, wie dies in 3 dargestellt ist.

Damit werden die Einheiten 310a + b und die schraffierten Teile 304, 306 und 308 zu der herkömmlichen Kalibrierungsprozedur hinzugefügt.
Zu diesem Zweck wird die oben erläuterte Kalibrierungsfunktion modifiziert, indem die von dem lokalen Oszillator erzeugte Kreisfrequenz ω_LO durch den Ausdruck ω_LO + Δω ^_LO ersetzt wird, worin Δω ^_LO einen geschätzten Frequenz-Offsetwert bezeichnet. Dieser Frequenz-Offset Δω ^_LO wird in einem Speicher gespeichert, wenn die Schaltung ausgeschaltet wird, und als Anfangswert des Frequenz-Offsetwerts benutzt, wenn die Schaltung eingeschaltet wird. In diesem Fall kann der Wert von M von Beginn der Kalibrierungs-Iteration (Schritt #1) allmählich erhöht werden, und die Zahl der Iterationen (K) kann reduziert werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die folgenden Funktionen zur Trägeraktualisierungs angewendet: 2cos(ωLO·t + φC) wird ersetzt durch 2cos[(ωLO + Δω ^LO)·t + φC] (10a) –2sin(ωLO·t + φC) wird ersetzt durch –2sin[(ωLO + Δω ^LO)·t + φC] (10b)für Δω ^_LO ≥ Δω ^_LO·min,
worin Δω ^_LO,min einen vorbestimmten Schwellwert bezeichnet, um die durch Hintergrundrauschen usw. verursachte Fluktuation der Frequenzjustierung zu vermeiden.
Tabelle: Dargestellte Merkmale und ihre zugeordneten Bezugszeichen

Claims

Verfahren zum Kalibrieren der Inphase- und Quadratursignale, die von einem Modulator zu einem Demodulator gesendet werden, wobei – zwei Testsignale mit der Frequenz f₀ = ω₀/2π dem Inphase- und dem Quadraturkanal des Modulators zugeführt werden, – ein Kalibrierungskoeffizient
berechnet wird,
worin T ein Vielfaches der Periode T₀ = 2π/ω₀ ist und i'(t) und q'(t) die abwärtsgewandelten Inphase- und Quadratursignale des Demodulators sind, gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte: – Schätzen des Trägerfrequenzfehlers Δf_RF, – Abtasten der Signale i'(t) und q'(t) mit einer Frequenz f_s, – Berechnen einer Anzahl M von Abtastproben für die Integrationsperiode T auf der Basis der folgenden Ungleichung:
worin M ein ganzzahliges Vielfaches von 4 und θ der zu korrigierende I/Q-Phasenungleichgewichtsfehler ist, – Mittelwertbildung von K verschiedenen Kalibrierungskoeffizienten h_l bis h_K, – Justieren eines lokalen Oszillators des Demodulators, wodurch die Einflüsse eines Trägerfrequenzfehlers reduziert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert von N größer gesetzt wird, wenn der geschätzte Trägerfrequenzfehler ΔfRF kleiner wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Wiederholungszahl K größer gesetzt wird, wenn der Wert der Zahl M der Signalabtastproben kleiner wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Testsignale cos(ω₀t) und sin(ω₀t) dem Inphase- bzw. dem Quadraturkanal des Demodulators zugeführt werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das 16-QAM- oder das 64-QAM-Schema benutzt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit den Verfahrensschritten: – Speichern des geschätzten Frequenzoffsetwerts, durch den der lokale Oszillator justiert wird, wenn der Demodulator ausgeschaltet wird, und – Verwenden des gespeicherten Frequenzoffsetwerts, wenn der Demodulator eingeschaltet wird.
I/Q-Demodulator mit einer Verarbeitungseinheit (302) zum Berechnen eines Kalibrierungskoeffizienten
worin T ein Vielfaches der Periode T₀ = 2π/ω₀ ist, f₀ = ω₀/2π die Frequenz zweier Testsignale ist, die dem Inphase- und dem Quadraturkanälen des Modulators zugeführt werden, und i'(t) und q'(t) die abwärtsgewandelten Inphase- und Quadratursignale des Demodulators sind, gekennzeichnet durch – eine Trägerfrequenzschätzeinheit (306) zum Schätzen des Trägerfrequenzfehlers Δf_RF, – eine Einheit (308) zum Berechnen einer Anzahl von Abtastproben für die Integrationsperiode T auf der Basis der folgenden Ungleichung:
worin M ein ganzzahliges Vielfaches von 4 und θ der zu korrigierende I/Q-Phasenungleichgewichtsfehler ist und f_s die Abtastfrequenz ist, und – eine Einheit (304) zur Mittelwertbildung von K verschiedenen Kalibrierungskoeffizienten h_l bis h_K,
I/Q-Demodulator nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch Mittel, um den Wert von N größer zu setzten, wenn der geschätzte Trägerfrequenzfehler ΔF_RF kleiner wird.
I/Q-Demodulator nach einem der Ansprüche 7 oder 8, gekennzeichnet durch Mittel, um die Wiederholungszahl K größer zu setzen, wenn der Wert Zahl M der Signalabtastproben kleiner wird.
I/Q-Demodulator nach einem der Ansprüche 7 bis 9, bei dem das 16-QAM- oder das 64-QAM-Schema benutzt wird.
I/Q-Demodulator nach einem der Ansprüche 7 bis 10 mit – einem Speicher zum Speichern des geschätzten Frequenzoffsetwerts, durch den der lokale Oszillator justiert wird, wenn der I/Q-Demodulator ausgeschaltet wird, und – Mittel zum Verwenden des gespeicherten Frequenzoffsetwerts, wenn der I/Q-Demodulator eingeschaltet wird.