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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Diese
Erfindung bezieht sich auf ein automatisches System zum Laden von
Batterien, insbesondere ist sie auf einen Spannungsregler eines
Batterieladesystems gerichtet, das gewöhnlich zur Leistungsversorgung
von Kraftfahrzeugen wie etwa Motorrädern und dergleichen verwendet
wird.
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STAND DER TECHNIK
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Ein
System zum Laden der Batterie eines Fahrzeugs umfasst gewöhnlich einen
Spannungs-Magnetogenerator, der mit dem Motor des Fahrzeugs funktional
verbunden ist und der wahlweise mit einer elektrischen Batterie
des Fahrzeugs mittels einer gesteuerten Diodenbrücke und mit der Masse mittels
elektronischer Schalter verbunden werden kann, die durch eine Steuereinheit
angesteuert werden, die im Voraus eingestellt wurde, um den Ladezustand
der Batterie zu erfassen. Eine allgemeine Darstellung eines an sich
bekannten Systems zum Laden von Batterien ist in 1 der
beigefügten Zeichnung
gezeigt.
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Ein
automatisches Batterieladesystem für Kraftfahrzeuge umfasst gewöhnlich einen
Spannungs-Magnetogenerator und einen Spannungsregler des parallelen
Dreiphasentyps, da die Verwendung von Standard-Spannungsreglern
des Serientyps bei hoher Drehzahl des Motors zu außerordentlich
hohen Ausgangsspannungen führen
würde.
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Folglich
ist diese Erfindung auf ein Batterieladesystem für Kraftfahrzeuge gerichtet,
das einen Spannungsregler des parallelen Typs verwendet, insbesondere
in Bezug auf einen Dreiphasenregler, der derzeit verwendet wird,
wenn die für
das Kraftfahrzeug erforderliche Leistung 200 W überschreitet.
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Wie
es in 1 gezeigt ist, umfasst ein bekanntes System zum
Laden der Batterie eines Kraftfahrzeugs gewöhnlich einen Spannungs-Magnetogenerator 10,
bei dem die Phasenwicklungen A, B, und C mit einem positiven Anschluss
einer Batterie BA mittels einer gesteuerten Diodenbrücke 11 verbunden
sind, die im Wesentlichen die direkt vorgespannten Dioden D1, D2
und D3, deren Katode mit dem positiven Anschluss der Batterie BA
verbunden sind, und verzweigte oder umgekehrt vorgespannte Dioden
D4, D5 und D6 umfasst, deren Anode mit der Masse verbunden ist.
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Die
Phasenwicklungen A, B und C des Magnetogenerators 10 sind
wiederum mit der Masse wahlweise durch entsprechende elektronische Schalter
verbindbar, die zum Beispiel aus der SCR Q1, Q2 und Q3 bestehen,
deren Steuerelektrode mit einer Steuereinheit 12 verbunden
ist, um in Bezug auf einen Spannungswert oder einen Ladezustand der
Batterie BA angesteuert zu werden.
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Obwohl
diese Lösung
einfach ist, beinhaltet sie dennoch einen außerordentlichen Leistungsverlust,
wenn die in den Phasenwicklungen des Generators 10 fließenden Ströme hoch
werden. Ein Spannungsregler mit einem Ausgangsstrom von 30 A verbraucht
beispielsweise etwa 60 W in den Leistungskomponenten, da der Spannungsabfall
in jeder SCR-Diode etwa 1 V beträgt.
Diese Tatsache beinhaltet außerdem
die Notwendigkeit, etwas sperrige gerippte Wärmeableiter (power dissipators)
zu verwenden.
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Um
die Situation zu verbessern, wurde auch vorgeschlagen, einen Regler
des parallelen Typs zu verwenden, der Schottky-Dioden und Leistungs-MOS-Transistoren enthält.
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Mittels
dieser zweiten Lösung
ist es möglich, den
Leistungsverlust dahingehend zu verringern, dass ein Leistungs-MOS-Transistor
für Spannungen unter
60 V in einem TO 220 Behälter
einen Widerstand von etwa 5 Ohm hat, während eine Schottky-Diode einen
Spannungsabfall von nur 0,6 V hat. Die Verlustleistung kann auf
zwischen 20 und 30 W eingeschätzt
werden, abhängig
von den EIN- oder AUS-Bedingungen der elektrischen Lasten, die mit der
Batterie verbunden sind.
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Diese
Spannungsregler haben jedoch einige Nachteile, die durch diese Erfindung
beseitigt werden sollen.
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Einer
der funktionalen Unterschiede, die zwischen einer SCR-gesteuerten
Diode und einem Leistungs-MOS-Transistor bestehen, liegt darin,
dass Letzterer sowohl in einen Durchlass- als auch in einen Sperrzustand
geschaltet werden kann, während die
SCR-gesteuerte Diode nicht ausschaltet, bis der Strom auf Null abgefallen
ist; diese Tatsache bedeutet, dass in einem Leistungs-MOS-Regler dieser Regler
unabhängig
von den Strömen,
die in den Komponenten fließen,
EIN und AUS geschaltet werden kann, was im Gegensatz dazu nicht
bei SCR-Reglern erfolgt, bei denen der EIN-Zustand zu jeder Zeit
in Bezug auf den Ladezustand der Batterie betätigt werden kann, während der
AUS-Zustand nur dann eintritt, wenn der Strom den Wert Null erreicht.
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Während der
Zeit, in der die Leistungs-MOS-Transistoren AUS sind, fließt der Strom ausschließlich zwischen
den Phasenwicklungen des Generators und dem Leistungs-MOS, wodurch
die Batterie nicht beeinträchtigt
wird, und folglich wird verhindert, dass diese Batterie geladen
wird. Wenn die Steuereinheit, die die Spannung der Batterie steuert,
erfasst, dass die Spannung unter einen im Voraus erstellten Nennwert
gefallen ist, muss der Leistungs-MOS gesperrt werden; wenn dies
unabhängig
von dem Fließen
der Ströme
in den Phasenwicklungen des Generators durchgeführt wird, kann dies zu Stromspitzen
mit sehr steilen Fronten durch die Ladedioden, die Kabel und die
Batterie führen, was
Spannungsspitzen wegen der Induktivität des Generators und dieser
Kabel zur Folge hat, wodurch die elektronischen Geräte des Fahrzeugs
negativ beeinträchtigt
werden würden.
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Dies
gilt auch für
das Durchschalten des Leistungs-MOS.
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AUFGABE DER ERFINDUNG
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Die
Hauptaufgabe dieser Erfindung besteht darin, diese Probleme zu lösen, um
den Leistungsverlust des Spannungsreglers zu verringern und um die
Ausbildung von hohen Stromspitzen und das daraus folgende Schaltungs-Rauschen
zu verhindern.
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KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Gemäß der Erfindung
kann das zuvor Gesagte in einem automatischen System zum Laden einer
Batterie mittels eines Spannungsreglers des parallelen Typs gemäß Anspruch
1 und mittels eines Batterieladesystems gemäß Anspruch 4 erreicht werden.
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Gemäß der Erfindung
wurde insbesondere ein Spannungsregler für ein automatisches Spannungsladesystem
für eine
Batterie geschaffen, das einen Wechselspannungs-Magnetogenerator
enthält,
der wenigstens eine Phasenwicklung besitzt, die wahlweise mit der
Batterie und mit Masse verbunden werden kann, wobei der Spannungsregler
umfasst: eine Gleichrichterbrücke
mit einer Schottky-Diode, die zwischen die Phasenwicklung des Magnetogenerators
und die Batterie geschaltet ist, und einen Leistungs-MOS-Transistor,
der zwischen der Phasenwicklung und der Masse abgezweigt ist; und
eine elektronische Steuereinheit, die mit einer Steuerelektrode
des Leistungs-MOS-Transistors verbunden ist, um den Letzteren zwischen
einem Durchlasszustand und einem Sperrzustand anzusteuern, dadurch
gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (12) eine Batteriespannungs-Erfassungsschaltung
(13); eine Speicherschaltung (M1) mit einer Eingangsseite
(R13), die mit einer Ausgangsseite (VE4) der Erfassungsschaltung
(13) verbunden ist, um die erfasste Spannung der Batterie
(BA) zu speichern; und eine Phasenspannungs-Erfassungsschaltung
(14) für
den Magnetogenerator (10) umfasst, wobei die Phasenspannungs-Erfassungsschaltung
zwischen eine Ausgangsseite (VOM1) der Speicherschaltung (M1) und eine
Steuerelektrode (g) des Leistungs-MOS-Transistors (T1) geschaltet
ist, um den Letzteren zwischen einem Durchlass- und einem Sperrzustand
zu triggern, wenn die erfasste Phasenspannung des Generators (1a)
durch Null geht.
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Gemäß der Erfindung
wird insbesondere während
jedes Ladeschrittes der Batterie der Leistungs-MOS-Transistor in
einem leitenden Zustand oder einem Durchlasszustand gehalten, wenn
die Spannung zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elektrode
des Leistungs-MOS negativ ist, und er wird in einem Sperrzustand
gehalten, wenn die Spannung zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elektrode
des Leistungs-MOS positiv ist, wobei der Leistungs-MOS-Transistor konstant
in seinem Durchlasszustand gehalten wird, wenn die Batteriespannung
höher ist
als ihr Nennladewert, um die entsprechende Phase des Magnetogenerators
zur Masse kurzzuschließen,
während
eine Änderung
zwischen dem Durchlasszustand und dem Sperrzustand des Leistungs-MOS-Transistor immer
dann erfolgt, wenn die Phasenspannung dieses Magnetogenerators in
Bezug auf die Masse oder die Spannung zwischen der Drain-Elektrode
und der Source-Elektrode des Leistungs-MOS-Transistor durch Null
gehen.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Diese
und weitere Merkmale eines Spannungsreglers und eines Systems zum
Laden von Batterien gemäß dieser
Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung in Verbindung mit
der beigefügten Zeichnung
klarer hervor, in der:
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1 die
Darstellung eines an sich bekannten Batterieladesystems zeigt;
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2 die
Darstellung eines elektronischen Spannungsreglers und eines Batterieladesystems gemäß der Erfindung
zeigt;
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3A bis 3E einige
Spannungsdiagramme des Spannungsreglers von 2 zeigen.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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1 zeigt
die allgemeine Darstellung eines Systems zum Laden einer Batterie
eines bekannten Typs, wie es zuvor beschrieben wurde, während 2 ein
Batterieladesystem zeigt, das einen Spannungsregler gemäß der Erfindung
für einen
dreiphasigen Wechselspannungs-Magnetogenerator umfasst; die Erfindung
kann jedoch abhängig
von den Verhältnissen
auch bei einem beliebigen Typ eines einphasigen und mehrphasigen
Spannungsgenerators angewendet werden.
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Zur
Vereinfachung der Beschreibung wird auf eine einzige Phase eines
dreiphasigen Spannungsgenerators 10 Bezug genommen, beispielsweise
auf die Phasenwicklung A, so dass die vorgestellte elektronische
Lösung
selbstver ständlich
für die übrigen Phasenwicklungen
B und C in dem dreiphasigen System von 2 wiederholt
werden kann.
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Wie
es in 2 gezeigt ist, ist jede der Phasenwicklungen A,
B und C des Wechselspannungs-Magnetogenerators 10 mit dem
positiven Anschluss (+) der Batterie BA mittels einer Gleichrichterbrücke verbunden,
die eine vorgespannte Diode D3 wie etwa eine "Schottky"-Diode mit einem niedrigen Leitungswiderstand
und einem geringen Spannungsabfall umfasst. Die Anode der Schottky-Diode D3
ist wie gezeigt mit der Phasenwicklung A des Spannungsgenerators 10 verbunden,
während
ihre Katode mit dem positiven Anschluss (+) der Batterie BA verbunden
ist.
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Die
Gleichrichterbrücke
umfasst außerdem für jede Phase
des Spannungsgenerators 10 einen Leistungs-MOS-Transistor
T1, der zwischen der Phasenwicklung A und Masse abgezweigt ist;
genauer ist die Drain-Elektrode D von T1 durch die Anode der Diode
D3 mit der Phasenwicklung A verbunden, während die Source-Elektrode
S mit der Masse der Schaltung verbunden ist.
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In
dieser 2 ist außerdem
zu sehen, dass die Steuerelektrode oder Gate-Elektrode G des Transistors T1 mit der
Ausgangsseite einer elektronischen Steuereinheit 12 verbunden
ist, deren Eingangsseite wiederum mittels der Diode D5 mit einer ersten
Spannungserfassungsschaltung 13 verbunden ist; die Schaltung 13 erfasst
die hohen und niedrigen Zustände
der Ladespannung Vbatt der Batterie BA, anhand derer die Steuereinheit 12 den
Leistungs-MOS-Transistor
D1 zwischen seinem Durchlass- und seinem Sperrzustand ansteuert.
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Die
Steuereinheit 12 umfasst einen Speicher M1 zum Speichern
eines hohen und eines niedrigen Zustands der Spannung der Batterie
BA, um diese mit einem Nennspannungswert zu vergleichen; der Eingang
des Speichers M1 wird mit der Spannungserfassungsschaltung 13 mittels
eines Widerstands R13 und der Diode D5 verbunden.
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Ein
erster Ausgang VOM1 des Speichers M1 ist wiederum mit einer zweiten
Spannungserfassungsschaltung 14 zum Erfassen der Wechselspannung
VF1 der Phasenwicklung A des Spannungsgenerators 10 verbunden.
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Genauer
umfasst gemäß einer
möglichen Ausführungsform
der Speicher M1 zwei elektronische Schalter Q1 und Q2, die jeweils
aus einem PNP- und einem NPN-Transistor bestehen; die Kollektor-Emitter-Schaltung
von Q1 ist direkt mit dem Spannungsausgang VCC einer Zuführungsschaltung 16 verbunden,
während
die Steuerbasis von Q1 mit einem Spannungsteiler verbunden ist,
der durch die Widerstände
R7 und R8 in der Emitter-Kollektor-Schaltung von Q2 bereitgestellt
wird. Die Steuerbasis von Q2 ist wiederum mit einem Spannungsteiler
verbunden, der durch die Widerstände
R9, R10 bereitgestellt wird, und er ist mit einer Rücksetzschaltung
zum Zurücksetzen
des Speichers M1 verbunden, die einen elektronischen Schalter Q3
wie etwa einen NPN-Transistor umfasst, dessen Basis durch einen
Widerstand R12 polarisiert ist.
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Die
Emitter-Kollektor-Schaltung von Q1 ist mittels des Ausgangs VOM
des Speichers M1 außerdem
mit der Wechselspannungs-Erfassungsschaltung 14 zum Steuern
der Spannung VF1 der Phasenwicklung A verbunden.
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Die
Wechselspannungs-Erfassungsschaltung 14 umfasst einen ersten
Spannungskomparator CP1, dessen Ausgang mit der Gate-Elektrode oder Steuerelektrode
des Leistungs-MOS T1 mittels des Widerstands R1 verbunden ist.
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Die
Schaltung 14 umfasst außerdem einen zweiten Spannungskomparator
CP2, dessen Ausgang mittels des Kondensators C1 mit einem Spannungsteiler
des Speichers M1 verbunden ist, der durch die Widerstände R11
und R12 bereitgestellt wird.
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Der
nicht invertierende Eingang (+) des ersten Spannungskomparators
CP1 ist mittels des Widerstands R3 und der Diode D1 mit dem Ausgang VOM1
der Speicherschaltung M1 und mittels des Widerstands R2 mit der
Masse verbunden.
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Schließlich ist
in dieser 2 zu sehen, dass der invertierende
Eingang (–)
beider Spannungskomparatoren CP1 und CP2 mittels eines Spannungsteilers
R4, R5 mit der Phasenwicklung A verbunden ist.
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In 2 wurde
das Bezugszeichen 16 verwendet, um eine Wechselspannungs-Zuführungsschaltung
für das
System anzugeben, die mittels der Dioden D8, D9 und D10 und dem
Kondensator C2 zwischen die Phasenwicklungen A, B, C des Spannungsgenerators 10 und
die Masse geschaltet ist, um die Komponenten mit einer Zuführungsspannung VCC
zu versorgen, die im Wesentlichen der Batteriespannung Vbatt entspricht.
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Schließlich umfasst
die Spannungserfassungsschaltung 13 zum Erfassen des Ladezustandes
der Batterie BA einen PNP-Transistor Q4, dessen Emitter-Kollektor-Schaltung
mit der Eingangsseite des Speichers M1 mittels der Diode D5 und
dem Widerstand R13 verbunden ist, während die Basis von Q4 mit
einem Spannungsteiler R14, R15 verbunden ist, der eine Zener-Diode
DZ1 umfasst.
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Der
Spannungsregler arbeitet wie folgt.
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Es
wird der Schritt betrachtet, in dem die Batterie BA geladen werden
muss, da ihr Spannungswert niedriger als eine gewünschte Schwellenwertspannung
oder Nennspannung ist: üblicherweise 14,5
V.
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Wie
in 2 zu sehen ist, erfasst der Komparator CP1 den
Nulldurchgang der Spannung der Phasenwicklung A; insbesondere schaltet
der Ausgang des Komparators CP1, der mit der Gate-Elektrode von
T1 verbunden ist, auf niedrig, wobei er den Leistungs-MOS T1 in
einen Sperrzustand bringt, wenn die Spannung der Phase A in Bezug
auf die Masse positiv ist; folglich wird die Schottky-Diode D3 direkt
vorgespannt und der von der Phasenwicklung A des Generators kommende
Strom kann die Batterie BA laden.
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Wenn
die Spannung der Phase A des Generators 10 in Bezug auf
die Masse negativ ist, schaltete der Ausgang des Komparators CP1,
der mit der Gate-Elektrode
G von T1 verbunden ist, hoch, wobei er den Leistungs-MOS T1 in einen
Durchlasszustand bringt; folglich kann der Strom von der Masse durch den
Leistungs-MOS T1 in Richtung der Phasenwicklung A des Generators
fließen.
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Falls
während
dieser Zeit die Gate-Elektrode G von T1 niedrig bleibt, kann der
Strom von der Masse zur Phasenwicklung A des Generators durch die Diode
im Inneren des Leistungs-MOS fließen, dessen Anode mit der Source-Elektrode und dessen
Katode mit der Drain-Elektrode verbunden ist; auf diese Weise sind
jedoch der Spannungsabfall und folglich der Leistungsverlust größer.
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Eine
Leistungs-MOS-Diode mit einem Widerstand von 5 Milliohm, mit einer
Durchbruchspannung von 60 Volt und einem Strom von 30 Ampere hat
einen Spannungsabfall von 0,15 Volt, während in dem Fall, dass die
Diode in einem leitenden Zustand ist, der Spannungsabfall der Diode
mindestens 0,7 V beträgt,
wodurch die Wichtigkeit erwiesen wurde, den Leistungs-MOS T1 in
einen Durchlasszustand zu bringen, wenn die Phasenspannung negativ
ist.
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Das
System ist außerdem
mit einem zweiten Spannungskomparator CP2 versehen, dessen invertierender
Eingang (–)
gemeinsam mit dem invertierenden Eingang (–) von CP1 mittels des Spannungsteilers
R4, R5 mit der Phasenwicklung A des Generators 10 verbunden
ist; der nicht invertierende Eingang (+) von CP2 ist mittels des
Widerstands R6 mit der Masse verbunden. Der Spannungskomparator
CP2 liest den Spannungsabfall an den Anschlüssen des Leistungs-MOS T1 und
stellt ein Rechtecks-Ausgangssignal VF1 bereit (3A),
das in Bezug auf das Spannungssignal der relevanten Phasenwicklung
A des Generators 10 umgekehrt ist.
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Falls
die Batteriespannung Vbatt niedriger ist als die Spannung der Zener-Diode DZ1, dann fließt kein
Strom durch den Spannungsteiler R14, R15, und der PNP-Transistor
Q4 kann nicht in einen Durchlasszustand treten. Im Ergebnis kann
keiner der Transistoren Q1, Q2 in seinen Durchlasszustand treten;
folglich ist die Diode D1 verboten oder in einem Sperrzustand und
der nicht invertierende Eingang (+) von CP1 bezieht sich über den
Widerstand R2 auf die Masse. Da der invertierende Eingang von CP1
gemeinsam mit dem invertierenden Eingang (–) von CP2 ist, verhält sich
während
diesen Schritts der Komparator CP1 wie CP2, wodurch er folglich
in der Lage ist, T1 in einen Sperrzustand anzusteuern, wenn die
Phasenspannung der Wicklung A des Generators in Bezug auf die Masse
positiv ist, und er kann T1 in einen Durchlasszustand steuern, wenn die
Phasenspannung der Wicklung A des Generators in Bezug auf die Masse
negativ ist.
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Während der
positiven Fronten der Ausgangsspannung VCP2 (3B) des
Komparators CP2 tritt Q3 mittels des Kondensators C1 und des Spannungsteilers
R11, R12 für
eine sehr kurze Zeit in einen Durchlasszustand, üblicherweise für 10 Mikrosekunden,
die durch den Kapazitätswert
des Kondensators C1 und durch den Widerstand R11 festgelegt sind,
da jedoch der Transistor Q2 wie Q1 bereits in einem Sperrzustand
ist, hat der Zustand des Transistors Q3 keine Auswirkung auf den
Zustand des Speichers M1; der Kondensator C1 wird später während der
negativen Fronten bei dem Ausgang von CP2 entladen (VC1 in 3C).
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Die
Baugruppe, die den Transistor Q1 und den Transistor Q2 mit den Widerständen R7,
R8, R9, R10 umfasst, die wie in 2 verbunden
sind, bildet eine Speicherschaltung für die hohen und die niedrigen
Zustände
des Batteriespannung Vbatt in Bezug auf ihren Nennwert.
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Der
Ausgang des zuvor erwähnten
Speichers hat eine Spannung VOM1, die an die Anode von D1 angelegt
wird, die Null ist, falls Q1 und Q2 in einem Sperrzustand sind,
und die auf einem Spannungswert ist, der VCC entspricht, falls Q1,
Q2 in einem Durchlasszustand sind, wie es in 3E gezeigt
ist.
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Q1
wird in den Durchlasszustand gebracht, wenn Q2 in einem leitenden
Zustand oder Durchlasszustand ist, wobei Letzterer wiederum durch
die positive Vorspannung seiner Basis aktiviert wird, die durch
einen Strom erzeugt wird, der in die Basis von Q2 durch D5 und R13
eintritt, wenn Q4 AN ist.
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Da
es eine positive Reaktion des Ausgangs an dem Eingang durch R9 gibt,
falls Q1 und Q2 AN sind, bleiben sie unabhängig vom Zustand von Q4 so;
Q1, Q2 kehren nur dann zurück
in den Sperrzustand, wenn Q3 in den Durchlasszustand gebracht wird,
was zum Zurücksetzen
des Speichers M1 führt.
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In
der Praxis kann der Ausgang VOM1 des Speichers M1 von dem logischen
Zustand 1 in den logischen Zustand 0 nur in Übereinstimmung mit der Vorderfront
des Ausgangs des Komparators CP2 geschaltet werden (3B),
der mittels C1 und R11 Q3 in den Durchlasszustand bringt, und er
kann nur mit einem mittels Q4 durch D5, R13 erzeugten positiven Signal
an der Basis von Q2 vom logischen Zustand 0 zu 1 schalten.
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Falls
die Batteriespannung die Spannung der Zener-Diode DZ1 überschreitet,
was anzeigt, dass die Batterie BA die volle Ladespannung erreicht hat,
beginnt der Strom durch den Spannungsteiler R14, R15 zu fließen, der
die Basis des Transistors Q4 vorspannt, bis sie zu leiten beginnt,
wodurch die Spannung VE4 (3D) an
der Anode der Diode D5 auf die Batteriespannung Vbatt gebracht wird;
da sie direkt vorgespannt ist, leitet die Diode D5 und setzt den
Speicher M1 der Wicklung A und zur gleichen Zeit jene der anderen
Phasenwicklungen B und C in den logischen Zustand 1.
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Die
Ausgangsspannung VOM1 des Speichers M1, die sich auf den logischen
Zustand 1 bezieht, entspricht VCC, was der Batteriespannung Vbatt
entspricht, die außerdem
der Phasenspannung VF1 entspricht, abzüglich des Spannungsabfalls
der Schottky-Diode D3 (üblicherweise
0,5 Volt), wenn Letztere sich in einem Durchlasszustand oder leitenden
Zustand befindet.
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Falls,
wie es in 3 gezeigt ist, die Spannung
VE4 von 0 auf Vbatt in Übereinstimmung
mit der Hochphasenspannung VF1 schaltet, d. h., während die
Phasenwicklung A die Batterie BA lädt, schaltet der Ausgang VOM1
des Speichers M1 vom logischen Zustand 1 entsprechend der Spannung VCC,
die durch den Widerstands-Spannungsteiler R3, R2 geteilt und an
den nicht invertierenden Eingang von CP1 angelegt wird, während die
Spannung VF1, die durch den Widerstandspotentialteiler R4, R5 geteilt
wird, an dem invertierenden Eingang anliegt.
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Falls
die Widerstandswerte auf eine Weise gewählt sind, dass R3/R2 > R4/R5 ist, beispielsweise mit
R3 = 3R2 und R4 = R5, dann ist während
der Zeit, in der die Phasenspannung VF1 hoch ist, d. h., in der sie
einen Spannungswert hat, der etwa um 0,5 V höher ist als jener der Batterie,
der invertierende Eingang von CP1 immer noch höher als der nicht invertierende
Eingang, dessen Ausgang niedrig bleibt, um zu verhindern, dass T1
in den leitenden Zustand tritt, während die Schottky-Diode D3
AN ist. Auf diese Weise ist es möglich, die
Probleme von Spannungsspitzen wegen der schnellen Änderung
des Stroms in den Dioden und in den Leitungskabeln zu vermeiden.
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Dies
beruht auf der Tatsache, dass der Strom, der von dem Spannungsregler 12 in
Richtung der Batterie BA fließt,
ein sinusförmiges
Muster hat, dass durch die Wechselspannung des Generators 10 und
nicht durch das Umschalten der elektronischen Schalter überlagert
wird.
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Wenn
sich die Spannung VF1 von positiv zu negativ ändert, ist der Ausgang von
CP1 immer noch hoch und T1 ist immer noch AN oder in einem leitenden
Zustand, während
der Ausgang des Komparators CP2 von niedrig zu hoch schaltet und
mittels des Kondensators C1 und des Widerstands R11 den Transistor
Q3 für
einige Mikrosekunden in den Durchlasszustand bringt, die ausreichend
sind, um den Ausgang VOM1 des Speichers M1 in den logischen Zustand
0 zu bringen.
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Die
Spannung VF1 ist in Bezug auf die Masse um einige Zehntel Volt negativ,
die durch den Spannungsabfall festgelegt sind, der durch den Strom
erzeugt wird, der von der Erde in Richtung der Phasenwicklungen
A durch den Leistungs-MOS T1 fließt.
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Falls
die Spannung VE4 hoch bleibt, was anzeigt, dass die Batterie BA
geladen ist, wird der Ausgang des Speichers M1 erneut in den logischen
Zustand 1 entsprechend einer Spannung VOM1 = VCC gebracht, die danach
mittels der Diode D1 und des Spannungsteilers R3, R2 an den nicht
invertierenden Eingang (+) des Komparators CP1 angelegt wird, dessen
Eingang auf einem Spannungswert sein wird, der einem Bruchteil von
VCC entspricht.
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Wenn
sich die Spannung VF1 von negativ zu positiv ändert, dann ist die Spannung,
die an dem invertierenden Eingang (–) von CP1 angelegt ist, niedriger
als die Spannung, die an den nicht invertierenden Eingang (+) angelegt
ist, da T1 im Durchlasszustand ist, und folglich bleibt der Ausgang
von CP1 hoch, wobei T1 im Durchlasszustand ist.
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Wenn
die Spannung VE4 auf Null abfällt,
wodurch angezeigt wird, dass die Batterie erschöpft ist, und unter der Annahme,
dass wie in 3D dies zum Zeitpunkt t1 erfolgt,
zu dem VF1 positiv ist, ändert
sich der Zustand des Speichers M1 nicht, d. h., VOM1 bleibt hoch,
bis die Spannung VF1 von positiv zu negativ in Übereinstimmung mit der Vorderfront von
VCP2 durch den Null-Wert geht.
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Auf
diese Weise ist es wegen des raschen Umschaltens des Leistungs-MOS
T1 aus den zuvor erwähnten
Gründen
möglich,
zu vermeiden, dass schnelle Stromänderungen in den Verbindungskabeln
zwischen dem Spannungsregler und der Batterie und in den Schottky-Dioden
auftreten.
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In
der Praxis ändert
der Leistungs-MOS T1 seinen Zustand, d. h., er geht nur in Übereinstimmung
mit dem Durchgang der Spannung VF1 durch Null, was außerdem dem
Strom Null entspricht, dahingehend, dass das beschriebene System
den Spannungsabfall an T1 in Bezug auf die Masse erfasst, von dem
Durchlasszustand in den Sperrzustand und umgekehrt.
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Offensichtlich
gilt das, was für
die Phasenwicklung A beschrieben wurde, für alle anderen Phasenwicklungen
eines Mehrphasengenerator-Spannungsreglersystems, wobei ein Einphasengenerator, der
mit der Batterie BA über
eine Einphasen-Diodenbrücke
verbunden ist, die gleichen zuvor beschriebenen Merkmale aufweist.
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Aus
der Beschreibung und der beigefügten Zeichnung
wird deutlich, dass ein Leistungs-MOS-Spannungsregler zum Laden
der Batterien von Kraftfahrzeugen oder für andere Zwecke und ein System
zum automatischen Laden von Batterien mit einem ähnlichen Spannungsregler geschaffen wurden,
wodurch es möglich
ist, die gewünschten
Ergebnisse zu erzielen.
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Selbstverständlich können jedoch
weitere Abwandlungen oder Änderungen
an den verschiedenen Bestandteilen des Spannungsreglers und an dem
gesamten Batterieladesystem durchgeführt werden, ohne vom Umfang
der beigefügten
Ansprüche abzuweichen.