DE60130780T2

DE60130780T2 - Digitale signalverarbeitung für faseroptische sensoren mit offener regelschleife

Info

Publication number: DE60130780T2
Application number: DE60130780T
Authority: DE
Inventors: Sidney M. Chicago BENNETT; Richard B. Oak Lawn Dyott
Original assignee: KVH Industries Inc
Current assignee: KVH Industries Inc
Priority date: 2000-07-13
Filing date: 2001-06-14
Publication date: 2008-04-30
Anticipated expiration: 2021-06-15
Also published as: WO2002006770A1; US6429939B1; ATE374928T1; EP1314002A1; EP1314002B1; DE60130780D1

Description

Gebiet der Erfindung
Gegenstand der Erfindung sind faseroptische Sensoren und im Besonderem das digitale Verarbeiten von Signalen, die von faseroptischen Sensoren abgeleitet wurden.
Allgemeiner Stand der Technik
Ein faseroptischer Sensor mit offener Regelschleife, wie z.B. ein faseroptischer Kreisel (FOG) mit offener Regelschleife, hat im Vergleich zu der Konfiguration mit einer geschlossenen Regelschleife den Vorteil der Einfachheit und der niedrigen Kosten. Dagegen haben FOGs mit geschlossener Regelschleife den Vorteil der ausgezeichneten Eigenschaften in Bezug auf Vorspannungsstabilität, Linearität und Skalenfaktor, obwohl einige dieser Eigenschaften die thermische Modellierung auf der Basis einer individuellen Einheit erfordern. Der Kreisel mit offener Regelschleife weist auf eine Rotation hin eine sinusförmige Antwort erster Ordnung auf und der Skalenfaktor ist sowohl von der optischen Intensität am Detektor als auch von der Modulationstiefe abhängig. Diese Überlegungen haben die Leistung von den meisten Kreiseln mit offener Regelschleife begrenzt.
Die Theorie der Kreisel mit offener Regelschleife ist im Fachgebiet bekannt. Die Drehrichtung lässt sich ermitteln und die Empfindlichkeit dadurch optimieren, dass eine Phasenmodulation mit einer Frequenz f₁ auf das Licht angewandt wird, das sich in der faseroptischen Fühlspule, beispielsweise, durch ein Piezoelement (PZT) hindurch ausbreitet. Alternativ dazu könnte, bei einigen Sensorkonfigurationen, wie z.B. einem Reflexionsstromsensor, ein doppelbrechender Modulator verwendet werden. Das Sagnac-Interferometer wandelt diese Modulation in ein detektiertes Ausgangssignal um, das von einer Reihe von Bessel-Funktionen repräsentiert wird. Die Amplituden der ungeradzahligen Harmonischen an der Modulationsfrequenz und ihren Harmonischen sind zum Sinus der Rotationsgeschwindigkeit proportional, während die Amplituden der geradzahligen Harmonischen zum Cosinus der Rotationsgeschwindigkeit proportional sind. Die gesamte Information, die zum Bestimmen der Rotationsgeschwindigkeit und zum Linearisieren und Stabilisieren des Skalenfaktors erforderlich ist, lässt sie aus dem Grundwellensignal und der zweiten und der vierten Harmonischen extrahieren.
Konventionelle FOG-Systeme mit offener Regelschleife verarbeiten das Signal in analoger Form, was eine Annäherung eines analytischen Ansatzes repräsentiert. Ein FOG kann mit einem niedrigen Sagnac-Skalenfaktor betrieben werden, indem eine Spule mit kurzer Länge eingesetzt und die maximale Eingangsgeschwindigkeit begrenzt wird. Der Betriebszustand wird somit so gewählt, dass er, was die Sinusfunktion an der Grundfrequenz betrifft, in der Nähe von null liegt. Für eine kleine Modulationstiefe kann die Sinusfunktion durch eine lineare Funktion angenähert werden. Die Amplitude der zweiten Harmonischen wird dann durch den Spitzenwert einer Cosinusfunktion gegeben und ändert sich folglich nur sehr gering mit der Geschwindigkeit. Der Spitzenwert der zweiten Harmonischen lässt sich als ein Maß für die detektierte Signalintensität benutzen, um die Lichtquellenleistung über die Zeit und über die Betriebstemperatur zu steuern und aufrechtzuerhalten. Das selbstschwingende PZT lässt sich über die Temperatur mit ungefähr der gleichen Modulationstiefe betreiben. Mit diesen Entwurfskriterien kann die analoge Signalverarbeitung einen Geschwindigkeitskreisel mit einer annehmbaren Geschwindigkeits-Kreiselleistung bereitstellen. Weitere Verbesserungen der analogen Verarbeitung sind wahrscheinlich komplexer, werden bei der Fertigung zusätzliche Ausrichtungsschritte erfordern und verringern die Zuverlässigkeit. Selbst gegenwärtig führt die große Zahl von diskreten Bauelementen dazu, dass FOGs mit analoger Signalverarbeitung bei Anwendungen mit hoher Zuverlässigkeit nur in geringem Maße zur Anwendung kommen. Zudem sind die Entwurfsrandbedingungen, die durch die erforderliche Linearität und Empfindlichkeit auferlegt werden, häufig nur schwer gemeinsam zu erfüllen.
Einige der oben beschriebenen Probleme wurden bei Ausführungen nach dem Stand der Technik angegangen, indem Konzeptionen der digitalen Signalverarbeitung (DSP) bei mindestens einem Teil der elektronischen Schaltkreise verwendet wurden. Beispielsweise wurden einzelne Synchrondetektoren mit der Grundwelle oder einer gewünschten Harmonischen getrieben, worauf eine A/D-Wandlung folgte. Dieser Ansatz erfordert die Erzeugung der Grundwelle, indem eine Taktfrequenz so geteilt wird, dass alle erforderlichen Harmonischen einzeln erzeugt werden. Bei einem anderen Ansatz wurde das Photodetektorsignal analog-digital (A/D) gewandelt, wobei die A/D-Abtastrate kein ganzzahliges Verhältnis zur Modulationsfrequenz aufweist, so dass der Signalverarbeitungsansatz auf einem FFT-Verfahren zum Trennen der benötigten Frequenzen beruht. Da weiterhin das Signal nicht in jedem Frequenzband spezifischer Breite zentriert werden kann, kann die Amplitude der Fourier-Transformierten beeinflusst und/oder durch die spezielle benutzte Fensterfunktion verzerrt werden. Gemäß einem wieder anderen Ansatz nach dem Stand der Technik wurde ein Abtastratenverringerungsverfahren eingesetzt, wobei der A/D-Abtastratentakt von dem gleichen Oszillator wie die PZT-Modulationsfrequenz, aber mit einem anderen Teilungsverhältnis abgeleitet wurde. Obwohl dies die Durchsatzanforderungen an den A/D-Wandler und die Signalverarbeitungselektronik wesentlich verringert, faltet die Unterabtastung das Kreisel-Breitbandrauschen in die Verarbeitungsbandbreite und erhöht den Angle-Random-Walk-(ARW)Rauschkennwert.
Es wäre deshalb wünschenswert, ein digitales Signalverarbeitungssystem und -verfahren für einen faseroptischen Sensor bereitzustellen, die sich dadurch auszeichnen, dass die Schaltkreise vereinfacht, die Linearität, der Skalenfaktor und die Vorspannungsstabilität verbessert und flexiblere Entwurfsregeln bereitgestellt werden, ohne Artefakte vom digitalen Abtastprozess einzubringen.
Kurze Darstellung der Erfindung
Gegenstand der Erfindung ist ein System und Verfahren für die digitale Verarbeitung des Ausgangssignals des faseroptischen Sensors, bei dem eine begrenzte Zahl von Frequenzen eingesetzt wird, wobei die zum Treiben des doppelbrechenden Modulators oder Phasenmodulators benutzte Frequenz ein ganzzahliges Vielfaches der A/D-Abtastfrequenz ist.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein digitales Signalverarbeitungssystem für einen faseroptischen Sensor zum Messen einer physikalischen Größe, wie z.B. einer Rotationsgeschwindigkeit oder eines Magnetfeldes, eingesetzt, das Folgendes umfasst: einen digitalen Signalprozessor (DSP); einen Oszillator oder Frequenzsyntheziser, der von dem DSP oder sonstigen im Fachgebiet bekannten Mitteln gesteuert wird, die eine Abtastraten-Taktfrequenz erzeugen, die ein ganzzahliges Vielfaches einer Modulatortreiberfrequenz des faseroptischen Sensors ist; und einen Speicher, der in Kommunikation mit dem DSP steht und Frequenzkoeffizienten speichert, die an der Modulatortreiberfrequenz und an der zweiten und vierten Harmonischen der Modulatortreiberfrequenz vorausberechnet wurden. Das System umfasst außerdem einen Signalwandler, der zur Abtastung eines vom faseroptischen Sensor erzeugten Ausgangssignals mit der Taktfrequenz dient. Der DSP multipliziert das abgetastete Ausgangssignal mit den jeweiligen Koeffizienten der Frequenzkoeffizienten und bildet Inphase- und, falls erforderlich, auch Quadraturkomponenten an den jeweiligen Frequenzen, um die physikalische Größe zu berechnen. Alternativ dazu kann die Phase der Frequenzkoeffizienten so eingestellt werden, dass das Referenzsignal mit dem Kreiselsignal in Phase ist. Diese Anordnung hat den Vorteil, die Notwendigkeit zur Detektion der Quadraturkomponenten zu beseitigen, wodurch der Rauschbeitrag von den Quadraturkomponenten eliminiert und die gesamte Empfindlichkeit verbessert wird.
Der faseroptische Sensor umfasst eine Faserfühlspule; eine Lichtquelle, die der Faserfühlspule optische Strahlung zuführt; einen Modulator, der zwischen der Faserfühlspule und der Lichtquelle angeordnet ist, wobei der Modulator mit einer Modulatorfrequenz getrieben wird und die optische Strahlung moduliert, die der Fühlspule zugeführt wird. Ein Lichtdetektor detektiert optische Strahlung, die von der Faserfühlspule zurückgeführt wird, und liefert ein Ausgangssignal, das einer physikalischen Größe entspricht, die von der Faserfühlspule detektiert wird. Ein Lichtquellentreiber, der vom DSP gesteuert wird, führt der Lichtquelle einen Strom zu, um mindestens eine konstante Stärke der von der Lichtquelle erzeugten, optischen Strahlung oder eine optische Leistung der vom Lichtdetektor detektierten, optischen Rückführstrahlung aufrechtzuerhalten.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird bei einem Verfahren für die digitale Verarbeitung eines Signals eines faseroptischen Sensors eine Taktfrequenz erzeugt, die ein ganzzahliges Vielfaches einer Modulatortreiberfrequenz ist. Es werden Sinus- und Kosinuskoeffizienten an der Modulatortreiberfrequenz und an einer Vielzahl von ganzzahligen Vielfachen der Modulatortreiberfrequenz für eine Vielzahl von diskreten Signalabtastzeiten berechnet. Das Signal des faseroptischen Sensors wird an den diskreten Signalabtastzeiten über eine Integrationszeit erfasst und das an den diskreten Signalabtastzeiten erfasste Signal wird mit den korrespondierenden Sinus- und Cosinuskoeffizienten multipliziert, die zum Definieren eines Sensorzustandsvektors an den gleichen diskreten Signalabtastzeiten erhalten werden. Es werden charakteristische Betriebsparameter des faseroptischen Sensors, wie z.B. eine Modulationstiefe und eine Phasenverschiebung, und ein Ausgangssignal des faseroptischen Sensors, das, beispielsweise, eine Rotationsgeschwindigkeit und/oder ein Magnetfeld repräsentiert, aus dem Sensorzustandsvektor ermittelt.
Ausführungsformen der Erfindung können eines oder mehrere der folgenden Merkmale umfassen. Das digitale Signalverarbeitungssystem kann Einstellmittel zum Einstellen einer Modulationstiefe an der Modulatortreiberfrequenz umfassen, die auf den Inphase- und Quadraturkomponenten basiert. Die Modulationstiefe kann durch Einstellen einer Modulatortreiberspannung und/oder einer Modulatortreiberfrequenz eingestellt werden. Das Erfassen des Signals des faseroptischen Sensors kann das Erfassen des Signals während eines mit der Grundfrequenz korrespondierenden Zeitintervalls und das wiederholte Addieren des während des Zeitintervalls erfassten Signals zu einem Pufferspeicher umfassen, und zwar bis die Integrationszeit verstrichen ist. Eine Anfangsphasenverschiebung lässt sich während des Einrichtens des faseroptischen Sensors ermitteln und die zweite Phasenverschiebung wird durch Einstellen der Modulatortreiberfrequenz auf die Anfangsphasenverschiebung abgestimmt.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen und anhand der Patentansprüche offensichtlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die folgenden Figuren stellen bestimmte illustrative Ausführungsformen der Erfindung dar, bei denen gleiche Bezugszeichen gleiche Teile bezeichnen. Es versteht sich, dass diese dargestellten Ausführungsformen der Erfindung nur zu Illustrationszwecken dienen und in keiner Weise einen einschränkenden Charakter haben.
1 ist ein Prinzipschaltbild eines faseroptischen Kreisels;
2 ist ein Blockdiagramm der DSP-Sensorelektronik gemäß der Erfindung;
3 zeigt das Amplitudenverhältnis der Kessel-Funktion n-ter Ordnung J_n(x)/J₁(x) für x = 1,84;
4 ist ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Prozesses zum digitalen Verarbeiten eines Signals von einem faseroptischen Sensor; und
5 ist ein Prinzipschaltbild eines faseroptischen Sensors mit verringerter Mindestkonfiguration.
Detaillierte Beschreibung von bestimmten veranschaulichten Ausführungsformen
Gegenstand der Erfindung ist ein digitales Signalverarbeitungssystem für faseroptische Sensoren. Insbesondere kann das hier in diesem Dokument beschriebene digitale Signalverarbeitungssystem dazu eingesetzt werden, ein Ausgangssignal zu berechnen, das einer physikalischen Größe, wie z.B. einer Rotationsgeschwindigkeit oder einem Magnetfeld, entspricht, die von der faseroptischen Sensorspule gemessen wurde.
1 veranschaulicht eine beispielhafte Ausführungsform eines konventionellen interferometrischen faseroptischen Kreisels (FOG). Das von einer geeigneten Lichtquelle 30 emittierte Licht passiert einen ersten 3-dB-Koppler 1, wo die eine Hälfte des Lichts abgeleitet wird und die andere Hälfte durch den Polarisator 2 hindurch in das Interferometer gesendet wird. Ein zweiter 3-dB-Koppler 3 teilt das Licht in zwei, sich in entgegengesetzten Richtungen ausbreitende Strahlen mit ungefähr gleicher Stärke, die die Spule 4 durchlaufen. Die zwei an der Spule 4 austretenden Strahlen vereinigen sich anschließend wieder am zweiten Koppler 3, wo sie sich überlagern. Dieser vereinigte Lichtstrahl passiert anschließend den Polarisator 2 ein zweites Mal in der entgegengesetzten Richtung und die Hälfte des Lichts wird vom ersten Koppler 1 zum Protodetektor 24 geleitet. Es wird normalerweise ein optisches Strahlteilungsverhältnis von 3 dB für die Koppler ausgewählt, um die am Detektor auftreffende optische Leistung zu maximieren. Ein Magnetfeldsensor, der sich zum Fühlen eines elektrischen Stromes einsetzen lässt, arbeitet nach dem gleichen Prinzip, und zwar mit der Addition von zwei λ/4-Plättchen 51, 52, die neben den Enden der Sensorspule 4 platziert sind. Der Fachmann wird verstehen, dass die λ/4-Plättchen am Ende der die Polarisierung aufrechterhaltenen Faserzuleitungen, die eine beachtliche Länge aufweisen können, angeordnet sind. Das λ/4-Plättchen 52 kann auch an der anderen Seite des PZT-Modulators, d.h. am fernen Ende des PZT-Modulators angeordnet werden.
Ein piezoelektrischer Wandler (PZT) 20 lässt sich einsetzen, um die Phasendifferenz zwischen den zwei, sich in entgegengesetzten Richtungen ausbreitenden Lichtstrahlen zu modulieren. Sonstige Verfahren zum Modulieren der Phasendifferenz, beispielsweise, unter Verwendung eines elektrooptischen Materials wie z.B. Lithiumniobat und/oder nichtlinearer Polymere, können ebenfalls zur Anwendung kommen. Diese Phasenmodulation hat zwei Aufgaben. Die eine besteht darin, das Interferometer auf einen empfindlicheren Arbeitspunkt dynamisch vorzuspannen und ermöglicht außerdem die Bestimmung des Drehsinns. Die andere besteht darin, das detektierte Signal von Gleichstrom (DC) in Wechselstrom (AC) zu übertragen, um die Genauigkeit der elektrischen Signalverarbeitung zu verbessern. Bei sinusförmiger Phasenmodulation ist das Interferometer-Ausgangssignal eine unendliche Reihe von Sinus- und Cosinuswellenformen, deren Maximalamplituden Bessel-Funktionen sind, die mit der Phasenmodulationsamplitude zusammenhängen. Wie nachstehend im Einzelnen erläutert wird, kann das Verhältnis der Signalamplituden der Grundwelle und der Harmonischen der drei nächstniedrigen Ordnung dazu verwendet werden, die Rotationsgeschwindigkeit und/oder das Magnetfeld zu detektieren, während gleichzeitig ein stabiler, linearer Ausgangsskalenfaktor aufrechterhalten wird. Die Lichtquellenintensität und die Modulatoramplitude können über Treiber 5, 8 mittels analoger und/oder digitaler elektronischer Hardware 6, die über den Verstärker 7 die Eingangssignale vom Detektor 24 empfängt, gesteuert werden.
Alternativ dazu kann der faseroptische Sensor auch eine verringerte Mindestkonfiguration (reduced minimum configuration, RMC) aufweisen, wie sie, beispielsweise, in der US-Anmeldung Aktenzeichen 09/459,438, jetzt US-Patent Nr. 6,351,310 , und der US-Anmeldung Aktenzeichen 09/615,166 von Sidney Bennett, jetzt US-Patent Nr. 6,563,589 mit dem Titel „Reduced minimum configuration fiber optic current sensor" offenbart wurde, die beide ebenfalls Patente des Abtretungsempfängers der vorliegenden Anmeldung sind.
Bei einem RMC-faseroptischen Stromsensor (FOCS), der in 5 veranschaulicht ist, wurde der erste Koppler 1 weggelassen und die Interferometer-Polarimeter-Ausgangsgröße wird von einem Detektor 24' gelesen, der an einem hinteren Facettenausgang der Lichtquelle 30 positioniert ist. Die Lichtquelle 30 emittiert Licht von einer vorderen Ausgangsfacette 30b, die vom Polarisator 2 polarisiert wird. Es können mehrere Typen von Lichtquellen eingesetzt werden, einschließlich einer Laserdiode (LD), einer Superlumineszenzdiode (SLD) und Leuchtdiode (LED) oder eines superstrahlenden Faserverstärkers. Der Polarisator 2 kann, beispielsweise, ein Faserpolarisator, ein Lithiumniobat-Polarisator oder ein Polymer-Wellenleiter-Polarisator sein. Der Koppler 3 teilt das Licht in zwei, sich in entgegengesetzten Richtungen ausbreitende Strahlen mit einer ungefähr gleichen Stärke. Die Viertelwellenplättchen 51, 52 werden an beiden Enden der Fühlspule 4 in den Lichtweg eingefügt. Die Viertelwellenplättchen 51, 52 wandeln das vom Polarisator 2 linear polarisierte Licht in zirkular polarisiertes Licht um, das sich in der Fühlspule 4 in entgegengesetzten Richtungen ausbreitet. Ein Magnetfeld bringt eine Phasenverschiebung (Faraday-Drehung) der sich in entgegengesetzten Richtungen ausbreitenden, zirkular polarisierten Lichtstrahlen ein, wobei die Richtung der Phasenverschiebung von der Ausbreitungsrichtung der zirkular polarisierten Lichtstrahlen in Bezug auf die Richtung des Magnetfeldes abhängt. Die Viertelwellenplättchen 51, 52 wandeln die jeweiligen zurückgeführten, zirkular polarisierten Lichtstrahlen, die die Fühlspule 4 passiert haben, wieder in linear polarisierte Lichtstrahlen um, die anschließend im Koppler 3 wieder vereinigt werden. Die Koppler 3 kann ein Richtkoppler sein, der aus optischen Faser- oder integrierten Optikkomponenten gebildet wird.
Der wieder vereinigte Lichtstrahl passiert anschließend die Quelle 30 und wird an einem hinteren Facettenausgang 30c der Lichtquelle 30 von einem Detektor 24' empfangen. Der Detektor 24' kann ein Photodetektor sein, der, ebenso wie bei der Ausführungsform von 1, an einen Verstärker 7 gekoppelt ist.
Jetzt wird auf 2 Bezug genommen, in der ein elektronisches Steuerungssystem 10 für einen faseroptischen Kreisel (nicht dargestellt) einen digitalen Signalprozessor (DSP) 22 und einen Oszillator, wie z.B. einen digitalen Synthesizer 12, der vom DSP 22 gesteuert werden kann, umfasst, wobei eine Taktfrequenz f_c bereitgestellt wird. Die Taktfrequenz kann optional von einem Teiler 15 heruntergesetzt werden, beispielsweise, indem eine Teilung durch eine ganze Zahl M im Teiler 15 erfolgt, damit sich eine Frequenz f_Nm = N × f_m ergibt, wobei f_m die vorgegebene Treiberfrequenz eines PZT-Phasenmodulators 20 ist. Der Synthesizer 12 kann, beispielsweise, der Typ des programmierbaren Frequenzsynthesizers AD9850 von Analog Devices, Norwood, MA, USA, sein. Der AD9850 erzeugt eine spektral reine, frequenz- und phasenprogrammierbare, analoge Ausgangssinuswelle; das Bauelement liefert außerdem fünf Bit einer digital gesteuerten Phasenmodulation, die die Phasenschiebung seiner Ausgangsgröße ermöglicht. Die Frequenz f_m lässt sich aus der Synthesizerfrequenz f_Nm erzeugen, indem in der Teilerschaltung 16 die Frequenz f_Nm durch N geteilt wird. Die Synthesizerfrequenz f_Nm wird außerdem dazu verwendet, einen A/D-Wandler 14 mit der Rate zu takten, die N mal höher als die PZT-Modulatorfrequenz f_m ist, so dass eine ganze Zahl von Abtastwerten der Grundschwingung und der ersten 3 höheren Harmonischen der Modulatorfrequenz sich mit N aufeinander folgenden A/D-Wandlungen erhalten lassen. Der Photodetektor 24 detektiert das Ausgangsgrößenlicht des Faserkreisels. Die Ausgangsgröße des Photodetektors 24 passiert ein Tiefpassfilter 26, um die Überfaltung und das Aliasing des Rauschens zu beseitigen, obwohl das Aliasing der höheren Bessel-Harmonischen kein bedeutendes Problem ist, da die Amplitude der Harmonischen, die höher als die 4. Harmonische sind, deutlich geringer als die Amplitude der Harmonischen niedrigerer Ordnung ist. Ein Temperatursensor 28 kann zum Überwachen der Kreisel-Temperatureigenschaften erforderlich sein, obwohl die Temperatur mit einer niedrigen Rate als das Kreiselsignal abgetastet werden kann. Wie in 2 ersichtlich ist, kann das Signal vom Temperatursensor 28 mit dem vom Photodetektor 24 empfangenen Signal im Multiplexer 27 multiplext werden, wobei das gemischte Signal einem Eingang des DSP 22 zugeführt wird. Ein separater A/D-Wandler (nicht dargestellt) lässt sich jedoch infolge der niedrigeren Abtastrate für den Temperatursensor 28 einsetzen.
Die Beziehung der PZT-Modulatorfrequenz zur Resonanzfrequenz des PZT wird dadurch aufrechterhalten, dass die Phase des zweiten harmonischen Signals gemessen und die Frequenz so eingestellt wird, dass die Phase auf einem konstanten Wert gehalten wird. Wegen der Änderung der mechanischen Güte Q mit der Temperatur kann es erwünscht sein, die PZT-Treiberamplitude zum Aufrechterhalten der Modulationstiefe einstellen zu können. Alternativ dazu lässt sich die Änderung der Modulationstiefe ermitteln und dazu verwenden, den Skalenfaktor analytisch zu korrigieren. Bei einer alternativen Ausführungsform kann die PZT-Modulatorfrequenz konstant gehalten und die resultierende Änderung der Phasenverschiebung zwischen der
Modulatorfrequenz und der Kreiselausgangsgröße durch Einstellen der Phase Θ_r der Koeffizienten an der Grundfrequenz und an den höheren harmonischen Frequenzen kompensiert werden, wie dies nachstehend erläutert wird.
Der Stromtreiber 32 führt der Lichtquelle 30, die die Lichtquelle des Kreisels bildet, einen Strom zu. Der Lichtquellen-Treiberstrom, der erforderlich ist, um die gleiche detektierte Leistung aufrechtzuerhalten, ist eine Funktion der Temperatur. Dies ist hauptsächlich auf die Änderung des Wirkungsgrades der Lichtquelle 30 mit der Temperatur, aber auch auf kleine Änderungen der optischen Verluste im Kreisel zurückzuführen. Der Lichtquellen-Treiberstrom wird vom DSP 22 gesteuert, wobei vom D/A-Wandler 34 das digitale Steuerungssignal vom DSP 22 in ein analoges Steuerungssignal umgewandelt wird. Die Lichtquellen-Modulationstiefe 44 kann am Ausgang des D/A-Wandlers 46 abgeleitet und dem Treiber 18 zugeführt werden, um die Modulationstiefe des PZT-Modulators 20 einzustellen.
Ausgangssignale, die die Kreiselgeschwindigkeit repräsentieren, können vom DSP 22 in verschiedenen Formen geliefert werden, zum Beispiel als serielles asynchrones Ausgangssignal 36 und/oder als gepulste Ausgangsgröße 38 in Form von Impulsfolgen, die, beispielsweise, inkrementale Winkeländerungen (d.h. Bogensekunden pro Impuls) repräsentieren, was normalerweise bei Kreiselsystemen mit höherer Leistung Anwendung findet. Eine analoge Ausgangsgröße 42 könnte für die Anbindung an Regelungssysteme und für Nachrüstanwendungen nützlich sein.
3 zeigt das Verhältnis der Bessel-Harmonischen J_n(x)/J₁(x) für x = 1,84, das den x-Wert repräsentiert, an dem J₁(x) ein Maximum aufweist. Die Ordinate ist in einem logarithmischen Maßstab aufgetragen. Wie sich in 3 erkennen lässt, fällt die Amplitude der Bessel-Harmonischen bei x = 1,84 schnell unter die 4. Ordnung ab, was darauf hinweist, dass das Anti-Aliasing-Filter 26 keine niedrige Eckfrequenz oder keinen bedeutenden Abfall aufweisen muss. Ein Anti-Aliasing-Filter wird benötigt, damit der Breitband-Angle-Random-Walk-(ARW) Einfluss beseitigt wird, der sonst durch die Herunterfaltung in das Verarbeitungsband gelangen würde. Das Filter benötigt keine sehr steile Charakteristik und eine Unterdrückung von 10-15 dB an der 15. Harmonischen ist ausreichend. Der Abtastratentakt sollte mindestens 8-mal so hoch wie die Grundfrequenz sein, um das Aliasing zu vermeiden. Ein Faktor von 16 oder mehr kann wünschenswert sein, um Temperatureffekte und Phasenverschiebungen im Anti-Aliasing-Filter 26 zu vermeiden.
Außerdem fallen die Aliasing-Frequenzen bei einem ganzzahligen Verhältnis (8, 16 usw.) zwischen der Abtasttaktrate und der Grundfrequenz mit den korrespondierenden niedrigen Harmonischen und der Grundwelle zusammen. Für ein Verhältnis von 16 beginnt die Überfaltung mit der Bessel-Funktion 9. Ordnung, die eine ungeradzahlige Vielfache und somit proportional zum Sinus der Rotationsgeschwindigkeit ist. Die 15. Harmonische wird auf die erste Harmonische gefaltet und wird um über 120 dB abgesenkt. Die 14. Harmonische wird auf die 2. Harmonische gefaltet und wird um ungefähr 105 dB abgesenkt.
Im Allgemeinen werden nur drei Harmonische benötigt, um die Kreiselleistung vollständig zu charakterisieren und dadurch die Geschwindigkeit zu ermitteln. Die Referenzwellenformen für die drei Frequenzen lassen sich als Teil des Boot-Prozesses erzeugen oder vorausberechnen und in einem nicht flüchtigen Speicher speichern. Für beispielhafte 24 Abtastpunkte über ein spezifiziertes Abtastzeitintervall können die folgenden Koeffizienten zum Ermitteln der Amplitude und der Phase an den Frequenzen f_i berechnet werden:
An der Grundfrequenz f₁ sin((2π/24·n + θr)) cos((2π/24·n + θr)), wobei n = 0, ..., 23
An der zweiten harmonischen Frequenz f₂ sin((4π/24·n + θr)) cos((4π/24·n + θr)), wobei n = 0, ..., 23
An der vierten harmonischen Frequenz f₄ sin((8π/24·n + θr)) cos((8π/24·n + θr)), wobei n = 0, ..., 23.
θ_r repräsentiert die Phasendifferenz zwischen der an dem PZT und der optischen Modulation angelegten Spannung und wird während der Anfangskalibrierung ermittelt. Alternativ dazu kann der Wert θ_r während einer Zeit, an der die Modulationsfrequenz konstant ist, periodisch kalibriert werden.
Es wird davon ausgegangen, dass die obigen Sinus- und Cosinuswerte im RAM-Speicher gespeichert sind. Für jeden digital abgetasteten Datenpunkt werden 8 Werte berechnet, die den Werten S_1I, S_1Q, S_2I, S_2Q, S_4I, S_4Q entsprechen.

S_1I: ist die Inphasekomponente der Grundwellen-Modulationsfrequenz
S_1Q: ist die Quadraturkomponente der Grundwellen-Modulationsfrequenz
S_2I: ist die Inphasekomponente der zweiten Harmonischen der Modulationsfrequenz
S_2Q: ist die Quadraturkomponente der zweiten Harmonischen der Modulationsfrequenz
S_4I: ist die Inphasekomponente der vierten Harmonischen der Modulationsfrequenz
S_4Q: ist die Quadraturkomponente der vierten Harmonischen der Modulationsfrequenz

Bei einer beispielhaften PZT-Frequenz von 135 kHz müssen 24 × 135 × 10³ × 8 Multiplikationen und Additionen pro Sekunde ausgeführt werden, was einer Abtastfrequenz von 25,9 MHz entspricht. Die verschiedenen I- und Q-Werte werden addiert und eine Zeit t lang aufsummiert, die mit der ungefähren Ausgangsbandbreite des Kreisels zusammenhängt und beispielsweise 0,001 s (1.000 Hz) beträgt. Die I- und Q-Werte werden addiert, indem aufeinander folgende Blöcke von (beim vorliegenden Beispiel) 24 A/D-Abtastpunkten n = 0, ..., 23 genommen und die Abtastpunkte mit den korrespondierenden, in der Referenz-Wellenformtabelle gespeicherten Sinus- und Cosinuswerten multipliziert werden. Die Endwerte werden zu den korrespondierenden Registern für M Blöcke von Daten addiert, wobei beim vorliegenden Beispiel M = 135 Abtastwerte/Millisekunde ist, die M·N = 3240 Eingangsdaten-Abtastwerte für N = 24 repräsentieren, die den interessierenden Frequenzen f₁, f₂, f₄ entsprechen.
Da die Operation des Multiplizierens mit den im Speicher gespeicherten Funktionswerten und die des Addierens der abgetasteten Datenpunkte kommutativ sind, kann es vorteilhaft sein, zuerst die abgetasteten Datenpunkte über das Abtastzeitintervall zu addieren und anschließend die aggregierten Datenpunkte mit den Funktionswerten zu multiplizieren. Wie in 4 dargestellt, wiederholt sich das Signal jeweils nach N Abtastwerten, so dass die korrespondierenden Datenabtastwerte, die mit einem Abstand an jedem 24. Abtastintervall angeordnet sind, zuerst über eine gesamte Integrationszeit von, beispielsweise, 0,01 s addiert und dann mit den im Speicher gespeicherten Funktionswerten multipliziert werden können. Dies würde die Zahl der benötigten Multiplikationen beträchtlich verringern, und zwar, für die beispielhafte Bandbreite von 100 Hz, von 25,9·10⁶/Sekunde auf 24 × 100 × 6 = 14,4·10³/Sekunde.
Mit dem oben beschriebenen Ansatz werden aufeinander folgende Integrationszeiten nacheinander und einzeln verarbeitet. Obwohl die Tiefpassfilterung angewandt werden kann, ist das Ausgangssignal verglichen mit der analogen Verarbeitung tendenziell etwas „unstetig". Dieser Effekt lässt sich verringern, indem das Signal in überlappten Zeitabschnitten verarbeitet wird. Außerdem ist resultierende Ausgangsgröße schneller als die Aliasinganforderung und lässt sich glätten. Eine 50 %-Überlappung würde eine zweifache Erhöhung der Mindest-Multiplikationsgeschwindigkeit ergeben, während eine 75 %-Überlappung die Mindest-Multiplikationsgeschwindigkeit um einen Faktor von 4 bis 57,6·10³/Sekunde erhöht. Demzufolge würden die Datenblöcke während jeder der zuvor benutzten (längeren) Integrationszeiten viermal addiert.
Bei den zuvor beschriebenen Beispielen wurde davon ausgegangen, dass der gesamte Zeitblock im Zeitbereich einheitlich gewichtet wird, was mit einem Tiefpassfilter mit einer Filterform sin(x)/x gleichwertig ist, die einen ersten Nebenzipfel bei -13 dB aufweist. Es kann deshalb erforderlich sein, eine kleinere Zahl von Punkten zu addieren und jeden dieser Punkte durch eine Gewichtsfunktion zu gewichten, die die Annäherung über ein kürzeres Zeitintervall vornimmt. In diesem Fall lässt sich eine resultierende Spektrallinienbreite von etwa 100 mal der Bandbreite von 100 Hz gleich 10 kHz erwarten. Wenn sowohl die überlappte Verarbeitung als auch die spektrale Gewichtung implementiert werden, würde die Gesamtmultiplikationsfrequenz ungefähr 5 MHz betragen. Obwohl diese Frequenz viel höher als die Frequenz von 14,4·10³/Sekunde ist, die dadurch erhalten wird, dass die einzelnen Abtastdatenpunkte vor der Multiplikation addiert werden, ist sie noch kleiner als die Frequenz von 25,9·10⁶/Sekunde (25,9 MHz), die erhalten wird, wenn jeder Punkt einzeln verarbeitet wird.
Wie oben beschrieben, können die Endwerte S_1I, S_1Q, ..., S_4I, S_4Q dazu verwendet werden, die verschiedenen Parameter zu berechnen, die die Kreiselleistung charakterisieren. Eine Aufgabe besteht darin, die Modulationstiefe des Kreisels aufrechtzuerhalten, da das Kreisel-Ausgangssignal nur zur Kreiselgeschwindigkeit proportional ist, wenn die Modulationstiefe konstant bleibt. Die Modulationstiefe lässt sich auf zweierlei Weise einstellen: (1) durch Regeln der PZT-Treiberspannung, um das Verhältnis m = S₂/S₄ auf einem Wert zu halten, der gleich einem Nennwert m₀ ist, der bei der Kalibrierung ermittelt wird, (2) durch Regeln der PZT-Treiberfrequenz oder durch eine Kombination von diesen Verfahren.
Im ersten Fall wird das Verhältnis m = S₂/S₄ dadurch berechnet, dass S₂ = (S_2I ² + S_2Q ²)^½ und S₄ = (S_4I ² + S_4Q ²)^½ berechnet werden. Wie oben erwähnt, ist das Verhältnis der Beträge der Signale bei f₂ und f₄ nur eine Funktion von der Modulationstiefe und unabhängig von der Geschwindigkeit und der detektierten Signalstärke. Denn das Signalverhältnis S₂/S₄ ist umgekehrt proportional zur Modulationstiefe (und ist im Bereich von 1,5 bis 3 rad ziemlich linear). Indem das Verhältnis S₂/S₄ gebildet wird, kann die Modulationstiefe, sogar wenn sich die Resonanzfrequenz als auch die Güte Q des PZT-Modulators mit der Temperatur ändern, konstant gehalten werden. Ein Teil dieser Regelung könnte dadurch erfolgen, dass die Modulationsfrequenz geändert wird, um die Modulationsfrequenz einen festen Abstand (in Bandbreiten) von der Resonanzfrequenz entfernt zu halten.
Im zweiten Fall wird die Phase des zweiten harmonischen Signals dazu benutzt, die PZT-Treiberfrequenz zum Aufrechterhalten der Raumtemperatur-Phase einzustellen. Zuerst wird θ₁ = atan (S_2Q/S_2I) berechnet. Wenn die PZT-Frequenz korrekt ist, dann ist θ_r – θ₁ = 0. θ_r ist hier die Phasendifferenz zwischen der PZT-Modulation und der Frequenzreferenz und wird, wie oben erwähnt, bei der Erstkalibrierung ermittelt. Dieser Fehlerterm wird gemittelt und dazu benutzt, die PZT-Treiberfrequenz mittels des DDS (DDS-Synthesizer) zu ändern, um diese Phasendifferenz auf null zu halten. Wenn die Phase der PZT-Spannung sowie die Phasenverschiebung in den Referenzsignalen richtig eingestellt sind, dann sollten S_1Q und S_2Q im Wesentlichen null sein.
Die Sagnac-Phasenverschiebung ist
wobei J₁(m) und J₂(m) die Bessel-Harmonischen bei der zugeordneten Modulationstiefe sind.
Wie aus den obigen Gleichungen ersichtlich ist, umfassen S₁ und S₂ sowohl die I- als auch die Q-Komponenten des demodulierten Signals, so dass die Werte von S₁ und S₂ von jedem Phasenfehler unabhängig sind. Die Phase von S₁ und S₂ muss gegebenenfalls ermittelt werden, um die Drehrichtung festzustellen. Die Unempfindlichkeit des Geschwindigkeitsskalenfaktors zum Verkleinern von Phasenfehlern ist, wenn sowohl die I- und Q-Kanäle verwendet werden, für Anwendungen vorteilhaft, die eine hohe Skalenfaktorgenauigkeit erfordern.
Ein Prozess 500 zum Berechnen der Sagnac-Phasenverschiebung ist in 4 veranschaulicht. In einem ersten Schritt 502 wird die Verschiebung der Phase Θ_r, die im Kreiselsystem naturgemäß vorhanden ist, kalibriert und in einem Speicher gespeichert, der Teil des DSP 22 sein kann. Mit dem Teiler 12, der ausgewählt wurde, um die vom digitalen Synthesizer 12 erzeugte Frequenz f_Nm durch N zu teilen, werden die Sinus- und Cosinus-Funktionskoeffizienten für die Grundfrequenz und die zweite und vierte Harmonische (k = 1, 2, 4) an den N Abtastpunkten n = 0, ..., N-1 berechnet; Schritt 504. Beispielsweise werden für die oben aufgeführten Frequenzen und N = 24 abstandsgleiche Abtastpunkte insgesamt 96 Koeffizienten berechnet. Die berechneten Koeffizienten werden in einem Speicher gespeichert, der auch im DSP 22 integriert sein kann; Schritt 506. Das Kreiselsignal wird an der Grundfrequenz und der zweiten und der vierten harmonischen Frequenz in den Frequenzbereich transformiert, indem die jeweiligen Abtastpunkte mit den berechneten Koeffizienten multipliziert werden, wie dies nachstehend beschrieben ist.
Die tatsächlichen Messungen erfolgen so, dass anfangs ein Pufferspeicher, der sich ebenfalls im DSP 22 befinden kann, sowie ein Zähler p auf null gesetzt werden; Schritt 508. Im Schritt 510 wird das Kreiselsignal an den N Abtastpunkten erfasst und der Zähler um eins hochgezählt. Insgesamt N abgetastete Kreisel-Signalwerte werden dann zum Pufferspeicher addiert; Schritt 512. Das Kreiselsignal wird normalerweise über mehrere Mengen von N Abtastpunkten, die zusammen eine Integrationszeit repräsentieren, gemittelt. Wie oben erwähnt, können beispielsweise Abtastwerte an N = 24 mit Abstand angeordneten Abtastintervallen über eine voreingestellte Integrationszeit von 0,01 Sekunden abgetastet werden. Bei diesem Beispiel wird im Schritt 514 kontrolliert, ob die Abtastung über die gesamte Integrationszeit erfolgt ist. Solange die Integrationszeit nicht verstrichen ist, fährt der Prozess 500 mit der Abtastung fort, indem zum Schritt 510 zurückgekehrt wird. Wenn dagegen im Schritt 514 ermittelt wird, dass die Integrationszeit verstrichen ist, dann werden beim Schritt 516 die N addierten abgetasteten Signalwerte durch die Gesamtzahl der Abtastwerte p geteilt, die während der Integrationszeit erfasst wurden, wobei das Ergebnis dann Punkt für Punkt mit den jeweiligen im Speicher gespeicherten Sinus- und Cosinuswerten (siehe Schritt 506) multipliziert wird. Das Multiplikationsergebnis ist ein Zustandsvektor (S_1I, S_1Q, S_2I, S_2Q, S_4I, S_4Q) des faseroptischen Sensorsystems mit sechs Elementen (für die beispielhaften drei Frequenzen), der die Inphase- und Quadraturkomponenten der Grundfrequenz und der zweiten und der vierten harmonischen Frequenz des Sensorsignals im Frequenzbereich repräsentiert; Schritt 518.
Die sechs Elemente des Zustandsvektors (S_1I, S_1Q, S_2I, S_2Q, S_4I, S_4Q) bestimmen die charakteristischen Kreiselmerkmale vollständig und lassen sich dazu verwenden, die Kreiselelektronik zu stabilisieren sowie die Kreiselgeschwindigkeit (in Radian/Sekunde) aus der Sagnac-Phasenverschiebung zu berechnen. Zum Beispiel lässt sich der Arbeitspunkt des PZT-Phasenmodulators durch Berechnen von Θ₁= tan^-1(S_2Q/S_2I), Schritt 528, stabilisieren und die PZT-Treiberfrequenz so einstellen, dass Θ₁ = Θ_r ist; Schritt 530. Wie oben erwähnt, ist Θ_r ein gemessener Kalibrierungswert, der bei der Ersteinrichtung des Kreisels im Schritt 502 ermittelt wurde. Alternativ dazu kann der Wert von Θ_r dazu verwendet werden, die Koeffizienten so neu zu berechnen, dass das Referenzsignal mit der Sensorausgangsgröße in Phase ist. In diesem Fall werden entweder nur die Inphasekomponente oder die Quadraturkomponente des Signals benötigt, wodurch das Rauschen im jeweiligen anderen Kanal beseitigt und die Empfindlichkeit an niedrigen Signalpegeln erhöht wird.
Ebenso können die Absolutwerte Si = (S_iI ² + S_iQ ²)^½ an der Grundfrequenz und der zweiten und vierten harmonischen Frequenz (i = 1, 2, 4) berechnet werden; Schritt 520. Die Modulationstiefe wird aus der Antwort an der zweiten und vierten harmonischen Frequenz nach der Formel m = S₂/S₄, Schritt 522, berechnet und auf einem konstanten Wert m = m_r gehalten, indem die PZT-Treiberspannung eingestellt wird; Schritt 524. Nachdem die Modulationstiefe ermittelt wurde, wird im Schritt 526 die Sagnac-Phasenverschiebung, die zur Kreiselgeschwindigkeit proportional ist, nach der Formel 2Φ = tan^-1(J₂(m)·S₁/(J₁(m)·S₂) berechnet, wobei J_i(m) Bessel-Funktionen sind. Wie oben erwähnt, ist ein Optimalwert für die Modulationstiefe ungefähr m = 1,8.
Zusammenfassend liefert die Kalibrierung der Anfangsphasenverschiebung während des Einrichtens und die Abtastung des Kreiselsignals an einem ganzzahligen Vielfachen der PZT-Treiberfrequenz einen rechentechnisch einfachen Prozess zum Stabilisieren der Betriebsparameter des Kreisels und Ermitteln der Kreiselgeschwindigkeit.
Obwohl die Erfindung in Verbindung mit den bevorzugten Ausführungsformen, die im Einzelnen dargestellt und beschrieben wurden, offenbart wurde, werden für dem Fachmann verschiedene Abwandlungen und Verbesserungen an denselben leicht offensichtlich sein. Beispielsweise kann die oben beschriebene DSP-Signalverarbeitung auch auf faseroptische Stromsensoren, wie z.B. den Stromsensor der Mindestkonfiguration (MC) und der verringerten Mindestkonfiguration (RMC) angewandt werden, der in der US-Patentanmeldung 09/459,438 , jetzt US-Patent Nr. 6,351,310 , beschrieben ist, die bzw. das hier durch Bezugnahme aufgenommen wird. Folglich wird der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nur durch die folgenden Patentansprüche eingeschränkt.

Claims

Digitales Signalverarbeitungssystem für einen faseroptischen Sensor, der eine physikalische Größe misst, umfassend: einen digitalen Signalprozessor (DSP); einen Wellenformgenerator, der eine Taktfrequenz erzeugt, die ein ganzzahliges Vielfaches einer Modulatortreiberfrequenz des faseroptischen Sensors ist; und einen Speicher, der in Kommunikation mit dem DSP steht und Frequenzkoeffizienten speichert, die an der Modulatortreiberfrequenz und an einer Vielzahl von harmonischen Frequenzen, die nicht die vierte Harmonische der Modulatortreiberfrequenz überschreiten, vorausberechnet wurden; einen Signalwandler, der zur Abtastung eines vom faseroptischen Sensor erzeugten Ausgangssignals mit der Taktfrequenz dient, wobei der DSP das abgetastete Ausgangssignal mit den jeweiligen Koeffizienten der Frequenzkoeffizienten multipliziert und mindestens eine Inphasekomponente an den jeweiligen Frequenzen bildet, um die physikalische Größe zu berechnen.
Digitales Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1, wobei die physikalische Größe eine Rotationsgeschwindigkeit oder ein Magnetfeld ist.
Digitales Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 2, wobei das Magnetfeld durch einen elektrischen Strom erzeugt wird, der von einem elektrischen Leiter geführt wird.
Digitales Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1, das außerdem Einstellmittel zur Einstellung einer Modulationstiefe an der Modulatortreiberfrequenz umfasst, und zwar basierend auf einem Verhältnis von mindestens den Inphasekomponenten an der zweiten und der vierten Harmonischen.
Digitales Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1, das außerdem eine Teilerschaltung umfasst, die die Taktfrequenz durch eine ganze Zahl teilt, um die Modulatortreiberfrequenz abzuleiten.
Digitales Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 4, wobei die Modulationstiefe durch Einstellen einer Modulatortreiberspannung eingestellt wird.
Digitales Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 4, wobei die Modulationstiefe durch Einstellen einer Modulatortreiberfrequenz eingestellt wird.
Digital gesteuertes faseroptisches Sensorsystem, umfassend: eine Faserfühlspule; eine Lichtquelle, die der Faserfühlspule optische Strahlung zuführt; einen Modulator, der zwischen der Faserfühlspule und der Lichtquelle angeordnet ist, wobei der Modulator mit einer Modulatorfrequenz getrieben wird und die optische Strahlung moduliert, die der Fühlspule zugeführt wird; einen Lichtdetektor zur Detektion von optischer Rückführstrahlung, die von der Faserfühlspule zurückgeführt wird, und zur Lieferung eines Ausgangssignals, das einer physikalischen Größe entspricht, die von der Faserfühlspule detektiert wird; einen digitalen Signalprozessor (DSP); einen Wellenformgenerator, die eine Taktfrequenz erzeugt; mindestens einen Teiler, der die Taktfrequenz durch eine ganze Zahl teilt, um die Modulatortreiberfrequenz zu erzeugen; einen Lichtquellentreiber, der der Lichtquelle einen Strom zuführt und vom DSP gesteuert wird, um mindestens eine konstante Stärke der von der Lichtquelle erzeugten, optischen Strahlung oder eine optische Leistung der vom Lichtdetektor detektierten, optischen Rückführstrahlung aufrechtzuerhalten; einen Speicher, der in Kommunikation mit dem DSP steht und Frequenzkoeffizienten speichert, die an der Modulatortreiberfrequenz und an höchstens drei Harmonischen der Modulatortreiberfrequenz vorausberechnet wurden; einen Signalwandler, der zur Abtastung des vom Lichtdetektor erzeugten Ausgangssignals mit der Taktfrequenz dient, wobei der DSP das abgetastete Ausgangssignal mit den jeweiligen Koeffizienten der Frequenzkoeffizienten multipliziert und mindestens eine Inphasekomponente an den jeweiligen Frequenzen bildet, um mindestens die physikalische Größe zu berechnen.
Digital gesteuertes faseroptisches Sensorsystem nach Anspruch 8, wobei der DSP außerdem eine Modulationstiefe der modulierten optischen Strahlung, die der Faserfühlspule zugeführt wird, berechnet und die Modulationstiefe auf einem vorgegebenen Wert hält.
Digital gesteuertes faseroptisches Sensorsystem nach Anspruch 8, wobei der DSP außerdem eine Phasenverschiebung der modulierten optischen Strahlung, die der Faserfühlspule zugeführt wird, berechnet und die Phasenverschiebung auf einem vorgegebenen Wert hält.
Digital gesteuertes faseroptisches Sensorsystem nach Anspruch 8, wobei die physikalische Größe eine Rotationsgeschwindigkeit der faseroptischen Sensorspule ist.
Digital gesteuertes faseroptisches Sensorsystem nach Anspruch 8, wobei die physikalische Größe ein Magnetfeld ist, das durch die faseroptische Sensorspule geht.
Digital gesteuertes faseroptisches Sensorsystem nach Anspruch 12, wobei das Magnetfeld durch einen elektrischen Strom erzeugt wird, der von einem elektrischen Leiter geführt wird.
Verfahren für die digitale Verarbeitung eines Signals eines faseroptischen Sensors, umfassend: (a) Erzeugen einer Taktfrequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches einer Modulatortreiberfrequenz ist; (b) Berechnen von Sinus- und Kosinuskoeffizienten an der Modulatortreiberfrequenz und an einer Vielzahl von ganzzahligen Vielfachen der Modulatortreiberfrequenz, die nicht die vierte Harmonische der Modulatortreiberfrequenz überschreiten, für eine Vielzahl von diskreten Signalabtastzeiten; (c) Erfassen des Signals des faseroptischen Sensors an den diskreten Signalabtastzeiten über eine Integrationszeit; (d) Multiplizieren des erfassten Signals an mindestens einer Teilmenge der diskreten Signalabtastzeiten mit den korrespondierenden Sinus- und Kosinuskoeffizienten, die mit den gleichen diskreten Signalabtastzeiten korrespondieren, um einen Sensorzustandsvektor zu definieren; und (e) Ermitteln von charakteristischen Betriebsparametern des faseroptischen Sensors sowie eines faseroptischen Sensorausgangssignals aus dem Sensorzustandsvektor.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei Erfassen des Signals des faseroptischen Sensors Folgendes umfasst: (f) Erfassen des Signals während eines mit der Grundfrequenz zusammenhängenden Zeitintervalls; (g) Addieren des während des Zeitintervalls erfassten Signals zu einem korrespondierenden Signal, das während eines vorherigen Zeitintervalls und während der gleichen Integrationszeit erfasst wurde; und (h) Wiederholen der Schritte (f) und (g), bis die Integrationszeit verstrichen ist.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die charakteristischen Betriebsparameter des faseroptischen Sensors mindestens eine zweite Phasenverschiebung oder eine Modulationstiefe umfassen.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei eine Anfangsphasenverschiebung während des Einrichtens des faseroptischen Sensors ermittelt wird und die zweite Phasenverschiebung durch Einstellen der Modulatortreiberfrequenz auf die Anfangsphasenverschiebung abgestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei die zweite Phasenverschiebung so eingestellt wird, dass entweder eine Inphasekomponente oder eine Quadraturkomponente des Sensorzustandsvektors an mindestens der Modulatortreiberfrequenz nahezu gleich null ist.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei eine Modulatortreiberspannung eingestellt wird, um die Modulationstiefe gleich einer Anfangsmodulationstiefe zu halten.